JP3200283B2 - Inverter control method and inverter control device - Google Patents
Inverter control method and inverter control deviceInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は太陽電池等の独立した直
流電源が発生する直流電力を交流電力に変換して，家庭
用，事務用の一般交流負荷，あるいは既存の商用電力系
統等に電力を供給するインバータ装置に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention converts DC power generated by an independent DC power source such as a solar cell into AC power, and supplies power to a general AC load for home use, office use, or an existing commercial power system. The present invention relates to an inverter device for supplying the above.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来のインバータ装置は、数個のスイッ
チング素子により構成されるインバータブリッジと，直
流電力源と商用電力系統，負荷とを電気的に絶縁するた
めの変圧器，ローパスフィルタ，及び前記インバータブ
リッジを構成する複数個のスイッチング素子をオン／オ
フ制御する制御回路とで構成されており，前記変圧器と
して商用周波トランスや，装置の小型化のための高周波
トランスが用いられている。2. Description of the Related Art A conventional inverter device comprises an inverter bridge composed of several switching elements, a transformer for electrically insulating a DC power source from a commercial power system and a load, a low-pass filter, and A control circuit for controlling on / off of a plurality of switching elements constituting an inverter bridge is used. As the transformer, a commercial frequency transformer or a high frequency transformer for downsizing the device is used.
【０００３】まず、商用トランスを用いたインバータ装
置の従来例を図８に従って説明する。太陽電池２から出
力された直流電力は，インバータ１に入力され，インバ
ータブリッジ３２で交流電力に変換され，太陽電池２と
商用電力系統３とを絶縁するためにインバータ１の出力
端に設けられた商用トランス３３を介して，商用電力系
統３に供給される。インバータブリッジ３２前段には，
インバータ１への入力電力の変動を抑える直流コンデン
サ１２，および直流入力電流検出器１３が接続されてい
る。また，インバータブリッジ３２後段には，交流電流
の高調波成分を除去するＡＣフィルタ１６，およびイン
バータ出力電流検出器１４が接続され，さらにＡＣフィ
ルタ１６後段には，連系リレー１５が設けられ，商用電
力系統３との連系，切り離しが行なわれる。First, a conventional example of an inverter device using a commercial transformer will be described with reference to FIG. The DC power output from the solar cell 2 is input to the inverter 1, converted into AC power by the inverter bridge 32, and provided at the output end of the inverter 1 to insulate the solar cell 2 from the commercial power system 3. The power is supplied to the commercial power system 3 via the commercial transformer 33. Before the inverter bridge 32,
A DC capacitor 12 for suppressing a change in input power to the inverter 1 and a DC input current detector 13 are connected. Further, an AC filter 16 for removing harmonic components of the AC current and an inverter output current detector 14 are connected downstream of the inverter bridge 32, and a connection relay 15 is provided downstream of the AC filter 16 so that a commercial relay is provided. Interconnection with the power system 3 and disconnection are performed.
【０００４】インバータ１の制御回路３４は，ゲートド
ライブ回路３５，ＰＷＭ変調制御部３６，誤差増幅器３
７，キャリア信号発生器３８，信号演算処理部３９，正
弦波信号記憶部４０，Ａ／Ｄ変換器４１，Ｄ／Ａ変換器
４２から構成される。The control circuit 34 of the inverter 1 includes a gate drive circuit 35, a PWM modulation control unit 36, and an error amplifier 3
7, career signal generator 38, the signal processing unit 39, and a sine wave signal storage unit 40, A / D converter 41, D / A converter 42.
【０００５】ＰＷＭ変調制御部３６では，前述の商用電
力系統３の電圧波形と同一周波数（５０／６０Ｈｚ）の
正弦波信号とこの正弦波信号に同期した高周波（数１０
ｋＨｚ以上）のキャリア信号との比較により得られる第
１のパルス列信号，第１のパルス列信号を反転した第２
のパルス列信号，及び前記キャリア信号を反転した反転
キャリア信号と前記正弦波信号とを比較した第３のパル
ス列信号，第３のパルス列信号を反転した第４のパルス
列信号が生成される。これらパルス列信号波形を図９に
示す。尚、図では数１０ｋＨｚの高周波を模式的に示し
ているため低周波となっている。The PWM modulation control section 36 has a sine wave signal having the same frequency (50/60 Hz) as that of the voltage waveform of the commercial power system 3 and a high frequency (Equation 10) synchronized with the sine wave signal.
kHz or higher) and a second pulse train obtained by inverting the first pulse train signal obtained by comparison with the carrier signal.
, A third pulse train signal obtained by comparing the inverted sine wave signal with the inverted carrier signal obtained by inverting the carrier signal, and a fourth pulse train signal obtained by inverting the third pulse train signal. FIG. 9 shows these pulse train signal waveforms. In the drawing, a high frequency of several tens of kHz is schematically shown, so that the frequency is low.
【０００６】これら第１〜第４のパルス列信号はゲート
ドライブ回路３５に入力され，これら信号に基づいてイ
ンバータブリッジ３２を構成する４つのスイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ４に対するキャリア信号と同じ周波数のゲー
トドライブ信号が生成され，これによってキャリア信号
と同じ周波数でＱ１〜Ｑ４がオン／オフ制御される。こ
れによって、インバータブリッジ３２からは，図９に示
す出力パルス列波形Ｅｉが出力される。さらに出力波形
Ｅｉは次段のＡＣフィルタ１６によって高調波成分の除
去，および平滑が行われ，５０／６０Ｈｚの正弦波交流
出力となる。そして該正弦波交流出力は、商用トランス
３３で入出力間を絶縁された後，商用電力系統３と接続
される。この場合、商用トランス３３は５０／６０Ｈｚ
の正弦波交流出力の周波数で励磁されることになる。The first to fourth pulse train signals are input to a gate drive circuit 35, and based on these signals, a gate drive signal having the same frequency as the carrier signal for the four switching elements Q1 to Q4 forming the inverter bridge 32 is generated. Q1 to Q4 are controlled to be on / off at the same frequency as the carrier signal. Thus, the output pulse train waveform Ei shown in FIG. 9 is output from the inverter bridge 32. Further, the output waveform Ei is subjected to removal and smoothing of harmonic components by the AC filter 16 at the next stage, and becomes a 50/60 Hz sine wave AC output. The sine wave AC output is connected to the commercial power system 3 after its input and output are insulated by the commercial transformer 33. In this case, the commercial transformer 33 is 50/60 Hz
Will be excited at the frequency of the sine wave AC output.
【０００７】尚、Ａ／Ｄ変換器４１は太陽電池２からの
アナログ信号である直流電圧信号ＶOUT，直流電流信号
ＶIN，および商用電力系統電圧信号ＶOUTをデジタル量
に変換して信号演算処理部３９に信号出力する。信号演
算処理部３９は，太陽電池２からの出力電力を最大にす
るために，太陽電池動作点を太陽電池出力特性曲線上の
最大点に一致させるようにする最大電力点追尾演算，及
びインバータ１を制御するための電流指令値となる正弦
波信号（５０／６０Ｈｚ）をあらかじめ振幅の異なる複
数個記憶しておいた正弦波信号記憶部４０から読み出す
処理を行う。正弦波信号記憶部４０はインバータ１の定
格出力電流波形の振幅値に比例した複数の異なる振幅値
を持つ前記正弦波信号を半周期または一周期単位で，か
つある時間間隔ごとに量子化されたデジタル量として格
納している。Ｄ／Ａ変換器４２は読み出された正弦波信
号をアナログ信号に変換して誤差増幅器３７に信号出力
する。誤差増幅器３７は，インバータ出力電流検出器１
４からのインバータ出力電流信号 ＩOUTと，前記正弦
波信号とを入力とし，両者の比較誤差を増幅して得られ
た基準波信号をＰＷＭ変調制御部３６へ信号出力する。
キャリア信号発生器３８は前記正弦波信号に同期したキ
ャリア信号（２０ｋＨｚ）をＰＷＭ変調制御部３６へ同
じく信号出力する。この結果，インバータ１の出力電流
は電流指令値となる正弦波信号に追従して変化する。こ
こで前記正弦波信号でもってインバータ１の出力電流を
制御する場合，商用電力系統３の電圧と同一位相，同一
周波数（５０／６０Ｈｚ）とすることで，既存の商用電
力系統３に対して力率１の交流電力を供給できる。The A / D converter 41 converts a DC voltage signal VOUT, a DC current signal VIN, and a commercial power system voltage signal VOUT, which are analog signals from the solar cell 2, into a digital amount and converts the signal into a digital signal. Output the signal. In order to maximize the output power from the solar cell 2, the signal operation processing section 39 performs a maximum power point tracking operation for matching the solar cell operating point to the maximum point on the solar cell output characteristic curve, and the inverter 1 Is read from the sine wave signal storage unit 40 in which a plurality of sine wave signals (50/60 Hz) serving as current command values for controlling the sine wave signals having different amplitudes are stored in advance. The sine wave signal storage unit 40 quantizes the sine wave signal having a plurality of different amplitude values in proportion to the amplitude value of the rated output current waveform of the inverter 1 in half-cycle or one-cycle units and at certain time intervals. Stored as digital quantities. The D / A converter 42 converts the read sine wave signal into an analog signal and outputs the analog signal to the error amplifier 37. The error amplifier 37 includes the inverter output current detector 1
4 and the sine wave signal, and a reference wave signal obtained by amplifying a comparison error between the two is output to the PWM modulation control unit 36.
The carrier signal generator 38 similarly outputs a carrier signal (20 kHz) synchronized with the sine wave signal to the PWM modulation control unit 36. As a result, the output current of the inverter 1 changes following the sinusoidal signal serving as the current command value. Here, when the output current of the inverter 1 is controlled by the sine wave signal, the voltage is set to the same phase and the same frequency (50/60 Hz) as the voltage of the commercial power system 3 so that the existing commercial power system 3 AC power of rate 1 can be supplied.
【０００８】次に、高周波トランスを用いる場合につい
て説明する。商用トランスを用いた装置は、商用トラン
スの重量，容量が大きいため，インバータの小型，軽量
化に対して不利である。これに対して，高周波トランス
を用いるとこのような問題は解決できる。この場合、高
周波トランスを高周波電圧で励磁する必要があり，この
ために考えられた電流瞬時値制御法を用いた例について
図１０を用いて以下に説明する。Next, a case where a high-frequency transformer is used will be described. An apparatus using a commercial transformer is disadvantageous for reducing the size and weight of the inverter because the weight and capacity of the commercial transformer are large. On the other hand, such a problem can be solved by using a high-frequency transformer. In this case, it is necessary to excite the high-frequency transformer with a high-frequency voltage. An example using the instantaneous current value control method considered for this purpose will be described below with reference to FIG.
