JP3192020B2 - Control device for vehicle charging generator - Google Patents
Control device for vehicle charging generatorInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、車両用充電発電機の制
御装置に係り、特に負荷変動の大きい内燃機関によって
駆動されるに好適な車両用充電発電機の制御装置に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control apparatus for a vehicle charging generator, and more particularly to a control apparatus for a vehicle charging generator suitable for being driven by an internal combustion engine having a large load variation.
【０００２】[0002]
【従来の技術】自動車にはランプ類及びアクチュエータ
類の電気的負荷に電力を供給するためのバッテリ及び該
バッテリに充電するための充電用発電機が搭載されてい
る。この発電機は、一般に、エンジンが発生する駆動ト
ルクの回転力を利用して回転界磁巻線を励磁し、この界
磁巻線の発生する回転磁界によって生じるバッテリの電
圧を所定値に維持するように制御されている。2. Description of the Related Art An automobile is equipped with a battery for supplying electric power to electric loads of lamps and actuators, and a charging generator for charging the battery. In general, this generator excites a rotating field winding by using a rotating force of a driving torque generated by an engine, and maintains a voltage of a battery generated by a rotating magnetic field generated by the field winding at a predetermined value. Is controlled as follows.
【０００３】しかしながら、一般に、ランプスイッチを
入れるなどで電気的負荷が大きくなると、発電量もその
分丈上げる必要があるので上記の界磁巻線に流れる電流
が急激に大きくなるように制御される。結果的には発電
機の仕事量が増えるため駆動トルクも大きくなり、エン
ジンの発生するトルクとのバランスが崩れ、エンジンの
発生トルクが更にその分丈増えるまでの間エンジン回転
数が落ち込む現象が現れ、最悪の場合としてはエンジン
ストールが発生する可能性がある。However, in general, when the electric load is increased by turning on a lamp switch or the like, the amount of power generation must be increased accordingly, so that the current flowing through the field winding is controlled to increase rapidly. . As a result, the amount of work of the generator increases, the driving torque also increases, the balance with the torque generated by the engine is lost, and the phenomenon that the engine speed drops until the generated torque of the engine further increases by that amount appears In the worst case, an engine stall may occur.
【０００４】特にアイドリング状態では、エンジンの発
生トルクと発電機を含めた補機類の駆動トルクのバラン
スが保たれた上で、エンジンはある所定の回転数になる
ように制御されているので、回転制御の応答速度以上の
急激なトルク変動は問題となる。In the idling state, in particular, the engine is controlled so as to have a predetermined rotation speed while maintaining the balance between the generated torque of the engine and the driving torque of the auxiliary equipment including the generator. A sudden torque fluctuation exceeding the response speed of the rotation control becomes a problem.
【０００５】このような現象を抑制するために、発電機
に急に大きな電気負荷が掛かった時に上記の界磁巻線に
流れる電流の急激な上昇を抑え、エンジンに対する発電
機の発生トルクの急激な変動を抑えるように制御する、
いわゆる負荷応答制御が考えられるに至った。[0005] In order to suppress such a phenomenon, when a large electric load is suddenly applied to the generator, the sudden increase in the current flowing through the field winding is suppressed, and the generated torque of the generator with respect to the engine is sharply increased. Control to suppress any fluctuation,
So-called load response control has been considered.
【０００６】このような負荷応答制御の考え方自体は、
特公昭60−27280 号公報に示されており既に公知となっ
ている。また界磁巻線に直列に接続されたパワースイッ
チ素子の導通率の増加量が所定値以上のときに界磁巻線
に流れる電流の急激な上昇を抑制するようにした技術も
例えば特開平3−60338号公報で知られている。The concept of such load response control itself is as follows.
It is disclosed in Japanese Patent Publication No. 60-27280 and is already known. Further, a technique for suppressing a sharp rise in current flowing through the field winding when the increase in the conductivity of the power switch element connected in series to the field winding is equal to or greater than a predetermined value is disclosed in, for example, This is known from JP-60338.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術（特開
平3−60338号公報）では、スイッチ素子の導通率を検出
し、界磁巻線に流れる界磁電流の増加速度を遅らせるマ
イナーループ制御が常に動作するように構成されてい
る。この機能は、エンジン回転数，出力電流の安定して
いる定常状態においても働いており、前記マイナールー
プ制御を持たない場合に対して前記界磁電流の増加速度
が遅くなり、減速速度は従来と同一である。従って、前
記界磁電流の増加，減少による出力電圧の脈動も同様
に、前記マイナーループ制御を持たない場合に対して電
圧上昇速度が遅く電圧降下速度は同一となるため、前記
マイナーループ制御を持たない場合の出力電圧平均値は
出力電圧の脈動の中心値とほぼ等しくなるのに対し前記
マイナーループを持つ場合の出力電圧の平均値は出力電
圧の脈動の中心より低下する現象が発生する。In the above prior art (Japanese Patent Laid-Open Publication No. Hei 3-60338), a minor loop control for detecting the conductivity of a switch element and delaying the increasing speed of a field current flowing through a field winding is disclosed. Is configured to always work. This function operates even in a steady state in which the engine speed and output current are stable, and the increasing speed of the field current is slower than when the minor loop control is not provided, and the decelerating speed is different from the conventional one. Are identical. Accordingly, the pulsation of the output voltage caused by the increase and decrease of the field current is also slower than the case where the minor loop control is not provided, and the voltage drop speed is the same. In the case where there is no output voltage, the average value of the output voltage becomes almost equal to the center value of the pulsation of the output voltage, whereas in the case where the minor loop is provided, the average value of the output voltage becomes lower than the center of the pulsation of the output voltage.
【０００８】以上の働きにより、出力電流の増加にとも
ない出力電圧値が低下する電圧垂下が前記マイナールー
プ制御を持たない場合よりも著しく大きくなり、車両の
充放電バランスを悪化させる要因となっていた。With the above operation, the voltage droop at which the output voltage value decreases as the output current increases becomes significantly greater than in the case where the above-mentioned minor loop control is not provided, causing a deterioration in the charge / discharge balance of the vehicle. .
【０００９】本発明の目的は、低電気負荷時に界磁電流
を即座に応答させて、発電機の出力電圧を正確にコント
ロールできる車両用充電発電機の制御装置を簡単な回路
構成にて提供するにある。An object of the present invention is to provide a control device for a vehicle charging generator capable of accurately controlling an output voltage of a generator by immediately responding to a field current at a low electric load with a simple circuit configuration. It is in.
