JP3179267B2 - フィルタ及びこのフィルタを用いたキャリア位相推定装置 - Google Patents
フィルタ及びこのフィルタを用いたキャリア位相推定装置Info
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、移動体衛星通信など
の移動体による無線通信分野において、ＰＳＫ変調され
た受信信号のキャリア位相を推定するキャリア位相推定
装置に関する。特に、ディジタル回路によって構成され
ており、フェージングによる受信キャリア位相の変動に
追随することができるキャリア位相推定装置に関する。
の移動体による無線通信分野において、ＰＳＫ変調され
た受信信号のキャリア位相を推定するキャリア位相推定
装置に関する。特に、ディジタル回路によって構成され
ており、フェージングによる受信キャリア位相の変動に
追随することができるキャリア位相推定装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図７はAndrew J.Viterbi,Audrey M.Vite
rbi,“Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrie
r Phase with Application to Burst Digital Transmis
sion”,IEEE Transactions on Information Theory,vo
l.IT-29,no.4,pp.543-551,July,1983. に示されたＰＳ
Ｋ変調された受信信号のキャリア位相を推定する従来の
デジタル化されたキャリア位相推定装置の構成図であ
る。
rbi,“Nonlinear Estimation of PSK-Modulated Carrie
r Phase with Application to Burst Digital Transmis
sion”,IEEE Transactions on Information Theory,vo
l.IT-29,no.4,pp.543-551,July,1983. に示されたＰＳ
Ｋ変調された受信信号のキャリア位相を推定する従来の
デジタル化されたキャリア位相推定装置の構成図であ
る。
【０００３】図７に示されているように、ベースバンド
変換回路１は、受信ＩＦ信号３を入力し、ディジタルベ
ースバンド信号の同相成分Ｉn ，および直交成分Ｑn を
出力する。そして、位相推定回路２は、この同相成分Ｉ
n ，および直交成分Ｑn を入力し、受信キャリア位相θ
をシンボル毎に推定して、シンボル毎に推定されたθ
（以降，Θn と記す；ｎ＝０，１，２，３，…）を出力
する。 ベースバンド変換回路１は、受信ＩＦ信号３を
受信する一対の乗算器４、５を含んでおり、それぞれの
乗算器４、５の出力信号は、一対のローパスフィルタ
８、９に供給されている。このローパスフィルタ８、９
の出力は、それぞれ一対のＡ／Ｄ変換器１０、１１に供
給され、ディジタル信号に変換されることによって、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn および直交成
分Ｑn が生成される。ベースバンド変換回路１は、さら
に、キャリア発振器６と、９０°移相器７とを含んでい
る。このキャリア発振器６と、９０°移相器７とによっ
て、上記乗算器４、５にそれぞれ位相が９０°異なるキ
ャリア信号が供給されている。
変換回路１は、受信ＩＦ信号３を入力し、ディジタルベ
ースバンド信号の同相成分Ｉn ，および直交成分Ｑn を
出力する。そして、位相推定回路２は、この同相成分Ｉ
n ，および直交成分Ｑn を入力し、受信キャリア位相θ
をシンボル毎に推定して、シンボル毎に推定されたθ
（以降，Θn と記す；ｎ＝０，１，２，３，…）を出力
する。 ベースバンド変換回路１は、受信ＩＦ信号３を
受信する一対の乗算器４、５を含んでおり、それぞれの
乗算器４、５の出力信号は、一対のローパスフィルタ
８、９に供給されている。このローパスフィルタ８、９
の出力は、それぞれ一対のＡ／Ｄ変換器１０、１１に供
給され、ディジタル信号に変換されることによって、デ
ィジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn および直交成
分Ｑn が生成される。ベースバンド変換回路１は、さら
に、キャリア発振器６と、９０°移相器７とを含んでい
る。このキャリア発振器６と、９０°移相器７とによっ
て、上記乗算器４、５にそれぞれ位相が９０°異なるキ
ャリア信号が供給されている。
【０００４】位相推定回路２は、ディジタルベースバン
ド信号の同相および直交成分Ｉn およびＱn をそれぞれ
入力し、非線形操作を行う非線形回路１２を含んでい
る。非線形操作後の信号成分Ｉn ´およびＱn ´は、一
対のフィルタ１３、１４に入力され、これらのフィルタ
１３、１４の出力信号は、座標変換回路１８によりキャ
リア位相に変換される。上述したフィルタ１３、１４
は、同一の構成であって、それぞれＮ（Ｎは正の整数）
段のシフトレジスタ１５と、加算器１６及び除算器１７
とから構成されている。
ド信号の同相および直交成分Ｉn およびＱn をそれぞれ
入力し、非線形操作を行う非線形回路１２を含んでい
る。非線形操作後の信号成分Ｉn ´およびＱn ´は、一
対のフィルタ１３、１４に入力され、これらのフィルタ
１３、１４の出力信号は、座標変換回路１８によりキャ
リア位相に変換される。上述したフィルタ１３、１４
は、同一の構成であって、それぞれＮ（Ｎは正の整数）
段のシフトレジスタ１５と、加算器１６及び除算器１７
とから構成されている。
【０００５】次に、図７に示された従来のキャリア位相
推定装置の動作について説明する。受信ＩＦ信号３はま
ずベースバンド変換回路１によってディジタルベースバ
ンド信号の同相成分Ｉn と、直交成分Ｑn に変換され