【０００９】インバータ１は太陽電池２と既存の商用電
力系統３の間に挿入され，太陽電池２で発電される直流
電力を５０／６０Ｈｚの交流電力に変換して，商用電力
系統３に連系して負荷に供給する。インバータ１におい
て，入力された直流電力はＱ１〜Ｑ４のスイッチング素
子で構成される高周波インバータブリッジ４における電
流瞬時値制御によって高周波交流に変換されて高周波ト
ランス５の１次側に供給される。この高周波交流は高周
波トランス５の２次側でダイオードブリッジ６で整流さ
れ，ＤＣリアクトル７と並列に接続されたコンデンサと
で構成されるフィルタ回路により高調波の除去，および
平滑が行われる。さらに，Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング素
子で構成される低周波インバータブリッジ８における折
り返し制御によって商用周波の交流電力に変換されて，
連系リレー１５，ＡＣフィルタ１６を介して商用電力系
統３に電力供給される。The inverter 1 is inserted between the solar cell 2 and the existing commercial power system 3, converts DC power generated by the solar cell 2 into AC power of 50/60 Hz, and connects the AC power to the commercial power system 3. And supply it to the load. In the inverter 1, the input DC power is converted into high-frequency AC by current instantaneous value control in a high-frequency inverter bridge 4 composed of switching elements Q <b> 1 to Q <b> 4 and supplied to the primary side of a high-frequency transformer 5. This high-frequency alternating current is rectified by the diode bridge 6 on the secondary side of the high-frequency transformer 5, and harmonics are removed and smoothed by a filter circuit composed of the DC reactor 7 and a capacitor connected in parallel. Further, the low-frequency inverter bridge 8 composed of the switching elements of S1 to S4 converts the power into commercial frequency AC power by loopback control.
Power is supplied to the commercial power system 3 via the interconnection relay 15 and the AC filter 16.
【００１０】信号演算処理部４３は太陽電池１の電圧信
号ＶINと直流入力電流検出器３で検出した電流信号ＩI
N，及びインバータ出力電流検出器１４で検出した高周
波トランス５の１次側の電流（インバータ出力電流）信
号ＩＴ，及び商用電力系統３の電圧信号ＶＯＵＴを入力
して，電流指令信号と極性判定信号を出力する。ヒステ
リシス比較器４４はインバータ出力電流検出器１４で検
出した高周波トランス５の１次側電流ＩＴと前記電流指
令信号を入力し，高周波トランス５の１次側電流が電流
指令信号を中心とした上限値と下限値を持つ一定幅の範
囲内で繰り返し往復するように，高周波インバータブリ
ッジ４を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４，及びＱ
２，Ｑ３をＮＯＴ回路４５を介して交互にオン／オフ制
御する。すなわち，図１１に示す電流指令信号(ＩＲＥ
Ｆ)に対して，一定幅△Ｉを持つ上限値Ｉ＋，と下限値
Ｉ−をヒステリシス比較器４４に設定値として与えてお
く。そして，制御量の実際値である図１０の高周波トラ
ンス５，１次側の電流信号ＩＴをインバータ出力電流検
出器１４で検出して，前記電流指令信号とともにヒステ
リシス比較器４４に入力する。そして制御量の実際値で
ある前記電流信号ＩＴが図１１の上限設定値Ｉ＋(Ｉ＋
＝ＩＲＥＦ＋△Ｉ)を越えると，図１１の高周波インバ
ータブリッジ４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をＯＦＦ
し，ＮＯＴ回路４５を介することでＱ２，Ｑ３をＯＮし
て電流勾配を減少方向とするように，また図１１の電流
信号ＩＴが減少し，下限設定値Ｉ−(Ｉ−＝ＩＲＥＦ−
△Ｉ)を下回る時はＱ１，Ｑ４をＯＮし，Ｑ３，Ｑ４を
ＯＦＦし，電流信号ＩＴが増加するように制御する。こ
のようなスイッチング制御を行うことで電流信号ＩＴの
実際値はＩ＋とＩ−の間でスイッチング毎に往復するよ
うに推移する。ここで電流指令信号(ＩＲＥＦ)に商用電
力系統３と同じ周波数で任意の振幅値を持った正弦波信
号を用いた場合，非常に高速なスイッチングを行って
も，電流信号ＩＴは前記電流指令信号を中心として±△
Ｉの幅で繰り返し往復して追従するように変化し，商用
周波数で電流指令信号の振幅値に比例した正弦波電流波
形を得ることができる。以上のように電流指令信号(Ｉ
ＲＥＦ)の振幅値によってインバータ１における高周波
トランス５，１次側の電流，すなわちインバータ出力電
流の大きさを制御することができる。The signal operation processing unit 43 includes a voltage signal VIN of the solar cell 1 and a current signal II detected by the DC input current detector 3.
N, the current (inverter output current) signal IT of the primary side of the high-frequency transformer 5 detected by the inverter output current detector 14 and the voltage signal VOUT of the commercial power system 3 are input, and a current command signal and a polarity determination signal are input. Is output. The hysteresis comparator 44 inputs the primary current IT of the high-frequency transformer 5 detected by the inverter output current detector 14 and the current command signal, and the primary current of the high-frequency transformer 5 is an upper limit value centered on the current command signal. And the switching elements Q1, Q4, and Q constituting the high-frequency inverter bridge 4 so as to repeatedly reciprocate within a fixed width range having a lower limit value.
2 and Q3 are alternately turned on / off via a NOT circuit 45. That is, the current command signal (IRE
For F), an upper limit value I + and a lower limit value I− having a constant width ΔI are given to the hysteresis comparator 44 as set values. Then, the inverter output current detector 14 detects the current signal IT of the high-frequency transformer 5 and the primary side shown in FIG. 10 which is the actual value of the control amount, and inputs it to the hysteresis comparator 44 together with the current command signal. Then, the current signal IT which is the actual value of the control amount is equal to the upper limit set value I + (I +
= IREF + △ I), the switching elements Q1 and Q4 of the high-frequency inverter bridge 4 in FIG.
Then, through the NOT circuit 45, Q2 and Q3 are turned on so that the current gradient is in the decreasing direction, and the current signal IT in FIG. 11 is reduced, and the lower limit set value I− (I− = IREF−
When the value falls below ΔI), Q1 and Q4 are turned on, Q3 and Q4 are turned off, and control is performed so that the current signal IT increases. By performing such switching control, the actual value of the current signal IT changes so as to reciprocate between I + and I- every switching. Here, when a sine wave signal having the same frequency as the commercial power system 3 and having an arbitrary amplitude value is used as the current command signal (IREF), even if switching is performed at a very high speed, the current signal IT remains the same as the current command signal. ± △ around
A sinusoidal current waveform that changes so as to reciprocate and follow repeatedly in the width of I and is proportional to the amplitude value of the current command signal at the commercial frequency can be obtained. As described above, the current command signal (I
The magnitude of the current on the high-frequency transformer 5 and the primary side of the inverter 1, that is, the magnitude of the inverter output current, can be controlled by the amplitude value of REF).
【００１１】また折り返し制御回路４６は、前記極性判
定信号を入力して，商用電力系統３の電圧信号ＶＯＵＴ
の極性に合わせて低周波インバータブリッジ８を構成す
るスイッチング素子Ｓ１，Ｓ４，及びＳ２，Ｓ３のオン
／オフを交互に切替える。この制御によってダイオード
ブリッジ６で全波整流状に整流された直流電力が低周波
インバータブリッジ８の後段では正弦波交流出力とな
る。The return control circuit 46 receives the polarity determination signal and receives a voltage signal VOUT of the commercial power system 3.
The switching elements S1, S4 and S2, S3 constituting the low-frequency inverter bridge 8 are alternately turned on / off in accordance with the polarity of. Under this control, the DC power rectified in a full-wave rectification manner by the diode bridge 6 becomes a sine-wave AC output at the subsequent stage of the low-frequency inverter bridge 8.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】インバータ装置の小
型，軽量化のためには高周波トランスを用いるのが好ま
しい。これは、高周波トランスは商用トランスに比べ
て，容量比では約１／３０，重量比では約１／２０とな
るためである。In order to reduce the size and weight of the inverter device, it is preferable to use a high-frequency transformer. This is because the high-frequency transformer has a capacity ratio of about 1/30 and a weight ratio of about 1/20, compared to a commercial transformer.
【００１３】しかしながら、高周波トランスを高周波電
圧で励磁する方法として用いられる上記電流瞬時値制御
法は優れているものの、制御手法におけるヒステリシス
幅の上限値，及び下限値の設定の最適化が困難であり，
設定値が大きすぎると，歪みが大きくなり，設定値が小
さすぎると，電流指令値とインバータ出力電流との比較
により得られるパルス列信号の幅が小さくなることで，
上記の低周波トランスの場合のＰＷＭ制御と比べて制御
系が不安定になる。また，より安定した制御系を求めて
いくと制御回路が煩雑となるという問題がある。However, although the current instantaneous value control method used as a method for exciting a high-frequency transformer with a high-frequency voltage is excellent, it is difficult to optimize the setting of the upper limit and the lower limit of the hysteresis width in the control method. ,
If the set value is too large, the distortion increases. If the set value is too small, the width of the pulse train signal obtained by comparing the current command value with the inverter output current becomes small.
The control system becomes unstable as compared with the PWM control in the case of the low frequency transformer. Further, there is a problem that the control circuit becomes complicated when a more stable control system is required.
【００１４】以上に鑑み、本発明はインバータ装置の小
型，軽量化を図るべく、煩雑な制御を行う必要がなく、
インバータ出力電流の波形歪みも十分小さく制御するこ
とのできるインバータ装置の制御方法とこの方法を用い
たインバータ装置を提供することを目的とする。In view of the above, the present invention does not require complicated control to reduce the size and weight of the inverter device.