【００１０】本発明の他の目的は、エンジン回転数，出
力電流が安定している定常状態及び容量の小さい電気負
荷投入時に負荷応答制御を構成する積分回路が電圧制御
ループに影響を与えない車両用充電発電機の制御装置を
提供するにある。Another object of the present invention is to provide a vehicle in which an integrating circuit constituting a load response control does not affect a voltage control loop when a steady state in which the engine speed and output current are stable and a small capacity electric load is applied. The present invention is to provide a control device for a charging generator.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】本発明は、バッテリある
いは発電機の出力電圧と予め定められた設定電圧とを比
較して得られる偏差信号から偏差分圧出力と積分出力を
得、該出力電位の低い方を界磁電流制御用パワースイッ
チの制御信号として選択して入力することによって達成
される。According to the present invention, a deviation divided output and an integrated output are obtained from a deviation signal obtained by comparing an output voltage of a battery or a generator with a predetermined set voltage, and the output potential is obtained. This is achieved by selecting and inputting the lower one as the control signal of the field current control power switch.
【００１２】[0012]
【作用】バッテリの出力電圧が安定している定常時は、
偏差信号出力回路の出力が安定していて、積分回路の入
力電圧と出力電圧は等しい値となっている。波形発生回
路の出力を基準電圧とする比較器の出力は、積分回路の
出力電圧信号Ｖａと偏差信号出力回路の出力値を分圧回
路で分圧した電圧信号Ｖｂの内、どちらか低い値の電圧
信号を取り込んだときに駆動される。[Function] In the steady state where the output voltage of the battery is stable,
The output of the deviation signal output circuit is stable, and the input voltage and the output voltage of the integration circuit have the same value. The output of the comparator using the output of the waveform generating circuit as a reference voltage is the lower one of the output voltage signal Va of the integrating circuit and the voltage signal Vb obtained by dividing the output value of the deviation signal output circuit by the voltage dividing circuit. Driven when a voltage signal is captured.
【００１３】従って、定常時は偏差信号が分圧された電
圧信号Ｖｂにより界磁電流が制御されるようになる。ま
た、時間ｔ0 において高電気負荷が投入されバッテリの
出力が低下すると偏差信号出力回路の出力は瞬時に増加
するため積分回路の出力は積分回路の時定数によりゆっ
くりと増加する。一方、分圧回路により分圧された電圧
信号Ｖｂは瞬時に増加し、積分回路の出力電圧との電圧
差が基準電圧△Ｖを越えたときからパワースイッチは積
分回路の出力により制御され、界磁電流はゆっくりと増
加する。Therefore, in the steady state, the field current is controlled by the voltage signal Vb obtained by dividing the deviation signal. Further, when a high electric load is applied at time t0 and the output of the battery decreases, the output of the deviation signal output circuit increases instantaneously, so that the output of the integration circuit slowly increases due to the time constant of the integration circuit. On the other hand, the voltage signal Vb divided by the voltage dividing circuit instantaneously increases, and when the voltage difference from the output voltage of the integrating circuit exceeds the reference voltage ΔV, the power switch is controlled by the output of the integrating circuit, The magnetic current increases slowly.
【００１４】[0014]
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を用いて説明す
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１５】図１は自動車用発電機の充電系統を示す制
御回路図、図２は図１に示すレギュレータ７の内部回路
図である。充電発電機１の界磁巻線２は、図示しない回
転子に装着され、エンジンの回転と同期して回転して回
転磁界を発生する。FIG. 1 is a control circuit diagram showing a charging system of an automobile generator, and FIG. 2 is an internal circuit diagram of the regulator 7 shown in FIG. The field winding 2 of the charging generator 1 is mounted on a rotor (not shown), and rotates in synchronization with rotation of the engine to generate a rotating magnetic field.
【００１６】また、界磁巻線２に並列に接続されたフラ
イホイールダイオード３は界磁回路用開閉パワースッチ
のオフ時に生じる逆起電力を吸収するために接続されて
いる。A flywheel diode 3 connected in parallel to the field winding 2 is connected to absorb back electromotive force generated when the field circuit switching power switch is turned off.
【００１７】前記回転子と空隙を持って対向する固定鉄
心（図示せず）に巻装された電機子巻線４は、前記界磁
巻線２のつくる回転磁界の大きさに応じて交流波形をも
った電圧を出力する。該交流出力は三相全波整流器５で
全波整流され、その出力は充電発電機１の出力端子
“Ｂ”を介してバッテリ６に供給される。また、同時に
前記三相全波整流器５の出力はこの出力端子“Ｂ”から
負荷スイッチ７を介してランプ等の電気負荷８に供給さ
れる。An armature winding 4 wound around a fixed iron core (not shown) facing the rotor with a gap has an AC waveform corresponding to the magnitude of the rotating magnetic field generated by the field winding 2. Output voltage with The AC output is full-wave rectified by the three-phase full-wave rectifier 5, and the output is supplied to the battery 6 via the output terminal “B” of the charging generator 1. At the same time, the output of the three-phase full-wave rectifier 5 is supplied from this output terminal “B” to an electric load 8 such as a lamp via a load switch 7.
【００１８】図２において前記充電発電機１の各回路に
一定電圧の電源を供給するために設けられているレギュ
レータ９の電源回路１０は一定電圧をつくっている。更
にバッテリ６と発電機の整流出力端Ｓは、図２に示す電
圧検出回路１１に接続されている。この電圧検出回路１
１の出力は基準電圧を発生する設定電圧回路１２の出力
と共に偏差信号出力回路１３に入力される。該偏差信号
出力回路１３は、電圧検出回路１１の検出したバッテリ
６の電圧と設定電圧回路１２の設定した基準電圧との偏
差を演算して出力する。該偏差信号出力回路１３の出力
は時定数の大きい積分回路１４に入力され、該積分回路
１４の出力電圧信号Ｖａと偏差信号出力回路１３の出力
電圧を分圧回路１５により分圧した電圧信号Ｖｂが鋸歯
状信号発生回路１６を基準電圧とする比較器１７，１８
に入力される。該比較器１７，１８の出力はＡＮＤ回路
１９に入力され、そのＡＮＤ回路１９の出力は界磁巻線
に供給される界磁電流をＯＮ／ＯＦＦするパワーＭＯＳ
−ＦＥＴ２０のゲートに接続される。In FIG. 2, a power supply circuit 10 of a regulator 9 provided for supplying power of a constant voltage to each circuit of the charging generator 1 generates a constant voltage. Further, the battery 6 and the rectified output terminal S of the generator are connected to a voltage detection circuit 11 shown in FIG. This voltage detection circuit 1
The output of 1 is input to the deviation signal output circuit 13 together with the output of the setting voltage circuit 12 for generating the reference voltage. The deviation signal output circuit 13 calculates and outputs a deviation between the voltage of the battery 6 detected by the voltage detection circuit 11 and the reference voltage set by the setting voltage circuit 12. The output of the deviation signal output circuit 13 is input to an integration circuit 14 having a large time constant, and an output voltage signal Va of the integration circuit 14 and a voltage signal Vb obtained by dividing the output voltage of the deviation signal output circuit 13 by a voltage division circuit 15. Are comparators 17 and 18 using sawtooth signal generation circuit 16 as a reference voltage.