る。
推定装置の動作について説明する。受信ＩＦ信号３はま
ずベースバンド変換回路１によってディジタルベースバ
ンド信号の同相成分Ｉn と、直交成分Ｑn に変換され
る。
【０００６】ベースバンド変換回路１において、受信Ｉ
Ｆ信号３は２つに分岐され一方は乗算器４に入力され、
分岐されたＩＦ信号の他方は乗算器５に入力される。キ
ャリア発振器６は受信ＩＦ信号のキャリアと同一周波数
のキャリアを出力し、キャリア発振器６の出力信号は乗
算器４に供給される。この結果、乗算器４においては、
入力された受信ＩＦ信号３と、キャリア発振器６の出力
信号との積が求められる。一方、乗算器５には、キャリ
ア発振器６の出力信号が９０°移相器７を介して入力さ
れている。その結果、乗算器５においては、入力された
受信ＩＦ信号３と、９０°移相器７の出力信号との積が
求められる。
Ｆ信号３は２つに分岐され一方は乗算器４に入力され、
分岐されたＩＦ信号の他方は乗算器５に入力される。キ
ャリア発振器６は受信ＩＦ信号のキャリアと同一周波数
のキャリアを出力し、キャリア発振器６の出力信号は乗
算器４に供給される。この結果、乗算器４においては、
入力された受信ＩＦ信号３と、キャリア発振器６の出力
信号との積が求められる。一方、乗算器５には、キャリ
ア発振器６の出力信号が９０°移相器７を介して入力さ
れている。その結果、乗算器５においては、入力された
受信ＩＦ信号３と、９０°移相器７の出力信号との積が
求められる。
【０００７】乗算器４の出力信号はローパスフィルタ８
に入力され、ローパスフィルタ８は乗算器４の出力信号
から不要な高調波成分を除去してベースバンド信号の同
相成分を出力する。乗算器５の出力信号はローパスフィ
ルタ９に入力され、ローパスフィルタ９は乗算器５の出
力信号から不要な高調波成分を除去してベースバンド信
号の直交成分を出力する。ローパスフィルタ８から出力
されるベースバンド信号の同相成分はＡ／Ｄ変換器１０
に入力されシンボル周期のクロック（図示せず）によっ
てサンプリングされてディジタルベースバンド信号の同
相成分Ｉn に変換され、出力される。ローパスフィルタ
９から出力されるベースバンド信号の同相成分はＡ／Ｄ
変換器１１に入力されシンボル周期のクロック（図示せ
ず）によってサンプリングされてディジタルベースバン
ド信号の直交成分Ｑn に変換され、出力される。
に入力され、ローパスフィルタ８は乗算器４の出力信号
から不要な高調波成分を除去してベースバンド信号の同
相成分を出力する。乗算器５の出力信号はローパスフィ
ルタ９に入力され、ローパスフィルタ９は乗算器５の出
力信号から不要な高調波成分を除去してベースバンド信
号の直交成分を出力する。ローパスフィルタ８から出力
されるベースバンド信号の同相成分はＡ／Ｄ変換器１０
に入力されシンボル周期のクロック（図示せず）によっ
てサンプリングされてディジタルベースバンド信号の同
相成分Ｉn に変換され、出力される。ローパスフィルタ
９から出力されるベースバンド信号の同相成分はＡ／Ｄ
変換器１１に入力されシンボル周期のクロック（図示せ
ず）によってサンプリングされてディジタルベースバン
ド信号の直交成分Ｑn に変換され、出力される。
【０００８】説明を簡単にするために、受信ＩＦ信号３
が雑音の付加されていないＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙ Ｐ
ＳＫ）変調信号である場合について説明する。そして、
受信ＩＦ信号３とキャリア発振器６の出力信号との位相
差は例えば２２．５°の場合を例にして説明する。例え
ばデータ系列が“１０１１０”の時のディジタルベース
バンド信号の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn はそれぞ
れ下の（１）式で表わされる。また、これらの成分を図
で表現すれば図８（ａ）〜（ｅ）に示されているように
なる。
が雑音の付加されていないＢＰＳＫ（ｂｉｎａｒｙ Ｐ
ＳＫ）変調信号である場合について説明する。そして、
受信ＩＦ信号３とキャリア発振器６の出力信号との位相
差は例えば２２．５°の場合を例にして説明する。例え
ばデータ系列が“１０１１０”の時のディジタルベース
バンド信号の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn はそれぞ
れ下の（１）式で表わされる。また、これらの成分を図
で表現すれば図８（ａ）〜（ｅ）に示されているように
なる。
【０００９】 Ｉn ＝Ａｄn ｃｏｓθn Ｑn ＝Ａｄn ｓｉｎθn （１） ただし、Ａは振幅であり、ｄn はデータ“１”，“０”
に対応して「＋１」もしくは「−１」の値をとるものと
する。この例の場合においては、２２．５°という値が
キャリア位相推定装置によって推定されるべきキャリア
位相の値である。次で、ディジタルベースバンド信号の
同相成分Ｉn および直交成分Ｑn はそれぞれ位相推定回
路２に入力される。位相推定回路２において、Ｉn およ
びＱn は、まず非線形回路１２に入力される。非線形回
路１２は下の式（２）で表わされる非線形操作を、同相
成分Ｉn および直交成分Ｑn に対して行う。
に対応して「＋１」もしくは「−１」の値をとるものと
する。この例の場合においては、２２．５°という値が
キャリア位相推定装置によって推定されるべきキャリア
位相の値である。次で、ディジタルベースバンド信号の
同相成分Ｉn および直交成分Ｑn はそれぞれ位相推定回
路２に入力される。位相推定回路２において、Ｉn およ
びＱn は、まず非線形回路１２に入力される。非線形回
路１２は下の式（２）で表わされる非線形操作を、同相
成分Ｉn および直交成分Ｑn に対して行う。
【００１０】 Ｉn ´＝ρｃｏｓｍθn Ｑn ´＝ρｓｉｎｍθn （２） ここで、ｍはｍ相ＰＳＫ信号に対応した値をとり、ＢＰ
