JP3185143B2 - Digital frequency converter - Google Patents
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Description
本発明は、デジタル信号処理技術を用いた周波数変換
装置に関するものである。The present invention relates to a frequency conversion device using digital signal processing technology.
デジタル処理技術を用いて第１入力信号を第２入力信
号でデジタル周波数変換するように構成された従来の周
波数変換装置では、第１入力信号を標本化する標本化周
波数と第２入力信号を標本化する標本化周波数とは同じ
周波数としていた。In a conventional frequency conversion device configured to perform digital frequency conversion of a first input signal with a second input signal using digital processing technology, a sampling frequency for sampling the first input signal and a second input signal are sampled. The sampling frequency to be converted is the same frequency.
上述したような従来の技術では、第１入力信号および
第２入力信号に対してフィルタリング等の処理を行う場
合、これらの処理は実時間（リアルタイム）処理を行う
必要があるが、とちらかの入力信号の最高周波数が低い
場合でも、高い周波数の標本化周波数にあわせた高速の
A/D変換器が要求されるため高価になるという問題があ
る。 更に、この場合、各入力信号に対しフィルタリングを
行うと、標本化周波数に比較して遮断周波数が相当に低
くなり、演算誤差が大きくなるという問題がある。 また、デジタル化した信号から原信号を完全に再現す
るためには、ナイキストの標本化定理を満足すればよい
が、必要以上に高い標本化周波数で標本化した場合に
は、無駄な標本値を扱わなければならないので、非効率
的であるという問題がある。 いま、第１入力信号（周波数fv）に対しては、ナイキ
ストの標本化定理を満足する標本化周波数fsによって標
本化し、第２入力信号（周波数fc）に対しては、ナイキ
ストの標本化定理を満足する標本化周波数Fsによって標
本化するとき、fv＜fcであれば、当然fs＜Fsとできる。 即ち、第１入力信号を標本化する標本化周波数fsは従
来であれば、第２入力信号の最高周波数に対してナイキ
ストの標本化定理を満足する標本化周波数Fsと同じにし
なければいけないのに対して、より低い周波数のfsで十
分である。 第２図（ａ），第２図（ｂ）に示した周波数変換装置
において、fcを第２入力信号の周波数,Fsを第２入力信
号を標本化する第２標本化周波数,fvを第１入力信号の
周波数,fsを第１入力信号を標本化する第１標本化周波
数とすれば、前記第１入力信号および第２入力信号を標
本化することによりそれぞれ第３図（ａ），第３図
（ｂ）に示すようなスペクトル分布を示すようになる。
そして、周波数変換後のスペクトルは第４図に示すよう
になる。 上記第３図，第４図により、第２標本化周波数と異な
る第１標本化周波数で第１入力信号を標本化する標本化
を行っても当該第１入力信号の情報は保存されることは
明らかである。 本発明にかかるデジタル周波数変換装置は、以上の点
と、周波数変換装置に入力される二つの信号の周波数が
大きく異なる場合に着目して、A/Dコンバータや処理装
置のコストを抑えると共に、周波数変換装置に対するフ
ィルタリング等の処理を軽減させることを目的として発
明されたものである。In the above-described conventional technique, when processing such as filtering is performed on the first input signal and the second input signal, it is necessary to perform these processings in real time (real time). Even if the highest frequency of the input signal is low, the high-speed sampling frequency
There is a problem that it is expensive because an A / D converter is required. Further, in this case, when filtering is performed on each input signal, there is a problem that a cutoff frequency becomes considerably lower than a sampling frequency, and a calculation error increases. Also, in order to completely reproduce the original signal from the digitized signal, it is sufficient to satisfy Nyquist's sampling theorem, but if sampling is performed at a sampling frequency higher than necessary, useless sample values There is a problem that it is inefficient because it must be handled. Now, the first input signal (frequency fv) is sampled at a sampling frequency fs satisfying the Nyquist sampling theorem, and the second input signal (frequency fc) is sampled by the Nyquist sampling theorem. When sampling with a satisfying sampling frequency Fs, if fv <fc, then naturally fs <Fs. That is, the sampling frequency fs for sampling the first input signal must be the same as the sampling frequency Fs that satisfies the Nyquist sampling theorem with respect to the highest frequency of the second input signal in the related art. On the other hand, a lower frequency fs is sufficient. In the frequency converter shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b), fc is the frequency of the second input signal, Fs is the second sampling frequency for sampling the second input signal, and fv is the first sampling frequency. Assuming that the frequency, fs, of the input signal is a first sampling frequency for sampling the first input signal, the first input signal and the second input signal are sampled to obtain the signals shown in FIGS. A spectrum distribution as shown in FIG.