Is input to The outputs of the comparators 17 and 18 are input to an AND circuit 19, and the output of the AND circuit 19 is a power MOS for turning on / off a field current supplied to a field winding.
Connected to the gate of FET 20;
【００１９】ｐｎｐトランジスタ４０は、エンジン回転
数が予め設定された設定値以上の状態になったときに前
記積分回路１４の出力電圧を前記波形発生回路１６の出
力電圧の最大値より高い値に固定する手段で、前記電源
回路１０と積分回路１４の出力間に配置され、回転検出
回路２４の出力信号２４ｂにより制御されるように構成
されている。The pnp transistor 40 fixes the output voltage of the integrating circuit 14 to a value higher than the maximum value of the output voltage of the waveform generating circuit 16 when the engine speed exceeds a preset value. This is arranged between the output of the power supply circuit 10 and the output of the integrating circuit 14 and is controlled by an output signal 24 b of the rotation detecting circuit 24.
【００２０】尚、キースイッチ２１はチャージランプ２
２を介してチャージランプ駆動回路２３に結線され、該
駆動回路は回転検出回路２４の出力信号２４ａにより制
御されるように構成されている。The key switch 21 is connected to the charge lamp 2
2 is connected to a charge lamp drive circuit 23, and the drive circuit is configured to be controlled by an output signal 24a of a rotation detection circuit 24.
【００２１】ここで図３により定常時，負荷投入時の各
出力端子電圧信号の応答について説明すると、バッテリ
６の出力電圧が安定している定常時は偏差信号出力回路
１３の出力信号も安定しているため積分回路１４の入力
電圧と出力電圧は等しい値となっている。Here, the response of each output terminal voltage signal at a steady state and when a load is applied will be described with reference to FIG. 3. When the output voltage of the battery 6 is stable, the output signal of the deviation signal output circuit 13 is also stable. Therefore, the input voltage and the output voltage of the integration circuit 14 have the same value.
【００２２】また、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ２０は図４に
示す最小通流率通過回路動作波形図のように、比較器１
７，１８が同一の鋸歯状信号発生回路１６の出力を基準
電圧として持ち、更にＡＮＤ回路に入力されるため積分
回路１４の出力電圧信号Ｖａと偏差信号出力回路１３の
出力値を分圧回路１５で分圧した電圧信号Ｖｂのうち、
どちらか低い値の電圧信号が入力された比較器１７，１
８の一方で駆動される。このため、定常時は偏差信号が
分圧された電圧信号Ｖｂにより界磁電流が制御されるよ
うになる。The power MOS-FET 20 is connected to the comparator 1 as shown in the operation waveform diagram of the minimum duty ratio passing circuit shown in FIG.
7 and 18 have the same output of the sawtooth signal generation circuit 16 as a reference voltage and are further input to the AND circuit, so that the output voltage signal Va of the integration circuit 14 and the output value of the deviation signal output circuit 13 are divided by the voltage division circuit 15. Of the voltage signal Vb divided by
Comparator 17, 1 to which the lower voltage signal is input
8 is driven. Therefore, in a steady state, the field current is controlled by the voltage signal Vb obtained by dividing the deviation signal.
【００２３】また、時間ｔ0 において容量の大きい車両
電気負荷が投入されバッテリ６の出力電圧が低下すると
偏差信号出力回路１３の出力は瞬時に増加するため積分
回路１４の出力は分圧回路出力電圧信号Ｖｂ＋電位差△
Ｖ（安定状態での積分回路出力電圧信号Ｖａと分圧回路
の出力信号Ｖａの電位差）から積分回路の時定数により
ゆっくりと増加する。一方、偏差信号が分圧回路１５に
より分圧された電圧信号Ｖｂは瞬時に増加するため、積
分回路１４の出力電圧との電圧差△Ｖを越えたときから
パワーＭＯＳ−ＦＥＴ２０は積分回路１４の出力により
制御され、界磁電流はゆっくりと増加する。Also, at time t0, when a large-capacity vehicle electric load is applied and the output voltage of the battery 6 decreases, the output of the deviation signal output circuit 13 increases instantaneously. Vb + potential difference △
It gradually increases from V (the potential difference between the output signal Va of the integrating circuit and the output signal Va of the voltage dividing circuit in a stable state) due to the time constant of the integrating circuit. On the other hand, since the voltage signal Vb obtained by dividing the deviation signal by the voltage dividing circuit 15 instantaneously increases, the power MOS-FET 20 starts operating when the voltage difference ΔV from the output voltage of the integrating circuit 14 exceeds the voltage difference ΔV. Controlled by the output, the field current increases slowly.
【００２４】図５に図３の時間軸を拡大し鋸歯状信号と
積分器出力と偏差分圧出力により負荷投入遮断時にＦ端
子電圧のオンデューティーが変化する状態を示す。時間
ｔ０において容量の大きい車両電気負荷が投入されると
偏差分圧出力信号Ｖｂは瞬時に上昇し、積分器出力信号
ＶａはＶｂ＋△Ｖから積分器の時定数によりゆっくり増
加する。ここで、パワーＭＯＳ−ＦＥＴ２０は電圧信号
Ｖａもしくは電圧信号Ｖｂの内どちらか低い電圧値と鋸
歯状信号を比較した信号により駆動されるため、Ｆ端子
電圧のオンデューティーは時間ｔ０で電位差△Ｖ（安定
状態での積分器出力信号Ｖａと偏差分圧出力信号Ｖｂの
電位差）の変化分だけ急激に増加し、その後積分器の時
定数でゆっくり増加する。次に、時間ｔ２において容量
の小さい車両電気負荷が投入された場合には電位差△Ｖ
によるＦ端子電圧のオンデューティーの増加分による充
電発電機の出力電流の瞬時増加分により車両電気負荷の
電流を供給可能となり負荷応答制御は動作しない。ま
た、充電発電機の出力電流の瞬時増加分は電位差△Ｖに
より調整することが可能であり、負荷応答制御の負荷容
量選別が出来る。FIG. 5 shows a state where the time axis of FIG. 3 is enlarged and the on-duty of the F terminal voltage changes when the load is cut off by the sawtooth signal, the integrator output, and the deviation divided output. At time t0, when a large-capacity vehicle electric load is applied, the deviation divided output signal Vb instantaneously rises, and the integrator output signal Va gradually increases from Vb + △ V due to the time constant of the integrator. Here, since the power MOS-FET 20 is driven by a signal obtained by comparing the sawtooth signal with the lower voltage value of the voltage signal Va or the voltage signal Vb, the on-duty of the F terminal voltage becomes the potential difference ΔV (time t0). It increases sharply by the change in the integrator output signal Va and the difference voltage output signal Vb in the stable state, and then slowly increases by the time constant of the integrator. Next, when a small-capacity vehicle electric load is applied at time t2, the potential difference ΔV
Suppliable and will load response control current of the vehicle electric load Instantaneous increment of the output current of the charging generator according to increasing amount of on-duty of the F terminal voltage due to the do not operate. Further, the instantaneous increase in the output current of the charging generator can be adjusted by the potential difference ΔV, and the load capacity can be selected for the load response control.