ＳＫ信号の場合は２相であるためｍ＝２であり、ＱＰＳ
Ｋ信号の場合はｍ＝４である。ρは、その値によってキ
ャリア位相の推定特性を変える働きを有している。従来
例の示されている先に記載した文献には、ρ＝１もしく
は、ρ＝Ｉn 2 ＋Ｑn 2 が良いことが示されている。こ
こでは、説明を簡単にするために、ρ＝１として説明を
行う。すると、受信ＩＦ信号３がＢＰＳＫ変調された信
号である場合の非線形回路１２の出力信号Ｉn ´、Ｑn
´は以下の（３）式によって表される。
ＳＫ信号の場合は２相であるためｍ＝２であり、ＱＰＳ
Ｋ信号の場合はｍ＝４である。ρは、その値によってキ
ャリア位相の推定特性を変える働きを有している。従来
例の示されている先に記載した文献には、ρ＝１もしく
は、ρ＝Ｉn 2 ＋Ｑn 2 が良いことが示されている。こ
こでは、説明を簡単にするために、ρ＝１として説明を
行う。すると、受信ＩＦ信号３がＢＰＳＫ変調された信
号である場合の非線形回路１２の出力信号Ｉn ´、Ｑn
´は以下の（３）式によって表される。
【００１１】 Ｉn ´＝ｃｏｓ２θn Ｑn ´＝ｓｉｎ２θn （３） 図９は、図８に示されるディジタルベースバンド信号の
同相成分Ｉn および直交成分Ｑn が、非線形回路１２に
よって変形された信号Ｉn ´、Ｑn ´を表した図であ
る。２θ1 ＝２θ2 ＝２θ3 ＝２θ4 ＝２θ5 ＝４５°
となり、データ変調成分が除去されている。すなわち、
非線形回路１２はｍ相ＰＳＫ信号のデータ変調成分を除
去する操作を行う回路である。
同相成分Ｉn および直交成分Ｑn が、非線形回路１２に
よって変形された信号Ｉn ´、Ｑn ´を表した図であ
る。２θ1 ＝２θ2 ＝２θ3 ＝２θ4 ＝２θ5 ＝４５°
となり、データ変調成分が除去されている。すなわち、
非線形回路１２はｍ相ＰＳＫ信号のデータ変調成分を除
去する操作を行う回路である。
【００１２】図１０は、上記変換されたＩn ´、Ｑn ´
の値を一覧として表した説明図である。図１０に示すよ
うにこの例では、ディジタルベースバンド信号の同相成
分はＩn ´＝ｃｏｓ２θn ＝ｃｏｓ４５°＝０．７０７
となり、直交成分はＱn ´＝ｓｉｎ２θn ＝ｓｉｎ４５
°＝０．７０７となる。
の値を一覧として表した説明図である。図１０に示すよ
うにこの例では、ディジタルベースバンド信号の同相成
分はＩn ´＝ｃｏｓ２θn ＝ｃｏｓ４５°＝０．７０７
となり、直交成分はＱn ´＝ｓｉｎ２θn ＝ｓｉｎ４５
°＝０．７０７となる。
【００１３】非線形回路１２によって変形されて出力さ
れるディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn ´およ
び直交成分Ｑn ´は、次に、それぞれフィルタ１３、１
４に供給されて、その中に含まれる雑音が低減される。
れるディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn ´およ
び直交成分Ｑn ´は、次に、それぞれフィルタ１３、１
４に供給されて、その中に含まれる雑音が低減される。
【００１４】フィルタ１３において、ディジタルベース
バンド信号の同相成分Ｉn ´はシフトレジスタ１５に入
力される。シフトレジスタ１５に入力されたＮ個のＩn
´は加算器１６によって加算された後、除算器１７によ
ってフィルタ段数Ｎで割られ、除算器１７の出力信号Ｘ
n がフィルタ出力信号として出力される。ここで、フィ
ルタ出力信号Ｘn のシンボル番号ｎの値は、シフトレジ
スタ１５の中央段に入力されているＩn ´のシンボル番
号ｎと等しい。例えば、図１０のようにｎ＝１〜５の５
つのＩn ´がフィルタ１５に入力されている状態では、
フィルタ１５の中央段にはＩ3 ´が入力されているの
で、フィルタ出力信号はＸ3 となる。すなわちフィルタ
１３は、シフトレジスタ１５の中央に入力されているＩ
n ´に対して、その前後（Ｎ−１）／２個ずつのＩn ´
を用いて、それらの平均をとることで雑音を低減する動
作を行っている。
バンド信号の同相成分Ｉn ´はシフトレジスタ１５に入
力される。シフトレジスタ１５に入力されたＮ個のＩn
´は加算器１６によって加算された後、除算器１７によ
ってフィルタ段数Ｎで割られ、除算器１７の出力信号Ｘ
n がフィルタ出力信号として出力される。ここで、フィ
ルタ出力信号Ｘn のシンボル番号ｎの値は、シフトレジ
スタ１５の中央段に入力されているＩn ´のシンボル番
号ｎと等しい。例えば、図１０のようにｎ＝１〜５の５
つのＩn ´がフィルタ１５に入力されている状態では、
フィルタ１５の中央段にはＩ3 ´が入力されているの
で、フィルタ出力信号はＸ3 となる。すなわちフィルタ
１３は、シフトレジスタ１５の中央に入力されているＩ
n ´に対して、その前後（Ｎ−１）／２個ずつのＩn ´
を用いて、それらの平均をとることで雑音を低減する動
作を行っている。
【００１５】フィルタ１４はフィルタ１３と同一構成で
あって、入力されるディジタルベースバンド信号の直交
成分Ｑn ´に対して上述したのと同様の操作を行い、信
号Ｙn を出力する。
あって、入力されるディジタルベースバンド信号の直交
成分Ｑn ´に対して上述したのと同様の操作を行い、信
号Ｙn を出力する。
【００１６】図１０に示されている例では、 Ｘ3 ＝（０．７０７＋０．７０７＋０．７０７＋０．７０７＋０．７０７） ／５ ＝０．７０７ であって、 Ｙ3 ＝（０．７０７＋０．７０７＋０．７０７＋０．７０７＋０．７０７） ／５ ＝０．７０７ である。
【００１７】次で、フィルタ出力信号Ｘn ，Ｙn は座標
変換回路１８に入力される。座標変換回路１８は以下の
（４）式に示されている操作を行い、推定キャリア位相
Θnを出力する。
変換回路１８に入力される。座標変換回路１８は以下の
（４）式に示されている操作を行い、推定キャリア位相
Θnを出力する。