The spectrum after frequency conversion is as shown in FIG. According to FIGS. 3 and 4, even if the sampling of the first input signal is performed at the first sampling frequency different from the second sampling frequency, the information of the first input signal is not saved. it is obvious. The digital frequency conversion device according to the present invention focuses on the above points and the case where the frequencies of two signals input to the frequency conversion device are significantly different, while suppressing the cost of the A / D converter and the processing device and reducing the frequency. It is invented for the purpose of reducing the processing such as filtering for the conversion device.
本発明にかかるデジタル周波数変換装置においては、 入力された第１入力信号をデジタル処理により周波数
変換するデジタル周波数変換装置において、 前記第１入力信号を第１標本化周波数で標本化してデ
ジタル信号として出力する第１標本化手段と、 前記第１標本化周波数とは異なる第２標本化周波数の
デジタル信号を出力する第２標本化手段と、 前記第１標本化手段から出力された第１標本化周波数
のデジタル信号と、前記第２標本化手段から出力された
第２標本化周波数のデジタル信号とを混合する混合手段
と、 該混合手段にて混合された信号をアナログ信号に変換
するアナログ変換手段と、 該アナログ変換手段にてアナログ変換された信号か
ら、前記第１標本化手段と第２標本化手段において生じ
た標本化による折り返し歪みを除去する帯域通過型補間
フィルタと、 を備えるという手段を講じた。 即ち、第２図（ａ）に示すように、周波数が低い方の
第１入力信号（周波数fv）を第１標本化周波数fsで標本
化してデジタル信号として出力する第１標本化手段101
と、周波数が高い方の第２入力信号（周波数fc）を第２
標本化周波数Fsにて標本化してデジタル信号として出力
する第２標本化手段102と、異なる標本化周波数で標本
化された二つのデジタル信号を混合する混合手段103
と、混合手段103から出力される混合信号をアナログ信
号へ変換するアナログ変換手段106とを備えるのであ
る。 なお、これらの標本化により生じた折り返し歪みを除
去するために、帯域通過型補間フィルタ（図示せず）を
備えるものとする。 また、第２図（ｂ）に示すように、前記第１標本化手
段101を、入力された第１入力信号を前記第１標本化周
波数fsにて標本化してデジタル信号へ変換するデジタル
変換手段104と、前記デジタル信号を演算処理して出力
する演算処理手段105とから構成しても同様である。In a digital frequency conversion device according to the present invention, in a digital frequency conversion device that converts the frequency of an input first input signal by digital processing, the first input signal is sampled at a first sampling frequency and output as a digital signal A first sampling unit that outputs a digital signal having a second sampling frequency different from the first sampling frequency; and a first sampling frequency that is output from the first sampling unit. Mixing means for mixing the digital signal of the above with the digital signal of the second sampling frequency output from the second sampling means; and analog conversion means for converting the signal mixed by the mixing means into an analog signal. From the signal converted by the analog conversion means, the aliasing distortion caused by the sampling generated in the first sampling means and the second sampling means is calculated. A band-pass interpolation filter which removed by, took measures that comprises a. That is, as shown in FIG. 2A, a first sampling means 101 for sampling a first input signal (frequency fv) having a lower frequency at a first sampling frequency fs and outputting it as a digital signal.
And the second input signal (frequency fc) having the higher frequency
A second sampling means 102 for sampling at a sampling frequency Fs and outputting as a digital signal, and a mixing means 103 for mixing two digital signals sampled at different sampling frequencies
And an analog conversion means 106 for converting the mixed signal output from the mixing means 103 into an analog signal. It should be noted that a bandpass interpolation filter (not shown) is provided to remove aliasing distortion caused by these samplings. Further, as shown in FIG. 2 (b), the first sampling means 101 converts the input first input signal into a digital signal by sampling at the first sampling frequency fs. The same applies to a case where the digital signal processing apparatus includes a digital signal processing unit 104 and arithmetic processing means 105 for performing arithmetic processing on the digital signal and outputting the digital signal.