【００２５】また、本実施例ではバッテリの寿命を考慮
し上記負荷応答制御をエンジントルクの小さい低回転領
域でのみ実施するため、前記ｐｎｐトランジスタ４０は
ベースを回転検出回路２４の出力信号線２４ｂに、エミ
ッタを基準電圧線Ｖｃｃへ、コレクタを積分回路１４の
出力端に接続している。前記充電発電機の回転数がある
設定回転数を越えたとき回転検出器２４の出力信号２４
ｂはハイレベルからローレベルに切換るため、ｐｎｐト
ランジスタ４０は非導通から導通状態に切換り、積分回
路１４の出力信号ＶａはＶｃｃ電圧まで上昇する。この
ため比較器１７の出力信号１７ａは常にハイレベルとな
り界磁電流を制御するパワーＭＯＳ−ＦＥＴ２０は比較
器１８の出力信号１８ａにより駆動され、負荷応答制御
に入ることが無い。In this embodiment, since the load response control is performed only in a low rotation region where the engine torque is small in consideration of the life of the battery, the base of the pnp transistor 40 is connected to the output signal line 24b of the rotation detection circuit 24. , The emitter is connected to the reference voltage line Vcc, and the collector is connected to the output terminal of the integration circuit 14. An output signal 24 of the rotation detector 24 when the rotation speed of the charging generator exceeds a certain set rotation speed.
Since b switches from the high level to the low level, the pnp transistor 40 switches from the non-conductive state to the conductive state, and the output signal Va of the integrating circuit 14 rises to the Vcc voltage. For this reason, the output signal 17a of the comparator 17 is always at the high level, and the power MOS-FET 20 for controlling the field current is driven by the output signal 18a of the comparator 18 and does not enter the load response control.
【００２６】次に図６から図１３において図２に用いら
れた主要ブロックの詳細を述べる。図６の電圧検出回路
１１はＳ端子の検出電圧を抵抗１１１と１１２にて分圧
し、その分圧点から出力信号を取り出している。設定電
圧回路１２は図７に示すようにツェナーダイオード１２
１と抵抗１２１とからなり基準電圧Ｖｃｃをツェナーダ
イオード１２１のツェナー電圧でクランプし設定電圧と
して出力する。図８の偏差信号出力回路１３は増幅回路
１３１と抵抗１３２，１３３とからなり、入力信号１３
ａ，１３ｂの入力信号の差を反転作動増幅して出力す
る。Next, the main blocks used in FIG. 2 will be described in detail with reference to FIGS. The voltage detection circuit 11 in FIG. 6 divides the voltage detected at the S terminal by resistors 111 and 112, and extracts an output signal from the voltage dividing point. The setting voltage circuit 12 is, as shown in FIG.
1 and a resistor 121, and the reference voltage Vcc is clamped by the Zener voltage of the Zener diode 121 and output as a set voltage. The deviation signal output circuit 13 in FIG. 8 includes an amplifier circuit 131 and resistors 132 and 133, and the input signal 13
The difference between the input signals a and 13b is inverted and amplified and output.
【００２７】[0027]
【数１】 (Equation 1)
【００２８】即ち、界磁巻線に直列に接続されたパワー
スイッチが非導通状態から導通状態となり、界磁巻線に
流れる界磁電流が０(Ａ)から増加し、飽和するまでの時
間界磁巻線の時定数より長い時定数を作る積分回路１４
は図９に示すように定電流源１４６がスイッチＳＷ１を
介してコンデンサ１４１に接続され、さらにＮＰＮトラ
ンジスタ１４２，１４３のベースが前記コンデンサ１４
１の一端に接続されている。ここで図９に示すように入
力電圧Ｖｉｎがロー(ＶＬ)からハイ(ＶＨ)に変化すると
コンデンサ１４１は定電流源１４６がスイッチＳＷ１に
よる平均電流Ｉｃｃにより充電を開始し、さらにコンデ
ンサ１４１の充電電圧がＶＨ＋ＶＢＨ（ｎｐｎトランジ
スタ１４２のベース−エミッタ間電圧）に達すると充電
電圧は飽和する。そして入力電圧ＶｉｎがＶＨから中間
（ＶＭ）に変化するとｎｐｎトランジスタ１４２のベー
スからエミッタを介してコンデンサ１４１の電荷が放電
され、コンデンサ１４１の電圧がＶＭ＋ＶＢＥに達する
と放電が終了する。ここで、出力電圧Ｖｏｕｔはｎｐｎ
トランジスタ１４３のＶＢＥにより（コンデンサ１４１
の電圧−ＶＢＥ）が得られるようになっている。That is, the power switch connected in series with the field winding changes from the non-conduction state to the conduction state, and the field current flowing through the field winding increases from 0 (A) until it reaches saturation. Integrator 14 for generating a time constant longer than the time constant of the magnetic winding
As shown in FIG. 9, a constant current source 146 is connected to a capacitor 141 via a switch SW1, and the bases of NPN transistors 142 and 143 are connected to the capacitor 14.
1 is connected to one end. Here, as shown in FIG. 9, when the input voltage Vin changes from low (VL) to high (VH), the capacitor 141 starts charging the constant current source 146 with the average current Icc by the switch SW1, and further charges the capacitor 141. Reaches VH + VBH (base-emitter voltage of npn transistor 142), the charging voltage is saturated. When the input voltage Vin changes from VH to the middle (VM), the charge of the capacitor 141 is discharged from the base of the npn transistor 142 via the emitter, and the discharge ends when the voltage of the capacitor 141 reaches VM + VBE. Here, the output voltage Vout is npn
The VBE of the transistor 143 (the capacitor 141
Is obtained.
【００２９】 ＶＬ＝０Ｖ ＶＨ＝５Ｖ コンデンサ容量＝０.４
μ ＳＷ１の導通率＝１／１６ 定電流源＝４μ とすれ
ば、充電時間ＴＣは以下の式により求まる。VL = 0V VH = 5V Capacitance = 0.4
Assuming that the conductivity of μ SW1 is 1/16 and the constant current source is 4 μ, the charging time TC is obtained by the following equation.