【００１８】 Θn ＝（１／ｍ）ｔａｎ-1（Ｙn ／Ｘn ） （４） ここで、ｍは先の説明と同じくｍ相ＰＳＫ信号に対応し
た値であり、ＢＰＳＫ信号の場合はｍ＝２である。ま
た、ＱＰＳＫ信号なら４である。図１０に示されている
例においては、 Θ3 ＝（１／２）ｔａｎ-1（Ｙ3 ／Ｘ3 ）＝２２．５ （５） と計算され、正しい推定値であるキャリア位相Θ＝２
２．５°という値が推定されている。上記キャリア位相
の推定操作は、各シンボル（ｎ＝…，−２，−１，０，
１，２，３，…）に対して各々行われる。
た値であり、ＢＰＳＫ信号の場合はｍ＝２である。ま
た、ＱＰＳＫ信号なら４である。図１０に示されている
例においては、 Θ3 ＝（１／２）ｔａｎ-1（Ｙ3 ／Ｘ3 ）＝２２．５ （５） と計算され、正しい推定値であるキャリア位相Θ＝２
２．５°という値が推定されている。上記キャリア位相
の推定操作は、各シンボル（ｎ＝…，−２，−１，０，
１，２，３，…）に対して各々行われる。
【００１９】ここに示した例においては、受信ＩＦ信号
３に雑音が付加されていない例について記しているの
で、誤差なくキャリア位相が推定できているが、雑音が
付加されている通常の場合には、その雑音の影響を除去
するために必要なだけフィルタ段数Ｎが大きく設定され
る。
３に雑音が付加されていない例について記しているの
で、誤差なくキャリア位相が推定できているが、雑音が
付加されている通常の場合には、その雑音の影響を除去
するために必要なだけフィルタ段数Ｎが大きく設定され
る。
【００２０】図１１には、上記キャリア位相推定装置に
よって推定したキャリア位相を用いたデータ復調装置の
構成図が示されている。
よって推定したキャリア位相を用いたデータ復調装置の
構成図が示されている。
【００２１】図１１において、１９は推定したキャリア
位相Θn を入力して位相がΘn である２つの正弦数ｃｏ
ｓΘn およびｓｉｎΘn を出力する正弦波発生回路であ
る。また、２０及び２１はそれぞれ上記正弦波発生回路
１９の出力信号ｃｏｓΘn およびｓｉｎΘn とディジタ
ルベースバンド信号Ｉn およびＱn とを乗算する乗算器
である。この乗算器２０及び２１の出力信号ｔn とｕn
とは加算器２２に因って加算され、判定回路２３に供給
される。判定回路２３はデータを判定し、復調データを
出力する。
位相Θn を入力して位相がΘn である２つの正弦数ｃｏ
ｓΘn およびｓｉｎΘn を出力する正弦波発生回路であ
る。また、２０及び２１はそれぞれ上記正弦波発生回路
１９の出力信号ｃｏｓΘn およびｓｉｎΘn とディジタ
ルベースバンド信号Ｉn およびＱn とを乗算する乗算器
である。この乗算器２０及び２１の出力信号ｔn とｕn
とは加算器２２に因って加算され、判定回路２３に供給
される。判定回路２３はデータを判定し、復調データを
出力する。
【００２２】ベースバンド変換回路１から出力されるデ
ィジタルベースバンド信号Ｉn およびＱn は、それぞれ
前述した（１）式で表されるから、乗算器２０および乗
算器２１から出力される信号ｔn ，ｕn はそれぞれ以下
の（６）式で表される。
ィジタルベースバンド信号Ｉn およびＱn は、それぞれ
前述した（１）式で表されるから、乗算器２０および乗
算器２１から出力される信号ｔn ，ｕn はそれぞれ以下
の（６）式で表される。
【００２３】 ｔn ＝Ａｄn ｃｏｓθn ｃｏｓΘn ｕn ＝Ａｄn ｓｉｎθn ｓｉｎΘn （６） ここで、キャリア位相推定装置が正しくキャリア位相を
推定した場合Θn ＝θn となるので上記（６）式は ｔn ＝Ａｄn ｃｏｓ2 θn ｕn ＝Ａｄn ｓｉｎ2 θn （７） と変形できる。その結果、加算器２２の出力信号はｔn
＋ｕn ＝Ａｄn となる。Ａｄn の値はｄn が「１」の時
「Ａ」となり、ｄn が「−１」の時「−Ａ」となる。従
って、判定回路２３により加算器２２の出力信号Ａｄn
の正負を判定することでデータが復調される。
推定した場合Θn ＝θn となるので上記（６）式は ｔn ＝Ａｄn ｃｏｓ2 θn ｕn ＝Ａｄn ｓｉｎ2 θn （７） と変形できる。その結果、加算器２２の出力信号はｔn
＋ｕn ＝Ａｄn となる。Ａｄn の値はｄn が「１」の時
「Ａ」となり、ｄn が「−１」の時「−Ａ」となる。従
って、判定回路２３により加算器２２の出力信号Ａｄn
の正負を判定することでデータが復調される。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、従来の
キャリア位相推定装置はディジタル信号処理技術を用い
て実現できるために装置の小型化、無調整化に適してい
る。しかしながら、移動体通信システムや、移動体が衛
星回線を用いて通信を行う移動体衛星通信システムな
ど、キャリア位相推定装置を移動体に搭載する必要のあ
る場合には受信キャリア位相はフェージングの影響を受
けるために一般に変動してしまう。
キャリア位相推定装置はディジタル信号処理技術を用い
て実現できるために装置の小型化、無調整化に適してい
る。しかしながら、移動体通信システムや、移動体が衛
星回線を用いて通信を行う移動体衛星通信システムな
ど、キャリア位相推定装置を移動体に搭載する必要のあ
る場合には受信キャリア位相はフェージングの影響を受
けるために一般に変動してしまう。
【００２５】したがって、従来のキャリア位相推定装置
を、このような通信システムに祖のまま適用すると、フ
ェージングによりキャリア位相推定特性が劣化し、復調
データのビット誤り率特性が劣化してしまうという問題
点があった。以下、この問題点について具体的な例を挙
げて説明する。
を、このような通信システムに祖のまま適用すると、フ
ェージングによりキャリア位相推定特性が劣化し、復調
データのビット誤り率特性が劣化してしまうという問題
点があった。以下、この問題点について具体的な例を挙
げて説明する。
【００２６】図１２は先の図８に示したＢＰＳＫ信号の