本発明にかかるデジタル周波数変換装置では、例え
ば、上述したように、周波数が低い方の第１入力信号の
周波数を高い方の第２入力信号の周波数で周波数変換す
るデジタル周波数変換装置において、第１入力信号を標
本化する標本化周波数である第１標本化周波数を、第２
入力信号を標本化する標本化周波数である第２標本化周
波数より例えば低い周波数として両者を異なる周波数と
しても、周波数変換された信号に第１入力信号の情報は
保存されることから、第１入力信号を標本化する第１標
本化周波数を、第２入力信号を標本化する第２標本化周
波数ほど高い周波数とする必要はなくなる。 即ち、第２図（ａ）に示すように、第１入力信号（周
波数fv）を第１標本化周波数fsで標本化してデジタル信
号として出力する第１標本化手段101と、第２入力信号
（周波数fc）を第２標本化周波数Fsにて標本化してデジ
タル信号として出力する第２標本化手段102と、前記標
本化された二つのデジタル信号を混合する混合手段103
と、混合手段103から出力される混合信号をアナログ信
号へ変換するアナログ変換手段106とを備え、第１入力
信号の最高周波数に対し、ナイキストの標本化定理を満
足する第１標本化周波数fsによって第１入力信号を標本
化し、第２入力信号の最高周波数に対し、ナイキストの
標本化定理を満足する第２標本化周波数Fsによって第２
入力信号を標本化するとき、fv＜fcであれば、当然fs＜
Fsとできる。 即ち、第１入力信号を標本化する第１標本化周波数fs
は従来であれば、第２入力信号の最高周波数に対してナ
イキストの標本化定理を満足する標本化周波数Fsとしな
ければいけないのに対して、より低い周波数fsで十分と
なるのである。 また、第２図（ｂ）に示すように、前記第１標本化手
段101を、入力された第１入力信号を第１標本化周波数
にてデジタル信号へ変換するデジタル変換手段104と、
前記デジタル信号を演算処理して出力する演算処理手段
105とから構成しても同様である。 上記において、第４図に示すように、第２入力信号の
周波数fcからfs離れたところに第１入力信号の標本化に
より追加された折り返し歪が存在するようになる。 この第１入力信号の標本化による折り返し歪は、アナ
ログ変換手段106の後段に接続する帯域通過型補間フィ
ルタの特性を、第５図に示すように第１入力信号の最高
周波数を通過させるだけの帯域幅を持ち、且つ、折り返
し歪を許容できるレベルまで減衰させることができる特
性とすれば良い。 このようにして、本発明にかかるデジタル周波数変換
変調装置によれば、第１入力信号を標本化する標本化周
波数と第２入力信号を標本化する標本化周波数とを異な
る周波数に設定しても高精度の周波数変換ができる。従
って、以上の場合では、第１入力信号を標本化する第１
標本化周波数は、第２入力信号を標本化する第２標本化
周波数ほど高い周波数とする必要はなくなり、従来より
低い周波数とすることができるのである。In the digital frequency converter according to the present invention, for example, as described above, in the digital frequency converter that converts the frequency of the first input signal having the lower frequency to the frequency of the second input signal having the higher frequency, A first sampling frequency, which is a sampling frequency for sampling an input signal, is defined as a second sampling frequency.
Even if the frequency is different from the second sampling frequency, which is the sampling frequency for sampling the input signal, for example, the information of the first input signal is stored in the frequency-converted signal. The first sampling frequency at which the signal is sampled need not be as high as the second sampling frequency at which the second input signal is sampled. That is, as shown in FIG. 2A, a first sampling means 101 for sampling a first input signal (frequency fv) at a first sampling frequency fs and outputting it as a digital signal; A second sampling means 102 for sampling the frequency fc) at a second sampling frequency Fs and outputting it as a digital signal; and a mixing means 103 for mixing the two sampled digital signals.
And an analog converting means 106 for converting the mixed signal output from the mixing means 103 into an analog signal. The first sampling frequency fs satisfying the Nyquist sampling theorem with respect to the highest frequency of the first input signal. The first input signal is sampled, and a second sampling frequency Fs that satisfies the Nyquist sampling theorem is used for the highest frequency of the second input signal.