An object of the present invention is to provide a control method of an inverter device capable of controlling a waveform distortion of an inverter output current to be sufficiently small, and an inverter device using the method.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明のインバータ制御
装置は、直流電力を交流電力に変換する電力変換部と、
上記電力変換部で変換された交流電力の電圧を変圧し、
該変圧された交流電力を直流とした後交流に変換して負
荷あるいは商用電源に供給するための変圧器と、上記電
力変換部を制御する制御回路とを備えるインバータ制御
装置において、上記制御回路は、上記インバータ制御装
置の出力目標値である正弦波信号を生成する手段と、上
記正弦波信号を用いたＰＷＭ制御を行うためのキャリア
信号を発生する手段と、上記キャリア信号と周波数が同
一であり、かつ、位相が４分の１周期ずれた矩形波信号
を発生する手段と、上記正弦波信号と上記キャリア信号
とを比較して得られる信号と上記矩形波信号とを排他的
論理和処理して得られる制御信号を生成する手段とを有
し、該制御信号により上記電力変換部を構成するスイッ
チング素子をオン／オフ制御することを特徴とする。ま
た、本発明のインバータ制御方法は、直流電力を電力変
換部を介して交流電力に変換し、上記電力変換部で変換
された交流電力を変圧器を介して直流とした後交流に変
換して負荷あるいは商用電源に供給するインバータ装置
の制御方法において、上記インバータ装置の出力目標値
である正弦波信号と上記正弦波信号を用いたＰＷＭ制御
を行うためのキャリア信号とを比較して得られる信号
と、上記キャリア信号と周波数が同一であり、かつ、位
相が４分の１周期ずれた矩形波信号との排他的論理和処
理して生成される制御信号により上記電力変換部を構成
するスイッチング素子をオン／オフ制御することを特徴
とする。An inverter control device according to the present invention comprises: a power converter for converting DC power into AC power;
Transform the voltage of the AC power converted by the power conversion unit ,
An inverter control device comprising: a transformer for converting the transformed AC power to DC and then converting the converted AC power to AC and supplying the AC power to a load or a commercial power supply; and a control circuit for controlling the power conversion unit. The control circuit includes: a unit that generates a sine wave signal that is an output target value of the inverter control device; a unit that generates a carrier signal for performing PWM control using the sine wave signal; frequency are the same, and, exclusive means for generating a square wave signal whose phase is shifted by one cycle of 4 min, a signal and the square wave signal obtained by comparing the sine wave signal and the carrier signal Target
Means for generating a control signal obtained by performing an OR operation , wherein on / off control of a switching element included in the power conversion unit is performed by the control signal. Further, the inverter control method of the present invention converts DC power into AC power via a power converter, converts the AC power converted by the power converter into DC via a transformer, and then converts the AC power into AC.
A method of controlling a conversion to load or inverter device for supplying the commercial power, compared with the carrier signal for PWM control using a sine wave signal and the upper Symbol sinusoidal signal which is the output target value of the inverter device Signal obtained
When, the carrier signal and the frequency are identical, and, exclusive Washo of a rectangular wave signal whose phase is shifted by one cycle of 4 min
The on / off control of a switching element constituting the power conversion unit is performed by a control signal generated by processing.
【００１６】前記ＰＷＭ制御によるＰＷＭ変調されたパ
ルス列の正負の極性をひとつ置きに反転する方法として
は、前記正弦波信号と前記キャリア信号とを比較して第
１のパルス列信号を得、該第１のパルス列信号を反転し
て第２のパルス列信号を得、前記キャリア信号を反転し
た反転キャリア信号を生成し、該反転キャリア信号と前
記正弦波信号とを比較して第３のパルス列信号を得、該
第３のパルス列信号を反転して第４のパルス列信号を
得，前記キャリア信号と同一周波数で，かつ１／４周期
だけ位相をずらした矩形波信号を生成し、該矩形波信号
と前記第１〜第４のパルス列信号のそれぞれをゲート処
理し、該ゲート処理により得られる４つのパルス列信号
でインバータブリッジを構成する４つスイッチング素子
のオン／オフ制御を行う方法を用いるのが良い。そし
て、前記ゲート処理では排他的論理和処理するのが良
く、これにより４種類のパルス列信号が生成され、該４
種類のパルス列信号をインバータブリッジを構成する４
つスイッチング素子にそれぞれ入力してスイッチング素
子のオン／オフ制御を行うことにより前記キャリア周波
数と同じ周波数を有する前記高周波交流信号を得るのが
良い。この場合、正弦波信号としては50/60〜数百Hzの
ものが、キャリア信号としては数十ｋＨｚ以上のもの
が、好適に用いられ、インバータ装置には４つスイッチ
ング素子からなるインバータブリッジを設ける。As a method of inverting the positive and negative polarities of the PWM-modulated pulse train by PWM control every other time, the sine wave signal and the carrier signal are compared to obtain a first pulse train signal, and the first pulse train signal is obtained. Inverting the pulse train signal to obtain a second pulse train signal, generating an inverted carrier signal by inverting the carrier signal, comparing the inverted carrier signal with the sine wave signal to obtain a third pulse train signal, The third pulse train signal is inverted to obtain a fourth pulse train signal, and a rectangular wave signal having the same frequency as that of the carrier signal and having a phase shifted by 1/4 period is generated. Gate processing is performed on each of the first to fourth pulse train signals, and on / off control of four switching elements forming an inverter bridge is performed using four pulse train signals obtained by the gate processing. Cormorants method is good to use. In the gate processing, it is preferable to perform an exclusive OR processing, whereby four types of pulse train signals are generated.
4 types of pulse train signals constitute an inverter bridge
It is preferable to obtain the high-frequency AC signal having the same frequency as the carrier frequency by inputting to each switching element and performing on / off control of the switching element. In this case, a sine wave signal having a frequency of 50/60 to several hundreds Hz and a carrier signal having a frequency of several tens kHz or more are preferably used, and the inverter device is provided with an inverter bridge including four switching elements. .
【００１７】さらに、前記４つのパルス列信号を得る方
法としては、正弦波信号とキャリア信号とを比較し、正
弦波信号がキャリア信号を上回れば第一レベルを，下回
れば第二レベルを出力することで第１のパルス列信号を
生成し，第１のパルス列信号を反転して第２のパルス列
信号を生成し，前記キャリア信号を反転した反転キャリ
ア信号と前記正弦波信号とを比較して反転キャリア信号
が正弦波信号を上回れば第一レベルを，下回れば第二レ
ベルを出力することで第３のパルス列信号を生成し，第
３のパルス列信号を反転して第４のパルス列信号を生成
する方法を用いるのが良い。尚、第一のレベル及び第二
のレベルとは、いわゆるＨｉｇｈまたはＬｏｗのレベル
を意味する。Further, as a method for obtaining the four pulse train signals, a sine wave signal is compared with a carrier signal, and the first level is output if the sine wave signal is higher than the carrier signal, and the second level is output if the sine wave signal is lower than the carrier signal. Generates a first pulse train signal, inverts the first pulse train signal to generate a second pulse train signal, compares the inverted carrier signal obtained by inverting the carrier signal with the sine wave signal, and generates an inverted carrier signal. A third pulse train signal is generated by outputting a first level if exceeds a sine wave signal and a second level if below a sine wave signal, and a fourth pulse train signal is generated by inverting the third pulse train signal. Good to use. Note that the first level and the second level mean so-called High or Low levels.
【００１８】また、以上の本発明方法では、好ましくは
前記変圧器の二次側に励磁された高周波交流を整流器
（交流／直流変換器）で整流することにより，一の極性
で連続したＰＷＭ変調されたパルス列出力に変換するの
が良い。In the method of the present invention described above, preferably, the high-frequency alternating current excited on the secondary side of the transformer is rectified by a rectifier (AC / DC converter), so that the PWM modulation is performed continuously with one polarity. It is preferable to convert the output to a pulse train output.
【００１９】前記本発明のインバータ制御方法を可能と
するインバータ装置としては、直流を交流に変換する第
１の電力変換部と，この交流電圧を一次電圧として変圧
された二次電圧を得るための変圧器と，変圧器二次側の
２線が接続される交流を直流に変換する第２電力変換部
と，前記第２の電力変換部の出力各２線に直列に接続さ
れるリアクトルと，さらに前記リアクトルの出力に接続
され，直流を交流に変換する第３の電力変換部と，前記
第１の電力変換部と第３の電力変換部を構成するスイッ
チング素子をオン／オフ制御する制御回路とで構成さ
れ，該制御回路はインバータの出力目標値である正弦波
信号を生成する手段と，前記正弦波信号を用いたＰＷＭ
制御を行うためのキャリア信号を発生する手段と，前記
キャリア信号と同一周波数で，かつ１／４周期だけ位相
をずらした矩形波信号を発生する手段と，請求項２に記
載の方法で前記正弦波信号と前記キャリア信号から第１
から第４のパルス列信号を生成した後これらの信号に前
記矩形波信号をゲート処理する手段と，該ゲート処理し
た後のパルス列信号でもって前記第１の電力変換部を構
成するスイッチング素子のオン／オフ制御を行う手段と
を設けてなるインバータ装置を用いるのが良い。前記第
１の電力変換部は、直流入力を高周波交流（十数ｋＨｚ
以上）に変換する高周波インバータブリッジで構成する
のが良く、前記変圧器としては高周波インバータブリッ
ジの入力側と出力側を絶縁する高周波トランスを用いる
のが良く、第２電力変換部は高周波トランスの出力端で
高周波交流を整流するためのダイオードブリッジで構成
するのが良い。As an inverter device which enables the inverter control method of the present invention, a first power conversion unit for converting DC into AC and a second power converter for converting the AC voltage into a primary voltage to obtain a transformed secondary voltage. A transformer, a second power converter for converting an alternating current to a direct current to which two wires on the secondary side of the transformer are connected, and a reactor connected in series to each two wires of the output of the second power converter; A third power converter connected to the output of the reactor for converting a direct current into an alternating current; and a control circuit for controlling on / off of switching elements constituting the first power converter and the third power converter. The control circuit generates a sine wave signal as an output target value of the inverter; and a PWM using the sine wave signal.
3. A means for generating a carrier signal for performing control, means for generating a rectangular wave signal having the same frequency as the carrier signal and having a phase shifted by 1/4 period, and wherein the sinusoidal signal is generated by the method according to claim 2. From the wave signal and the carrier signal.
Means for gate processing the rectangular wave signal to these signals after generating the fourth pulse train signals from the first and second pulse train signals, and turning on / off the switching elements constituting the first power conversion unit with the pulse train signals after the gate processing. It is preferable to use an inverter device provided with means for performing off control. The first power converter converts a DC input into a high-frequency AC (ten-odd kHz).
It is preferable to use a high-frequency inverter bridge that converts the input and output sides of the high-frequency inverter bridge as the transformer. The second power conversion unit outputs the output of the high-frequency transformer. It is good to constitute with the diode bridge for rectifying high frequency alternating current at the end.
【００２０】また、前記リアクトルには整流波形を平滑
し，高周波成分を除去させるようにし、第３の電力変換
部は低周波（例えば５０／６０〜数百Ｈｚ）で折返し制
御する低周波インバータブリッジで構成するのが良い。Further, the reactor is configured to smooth a rectified waveform and remove a high frequency component, and a third power conversion unit includes a low frequency inverter bridge that performs a return control at a low frequency (for example, 50/60 to several hundred Hz). It is good to consist of.