例と同様にディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn
および直交成分Ｑn を表した図である。しかし、図１２
に示されている例においては、受信ＩＦ信号３に雑音が
付加されていない状態においても、フェージングの影響
によってディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉnお
よび直交成分Ｑn は変動している。
例と同様にディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn
および直交成分Ｑn を表した図である。しかし、図１２
に示されている例においては、受信ＩＦ信号３に雑音が
付加されていない状態においても、フェージングの影響
によってディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉnお
よび直交成分Ｑn は変動している。
【００２７】ここに示された例では、１シンボル目（ｎ
＝１）のキャリア位相は２２．５°であり、２シンボル
目（ｎ＝２）のキャリア位相は１シンボル目のキャリア
位相より１２．５°増加し、３シンボル目（ｎ＝３）の
キャリア位相は２シンボル目（ｎ＝２）のキャリア位相
より１５°増加し、４シンボル目（ｎ＝４）のキャリア
位相は逆に３シンボル目（ｎ＝３）のキャリア位相より
１５°減少し、５シンボル目（ｎ＝５）のキャリア位相
は４シンボル目（ｎ＝４）のキャリア位相より１２．５
°減少している例を示している。すなわち、 θ1 ＝２２．５° θ2 ＝２１５° θ3 ＝５０° θ4 ＝３５° θ5 ＝２０２．５° のように変動している。
＝１）のキャリア位相は２２．５°であり、２シンボル
目（ｎ＝２）のキャリア位相は１シンボル目のキャリア
位相より１２．５°増加し、３シンボル目（ｎ＝３）の
キャリア位相は２シンボル目（ｎ＝２）のキャリア位相
より１５°増加し、４シンボル目（ｎ＝４）のキャリア
位相は逆に３シンボル目（ｎ＝３）のキャリア位相より
１５°減少し、５シンボル目（ｎ＝５）のキャリア位相
は４シンボル目（ｎ＝４）のキャリア位相より１２．５
°減少している例を示している。すなわち、 θ1 ＝２２．５° θ2 ＝２１５° θ3 ＝５０° θ4 ＝３５° θ5 ＝２０２．５° のように変動している。
【００２８】図１３は図１２のディジタルベースバンド
信号の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn ´に対する非線
形回路１２の出力信号Ｉn ´、Ｑn ´を表した図であ
る。すなわち、 ２θ1 ＝４５° ２θ2 ＝７０° ２θ3 ＝１００° ２θ4 ＝７０° ２θ5 ＝４５° となる。
信号の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn ´に対する非線
形回路１２の出力信号Ｉn ´、Ｑn ´を表した図であ
る。すなわち、 ２θ1 ＝４５° ２θ2 ＝７０° ２θ3 ＝１００° ２θ4 ＝７０° ２θ5 ＝４５° となる。
【００２９】図１４は図１３に示したＩn ´、Ｑn ´を
数値で表した図である。すなわち、同相成分Ｉn ´に関
しては、 Ｉ1 ´＝ｃｏｓ２θ1 ＝ｃｏｓ４５°＝０．７０７ Ｉ2 ´＝ｃｏｓ２θ2 ＝ｃｏｓ７０°＝０．３４２ Ｉ3 ´＝ｃｏｓ２θ3 ＝ｃｏｓ１００°＝−０．１７４ Ｉ4 ´＝ｃｏｓ２θ4 ＝ｃｏｓ７０°＝０．３４２ Ｉ5 ´＝ｃｏｓ２θ5 ＝ｃｏｓ４５°＝０．７０７ である。また、直交成分Ｑn に関しては、 Ｑ1 ´＝ｓｉｎ２θ1 ＝ｓｉｎ４５°＝０．７０７ Ｑ2 ´＝ｓｉｎ２θ2 ＝ｓｉｎ７０°＝０．９４０ Ｑ3 ´＝ｓｉｎ２θ3 ＝ｓｉｎ１００°＝０．９８５ Ｑ4 ´＝ｓｉｎ２θ4 ＝ｓｉｎ７０°＝０．９４０ Ｑ5 ´＝ｓｉｎ２θ5 ＝ｓｉｎ４５°＝０．７０７ である。すると、フィルタ１３は出力信号Ｘ3 およびフ
ィルタ１４の出力信号Ｙ3 はそれぞれ Ｘ3 ＝（０．７０７＋０．３４２−０．１７４＋０．３４２＋０．７０７） ／５ ＝０．３８５ となり、 Ｙ3 ＝（０．７０７＋０．９４０＋０．９８５＋０．９４０＋０．７０７） ／５ ＝０．８５６ となる。すると、推定キャリア位相Θ3 は、 Θ3 ＝（１／２）ｔａｎ-1（０．８５６／０．３８５）＝３２．９° （８） と計算される。
数値で表した図である。すなわち、同相成分Ｉn ´に関
しては、 Ｉ1 ´＝ｃｏｓ２θ1 ＝ｃｏｓ４５°＝０．７０７ Ｉ2 ´＝ｃｏｓ２θ2 ＝ｃｏｓ７０°＝０．３４２ Ｉ3 ´＝ｃｏｓ２θ3 ＝ｃｏｓ１００°＝−０．１７４ Ｉ4 ´＝ｃｏｓ２θ4 ＝ｃｏｓ７０°＝０．３４２ Ｉ5 ´＝ｃｏｓ２θ5 ＝ｃｏｓ４５°＝０．７０７ である。また、直交成分Ｑn に関しては、 Ｑ1 ´＝ｓｉｎ２θ1 ＝ｓｉｎ４５°＝０．７０７ Ｑ2 ´＝ｓｉｎ２θ2 ＝ｓｉｎ７０°＝０．９４０ Ｑ3 ´＝ｓｉｎ２θ3 ＝ｓｉｎ１００°＝０．９８５ Ｑ4 ´＝ｓｉｎ２θ4 ＝ｓｉｎ７０°＝０．９４０ Ｑ5 ´＝ｓｉｎ２θ5 ＝ｓｉｎ４５°＝０．７０７ である。すると、フィルタ１３は出力信号Ｘ3 およびフ
ィルタ１４の出力信号Ｙ3 はそれぞれ Ｘ3 ＝（０．７０７＋０．３４２−０．１７４＋０．３４２＋０．７０７） ／５ ＝０．３８５ となり、 Ｙ3 ＝（０．７０７＋０．９４０＋０．９８５＋０．９４０＋０．７０７） ／５ ＝０．８５６ となる。すると、推定キャリア位相Θ3 は、 Θ3 ＝（１／２）ｔａｎ-1（０．８５６／０．３８５）＝３２．９° （８） と計算される。
【００３０】推定すべき真のキャリア位相θ3 の値はθ
3 ＝５０°であるから、上記従来のキャリア位相推定装
置により推定されたキャリア位相θ3 ＝３２．９°は真
の値から１７．１°の推定誤差を生じている。この推定
誤差は、フェージングの影響によりキャリア位相が変動