When sampling the input signal, if fv <fc, naturally fs <
Can be Fs. That is, the first sampling frequency fs for sampling the first input signal
In the prior art, the sampling frequency Fs that satisfies the Nyquist sampling theorem for the highest frequency of the second input signal must be satisfied, whereas a lower frequency fs is sufficient. Further, as shown in FIG. 2 (b), the first sampling means 101 comprises a digital conversion means 104 for converting the input first input signal into a digital signal at a first sampling frequency.
Arithmetic processing means for arithmetically processing and outputting the digital signal
The same applies to the case where it is composed of 105. In the above, as shown in FIG. 4, aliasing distortion added by sampling the first input signal exists at a distance of fs from the frequency fc of the second input signal. The aliasing distortion caused by the sampling of the first input signal causes the characteristic of the band-pass interpolation filter connected downstream of the analog conversion means 106 to pass only the highest frequency of the first input signal as shown in FIG. The characteristic may have a bandwidth and can attenuate aliasing to an acceptable level. As described above, according to the digital frequency conversion modulation apparatus of the present invention, even if the sampling frequency for sampling the first input signal and the sampling frequency for sampling the second input signal are set to different frequencies. High-precision frequency conversion is possible. Therefore, in the above case, the first sampling of the first input signal is performed.
The sampling frequency does not need to be higher than the second sampling frequency for sampling the second input signal, and can be lower than the conventional frequency.
以下に、本発明にかかるデジタル周波数変換装置の好
適な実施例を図面に基づいて詳細に説明する。 第１図は本発明にかかるデジタル周波数変換装置の実
施例のブロック図である。 第１図において、 ｘは第１入力信号としての変調信号、１は増幅器、２は
アンチエイリアシングフィルタ、３はA/Dコンバータ、
４は平衡変調器、５はデジタルSSBフィルタ、６はミキ
サー、７はD/Aコンバータ、８は帯域通過型補間フィル
タ、９は第１標本化周波数〔fs〕のSSBキャリアを発生
するSSBキャリア発生回路である。そして、10はデジタ
ル信号として、第２標本化周波数〔Fs〕のヘテロダイン
キャリアを出力するヘテロダインキャリア発生回路であ
り、11は第１標本化手段を含んだ変調部である。なお、
ｙは変換出力信号である。但しfs＜Fs。 この実施例のように平衡変調の場合には、帯域通過化
型補間フィルタ８の特性を第５図に示すように、変調信
号の最高周波数を通過させるだけの帯域幅を持ち、且
つ、折り返し歪を許容できるレベルまで減衰させること
ができる特性を持ったフィルタにするか、或いは、D/A
コンバータ７の後段に接続する補間フィルタに低域通過
型補間フィルタと高域通過フィルタを直列接続し第５図
と同等の特性を得ることによって簡単に除去することが
できる。 この実施例のデジタル周波数変換装置によれば、ヘテ
ロダインキャリア発生回路10の第２標本化周波数Fsと、
SSBキャリア発生回路９の第１標本化周波数fsとを同一
にする必要がなくなる。 このため、周波数の低い方の入力信号である変調信号
ｘを標本化，量子化するA/Dコンバータ３には比較的安
価な、例えば一般的に普及している12ビットから16ビッ
トの高分解能と優れた直線性を持ったPCMオーディオ用
のA/Dコンバータが使用できるようになる。そして、周
波数変換の過程においてフィルタリング等の処理を行う
デジタルシグナルプロセッサにはＣ−MOSプロセスを採
用した低消費電力で汎用あるいはPCMオーディオ用の比
較的安価なデジタルシグナルプロセッサが使用できるよ
うになる。これらのデジタルシグナルプロセッサは16ビ
ット×16ビット以上の乗算器を備えているため高精度演
算が可能である。 また、周波数の低い方の入力信号である変調信号ｘを
適切な標本化周波数で標本化できるから、従来の技術の
ように、遮断周波数は標本化周波数に比較し相当に低く
はならない。 これにより、デジタルフィルタの特性が劣化しにくい
という利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた周
波数変換におけるフィルタリング等の処理を、比較的安
価なデジタル信号回路に置換できるようになる。このた
め、品質の均一性が高く経時変化のより少ない、より高
品質，高品位な周波数変換を比較的安価な装置で行うこ
とができるという効果が得られるのである。Hereinafter, preferred embodiments of a digital frequency converter according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a digital frequency converter according to the present invention. In FIG. 1, x is a modulation signal as a first input signal, 1 is an amplifier, 2 is an anti-aliasing filter, 3 is an A / D converter,
4 is a balanced modulator, 5 is a digital SSB filter, 6 is a mixer, 7 is a D / A converter, 8 is a band-pass interpolation filter, 9 is an SSB carrier that generates an SSB carrier of the first sampling frequency [fs]. Circuit. Reference numeral 10 denotes a heterodyne carrier generation circuit that outputs a heterodyne carrier having a second sampling frequency [Fs] as a digital signal, and reference numeral 11 denotes a modulation unit including first sampling means. In addition,
y is the converted output signal. However, fs <Fs. In the case of balanced modulation as in this embodiment, as shown in FIG. 5, the characteristic of the band-pass type interpolation filter 8 has a bandwidth enough to pass the highest frequency of the modulation signal, and also has aliasing distortion. Filter with a characteristic that can attenuate to an acceptable level, or D / A