【００２１】さらに前記本発明のインバータ装置に対
し、前記変圧器の二次側にさらに中間タップを設け、そ
の中間タップからの線を低圧単相３線式配電線の中性線
に接続し、前記リアクトルを前記第２の電力変換部の出
力２線に接続し、該２線それぞれと前記中間タップから
の線との間に上下対称にコンデンサを接続し、前記第３
の電力変換部の出力２線が低圧単相３線式配電線の中性
線以外の各線に接続されるようにするとより好ましい。Further, in the inverter device of the present invention, an intermediate tap is further provided on the secondary side of the transformer, and a line from the intermediate tap is connected to a neutral line of a low-voltage single-phase three-wire distribution line; Connecting the reactor to two output lines of the second power converter, connecting capacitors vertically and symmetrically between each of the two lines and a line from the intermediate tap,
It is more preferable that the two output lines of the power conversion unit are connected to each line other than the neutral line of the low-voltage single-phase three-wire distribution line.
【００２２】[0022]
【作用】本発明の制御方法によれば、ＰＷＭ変調された
パルス列をひとつ置きに反転するだけで必要とする高周
波交流信号が得られる。そして、この反転は例えば、４
種類のパルス列信号でインバータブリッジを構成するス
イッチング素子のゲートを駆動することで得られる。According to the control method of the present invention, a required high-frequency AC signal can be obtained only by inverting every other PWM pulse train. And this inversion is, for example, 4
It is obtained by driving the gates of the switching elements forming the inverter bridge with the pulse train signals of various types.
【００２３】さらに本発明のインバータ制御方法によれ
ば、ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに正負の反
転した高周波交流はキャリア信号の周波数と同じにな
る。尚、この場合、前記キャリア信号の反転信号の代り
に正弦波信号の反転信号を用いても良く、同様の結果が
得られる。Further, according to the inverter control method of the present invention, the high frequency alternating current obtained by inverting the polarity of every other PWM modulated pulse train becomes the same as the frequency of the carrier signal. In this case, an inverted signal of a sine wave signal may be used instead of the inverted signal of the carrier signal, and the same result is obtained.
【００２４】また、変圧器の一次側が，ＰＷＭ変調され
たパルス列がひとつ置きに正負の反転した交流で励磁さ
れるように制御されると，該変圧器の二次側では一次側
電圧を変圧した同様のＰＷＭ変調されたパルス列がひと
つ置きに正負の反転した高周波交流が出力される。そこ
でこの高周波交流を整流することにより，一方の側に連
続したＰＷＭ変調されたパルス列出力に変換する。Further, when the primary side of the transformer is controlled so that every other pulse train subjected to PWM modulation is excited by alternating positive and negative AC, the secondary side of the transformer transforms the primary side voltage. A high-frequency alternating current of which polarity is inverted is output every other similar PWM-modulated pulse train. Therefore, by rectifying this high-frequency AC, it is converted into a pulse train output that is PWM-modulated on one side.
【００２５】一方、本発明のインバータ装置によれば、
高周波トランスの一次側をＰＷＭ変調されたパルス列が
ひとつ置きに正負の反転した，キャリア周波数と同じ周
波数を有する高周波交流で励磁させるインバータ制御方
式を採用した結果，高周波トランスの二次側出力波形も
ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに正負の反転し
た高周波交流波形となっているため，高周波トランスの
後段に設けられたダイオードブリッジは，前記ＰＷＭ変
調され，ひとつ置きに正負が反転したパルス列信号を整
流して，正側に連続したＰＷＭパルス列波形を得る。そ
してダイオードブリッジの後段に設けたＤＣリアクトル
によって，平滑され，高周波成分が除去され，前記正弦
波信号と同じ周波数の正弦波交流波形を全波整流したの
と同様の直流波形を得ることができる。さらに後段の商
用周波インバータブリッジにおいて，前記正弦波交流波
形を全波整流したのと同様の直流波形をひとつ置きに正
負を反転する折返し制御を行うことによって正弦波交流
波形を得ることができる。On the other hand, according to the inverter device of the present invention,
As a result of adopting an inverter control method in which the primary side of the high-frequency transformer is PWM-modulated and pulse trains of every other pulse are inverted in positive and negative directions and the high-frequency AC having the same frequency as the carrier frequency is excited, the output waveform of the secondary side of the high-frequency transformer is also PWM. Since every other modulated pulse train has an inverted high-frequency AC waveform with positive and negative inversion, a diode bridge provided at the subsequent stage of the high-frequency transformer rectifies the PWM-modulated pulse train signal with positive and negative inverted every other. Thus, a continuous PWM pulse train waveform is obtained on the positive side. Then, the DC reactor provided at the subsequent stage of the diode bridge smoothes and removes high-frequency components, thereby obtaining a DC waveform similar to the full-wave rectified sine wave AC waveform having the same frequency as the sine wave signal. Further, in a commercial frequency inverter bridge at the subsequent stage, a sine wave AC waveform can be obtained by performing a folding control of inverting positive and negative every other DC waveform similar to the full-wave rectified sine wave AC waveform.
【００２６】さらに、高周波トランスの２次側は中間タ
ップを設けることによって，高周波トランスの二次側は
中間タップとそれ以外の２つの出力線で３つの出力線を
得ることができる。さらに中間タップとそれ以外の２つ
の出力線との間にそれぞれ同電位の２つの線間電圧が発
生し，中間タップ以外の２線間には前記線間電圧の２倍
の線間電圧が発生する。すなわち，合計３つの線間電圧
を得ることができる。そして，この３つの線間電圧でも
って，商用電力系統の低圧単相３線式配電線と連系する
が，上記高周波トランスの２次側の３つの線間電圧は商
用電力系統の正弦波波形にはなっておらず，それぞれ上
述したのと同様にＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置
きに正負の反転した高周波交流波形となっている。この
ために，該３つの線間電圧は上記構成におけるダイオー
ドブリッジで一旦整流し，ＤＣリアクトル，コンデンサ
で構成されたローパスフィルタで平滑され，高周波成分
が除去された直流電圧波形（商用周波の正弦波を全波整
流した波形）とし，さらに低周波インバータブリッジの
折返し制御によって商用周波の正弦波交流波形を得る。Further, by providing an intermediate tap on the secondary side of the high frequency transformer, three output lines can be obtained on the secondary side of the high frequency transformer by the intermediate tap and the other two output lines. Further, two line voltages having the same potential are generated between the intermediate tap and the other two output lines, and a line voltage twice as large as the line voltage is generated between the two lines other than the intermediate tap. I do. That is, a total of three line voltages can be obtained. The three line voltages are connected to the low-voltage single-phase three-wire distribution line of the commercial power system, but the three line voltages on the secondary side of the high-frequency transformer are sinusoidal waveforms of the commercial power system. , And every other PWM modulated pulse train has a positive and negative inverted high-frequency AC waveform in the same manner as described above. For this purpose, the three line voltages are once rectified by the diode bridge in the above configuration, smoothed by a low-pass filter composed of a DC reactor and a capacitor, and a high-frequency component-removed DC voltage waveform (sine wave of commercial frequency) Is a full-wave rectified waveform), and a sine-wave AC waveform of a commercial frequency is obtained by turning back the low-frequency inverter bridge.
【００２７】以上のような作用により，本発明のインバ
ータ装置では商用トランスに代って高周波トランスを用
いることができ、小型，軽量化が実現できるとともに，
従来のＰＷＭ制御に排他的論理和処理に代表されるゲー
ト処理等を加えるだけという至って簡単な制御手法で安
定した正弦波交流波形を得ることができ，さらに３つの
線間電圧（例えば１００ＶＡＣ，１００ＶＡＣ，２００
ＶＡＣ）を有する出力３線でもって商用電力系統の低圧
単相３線式配電線と連系運転を行うこともできる。With the above-described operation, the inverter device of the present invention can use a high-frequency transformer instead of a commercial transformer, and can realize a reduction in size and weight.
It is possible to obtain a stable sine wave AC waveform by a simple control method simply by adding a gate process typified by exclusive OR processing to the conventional PWM control, and further to obtain three line voltages (for example, 100 VAC and 100 VAC). , 200
VAC) can be connected to a low-voltage single-phase three-wire distribution line of a commercial power system with three output lines having VAC.
【００２８】[0028]
実施例１ 以下に本発明のインバータ装置の一実施例について第１
図を参照して詳細に説明する。図１は本発明のインバー
タを含む系統連系型太陽光発電システムを示す図であ
る。Embodiment 1 An embodiment of an inverter device according to the present invention will now be described.
This will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a grid-connected solar power generation system including an inverter according to the present invention.
【００２９】太陽電池２（出力３．５ｋＷ，開放電圧２
７０Ｖのものを使用）から出力された直流電力はインバ
ータ１により商用電力系統３と同一の位相，及び周波数
５０／６０Ｈｚをもつ交流電力に変換され，商用電力系
統３に供給される。Solar cell 2 (output 3.5 kW, open circuit voltage 2
The DC power output from the AC power supply is converted into AC power having the same phase and frequency of 50/60 Hz as that of the commercial power system 3 by the inverter 1 and supplied to the commercial power system 3.
【００３０】太陽電池２からインバータ１に入力された
直流電力は高周波インバータブリッジ４において高周波
交流に変換され，高周波トランス５の一次側に供給され
る。尚、本実施例では、１６から１９ＫＨｚの高周波ト
ランスを用いたが、簡単のため特に１９ＫＨｚのものを
用いた場合で以下説明する。高周波トランス５は太陽電
池２側（一次側）と商用電力系統３側（二次側）とを絶
縁する役割をもち，絶縁された高周波交流は高周波トラ
ンス５の二次側に設けられたダイオードブリッジ６によ
り整流される。そしてＤＣリアクトル７とコンデンサと
で構成されるフィルタ回路により整流波形に含まれる高
周波成分の除去，および平滑が行われ、全波整流波形状
の直流になる。低周波インバータブリッジ８において，
前記全波整流波形状の直流を低周波（５０／６０Ｈｚ）
で折返し制御をすることにより，低周波の正弦波交流が
得られる。前記高周波インバータブリッジ４と低周波イ
ンバータブリッジ８を構成するスイッチング素子は，制
御回路９，およびゲートドライブ回路１０，１１によ
り，オン／オフ制御が施される。また，高周波インバー
タブリッジ４前段には，インバータ１への入力電力の変
動を抑える直流コンデンサ１２，直流入力電流検出器１
３を設け，またインバータ出力電流検出器１４は高周波
トランス５の一次側，もしくは二次側で接続され，低周
波インバータブリッジ８後段には，商用電力系統３側と
の連系，及び切り離しを行う連系リレー１５，およびＡ
Ｃフィルタ１６を設ける。尚、図では一次側に接続され
ているが、二次側に接続することもできる。The DC power input from the solar cell 2 to the inverter 1 is converted into high-frequency AC by the high-frequency inverter bridge 4 and supplied to the primary side of the high-frequency transformer 5. In the present embodiment, a high-frequency transformer of 16 to 19 KHz is used. The high-frequency transformer 5 has a role of insulating the solar cell 2 side (primary side) from the commercial power system 3 side (secondary side), and the insulated high-frequency AC is a diode bridge provided on the secondary side of the high-frequency transformer 5. 6 is rectified. Then, a high-frequency component contained in the rectified waveform is removed and smoothed by a filter circuit including the DC reactor 7 and a capacitor, and the rectified waveform is converted into a full-wave rectified waveform. In the low frequency inverter bridge 8,
Low frequency (50/60 Hz) direct current of the full-wave rectified wave shape
In this case, a low-frequency sine-wave alternating current can be obtained. The switching elements constituting the high-frequency inverter bridge 4 and the low-frequency inverter bridge 8 are subjected to on / off control by a control circuit 9 and gate drive circuits 10 and 11. A DC capacitor 12 and a DC input current detector 1 that suppress the fluctuation of the input power to the inverter 1
The inverter output current detector 14 is connected to the primary side or the secondary side of the high-frequency transformer 5, and is connected to and disconnected from the commercial power system 3 at a stage subsequent to the low-frequency inverter bridge 8. Interconnection relay 15 and A
A C filter 16 is provided. It is to be noted that although the connection is made on the primary side in the figure, it can also be made on the secondary side.