するにもかかわらず従来のキャリア位相推定装置ではそ
の変動を考慮せず、単純に平均値をとっているために生
じたものである。すなわち、従来のキャリア位相推定装
置においては雑音のみを考慮し、雑音の影響を排除する
ために単なる平均値をとっていたものである。したがっ
て、上記従来のキャリア位相推定装置は、フェージング
の発生する移動体通信システムに使用するとビット誤り
率特性の著しい劣化を生じさせ、そのまま適用すること
は困難であった。
3 ＝５０°であるから、上記従来のキャリア位相推定装
置により推定されたキャリア位相θ3 ＝３２．９°は真
の値から１７．１°の推定誤差を生じている。この推定
誤差は、フェージングの影響によりキャリア位相が変動
するにもかかわらず従来のキャリア位相推定装置ではそ
の変動を考慮せず、単純に平均値をとっているために生
じたものである。すなわち、従来のキャリア位相推定装
置においては雑音のみを考慮し、雑音の影響を排除する
ために単なる平均値をとっていたものである。したがっ
て、上記従来のキャリア位相推定装置は、フェージング
の発生する移動体通信システムに使用するとビット誤り
率特性の著しい劣化を生じさせ、そのまま適用すること
は困難であった。
【００３１】上記の例のように、従来のキャリア位相推
定装置は、フェージングによって変動するキャリア位相
に対する良好な追随特性を有しないので、フェージング
伝送路におけるビット誤り率特性が劣化するという問題
点があった。
定装置は、フェージングによって変動するキャリア位相
に対する良好な追随特性を有しないので、フェージング
伝送路におけるビット誤り率特性が劣化するという問題
点があった。
【００３２】この発明の目的は、上記のような問題点を
解消するためになされたもので、フェージングによって
変動するキャリア位相に、良好に追随することができ、
低いビット誤り率特性を実現できるキャリア位相推定装
置を得ることを目的とする。
解消するためになされたもので、フェージングによって
変動するキャリア位相に、良好に追随することができ、
低いビット誤り率特性を実現できるキャリア位相推定装
置を得ることを目的とする。
【００３３】
【課題を解決するための手段】この発明におけるキャリ
ア位相推定装置によれば、上述の目的は、前記特許請求
の範囲に記載した手段により達成される。
ア位相推定装置によれば、上述の目的は、前記特許請求
の範囲に記載した手段により達成される。
【００３４】すなわち、本発明は位相変調された受信信
号をベースバンド信号に変換するベースバンド変換手段
と、前記ベースバンド信号に対し伝送データによる位相
変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ベースバン
ド信号を出力する非線形変換手段と、所定時間間隔でサ
ンプリングされた複数の変換ベースバンド信号に対しそ
れぞれ重み付け係数を設定し、各対応する前記変換ベー
スバンド信号に前記重み付け係数を演算しフィルタリン
グ信号を生成する演算手段と、前記フィルタリング信号
を座標変換し、推定キャリア位相を出力する座標変換手
段と、を含む構成である。そして、キャリア位相を推定
する推定対象タイミングにおける前記変換ベースバンド
信号に対応する重み付け係数はその他のタイミングにお
ける前記変換ベースバンド信号に対する重み付け係数と
比べて大きくなるように設定されていることを特徴とす
るフィルタである。
号をベースバンド信号に変換するベースバンド変換手段
と、前記ベースバンド信号に対し伝送データによる位相
変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ベースバン
ド信号を出力する非線形変換手段と、所定時間間隔でサ
ンプリングされた複数の変換ベースバンド信号に対しそ
れぞれ重み付け係数を設定し、各対応する前記変換ベー
スバンド信号に前記重み付け係数を演算しフィルタリン
グ信号を生成する演算手段と、前記フィルタリング信号
を座標変換し、推定キャリア位相を出力する座標変換手
段と、を含む構成である。そして、キャリア位相を推定
する推定対象タイミングにおける前記変換ベースバンド
信号に対応する重み付け係数はその他のタイミングにお
ける前記変換ベースバンド信号に対する重み付け係数と
比べて大きくなるように設定されていることを特徴とす
るフィルタである。
【００３５】また、本発明は位相変調された受信信号を
所定時間間隔でサンプリングされたディジタルベースバ
ンド信号に変換するディジタルベースバンド変換手段
と、前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データ
による位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換
ディジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段
と、複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保
持するシフトレジスタと、前記シフトレジスタが保持す
る複数個の変換ディジタルベースバンド信号に対し、そ
れぞれ予め定められた重み付け係数を設定し、各対応す
る前記変換ディジタルベースバンド信号に重み付け係数
を乗ずる乗算器群と、前記乗算器群からの出力信号に基
づきフィルタリング信号を出力する加算器と、前記フィ
ルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位相を出力
する座標変換手段と、を含む構成である。そしてキャリ
ア位相を推定する推定対象タイミングにおける前記変換
ディジタルベースバンド信号に対応する重み付け係数は
最も大きく設定されており、その他のタイミングにおけ
る前記変換ディジタルベースバンド信号に対する重み付