【００３０】[0030]
【数２】 ＴＣ＝（Ｃ×Ｖ）／ｉ ＝(０.４μＦ×（５Ｖ−０Ｖ))／(４μＡ×(１/１６))＝８sec …（数２） 以上のように０.４μＦ という小容量のコンデンサによ
り８sec の時定数を得ることができる。TC = (C × V) / i = (0.4 μF × (5V-0V)) / (4 μA × (1/16)) = 8 sec (Equation 2) As described above, it is called 0.4 μF. An 8 sec time constant can be obtained with a small capacitor.
【００３１】図１０は分圧回路１５の実施例を示すもの
で抵抗１５１，１５２を直列接続したもの、ダイオ−ド
１５３と抵抗１５４を接続したもの、あるいは抵抗１５
５と電流計１５６を直列接続したものなどが考えられ、
必要に応じて選択される。FIG. 10 shows an embodiment of the voltage dividing circuit 15 in which resistors 151 and 152 are connected in series, a diode 153 and a resistor 154 are connected, or a resistor 15 is connected.
5 and ammeter 156 connected in series,
Selected as needed.
【００３２】図１２の鋸歯状信号発生回路１６は比較器
１６２の出力がハイレベルのとき比較器の−入力はアナ
ログスイッチ１６５によりＶＨとなっているため、抵抗
163を介してコンデンサ１６１にＣＲの時定数によりコ
ンデンサのチャージ電圧がＶＨに到達するまで充電され
る。さらに充電電圧がＶＨを超えると比較器１６２の出
力がローレベルになり比較器の−入力はアナログスイッ
チ１６６によりＶＬとなっているため、コンデンサへ蓄
えられた電荷はコンデンサの電圧がＶＬ以下になるまで
ダイオード１を介し瞬時に放電する。In the sawtooth signal generating circuit 16 shown in FIG. 12, when the output of the comparator 162 is at a high level, the negative input of the comparator is set to VH by the analog switch 165.
The capacitor 161 is charged via the capacitor 163 by the time constant of CR until the charge voltage of the capacitor reaches VH. Further, when the charging voltage exceeds VH, the output of the comparator 162 becomes low level, and the negative input of the comparator is set to VL by the analog switch 166, so that the electric charge stored in the capacitor becomes equal to or lower than VL of the capacitor. Discharge instantaneously via the diode 1 until
【００３３】図１３の回転検出回路は前記電機子巻線の
１相電圧をＰ端子を介して取り込んでいる。Ｐ端子の周
波数はＦ／Ｖ変換器２４１により電圧に変換され抵抗２
４４，２４５，２４６により作られる基準電圧を＋端子
入力とする比較器２４２，２４３の−端子へ入力され
る。このため、比較器２４３の出力２４ａは設定回転数
１で反転し比較器２４２の出力２４ｂは設定回転数２で
反転する。なお、本実施例ではＦ／Ｖ変換器２４１を使
用しているが、他の実施例としてＰ端子の周期を計測し
判定出力２４ａ、２４ｂを出力することも可能である。
Ｐ端子の周波数ｆｐと充電発電機の回転数Ｎの関係は下
記のとおり。The rotation detecting circuit shown in FIG. 13 receives a one-phase voltage of the armature winding through a P terminal. The frequency of the P terminal is converted into a voltage by the F / V converter
The reference voltage generated by the reference voltages 44, 245, and 246 is input to the negative terminals of the comparators 242, 243 having the positive terminal input. Therefore, the output 24a of the comparator 243 is inverted at the set number of revolutions 1 and the output 24b of the comparator 242 is inverted at the set number of revolutions 2. In this embodiment, the F / V converter 241 is used. However, as another embodiment, it is possible to measure the period of the P terminal and output the judgment outputs 24a and 24b.
The relationship between the frequency fp of the P terminal and the rotation speed N of the charging generator is as follows.
【００３４】[0034]
【数３】 ｆｐ＝（Ｎ×界磁巻線極数）／（６０sec×２） …（数３） ここで全ての車両電気負荷の投入において界磁電流をゆ
っくりと増加させ、充電発電機の出力をゆっくり増加さ
せるとバッテリからの電流の持ち出しが増加しバッテリ
の寿命劣化につながる。特にウィンカー，ハザード，ワ
イパー等の繰り返し負荷では問題となる。しかし本回路
では、分圧器の分圧比により△Ｖを変えることで偏差信
号を分圧器１５により分圧した電圧信号Ｖｂによる界磁
電流の制御から積分回路１４の出力電圧信号Ｖａによる
界磁電流の制御に切り替わる界磁電流の増加分△Ｉｆを
調整することができ、ウィンカー，ハザード，ワイパー
等の小容量の繰り返し負荷の投入時は界磁電流を即座に
応答させ、充電発電機の出力を即座に応答させることが
でき、バッテリ寿命の劣化を抑え、又、発電電圧の変動
を抑えることが出来る。Fp = (N × number of field winding poles) / (60 sec × 2) (Equation 3) Here, the field current is slowly increased when all vehicle electric loads are applied, and the charging generator When the output is increased slowly, the current taken out of the battery increases, which leads to deterioration of the battery life. In particular, a problem is caused by a repetitive load such as a blinker, a hazard, and a wiper. However, in this circuit, by changing ΔV according to the voltage division ratio of the voltage divider, the deviation current is controlled by the voltage signal Vb obtained by dividing the deviation signal by the voltage divider 15, and the field current is controlled by the output voltage signal Va of the integration circuit 14. The increase 界 If of the field current at which control is switched can be adjusted, and when a small-capacity repetitive load such as a blinker, a hazard or a wiper is applied, the field current is immediately responded to and the output of the charging generator is immediately changed. , The deterioration of the battery life can be suppressed, and the fluctuation of the generated voltage can be suppressed.
【００３５】上記の対策を行ったことにより、ウィンカ
ー，ハザードやワイパーと言った小さな負荷が繰り返し
入るものに対してもノイズ信号が入らなくなり、調整電
圧を安定にし、ランプの明るさがちらつく現象が発生し
ないようになる。By taking the above countermeasures, a noise signal is prevented from entering even a small load such as a blinker, a hazard or a wiper which repeatedly enters, the adjustment voltage is stabilized, and the brightness of the lamp flickers. Will not occur.
【００３６】また、負荷応答機構の働く頻度が非常に少
なくなるのでバッテリの寿命を低下させる問題もなくな
る。Further, since the frequency of the operation of the load response mechanism is extremely reduced, there is no problem that the life of the battery is shortened.