【００３１】制御回路９は図２に示すように，Ａ／Ｄ変
換器１７，インバータ１の出力目標値である正弦波信号
（５０／６０Ｈｚ）を生成する信号演算処理部１８，前
記正弦波信号と合わせてＰＷＭ制御を行うためのキャリ
ア信号（１９ｋＨｚ）発生器１９，前記キャリア信号と
同一周波数で，かつ１／４周期だけ位相をずらした矩形
波信号発生器２０，反転回路２１，前記正弦波信号とキ
ャリア信号を比較する比較回路２２，ＮＯＴ回路２３，
ＸＯＲ（排他的論理和）回路２４，から構成され，高周
波インバータブリッジ４の４つのスイッチング素子Ｑ１
〜Ｑ４をオン／オフするパルス列信号を図１のゲートド
ライブ回路１０に出力する。As shown in FIG. 2, the control circuit 9 includes an A / D converter 17, a signal operation processing section 18 for generating a sine wave signal (50/60 Hz) as an output target value of the inverter 1, and the sine wave signal Carrier signal (19 kHz) generator 19 for performing PWM control in conjunction with the above, a rectangular wave signal generator 20 having the same frequency as the carrier signal and having a phase shifted by 1/4 cycle, an inverting circuit 21, the sine wave A comparison circuit 22 for comparing the signal with the carrier signal, a NOT circuit 23,
An XOR (exclusive OR) circuit 24, and four switching elements Q1 of the high-frequency inverter bridge 4.
A pulse train signal for turning on / off .about.Q4 is output to the gate drive circuit 10 of FIG.
【００３２】上記構成において，高周波インバータブリ
ッジ４は太陽電池２からの直流電力を高周波交流（１９
ｋＨｚ）に変換し，高周波トランス５を用いて入出力の
絶縁を実現する。高周波インバータブリッジ４における
オン／オフ制御は図２をもとに以下のように行われる。
まず，信号演算処理部１８で生成されたインバータ１の
出力目標値である正弦波信号（５０／６０Ｈｚ）とキャ
リア信号（１９ｋＨｚ）とを比較することにより得られ
る第１のパルス列信号，第１のパルス列信号を反転した
第２のパルス列信号，および前記キャリア信号を反転し
た反転キャリア信号と前記正弦波信号とを比較すること
により得られる第３のパルス列信号，第３のパルス列信
号を反転した第４のパルス列信号を得る。次に矩形波信
号発生器２０から生成された前記キャリア信号と同一周
波数で，かつ１／４周期だけ位相をずらした矩形波信号
と，前記第１〜第４のパルス列信号のそれぞれをＸＯＲ
回路２４により排他的論理和処理して第１’〜第４’の
パルス列信号を得る。そして，これら第１’〜第４’の
パルス列信号を図１に示すゲートドライブ回路１０へ出
力し，前記高周波インバータブリッジ４を構成する４つ
のスイッチング素子のオン／オフ制御を行う。ここで一
連の前記パルス列信号（第１〜第４，第１’〜第４’）
を図３に示す。図３中の正弦波信号に対するキャリア信
号以下の信号は数十〜数百ｋＨｚの高周波で示されるべ
きだが，ここでは，模式的に簡略化している。このオン
／オフ制御の結果，前記高周波トランス５はＰＷＭ変調
されたパルス列がひとつ置きに正負の反転したキャリア
信号の周波数と同一の高周波（１９ｋＨｚ）Ｅｉで励磁
される。In the above configuration, the high-frequency inverter bridge 4 converts the DC power from the solar cell 2 into a high-frequency AC (19
kHz), and the input / output insulation is realized using the high-frequency transformer 5. On / off control in the high-frequency inverter bridge 4 is performed as follows based on FIG.
First, a first pulse train signal obtained by comparing a sine wave signal (50/60 Hz), which is an output target value of the inverter 1 generated by the signal operation processing unit 18, with a carrier signal (19 kHz), A third pulse train signal obtained by comparing a second pulse train signal obtained by inverting the pulse train signal, an inverted carrier signal obtained by inverting the carrier signal, and the sine wave signal, and a fourth pulse train obtained by inverting the third pulse train signal. Is obtained. Next, each of the first to fourth pulse train signals and the square wave signal having the same frequency as the carrier signal generated from the square wave signal generator 20 and shifted in phase by 1/4 period are XORed.
The circuit 24 performs exclusive OR processing to obtain first to fourth pulse train signals. Then, these first to fourth pulse train signals are output to the gate drive circuit 10 shown in FIG. 1 to perform on / off control of four switching elements constituting the high-frequency inverter bridge 4. Here, a series of the pulse train signals (first to fourth, first 'to fourth')
Is shown in FIG. The signal below the carrier signal with respect to the sine wave signal in FIG. 3 should be shown at a high frequency of several tens to several hundreds of kHz, but is schematically simplified here. As a result of the on / off control, the high frequency transformer 5 is excited at the same high frequency (19 kHz) Ei as the frequency of the carrier signal in which every other pulse train subjected to PWM modulation is inverted.
【００３３】またこの際のパルス列信号のゲートドライ
ブ回路１０への出力タイミングに関しては，商用電力系
統３の電圧信号Ｖoutと同期をとることにより行われ
る。その結果，インバータ出力電流は商用電力系統電圧
と同位相に制御される。The output timing of the pulse train signal to the gate drive circuit 10 is synchronized with the voltage signal Vout of the commercial power system 3. As a result, the inverter output current is controlled to be in phase with the commercial power system voltage.
【００３４】以上説明したように，高周波トランス５の
出力波形は，ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつおきに
正負の反転した高周波交流波形となっているため，高周
波トランス５の後段に設けられたダイオードブリッジ６
はひとつおきに正負が反転した前記パルス列信号を整流
し，図３のＥ0に示すように，正側に連続したＰＷＭパ
ルス列波形を得る。そして図１に示すダイオードブリッ
ジ６後段に設けられたＤＣリアクトル７とコンデンサと
で構成されたフィルタ回路により，高周波成分の除去，
平滑が行われ，前記正弦波信号と同一な周波数をもつ正
弦波交流波形を全波整流した波形と同等の直流波形が得
られる。さらに，後段の低周波インバータブリッジ８に
おいて，前記全波整流状の正弦波交流波形をひとつ置き
に正負に反転する折返し制御が行われ，正弦波交流波形
が得られる。As described above, the output waveform of the high-frequency transformer 5 is a high-frequency alternating-current waveform in which every other PWM-modulated pulse train is inverted between positive and negative. 6
Rectifies the pulse train signal whose polarity is inverted every other pulse, and obtains a PWM pulse train waveform continuous on the positive side as shown by E0 in FIG. A filter circuit composed of a DC reactor 7 and a capacitor provided at the subsequent stage of the diode bridge 6 shown in FIG.
Smoothing is performed, and a DC waveform equivalent to a full-wave rectified sine wave AC waveform having the same frequency as the sine wave signal is obtained. Further, in the low-frequency inverter bridge 8 at the subsequent stage, a fold-back control is performed in which every other sine wave AC waveform of the full-wave rectification is inverted to positive and negative, and a sine wave AC waveform is obtained.
【００３５】実施例２ 図４に示す実施例では，制御回路９において，図２に示
すキャリア信号発生器１９，矩形波信号発生器２０，反
転回路２１，比較回路２２，ＮＯＴ回路２３，ＸＯＲ回
路２４を用いず，これらの手段をすべて信号演算処理部
１８において処理する。すなわち，図４に示す制御回路
９はＡ／Ｄ変換器１７，信号演算処理部１８から構成さ
れる。Embodiment 2 In the embodiment shown in FIG. 4, in the control circuit 9, the carrier signal generator 19, the rectangular wave signal generator 20, the inverting circuit 21, the comparing circuit 22, the NOT circuit 23, the XOR circuit shown in FIG. All of these means are processed in the signal operation processing unit 18 without using 24. That is, the control circuit 9 shown in FIG. 4 includes an A / D converter 17 and a signal operation processing unit 18.
【００３６】信号演算処理部１８内で行われる処理につ
いては，ＰＷＭ演算に関しては，デジタル回路で構成さ
れているため，シーケンス的に処理されるのではなく，
信号演算処理部１８に必要な信号を入力することにより
一括的に処理が行われ，その結果，図１の高周波インバ
ータブリッジ４の４つのスイッチング素子をオン／オフ
制御する図３に示す第１’〜第４’のパルス列信号が得
られる。本実施例では，信号演算処理部１８は図４にお
けるＣＰＵ２５，メモリ（ＲＯＭ２６，ＲＡＭ２７），
Ｉ／Ｏ２８，タイマ２９から構成される。この構成をも
とに信号演算処理部１８内での動作について図３をもと
に説明する。尚，図３のキャリア信号は実際には高周波
で示されるべきだが，ここでは模式的に簡略化してい
る。Regarding the processing performed in the signal processing unit 18, the PWM processing is implemented by a digital circuit, so that it is not processed in a sequence, but
The processing is performed collectively by inputting the necessary signals to the signal operation processing unit 18, and as a result, the first ′ shown in FIG. 3 for turning on / off the four switching elements of the high-frequency inverter bridge 4 in FIG. The fourth to fourth 'pulse train signals are obtained. In the present embodiment, the signal operation processing unit 18 includes the CPU 25, the memories (the ROM 26 and the RAM 27) in FIG.
It comprises an I / O 28 and a timer 29. The operation in the signal processing unit 18 based on this configuration will be described with reference to FIG. It should be noted that the carrier signal in FIG. 3 should actually be shown at a high frequency, but is simplified here schematically.