け係数は前記推定対象タイミングから時間的に離間する
にしたがって順次小さく設定されていることを特徴とす
るフィルタである。
所定時間間隔でサンプリングされたディジタルベースバ
ンド信号に変換するディジタルベースバンド変換手段
と、前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データ
による位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換
ディジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段
と、複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保
持するシフトレジスタと、前記シフトレジスタが保持す
る複数個の変換ディジタルベースバンド信号に対し、そ
れぞれ予め定められた重み付け係数を設定し、各対応す
る前記変換ディジタルベースバンド信号に重み付け係数
を乗ずる乗算器群と、前記乗算器群からの出力信号に基
づきフィルタリング信号を出力する加算器と、前記フィ
ルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位相を出力
する座標変換手段と、を含む構成である。そしてキャリ
ア位相を推定する推定対象タイミングにおける前記変換
ディジタルベースバンド信号に対応する重み付け係数は
最も大きく設定されており、その他のタイミングにおけ
る前記変換ディジタルベースバンド信号に対する重み付
け係数は前記推定対象タイミングから時間的に離間する
にしたがって順次小さく設定されていることを特徴とす
るフィルタである。
【００３６】また、本発明は位相変調された受信信号の
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号をベースバンド信号に変換するベース
バンド変換手段と、該ベースバンド信号をフィルタリン
グしてキャリア位相を推定し、該推定された推定キャリ
ア位相を出力する位相推定手段と、を備え、前記位相推
定手段は、前記ベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ベー
スバンド信号を出力する非線形変換手段、所定時間間隔
でサンプリングされた複数の変換ベースバンド信号に対
しそれぞれ重み付け係数を設定し、各対応する前記変換
ベースバンド信号に前記重み付け係数を演算しフィルタ
リング信号を生成する演算手段からなるフィルタと、前
記フィルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位相
を出力する座標変換手段と、を含む構成である。そし
て、キャリア位相を推定する推定対象タイミングにおけ
る前記変換ベースバンド信号に対応する重み付け係数は
その他のタイミングにおける前記変換ベースバンド信号
に対応する重み付け係数と比べて大きくなるように設定
されていることを特徴とするキャリア位相推定装置であ
る。
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号をベースバンド信号に変換するベース
バンド変換手段と、該ベースバンド信号をフィルタリン
グしてキャリア位相を推定し、該推定された推定キャリ
ア位相を出力する位相推定手段と、を備え、前記位相推
定手段は、前記ベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ベー
スバンド信号を出力する非線形変換手段、所定時間間隔
でサンプリングされた複数の変換ベースバンド信号に対
しそれぞれ重み付け係数を設定し、各対応する前記変換
ベースバンド信号に前記重み付け係数を演算しフィルタ
リング信号を生成する演算手段からなるフィルタと、前
記フィルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位相
を出力する座標変換手段と、を含む構成である。そし
て、キャリア位相を推定する推定対象タイミングにおけ
る前記変換ベースバンド信号に対応する重み付け係数は
その他のタイミングにおける前記変換ベースバンド信号
に対応する重み付け係数と比べて大きくなるように設定
されていることを特徴とするキャリア位相推定装置であ
る。
【００３７】また、本発明は位相変調された受信信号の
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号を所定時間間隔でサンプリングされた
ディジタルベースバンド信号に変換するディジタルベー
スバンド変換手段と、該ディジタルベースバンド信号を
フィルタリングしてキャリア位相を推定し、該推定され
た推定キャリア位相を出力する位相推定手段と、を備
え、前記位相推定手段は、前記ディジタルベースバンド
信号に対し伝送データによる位相変調成分を除去する非
線形変換を施し、変換ディジタルベースバンド信号を出
力する非線形変換手段と、複数個の前記変換ディジタル
ベースバンド信号を保持するシフトレジスタと、前記シ
フトレジスタが保持する複数個の変換ディジタルベース
バンド信号に対し、それぞれ予め定められた重み付け係
数を設定し、各対応する前記変換ディジタルベースバン
ド信号に前記重み付け係数を乗ずる乗算器群と、前記乗
算器群からの出力信号に基づきフィルタリング信号を出
力する加算器と、前記フィルタリング信号を座標変換
し、推定キャリア位相を出力する座標変換手段と、を含
む構成である。そしてキャリア位相を推定する推定対象
タイミングにおける前記変換ディジタルベースバンド信
号に対応する重み付け係数は最も大きく設定されてお
り、その他のタイミングにおける前記変換ディジタルベ
ースバンド信号に対する重み付け係数は前記推定対象タ
イミングから時間的に離間するにしたがって順次小さく
設定されていることを特徴とするキャリア位相推定装置