The low-pass interpolation filter and the high-pass filter are connected in series to the interpolation filter connected to the subsequent stage of the converter 7 to obtain characteristics equivalent to those shown in FIG. According to the digital frequency converter of this embodiment, the second sampling frequency Fs of the heterodyne carrier generation circuit 10 is:
There is no need to make the first sampling frequency fs of the SSB carrier generation circuit 9 the same. Therefore, the A / D converter 3 that samples and quantizes the modulation signal x, which is the input signal of the lower frequency, is relatively inexpensive, for example, a commonly used 12-bit to 16-bit high resolution. A / D converter for PCM audio with excellent linearity can be used. As a digital signal processor that performs processes such as filtering in the process of frequency conversion, a low-power-consumption, relatively inexpensive digital signal processor for general-purpose or PCM audio employing a C-MOS process can be used. Since these digital signal processors are equipped with a multiplier of 16 bits × 16 bits or more, high-precision arithmetic is possible. Further, since the modulation signal x, which is the input signal having the lower frequency, can be sampled at an appropriate sampling frequency, the cutoff frequency does not become considerably lower than the sampling frequency as in the related art. Thus, there is an advantage that the characteristics of the digital filter are hardly deteriorated. For these reasons, processing such as filtering in frequency conversion that has conventionally been configured by analog can be replaced with a relatively inexpensive digital signal circuit. For this reason, there is obtained an effect that higher quality and higher quality frequency conversion with high uniformity of the quality and less change over time can be performed by a relatively inexpensive apparatus.
本発明によれば、第１入力信号を標本化する第１標本
化周波数と、第２標本化周波数とを同一の周波数にする
必要がなくなるので、周波数の低い方の入力信号を標本
化，量子化するA/D変換器には比較的安価な、例えば一
般的に普及している12ビットから16ビットの高分解能と
優れた直線性を持ったPCMオーディオ用のA/D変換器が使
用できるようになる。そして、周波数変化の過程におい
てフィルタリング等の処理を行うデジタルシグナルプロ
セッサにはＣ−MOSプロセスを採用した低消費電力で汎
用あるいはPCMオーディオ用の比較的安価なデジタルシ
グナルプロセッサが使用できるようになる。これらのデ
ジタルシグナルプロセッサは16ビット×16ビット以上の
乗算器を備えているため高精度演算が可能である。 そして、周波数の低い方の入力信号を適切な標本化周
波数で標本化できることから、従来の技術のように遮断
周波数は標本化周波数に比較し相当に低くはならない。 これにより、デジタルフィルタの特性が劣化しにくい
という利点がある。 これらの理由により、従来アナログで構成していた、
周波数変換におけるフィルタリング等の処理をデジタル
信号処理回路に置換できるようになる。このため、品質
の均一性が高く経時変化のより少ない、より高品質，高
品位な周波数変換を比較的安価な装置で行うことができ
る。According to the present invention, the first sampling frequency for sampling the first input signal and the second sampling frequency do not need to be the same frequency, so that the input signal having the lower frequency is sampled and quantized. A / D converters that can be used can be relatively inexpensive, for example, commonly used A / D converters for PCM audio with 12 to 16 bits of high resolution and excellent linearity can be used. Become like As a digital signal processor that performs processing such as filtering in the course of frequency change, a relatively inexpensive digital signal processor for general purpose or PCM audio with low power consumption employing a C-MOS process can be used. Since these digital signal processors are equipped with a multiplier of 16 bits × 16 bits or more, high-precision arithmetic is possible. Since the input signal having the lower frequency can be sampled at an appropriate sampling frequency, the cutoff frequency does not become considerably lower than the sampling frequency as in the related art. Thus, there is an advantage that the characteristics of the digital filter are hardly deteriorated. For these reasons, analog was conventionally configured,
Processing such as filtering in frequency conversion can be replaced with a digital signal processing circuit. Therefore, higher quality and higher quality frequency conversion with high uniformity of quality and less change over time can be performed by a relatively inexpensive apparatus.