【００３７】信号演算処理部１８では，正弦波信号（５
０／６０〜数百Ｈｚ）とキャリア信号（数十〜数百ｋＨ
ｚ）（一点鎖線）との比較において，前記正弦波信号が
前記キャリア信号を上回ればＨｉｇｈレベルを，下回れ
ばＬｏｗレベルとなる第１のパルス列信号と，第１のパ
ルス列信号の反転した第２のパルス列信号と，前記キャ
リア信号を反転した反転キャリア信号（数十〜数百ｋＨ
ｚ）（実線）と前記正弦波信号との比較において反転キ
ャリア信号が正弦波信号を上回ればＨｉｇｈレベルを，
下回ればＬｏｗレベルとなる第３のパルス列信号と，第
３のパルス列信号の反転した第４のパルス列信号を生成
する演算が行われる。尚、前記において、上回ればＬｏ
ｗレベル、下回ればＨｉｇｈレベルとしても良い。In the signal processing section 18, the sine wave signal (5
0/60 to several hundred Hz) and a carrier signal (tens to hundreds of kHz)
z) (a dash-dot line), a first pulse train signal having a high level when the sine wave signal exceeds the carrier signal, and a low level when the sine wave signal falls below the carrier signal, and a second inverted pulse train of the first pulse train signal. A pulse train signal and an inverted carrier signal obtained by inverting the carrier signal (several tens to several hundreds of kHz)
z) When the inverted carrier signal exceeds the sine wave signal in the comparison between the (solid line) and the sine wave signal, the High level is set.
An operation is performed to generate a third pulse train signal that becomes a low level if it falls below, and a fourth pulse train signal that is the inverted third pulse train signal. In addition, in the above, if it exceeds, Lo
The w level may be used, and if it is lower than the w level, the high level may be used.
【００３８】演算手法について，第１のパルス列信号生
成法に関して説明する。まず，前記正弦波信号とキャリ
ア信号（一点鎖線）との交点を求める。各交点間の時間
はパルス列信号のオン時間，またはオフ時間であるパル
ス幅に相当する。次に，このパルス幅を前記正弦波信号
１周期に対して算出する（尚，半周期に対して算出して
もよい）。図４のＣＰＵ２５内では，前記パルス幅はタ
イマ２９のタイマカウントで置き換えられる。そして，
前記正弦波信号１周期に対して算出されたパルス幅に相
当する一連のタイマカウント列をＲＡＭ２７に一時保存
する。商用電力系統３の電圧信号Ｖoutから作成した同
期信号がＩ／Ｏ２８を通して信号演算処理部１８に入力
されると一時保存していた前記タイマカウント列をＲＡ
Ｍ２７から順に読み出してタイマ２９に設定する。タイ
マ割込みが発生すると，タイマ２９に設定されたタイマ
カウント分だけダウンカウントが行われる。同時に，パ
ルス信号のＨｉｇｈレベルに相当するビット１を，また
はＬｏｗレベル相当するビット０をＩ／Ｏに２８出力す
る。このようにすることで，ダウンカウントが０になる
まで，つまり次のタイマ割込みが発生するまでのダウン
カウント分だけ，Ｈｉｇｈレベル，またはＬｏｗレベル
が維持され，Ｉ／Ｏ２８を通して図１のゲートドライブ
回路１０に出力することで一つのパルス幅をもつパルス
信号が生成される。An operation method will be described with respect to a first pulse train signal generation method. First, the intersection of the sine wave signal and the carrier signal (dashed line) is determined. The time between each intersection corresponds to a pulse width which is an on-time or off-time of the pulse train signal. Next, this pulse width is calculated for one cycle of the sine wave signal (alternatively, it may be calculated for a half cycle). In the CPU 25 of FIG. 4, the pulse width is replaced by the timer count of the timer 29. And
A series of timer count strings corresponding to the pulse width calculated for one cycle of the sine wave signal is temporarily stored in the RAM 27. When a synchronization signal generated from the voltage signal Vout of the commercial power system 3 is input to the signal processing unit 18 via the I / O 28, the timer count sequence temporarily stored is stored in the RA.
It is read out sequentially from M27 and set in the timer 29. When a timer interrupt occurs, down counting is performed by the timer count set in the timer 29. At the same time, bit 1 corresponding to the high level of the pulse signal or bit 0 corresponding to the low level of the pulse signal is output to the I / O 28 times. By doing so, the High level or the Low level is maintained until the down count becomes 0, that is, the down count until the next timer interrupt occurs, and the gate drive circuit of FIG. By outputting the pulse signal to 10, a pulse signal having one pulse width is generated.
【００３９】以上の操作はＲＯＭ２６内の命令動作を読
み出してＣＰＵ２５で実行される。そして，これらをＲ
ＡＭ２７に一時保存していた前記タイマカウント全てに
対して行うと，前記正弦波信号１周期に対する第１のパ
ルス列信号が生成され，図１のゲートドライブ回路１０
に出力されることになる。第２から第４のパルス列信号
についても同様にして生成され、出力される。そしてゲ
ートドライブ回路１０では，前記高周波インバータブリ
ッジ４を構成する４つのスイッチング素子のオン／オフ
制御が行われ，この結果，前記高周波トランスはＰＷＭ
変調されたパルス列がひとつおきに正負の反転した，キ
ャリア信号の周波数と同一の高周波（数十〜数百ｋＨ
ｚ）Ｅｉで励磁される。制御回路９をこのようにデジタ
ル回路で構成すると，制御回路の簡単化が実現される。The above operation is executed by the CPU 25 by reading the instruction operation in the ROM 26. And these are R
When the timer count is temporarily stored in the AM 27, the first pulse train signal for one cycle of the sine wave signal is generated, and the gate drive circuit 10 shown in FIG.
Will be output to The second to fourth pulse train signals are similarly generated and output. In the gate drive circuit 10, on / off control of the four switching elements constituting the high-frequency inverter bridge 4 is performed, and as a result, the high-frequency transformer is PWM-controlled.
The same high frequency (several tens to hundreds of kHz) as the frequency of the carrier signal, in which the modulated pulse train is inverted every other sign
z) Excited at Ei. When the control circuit 9 is constituted by a digital circuit in this way, the simplification of the control circuit is realized.
【００４０】実施例３ 第３の実施例のインバータ装置について図５に従って説
明する。本発明のインバータ１は太陽電池２，と既存の
商用電力系統３の間に挿入され，太陽電池２で発電され
る直流電力を５０／６０Ｈｚの交流電力に変換して，商
用電力系統３に連系して負荷に供給するとともに商用電
力系統３へも電力の逆潮流を行う。ここで，商用電力系
統３の単相３線式配電線の各線の名称を，図５に示すよ
うにそれぞれ中性線ｏ線，ｕ線，ｖ線とする。Embodiment 3 An inverter device according to a third embodiment will be described with reference to FIG. The inverter 1 of the present invention is inserted between the solar cell 2 and the existing commercial power system 3, converts DC power generated by the solar cell 2 into AC power of 50/60 Hz, and connects the AC power to the commercial power system 3. In addition to supplying power to the load, reverse power flow to the commercial power system 3 is also performed. Here, the names of the respective lines of the single-phase three-wire distribution line of the commercial power system 3 are neutral lines o, u, and v, respectively, as shown in FIG.
【００４１】本発明のインバータ１の構成について説明
すると，入力コンデンサ４は日射変動による太陽電池出
力変動による，インバータ１の入力電圧急変を抑制する
ために設けている。またインバータ１に入力された直流
電力はＱ１〜Ｑ４のスイッチング素子で構成される高周
波インバータブリッジ４に導かれ直流から交流に電力変
換される。さらに該高周波インバータブリッジ４の出力
は高周波トランス５の１次側に供給されて，ここで電気
的に絶縁される。高周波トランス５の２次側には中間タ
ップが設けられ，この中間タップからの線は連系リレー
１５を介して商用電力系統の単相３線式配電線の中性線
ｏ線に接続される。また高周波トランス５の二次側の他
の２線はダイオードブリッジ６の交流入力端子に入力さ
れ，交流から直流に電力変換される。該ダイオードブリ
ッジ６の直流出力端子からの２線は，それぞれ上下対称
にＤＣリアクトル７ａ，７ｂ及び各２線と上記中性線と
の間に挿入されたコンデンサ３０ａ，３０ｂが接続され
る。その後，Ｓ１〜Ｓ４のスイッチング素子で構成され
る低周波インバータブリッジ８に入力され，再び直流か
ら交流に変換される。該低周波インバータブリッジ８の
出力２線は前記連系リレー１５，及び前記中性線との間
に上下対称に配置されたフィルタ回路３１ａ，３１ｂを
介して商用電力系統３の単相３線式配電線の上記中性線
ｏ線以外の各２線，ｕ線，ｖ線に接続される構成として
いる。The configuration of the inverter 1 according to the present invention will be described. The input capacitor 4 is provided to suppress a sudden change in the input voltage of the inverter 1 due to a change in solar cell output due to a change in solar radiation. The DC power input to the inverter 1 is guided to a high-frequency inverter bridge 4 composed of switching elements Q1 to Q4 and converted from DC to AC. Further, the output of the high-frequency inverter bridge 4 is supplied to the primary side of a high-frequency transformer 5 where it is electrically insulated. An intermediate tap is provided on the secondary side of the high-frequency transformer 5, and a line from this intermediate tap is connected to a neutral line o of a single-phase three-wire distribution line of a commercial power system via an interconnection relay 15. . The other two wires on the secondary side of the high-frequency transformer 5 are input to the AC input terminal of the diode bridge 6 and converted from AC to DC. The two wires from the DC output terminals of the diode bridge 6 are connected to the DC reactors 7a and 7b and the capacitors 30a and 30b inserted between the two wires and the neutral wire, respectively, in a vertically symmetric manner. After that, it is input to the low-frequency inverter bridge 8 composed of the switching elements S1 to S4, and is again converted from DC to AC. The two output lines of the low-frequency inverter bridge 8 are connected to the interconnection relay 15 and the neutral lines through filter circuits 31a and 31b arranged vertically symmetrically. It is configured to be connected to each of the two lines other than the neutral line o line, u line, and v line of the distribution line.