【００３７】次に、本発明の第２の実施例について図１
４の回路ブロック図により説明する。第２の実施例は、
第１の実施例に対し最小通流率通過回路を簡単な回路構
成で実現したものである。積分回路１４の出力信号Ｖａ
と分圧回路１５の出力信号２６ａは各々、コレクタが接
地されエミッタが定電流源３４に接続された一対のｐｎ
ｐトランジスタ３１,３２のベースに入力され、トラン
ジスタ３１,３２のエミッタは更に比較器３６のプラス
入力に接続される。また三角波発生回路２６の出力も同
様に、コレクタが接地されエミッタが定電流源３５に接
続されたｐｎｐトランジスタ３３のベースに入力され、
そのトランジスタ３３のエミッタは更に比較器３６のマ
イナス入力に接続される。パワーＭＯＳ−ＦＥＴ２０は
比較器３６の出力信号３６ａにより直接駆動される。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
4 will be described with reference to a circuit block diagram of FIG. A second embodiment is:
In this embodiment, the minimum duty ratio passing circuit is realized with a simple circuit configuration as compared with the first embodiment. Output signal Va of integrating circuit 14
And the output signal 26a of the voltage dividing circuit 15 are a pair of pns each having a collector grounded and an emitter connected to the constant current source 34.
The signals are input to the bases of the p-transistors 31 and 32, and the emitters of the transistors 31 and 32 are further connected to the plus input of the comparator 36. Similarly, the output of the triangular wave generation circuit 26 is input to the base of a pnp transistor 33 whose collector is grounded and whose emitter is connected to the constant current source 35,
The emitter of the transistor 33 is further connected to the negative input of the comparator 36. The power MOS-FET 20 is directly driven by the output signal 36a of the comparator 36.
【００３８】図１５に比較器３６の入力電圧波形を示
す。比較器３６のマイナス入力は図のように三角波発生
回路出力電圧にトランジスタ３３のベース−エミッタ間
電圧ＶBEを加えた電圧値となる。また、比較器３６プラ
ス入力は図のようにトランジスタ３１，３２のうちベー
ス電位の低い方が導通状態となり、ベース電位の高い方
が非導通状態となるので、積分回路１４の出力信号Ｖａ
または分圧回路１５の出力信号Ｖｂのうちどちらか低い
電圧に導通状態のトランジスタのベース−エミッタ間電
圧を加えた電圧値となる。つまり、トランジスタ３１，
３２，３３のベース−エミッタ間電圧をすべて同じ値を
取るように定電流源３４，３５の電流値を設定すれば、
比較器３６は三角波発生回路２６の出力電圧を基準電圧
とし積分回路１４の出力信号Ｖａと分圧回路１５の出力
信号Ｖｂのうちどちらか低い方の電圧とを比較した出力
が得られる。この回路構成によれば、比較器の基準電圧
を鋸歯状信号以外の三角波信号等に変更しても最小通流
率通過回路を実現できる。図１６は図１４の三角発生回
路２６の詳細図である。比較器２６６の出力電圧がハイ
レベルのときはコンデンサー２６５の電位がハイ（Ｖ
Ｈ）になるまでコンデンサー２６５に抵抗２６３を介し
て電流が充電される。コンデンサー２６５の電位がＶＨ
を越えると比較器２６６の出力電圧はローレベルとなり
コンデンサー２６５の電位がロ−（ＶＬ）になるまでコ
ンデンサー２６５の電位は抵抗２６３を介し電流が放電
される。FIG. 15 shows an input voltage waveform of the comparator 36. The negative input of the comparator 36 has a voltage value obtained by adding the base-emitter voltage V BE of the transistor 33 to the output voltage of the triangular wave generating circuit as shown in the figure. As shown in the figure, the positive input of the comparator 36 becomes conductive when the base potential of the transistors 31 and 32 is lower, and becomes non-conductive when the base potential is higher.
Alternatively, a voltage value is obtained by adding the base-emitter voltage of the transistor in the conductive state to the lower voltage of the output signal Vb of the voltage dividing circuit 15. That is, the transistors 31,
If the current values of the constant current sources 34 and 35 are set so that the base-emitter voltages of 32 and 33 all have the same value,
The comparator 36 uses the output voltage of the triangular wave generation circuit 26 as a reference voltage and obtains an output obtained by comparing the output signal Va of the integration circuit 14 with the lower voltage of the output signal Vb of the voltage divider 15. According to this circuit configuration, even if the reference voltage of the comparator is changed to a triangular wave signal or the like other than the sawtooth signal, a minimum duty ratio passing circuit can be realized. FIG. 16 is a detailed diagram of the triangle generating circuit 26 of FIG. When the output voltage of the comparator 266 is at a high level, the potential of the capacitor 265 is high (V
Until H), the capacitor 265 is charged with current via the resistor 263. The potential of the capacitor 265 is VH
, The output voltage of the comparator 266 becomes low level and the current of the capacitor 265 is discharged through the resistor 263 until the potential of the capacitor 265 becomes low (VL).
【００３９】比較器２６６の出力電圧はハイレベルのと
きＶｃｃ電圧、ローレベルのとき０ボルトとすれば比較
器基準電圧ＶＨ，ＶＬの電圧は次式で表わされる。Assuming that the output voltage of the comparator 266 is Vcc when it is at a high level and 0 volt when it is at a low level, the voltages of the comparator reference voltages VH and VL are expressed by the following equations.
【００４０】[0040]
【数４】 ＶＬ＝(ＲＸ／(ＲＸ＋Ｒ２６１))×ＶＣＣ ＲＸ＝(Ｒ２６２×Ｒ２６４)／(Ｒ２６２＋Ｒ２６４) …（数４）VL = (RX / (RX + R261)) × VCC RX = (R262 × R264) / (R262 + R264) (Equation 4)
【００４１】[0041]
【数５】 ＶＨ＝(Ｒ２６２／(Ｒ２６２＋ＲＹ))×ＶＣＣ ＲＹ＝(Ｒ２６１×Ｒ２６４)／(Ｒ２６１＋Ｒ２６４) …（数５） 上記本発明の実施例の車両用充電発電機によれば、簡単
な回路構成によりバッテリ寿命の劣化を抑えてかつ電圧
変動を抑えて安定化することが出来、ランプ類の負荷変
動時の照度変化を簡単な回路構成で抑えることが出来
る。VH = (R262 / (R262 + RY)) × VCC RY = (R261 × R264) / (R261 + R264) (Equation 5) According to the vehicle charging generator of the embodiment of the present invention, a simple circuit is provided. With this configuration, it is possible to suppress the deterioration of the battery life and stabilize by suppressing the voltage fluctuation, and it is possible to suppress the change in illuminance when the load of the lamps fluctuates with a simple circuit configuration.