第１図は本発明にかかるデジタル周波数変換装の実施例
のブロック図、第２図（ａ），第２図（ｂ）は本発明に
かかるデジタル変調装置の基本構成を説明するブロック
図、第３図（ａ）は標本化された第１入力信号の周波数
スペクトル図、第３図（ｂ）は標本化された第２入力信
号の周波数スペクトル図、第４図は周波数変換後の周波
数スペクトル図、第５図は実施例の帯域通過型補間フィ
ルタの特性である。 ３……A/Dコンバータ（デジタル変換手段）、６……ミ
キサー（混合手段）、７……D/Aコンバータ（アナログ
変換手段）、８……帯域通過型補間フィルタ、９……SS
Bキャリア発生回路、10……ヘテロダインキャリア発生
回路（第２標本化手段）、11……変調部（第１標本化手
段）、fv……第１入力信号、fs……第１標本化周波数、
Fs……第２標本化周波数。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of a digital frequency converter according to the present invention, and FIGS. 2 (a) and 2 (b) are block diagrams illustrating a basic configuration of a digital modulator according to the present invention. 3 (a) is a frequency spectrum diagram of a sampled first input signal, FIG. 3 (b) is a frequency spectrum diagram of a sampled second input signal, and FIG. 4 is a frequency spectrum diagram after frequency conversion. FIG. 5 shows the characteristics of the band-pass interpolation filter of the embodiment. 3 A / D converter (digital conversion means), 6 mixer (mixing means), 7 D / A converter (analog conversion means), 8 band-pass interpolation filter, 9 SS
B carrier generation circuit, 10 heterodyne carrier generation circuit (second sampling means), 11 modulation section (first sampling means), fv first input signal, fs first sampling frequency,
Fs... Second sampling frequency.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−185707（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−7006（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−116670（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−292904（ＪＰ，Ａ) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of front page (56) References JP-A-57-185707 (JP, A) JP-A-63-7006 (JP, A) JP-A-61-116670 (JP, A) JP-A-1- 292904 (JP, A)
Claims (1)
より周波数変換するデジタル周波数変換装置において、 前記第１入力信号を第１標本化周波数で標本化してデジ
タル信号として出力する第１標本化手段と、 前記第１標本化周波数とは異なる第２標本化周波数のデ
ジタル信号を出力する第２標本化手段と、 前記第１標本化手段から出力された第１標本化周波数の
デジタル信号と、前記第２標本化手段から出力された第
２標本化周波数のデジタル信号とを混合する混合手段
と、 該混合手段にて混合された信号をアナログ信号に変換す
るアナログ変換手段と、 該アナログ変換手段にてアナログ変換された信号から、
前記第１標本化手段と第２標本化手段において生じた標
本化による折り返し歪みを除去する帯域通過型補間フィ
ルタと、 を備えたことを特徴とするデジタル周波数変換装置。1. A digital frequency conversion device for converting the frequency of an input first input signal by digital processing, wherein the first input signal is sampled at a first sampling frequency and output as a digital signal. A second sampling means for outputting a digital signal of a second sampling frequency different from the first sampling frequency; a digital signal of a first sampling frequency output from the first sampling means; Mixing means for mixing the digital signal of the second sampling frequency output from the second sampling means with the analog signal; analog converting means for converting the signal mixed by the mixing means into an analog signal; From the analog-converted signal
A digital frequency conversion device, comprising: a band-pass interpolation filter for removing aliasing distortion caused by sampling generated in the first sampling means and the second sampling means.
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|---|---|---|---|
| JP31305289A JP3185143B2 (en) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Digital frequency converter |
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| JPH03172004A (en) | 1991-07-25 |
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