【００４２】次に本発明のインバータの動作について説
明する。まず，上記高周波インバータブリッジ４におい
て，これを構成する４つのＩＧＢＴ素子（Ｑ１〜Ｑ４）
のゲート駆動信号を正弦波信号（５０／６０Ｈｚ）と高
周波キャリア信号（１９ｋＨｚ）の比較によって生成す
ることで，前記高周波トランス５の一次側は正弦波ＰＷ
Ｍ変調を施されたパルス列信号でもって励磁される。こ
の時，前記高周波トランス５の一次側を高周波交流（１
９ｋＨｚ）で励磁する際に，本実施例では前記ＰＷＭ変
調が施されたパルス列信号がひとつ置きに正負の反転し
た図６のａに示すようなパルス列でもって励磁する。図
中は分かりやすくするために模式的に書いているが，こ
のパルス列の周波数は前記高周波キャリア信号の周波数
と同じ周波数を有している。以上のように高周波交流で
高周波トランス５を励磁するための制御手法として，前
記高周波インバータブリッジ４を構成するＩＧＢＴ素子
のゲート駆動信号は第１の実施例，もしくは第２の実施
例と同様にして生成する。Next, the operation of the inverter according to the present invention will be described. First, in the high-frequency inverter bridge 4, the four IGBT elements (Q1 to Q4) that constitute it
Is generated by comparing a sine wave signal (50/60 Hz) with a high frequency carrier signal (19 kHz), so that the primary side of the high frequency transformer 5 has a sine wave PW
It is excited by an M-modulated pulse train signal. At this time, the primary side of the high-frequency transformer 5 is connected to a high-frequency AC (1
At the time of excitation at 9 kHz), in this embodiment, the pulse train signal subjected to the PWM modulation is excited by a pulse train as shown in FIG. Although shown schematically in the figure for simplicity, the frequency of this pulse train has the same frequency as the frequency of the high-frequency carrier signal. As described above, as a control method for exciting the high-frequency transformer 5 with the high-frequency AC, the gate drive signal of the IGBT element constituting the high-frequency inverter bridge 4 is set in the same manner as in the first embodiment or the second embodiment. Generate.
【００４３】以上のようにして，高周波交流（１９ｋＨ
ｚ）は高周波トランス５の１次側に供給され，該トラン
スの巻数比に応じた電圧に変圧された高周波交流が該高
周波トランス５の２次側に出力される。ここで該高周波
トランス５は商用電力系統３と太陽電池２とを電気的に
絶縁するという働きと，入力電圧に対する出力電圧を巻
数比に応じた変圧比で変圧する働きを有している。さら
に高周波トランス５の２次側に設けられた中間タップに
よって，該トランスの２次側からは上記中間タップとト
ランス出力２線との間に，それぞれ中間タップとトラン
ス出力の上側線間，及び中間タップとトランス出力の下
側線間，トランス出力上側線間とトランス出力下側線間
の３つの線間電圧が発生する。これら高周波トランス５
の二次側の３つの線間電圧波形も，図６のａに示した一
次側と同様のＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに
正負の反転した高周波交流である。As described above, high-frequency AC (19 kHz)
z) is supplied to the primary side of the high-frequency transformer 5, and the high-frequency AC converted to a voltage corresponding to the turns ratio of the transformer is output to the secondary side of the high-frequency transformer 5. Here, the high-frequency transformer 5 has a function of electrically insulating the commercial power system 3 and the solar cell 2 and a function of transforming an output voltage with respect to an input voltage at a transformation ratio corresponding to a turns ratio. Further, the intermediate tap provided on the secondary side of the high-frequency transformer 5 causes the secondary side of the transformer to transmit the intermediate tap and the transformer output between the intermediate tap and the upper line of the transformer output, and the intermediate output from the secondary side of the transformer. Three line voltages are generated between the tap and the lower line of the transformer output, between the upper line of the transformer output, and between the lower line of the transformer output. These high-frequency transformers 5
The three line voltage waveforms on the secondary side are high-frequency alternating currents in which the PWM pulse train similar to the primary side shown in FIG.
【００４４】上記３つの線間電圧は次段のダイオードブ
リッジ６で整流され，それぞれ図６のＡ，Ｂ，Ｃに示す
ように正側に連続したＰＷＭ変調されたパルス列の直流
電圧である第１線間電圧，第２線間電圧，第３線間電圧
になる。さらに，ダイオードブリッジ６の出力２線のそ
れぞれに直列に設けられたＤＣリアクトル７ａ，７ｂ
と，前記出力２線と前記高周波トランス５の中間タップ
からの出力線との間に上下対称に設けたコンデンサ３０
ａ，３０ｂとで構成されるローパスフィルタを介するこ
とによって，上記第１線間電圧，第２線間電圧，第３線
間電圧は図７のＡ’，Ｂ’，Ｃ’に示すように，上記
Ａ，Ｂ，Ｃの直流電圧波形から高周波リップル成分が除
去、平滑化され，低周波の正弦波を全波整流したのと同
様の直流電圧波形となる。The above three line voltages are rectified by the diode bridge 6 at the next stage, and are the DC voltages of the PWM-modulated pulse trains continuous on the positive side as shown in A, B and C in FIG. It becomes the line voltage, the second line voltage, and the third line voltage. Further, DC reactors 7a, 7b provided in series with the two output lines of the diode bridge 6, respectively.
And a capacitor 30 provided vertically symmetrically between the two output lines and the output line from the intermediate tap of the high-frequency transformer 5
a, 30b, the first line voltage, the second line voltage, and the third line voltage as shown in A ', B', and C 'of FIG. The high-frequency ripple component is removed and smoothed from the DC voltage waveforms of A, B, and C, and a DC voltage waveform similar to that obtained by full-wave rectification of a low-frequency sine wave is obtained.
【００４５】上記Ａ’，Ｂ’で示したローパスフィルタ
出力の第１線間電圧，第２線間電圧と，前記高周波トラ
ンス５の中間タップに接続された線を除いた他の２線間
の線間電圧である第３線間電圧との間には，図７のＣ’
に示すように第１線間電圧＋第２線間電圧＝第３線間電
圧の関係がある。ここで前記トランスの中間タップを２
次側巻線の中点に取れば，第１線間電圧と第２線間電圧
は等しく，第３線間電圧は第１線間電圧もしくは第２線
間電圧の２倍の電圧値を有することになる。また，本実
施例では中間タップに接続された１線以外のローパスフ
ィルタ出力２線に流れる電流波形は図７に示すように電
圧波形と同位相の波形である。Between the first line voltage and the second line voltage of the low-pass filter output indicated by A 'and B', and between the other two lines except for the line connected to the intermediate tap of the high-frequency transformer 5 Between the third line voltage which is the line voltage, C ′ in FIG.
As shown in (1), there is a relationship of first line voltage + second line voltage = third line voltage. Here, set the middle tap of the transformer to 2
At the midpoint of the secondary winding, the first line voltage and the second line voltage are equal, and the third line voltage has a voltage value twice the first line voltage or the second line voltage. Will be. In this embodiment, the current waveforms flowing through the two low-pass filter output lines other than the one line connected to the intermediate tap have the same phase as the voltage waveform as shown in FIG.
【００４６】さらに前記第３線間電圧を構成する２線
（中間タップに接続された１線以外）は次段の低周波イ
ンバータブリッジ８に入力される。ここで該低周波イン
バータブリッジ８を構成する４つのＩＧＢＴ素子（Ｓ１
〜Ｓ４）のゲート端子を商用周波数でもってＳ１，Ｓ４
とＳ２，Ｓ３を交互にオン，オフ制御する。すなわち図
７に示した各線間電圧の電圧値の谷（０Ｖ点）に同期さ
せて，Ｓ１，Ｓ４がオンの時はＳ２，Ｓ３はオフという
ようにそれぞれ交互にオン，オフ制御を行う。その結
果，前記図７に示した電圧，電流波形は，全波整流され
た形の各正弦波の山が１つ置き上下方向に対称に反転さ
れることになり，図７に示した電圧波形は商用周波の正
弦波交流波形に変換される。さらに，連系リレー１５を
介し，前記中性線と，低周波インバータブリッジ８の出
力２線との間にそれぞれ上下対称に配置されたＡＣフィ
ルタ回路３１ａ，３１ｂによって平滑され，高調波成分
除去により波形整形された商用周波交流電圧波形，電流
波形を得ることができる。Further, two lines (other than one line connected to the intermediate tap) constituting the third line voltage are input to the low-frequency inverter bridge 8 at the next stage. Here, the four IGBT elements (S1
To S4) with the commercial terminal at the commercial frequency.
And S2 and S3 are alternately turned on and off. That is, in synchronization with the valley (0 V point) of the voltage value of each line voltage shown in FIG. 7, when S1 and S4 are on, S2 and S3 are turned on and off alternately such that S2 and S3 are off. As a result, the voltage and current waveforms shown in FIG. 7 are inverted symmetrically in the vertical direction with every other peak of each sine wave in a full-wave rectified form, and the voltage waveforms shown in FIG. Is converted to a commercial frequency sinusoidal AC waveform. Further, the signal is smoothed by AC filter circuits 31a and 31b vertically symmetrically arranged between the neutral line and the two output lines of the low-frequency inverter bridge 8 via the interconnection relay 15, and the harmonic components are removed. A waveform-shaped commercial frequency AC voltage waveform and current waveform can be obtained.
【００４７】ここでＡＣフィルタ回路３１ａからの出力
線と前記中間タップの接続された１線との間の電圧を第
１線間電圧，ＡＣフィルタ回路３１ｂからの出力線と前
記中間タップに接続された１線との間の電圧を第２線間
電圧，ＡＣフィルタ回路３１ａ，３１ｂからの出力２線
間の電圧を第３線間電圧とすると図７のＡ”，Ｂ”，
Ｃ”にそれぞれ第１線間電圧波形，第２線間電圧波形，
及び第３線間電圧波形を示す。Here, the voltage between the output line from the AC filter circuit 31a and one line connected to the intermediate tap is connected to the first line voltage, the output line from the AC filter circuit 31b and the intermediate tap. Assuming that the voltage between the two lines is the second line voltage, and the voltage between the two lines output from the AC filter circuits 31a and 31b is the third line voltage, A ″, B ″,
C "respectively indicate a first line voltage waveform, a second line voltage waveform,
And a third line voltage waveform.
【００４８】ここで上述と同様に第３線間電圧は第１線
間電圧，もしくは第２線間電圧の２倍の電圧値を有する
こととなり，太陽電池２出力の直流電圧に対して，第１
線間電圧，第２線間電圧を１００Ｖ，第３線間電圧を２
００Ｖとなるように高周波トランス５の変圧比（本実施
例では定格入力電圧が２００ＶＤＣであるので，トラン
ス巻数比は１：２．２〜２．７，トランス中間タップは
２次巻線の中点とした）を設計することによって，本イ
ンバータ１は高周波トランス５を用いて装置の小型，軽
量化を実現するとともに，インバータ１の出力として，
中性線を含むｕ線，ｏ線，ｖ線の３線を有し，それぞれ
の線間電圧が商用電力系統３の単相３線式配電線との連
系可能な線間電圧を有しているため，商用電力系統３の
単相３線式配電線との系統連系も可能となる。Here, similarly to the above, the third line voltage has a voltage value twice as large as the first line voltage or the second line voltage. 1
The line voltage, the second line voltage is 100 V, and the third line voltage is 2
The transformer ratio of the high-frequency transformer 5 is set to be 00 V (in this embodiment, the rated input voltage is 200 VDC, so the transformer turns ratio is 1: 2.2 to 2.7, and the transformer intermediate tap is the middle point of the secondary winding. In this inverter 1, the high-frequency transformer 5 is used to reduce the size and weight of the device, and the output of the inverter 1 is
It has three lines of u line, o line, and v line including neutral line, and each line voltage has a line voltage that can be connected to a single-phase three-wire distribution line of the commercial power system 3. Therefore, interconnection with the single-phase three-wire distribution line of the commercial power system 3 is also possible.