【００４２】又、エンジン回転数，出力電流の安定した
定常状態及び容量の小さい電気負荷の投入時には、車両
の充放電バランスを悪化させることがない電圧制御回路
を実現できる。Further, it is possible to realize a voltage control circuit which does not deteriorate the charge / discharge balance of the vehicle when the steady state of the engine speed and the output current is stable and an electric load having a small capacity is applied.
【００４３】更には、エンジン回転数が予め設定された
設定値以上の状態においては積分回路の出力を前記波形
発生回路の出力電圧の最大値より高い値に固定する手段
を備えているので、エンジン回転の高いときに負荷応答
制御を停止できる利点もある。Further, when the engine speed is equal to or higher than a preset value, there is provided means for fixing the output of the integrating circuit to a value higher than the maximum value of the output voltage of the waveform generating circuit. There is also an advantage that the load response control can be stopped when the rotation is high.
【００４４】[0044]
【発明の効果】本発明によれば、バッテリあるいは発電
機の出力電圧と予め定められた設定電圧とを比較して得
られる偏差信号から偏差分圧出力と積分出力を得、該出
力電位の低い方を界磁電流制御用パワースイッチの制御
信号として選択して入力するようにしてあるため、低電
気負荷時に界磁電流を即座に応答させて、発電機の出力
電圧を正確にコントロールできる車両用充電発電機の制
御装置が簡単な回路で提供される。According to the present invention, a deviation divided output and an integrated output are obtained from a deviation signal obtained by comparing the output voltage of a battery or a generator with a predetermined set voltage, and the output potential is low. Is selected as the control signal of the field current control power switch and is input, so that the field current can be immediately responded to when the electric load is low and the output voltage of the generator can be controlled accurately. The control of the charging generator is provided in a simple circuit.
【図１】本発明の実施例における車両用充電発電機の制
御装置のシステム構成図。FIG. 1 is a system configuration diagram of a control device for a vehicle charging generator according to an embodiment of the present invention.
【図２】上記図１における制御システムのレギュレータ
の回路構成を示す回路ブロック図。FIG. 2 is a circuit block diagram showing a circuit configuration of a regulator of the control system in FIG. 1;
【図３】図２における電気負荷と各端子電圧の応答を示
す特性図。FIG. 3 is a characteristic diagram showing a response between an electric load and each terminal voltage in FIG. 2;
【図４】図２における最小通流率通過回路動作波形図。FIG. 4 is an operation waveform diagram of a minimum conduction ratio passage circuit in FIG. 2;
【図５】図３における時間軸拡大図。FIG. 5 is an enlarged view of a time axis in FIG. 3;
【図６】図２における電圧検出回路の詳細図。FIG. 6 is a detailed diagram of a voltage detection circuit in FIG. 2;
【図７】図２における設定電圧回路の詳細図。FIG. 7 is a detailed view of a setting voltage circuit in FIG. 2;
【図８】図２における偏差出力回路の詳細図。FIG. 8 is a detailed diagram of a deviation output circuit in FIG. 2;
【図９】図２における積分回路の詳細図。FIG. 9 is a detailed diagram of the integration circuit in FIG. 2;
【図１０】図２における分圧回路の他の詳細図。FIG. 10 is another detailed diagram of the voltage dividing circuit in FIG. 2;
【図１１】図９における動作波形図。FIG. 11 is an operation waveform diagram in FIG. 9;
【図１２】図２における鋸歯状信号発生回路の詳細図。FIG. 12 is a detailed diagram of a saw-tooth signal generation circuit in FIG. 2;
【図１３】図２における回転検出回路の詳細図。FIG. 13 is a detailed diagram of a rotation detection circuit in FIG. 2;
【図１４】他の実施例におけるレギュレータの回路構成
を示す回路ブロック図。FIG. 14 is a circuit block diagram showing a circuit configuration of a regulator according to another embodiment.
【図１５】図１４における比較器３６の入力電圧波形
図。15 is an input voltage waveform diagram of a comparator 36 in FIG.
【図１６】図１４における三角波発生回路の詳細図。FIG. 16 is a detailed view of the triangular wave generation circuit in FIG.
１…充電発電機、６…バッテリ、８…電気負荷、７…レ
ギュレータ、１０…電源回路、１１…電圧検出回路、１
２…設定電圧回路、１３…偏差信号出力回路、１４…積
分回路、１６…波形発生回路（鋸歯状信号発生回路）１
７，１８…比較器、１９…ＡＮＤ回路、２０…パワース
イッチ（パワーＭＯＳ−ＦＥＴ）、２６…波形発生回路
（三角波発生回路）。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Charging generator, 6 ... Battery, 8 ... Electrical load, 7 ... Regulator, 10 ... Power supply circuit, 11 ... Voltage detection circuit, 1
2 ... setting voltage circuit, 13 ... deviation signal output circuit, 14 ... integration circuit, 16 ... waveform generation circuit (sawtooth signal generation circuit) 1
7, 18: comparator, 19: AND circuit, 20: power switch (power MOS-FET), 26: waveform generating circuit (triangular wave generating circuit).
フロントページの続き (72)発明者 桝本 正寿 茨城県勝田市大字高場字鹿島谷津2477番 地３ 日立オートモティブエンジニアリ ング株式会社内 (72)発明者 菅家 厚 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株式会社 日立製作所 日立研究所内 (56)参考文献 特開 平５−176600（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−308135（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02J 7/14 - 7/24 Continued on the front page (72) Inventor Masatoshi Masumoto 2477 Kashima-Yatsu, Kata-shi, Ibaraki Pref.Hitachi Automotive Engineering Co., Ltd. No. 1 Hitachi, Ltd. Hitachi Research Laboratory (56) References JP-A-5-176600 (JP, A) JP-A-1-308135 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB Name) H02J 7/14-7/24
Claims (11)
出力を整流してバッテリに充電する手段と、前記充電電
圧を一定に制御する電圧制御手段とを備えた車両用充電
発電機の制御装置であって、前記バッテリあるいは発電
機の出力電圧と予め定められた設定電圧とを比較して得
られる偏差信号から偏差分圧出力と積分出力を得、該出
力電位の低い方を界磁電流制御用パワースイッチの制御
信号として選択して入力することを特徴とした車両用充
電発電機の制御装置。1. A control device for a vehicular charging generator, comprising: means for driving an engine to rectify an obtained power output to charge a battery; and voltage control means for controlling the charging voltage to be constant. A deviation divided output and an integral output are obtained from a deviation signal obtained by comparing the output voltage of the battery or the generator with a predetermined set voltage, and the lower one of the output potentials is used as the field current control power. A control device for a vehicular charging generator, which is selected and input as a control signal of a switch.