【００４９】高周波トランス５は２次側に中間タップを
設ける方法以外に，２次側巻線を２つ用意し，それぞれ
の巻線の巻初めと巻終りを接続し，上記中間タップの代
りとすることも可能である。In the high-frequency transformer 5, besides the method of providing an intermediate tap on the secondary side, two secondary windings are prepared, and the beginning and end of each winding are connected. It is also possible.
【００５０】以上のような高周波トランス５に中間タッ
プを設け，これと商用電力系統３の中性線を接続すると
いったインバータ１主回路構成と，高周波トランス５を
ＰＷＭ変調されたパルス列がひとつ置きに正負の反転し
た高周波交流で励磁するというインバータ制御方式を併
用することによって，本実施例に示すように，従来実現
不可能であった単相３線式配電線と同一の電気方式での
接続が可能である高周波トランスを有したインバータ装
置を実現できる。A main circuit configuration of the inverter 1 in which an intermediate tap is provided in the high-frequency transformer 5 described above and the neutral line is connected to the commercial power system 3 and a pulse train subjected to PWM modulation in the high-frequency transformer 5 is alternately provided. By using the inverter control method of exciting with high-frequency alternating current of positive and negative inversion, as shown in this embodiment, connection with the same electric system as single-phase three-wire distribution line, which could not be realized conventionally, can be achieved. It is possible to realize an inverter device having a possible high-frequency transformer.
【００５１】[0051]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、商
用トランスの代わりに容量比では約１／３０，重量比で
は約１／２０である高周波トランスを用いることが可能
となり，商用トランスを用いる方式に比べて，インバー
タの小型，軽量化が実現できる。As described above, according to the present invention, a high frequency transformer having a capacity ratio of about 1/30 and a weight ratio of about 1/20 can be used instead of a commercial transformer. Compared with the method used, the inverter can be made smaller and lighter.
【００５２】さらに、従来のＰＷＭ制御に例えば排他的
論理和処理のゲート処理を加えるだけといういたって簡
単な構成で、従来のＰＷＭ制御による波形出力と同様の
歪みを十分小さくした正弦波交流波形を得ることができ
る。Furthermore, a sine wave AC waveform having a sufficiently small distortion similar to the waveform output by the conventional PWM control can be obtained with a very simple configuration in which only the gate processing of, for example, exclusive OR processing is added to the conventional PWM control. Obtainable.
【００５３】また，商用電力系統の単相３線式配電線と
同一の電気方式での接続が可能である高周波絶縁型のイ
ンバータ装置を実現できる。Further, it is possible to realize a high-frequency insulated inverter device which can be connected in the same electrical system as a single-phase three-wire distribution line of a commercial power system.
【図１】実施例１のインバータ装置のブロック図であ
る。FIG. 1 is a block diagram of an inverter device according to a first embodiment.
【図２】実施例１の制御回路のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a control circuit according to the first embodiment.
【図３】実施例１のパルス列信号と矩形波信号との排他
論理和処理によるパルス列信号の生成を説明する図であ
る。FIG. 3 is a diagram illustrating generation of a pulse train signal by exclusive OR processing of a pulse train signal and a rectangular wave signal according to the first embodiment.
【図４】実施例２の制御回路のブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of a control circuit according to a second embodiment.
【図５】実施例３のインバータ装置のブロック図であ
る。FIG. 5 is a block diagram of an inverter device according to a third embodiment.
【図６】実施例３の各部の波形を説明する図である。FIG. 6 is a diagram for explaining waveforms of respective units according to the third embodiment.
【図７】実施例３の各部の波形を説明する図である。FIG. 7 is a diagram for explaining waveforms at various parts according to the third embodiment.
【図８】従来のインバータ装置のブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of a conventional inverter device.
【図９】従来の正弦波信号とキャリア信号との比較によ
るパルス列信号の生成を説明する図である。FIG. 9 is a diagram illustrating generation of a conventional pulse train signal by comparing a sine wave signal and a carrier signal.
【図１０】従来のインバータ装置のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of a conventional inverter device.
【図１１】従来例の波形を説明する図である。FIG. 11 is a diagram illustrating a waveform of a conventional example.
１ インバータ ２ 太陽電池 ３ 商用電力系統 ４ 高周波インバ
ータブリッジ ５ 高周波トランス ６ ダイオードブ
リッジ ７ ＤＣリアクトル ８ 低周波インバ
ータブリッジ ９ 制御回路 １０ ゲートドライ
ブ回路 １１ ゲートドライブ回路 １２ 直流コンデ
ンサ １３ 直流入力電流検出器 １４ インバータ
出力電流検出器 １５ 連系リレー １６ ＡＣフィル
タ １７ Ａ／Ｄ変換器 １８ 信号演算処
理部 １９ キャリア信号発生器 ２０ 矩形波信号
発生器 ２１ 反転回路 ２２ 比較回路 ２３ ＮＯＴ回路 ２４ ＸＯＲ回路 ２５ ＣＰＵ ２６ ＲＯＭ ２７ ＲＡＭ ２８ Ｉ／Ｏ ２９ タイマ ３０ コンデンサ ３１ フィルタ回路 ３２ インバータ
ブリッジ ３３ 商用トランス ３４ 制御回路 ３５ ゲートドライブ回路 ３６ ＰＷＭ変調
発生器 ３７ 誤差増幅器 ３８ キャリア信
号発生器 ３９ 信号演算処理部 ４０ 正弦波信号
記憶部 ４１ Ａ／Ｄ変換器 ４２ Ｄ／Ａ変換
器 ４３ 信号演算処理部 ４４ ヒステリシ
ス比較器 ４５ ＮＯＴ回路 ４６ 折返し制御
回路DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Inverter 2 Solar cell 3 Commercial power system 4 High frequency inverter bridge 5 High frequency transformer 6 Diode bridge 7 DC reactor 8 Low frequency inverter bridge 9 Control circuit 10 Gate drive circuit 11 Gate drive circuit 12 DC capacitor 13 DC input current detector 14 Inverter output Current detector 15 Interconnection relay 16 AC filter 17 A / D converter 18 Signal operation processing unit 19 Carrier signal generator 20 Rectangular wave signal generator 21 Inverting circuit 22 Comparison circuit 23 NOT circuit 24 XOR circuit 25 CPU 26 ROM 27 RAM 28 I / O 29 Timer 30 Capacitor 31 Filter circuit 32 Inverter bridge 33 Commercial transformer 34 Control circuit 35 Gate drive circuit 36 PWM modulation generator 37 Error amplifier 38 Carry Signal generator 39 the signal processing unit 40 a sine wave signal storage unit 41 A / D converter 42 D / A converter 43 the signal processing unit 44 the hysteresis comparator 45 NOT circuit 46 folded control circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藤井 哲 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シャープ株式会社内 (56)参考文献 特開 昭63−23565（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−234062（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Satoshi Fujii 22-22, Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka Inside Sharp Corporation (56) References JP-A-63-23565 (JP, A) JP-A-1- 234062 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) H02M 7/48
Claims (3)
部と、上記電力変換部で変換された交流電力の電圧を変
圧し、該変圧された交流電力を直流とした後交流に変換
して負荷あるいは商用電源に供給するための変圧器と、
上記電力変換部を制御する制御回路とを備えるインバー
タ制御装置において、 上記制御回路は、上記インバータ制御装置の出力目標値
である正弦波信号を生成する手段と、上記正弦波信号を
用いたＰＷＭ制御を行うためのキャリア信号を発生する
手段と、上記キャリア信号と周波数が同一であり、か
つ、位相が４分の１周期ずれた矩形波信号を発生する手
段と、上記正弦波信号と上記キャリア信号とを比較して
得られる信号と上記矩形波信号とを排他的論理和処理し
て得られる制御信号を生成する手段とを有し、該制御信
号により上記電力変換部を構成するスイッチング素子を
オン／オフ制御することを特徴とするインバータ制御装
置。A power converter for converting DC power into AC power; and a voltage converter for converting the voltage of the AC power converted by the power converter.
And transforms the transformed AC power into AC and then into AC
A transformer for supplying power to a load or a commercial power supply;
An inverter control device comprising: a control circuit that controls the power conversion unit; wherein the control circuit generates a sine wave signal that is an output target value of the inverter control device, and performs PWM control using the sine wave signal. Means for generating a carrier signal for performing the following, means for generating a rectangular wave signal having the same frequency as the carrier signal and having a phase shifted by a quarter cycle, and a means for generating the sine wave signal and the carrier signal. Compare with
The exclusive OR operation is performed on the obtained signal and the rectangular wave signal.
Means for generating a control signal obtained by performing the above-mentioned operation, wherein the control signal controls on / off of a switching element included in the power conversion unit.
ップと商用電力系統の単相３線式配電線の中性線とを接
続して成ることを特徴とする請求項１に記載のインバー
タ制御装置。2. A according to claim 1, characterized in that formed by connecting the neutral line of the single-phase three-wire distribution line of the intermediate tap provided on the secondary side of the transformer and the commercial electric power system Inverter control device.
に変換し、上記電力変換部で変換された交流電力を変圧
器を介して直流とした後交流に変換して負荷あるいは商
用電源に供給するインバータ装置の制御方法において、 上記インバータ装置の出力目標値である正弦波信号と上
記正弦波信号を用いたＰＷＭ制御を行うためのキャリア
信号とを比較して得られる信号と、上記キャリア信号と
周波数が同一であり、かつ、位相が４分の１周期ずれた
矩形波信号との排他的論理和処理して生成される制御信
号により上記電力変換部を構成するスイッチング素子を
オン／オフ制御することを特徴とするインバータ制御方
法。3. DC power is converted into AC power through a power conversion unit, and AC power converted by the power conversion unit is converted into DC through a transformer, and then converted into AC and converted into a load or a commercial power supply. the control method for supplying the inverter device is obtained by comparing the carrier signal for PWM control using the above <br/> Symbol sinusoidal signal sine wave signal and a target output value of the inverter device signal And a control signal generated by performing an exclusive OR process with a rectangular wave signal having the same frequency as that of the carrier signal and having a phase shifted by a quarter period, and which constitutes the power conversion unit. And an on / off control of the inverter.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1994
- 1994-05-30 JP JP11630994A patent/JP3200283B2/en not_active Expired - Fee Related
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