電気負荷が安定しているときは偏差分圧出力により、負
荷投入時には積分出力により作動されることを特徴とす
る車両用充電発電機の制御装置。2. The control of a vehicle charging generator according to claim 1, wherein the power switch is activated by a deviation partial output when the electric load is stable and by an integral output when the load is turned on. apparatus.
ワーＭＯＳ−ＦＥＴ素子であることを特徴とする車両用
充電発電機の制御装置。3. The control device for a vehicle charging generator according to claim 1, wherein the power switch is a power MOS-FET device.
を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受けて電流を発
生し整流器を介してバッテリを充電する電機子巻線と、
前記バッテリの電圧又は整流器の電圧を検出する電圧検
出回路と、基準電圧を発生する設定電圧回路と、前記電
圧検出回路の出力電圧と前記基準電圧とを入力して偏差
信号を出力する偏差信号出力回路と、一定の電圧領域内
においてあらかじめ設定された周期で上昇下降する波形
を出力する波形発生回路と、前記偏差信号出力回路の出
力にロータの時定数より長い時定数で応答する積分回路
と、前記偏差信号出力回路の出力電圧を分圧する分圧回
路と、前記積分回路の出力電圧と前記分圧回路の出力電
圧のうちどちらか低い方の電圧及び前記波形発生回路の
出力を入力とする比較器と、該比較器の出力で界磁巻線
に供給する電流を制御する電流制御回路とを有すること
を特徴とする車両用充電発電機の制御装置。4. A field winding driven by rotation of an engine to generate a rotating magnetic field; an armature winding receiving the rotating magnetic field to generate a current and charge a battery via a rectifier;
A voltage detection circuit for detecting the voltage of the battery or the voltage of the rectifier; a setting voltage circuit for generating a reference voltage; and a deviation signal output for inputting an output voltage of the voltage detection circuit and the reference voltage and outputting a deviation signal. A circuit, a waveform generation circuit that outputs a waveform that rises and falls at a preset cycle within a certain voltage range, and an integration circuit that responds to the output of the deviation signal output circuit with a time constant longer than the time constant of the rotor, A voltage dividing circuit that divides an output voltage of the deviation signal output circuit; and a comparison in which the lower one of the output voltage of the integrating circuit and the output voltage of the voltage dividing circuit and the output of the waveform generating circuit are input. And a current control circuit for controlling a current supplied to a field winding by an output of the comparator.
動増幅した電圧を発生する差動増幅回路を含んでいるこ
とを特徴とする車両用充電発電機の制御装置。5. The control device for a vehicle charging generator according to claim 4, wherein the deviation signal output circuit includes a differential amplifier circuit for generating a differentially amplified voltage.
を発生する三角波発生回路であることを特徴とする車両
用充電発電機の制御装置。6. A control device according to claim 4, wherein said waveform generating circuit is a triangular wave generating circuit for generating a triangular wave.
波形を発生する鋸歯状信号発生回路であることを特徴と
する車両用充電発電機の制御装置。7. A control device for a vehicle charging generator according to claim 4, wherein said waveform generating circuit is a sawtooth signal generating circuit for generating a sawtooth waveform.
を発生する界磁巻線と、前記回転磁界を受けて電流を発
生し整流器を介してバッテリを充電する電機子巻線と、
前記バッテリの電圧又は整流器の電圧を検出する電圧検
出回路と、基準電圧を発生する設定電圧回路と、前記電
圧検出回路の出力電圧と前記基準電圧とを入力して偏差
信号を出力する偏差信号出力回路と、一定の電圧領域内
においてあらかじめ設定された周期で鋸歯状波形信号を
出力する鋸歯状信号発生回路と、前記偏差信号出力回路
の出力にロータの時定数より長い時定数で応答する積分
回路と、前記偏差信号出力回路の出力電圧を分圧する分
圧回路と、前記積分回路の出力及び前記鋸歯状電圧を入
力とする第１の比較器と、前記分圧回路の出力及び前記
鋸歯状電圧を入力とする第２の比較器と、前記第１の比
較器の出力と前記第２の比較器の出力を比較し、通流率
の低い方を出力する最小通流率通過回路と前記最小通流
率通過回路の出力で前記界磁巻線に供給する電流を制御
する電流制御回路とを有することを特徴とする車両用充
電発電機の制御装置。8. A field winding that is driven by rotation of the engine to generate a rotating magnetic field, an armature winding that receives the rotating magnetic field, generates a current, and charges a battery via a rectifier.
A voltage detection circuit for detecting the voltage of the battery or the voltage of the rectifier; a setting voltage circuit for generating a reference voltage; and a deviation signal output for inputting an output voltage of the voltage detection circuit and the reference voltage and outputting a deviation signal. A sawtooth signal generating circuit for outputting a sawtooth waveform signal at a preset cycle within a constant voltage range; and an integrator circuit for responding to the output of the deviation signal output circuit with a time constant longer than the time constant of the rotor. A voltage dividing circuit for dividing an output voltage of the deviation signal output circuit; a first comparator receiving an output of the integrating circuit and the sawtooth voltage; and an output of the voltage dividing circuit and the sawtooth voltage. A second comparator having an input of the first comparator, an output of the first comparator, and an output of the second comparator. Output of duty ratio passing circuit A control device for a vehicle charging generator and having a current control circuit for controlling the current supplied to the field winding.
電流源がスイッチＳＷ１を介してコンデンサに接続さ
れ、さらに一対のＮＰＮトランジスタのベースが前記コ
ンデンサの一端に接続されていることを特徴とする車両
用充電発電機の制御装置。9. The integrating circuit according to claim 4, wherein the constant current source is connected to the capacitor via the switch SW1, and the bases of the pair of NPN transistors are connected to one end of the capacitor. Control device for a vehicle charging generator.
転数が予め設定された設定値以上の状態においては前記
積分回路の出力を前記波形発生回路の出力電圧の最大値
より高い値に固定する手段を設けたことを特徴とする車
両用充電発電機の制御装置。10. A means according to claim 4, wherein the output of said integrating circuit is fixed to a value higher than the maximum value of the output voltage of said waveform generating circuit when the engine speed is equal to or higher than a preset value. A control device for a vehicle charging generator, comprising:
路と積分回路の出力間に配置され、回転検出回路出力に
より制御されるスイッチ手段で構成されていることを特
徴とする車両用充電発電機の制御装置。11. A vehicle charging generator according to claim 10, wherein said fixing means is provided between said power supply circuit and said output of said integrating circuit and comprises switch means controlled by the output of said rotation detecting circuit. Control device.
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|---|---|---|---|---|
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-
1993
- 1993-03-02 JP JP04093093A patent/JP3192020B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JPH0654464A (en) | 1994-02-25 |
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