である。
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号を所定時間間隔でサンプリングされた
ディジタルベースバンド信号に変換するディジタルベー
スバンド変換手段と、該ディジタルベースバンド信号を
フィルタリングしてキャリア位相を推定し、該推定され
た推定キャリア位相を出力する位相推定手段と、を備
え、前記位相推定手段は、前記ディジタルベースバンド
信号に対し伝送データによる位相変調成分を除去する非
線形変換を施し、変換ディジタルベースバンド信号を出
力する非線形変換手段と、複数個の前記変換ディジタル
ベースバンド信号を保持するシフトレジスタと、前記シ
フトレジスタが保持する複数個の変換ディジタルベース
バンド信号に対し、それぞれ予め定められた重み付け係
数を設定し、各対応する前記変換ディジタルベースバン
ド信号に前記重み付け係数を乗ずる乗算器群と、前記乗
算器群からの出力信号に基づきフィルタリング信号を出
力する加算器と、前記フィルタリング信号を座標変換
し、推定キャリア位相を出力する座標変換手段と、を含
む構成である。そしてキャリア位相を推定する推定対象
タイミングにおける前記変換ディジタルベースバンド信
号に対応する重み付け係数は最も大きく設定されてお
り、その他のタイミングにおける前記変換ディジタルベ
ースバンド信号に対する重み付け係数は前記推定対象タ
イミングから時間的に離間するにしたがって順次小さく
設定されていることを特徴とするキャリア位相推定装置
である。
【００３８】また、本発明は位相変調された受信信号を
ベースバンド信号に変換するベースバンド変換手段と、
前記ベースバンド信号に対し伝送データによる位相変調
成分を除去する非線形変換を施し、変換ベースバンド信
号を出力する非線形変換手段と、所定時間間隔でサンプ
リングされた複数の変換ベースバンド信号に基づいて変
換ベースバンド信号の時間変化を表す近似関数を求める
近似手段と、キャリア位相の推定対象タイミングにおけ
る前記変換ベースバンド信号のフィルタリング信号を前
記近似関数に基づいて求めるフィルタリング信号生成手
段とを備えたことを特徴とするフィルタである。
ベースバンド信号に変換するベースバンド変換手段と、
前記ベースバンド信号に対し伝送データによる位相変調
成分を除去する非線形変換を施し、変換ベースバンド信
号を出力する非線形変換手段と、所定時間間隔でサンプ
リングされた複数の変換ベースバンド信号に基づいて変
換ベースバンド信号の時間変化を表す近似関数を求める
近似手段と、キャリア位相の推定対象タイミングにおけ
る前記変換ベースバンド信号のフィルタリング信号を前
記近似関数に基づいて求めるフィルタリング信号生成手
段とを備えたことを特徴とするフィルタである。
【００３９】また、本発明は位相変調された受信信号を
所定時間間隔でサンプリングされたディジタルベースバ
ンド信号に変換するディジタルベースバンド変換手段
と、前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データ
による位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換
ディジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段
と、複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保
持するシフトレジスタと、前記シフトレジスタが保持す
る複数個の変換ディジタルベースバンド信号を、時間の
多項式で近似し、近似多項式を求める近似多項式生成手
段と、前記近似多項式生成手段によって求められた近似
多項式を用いて、キャリア位相を推定する推定対象タイ
ミングにおける前記近似多項式の値を計算することによ
り、前記変換ディジタルベースバンド信号のフィルタリ
ング信号を出力するフィルタリング信号生成手段とを備
えたことを特徴とするフィルタである。
所定時間間隔でサンプリングされたディジタルベースバ
ンド信号に変換するディジタルベースバンド変換手段
と、前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データ
による位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換
ディジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段
と、複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保
持するシフトレジスタと、前記シフトレジスタが保持す
る複数個の変換ディジタルベースバンド信号を、時間の
多項式で近似し、近似多項式を求める近似多項式生成手
段と、前記近似多項式生成手段によって求められた近似
多項式を用いて、キャリア位相を推定する推定対象タイ
ミングにおける前記近似多項式の値を計算することによ
り、前記変換ディジタルベースバンド信号のフィルタリ
ング信号を出力するフィルタリング信号生成手段とを備
えたことを特徴とするフィルタである。
【００４０】また、本発明は位相変調された受信信号の
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号をベースバンド信号に変換するベース
バンド変換手段と、該ベースバンド信号をフィルタリン
グしてキャリア位相を推定し、該推定された推定キャリ
ア位相を出力する位相推定手段と、を備え、前記位相推
定手段は、前記ベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ベー
スバンド信号を出力する非線形変換手段と、所定時間間
隔でサンプリングされた複数の変換ベースバンド信号に
基づいて変換ベースバンド信号の時間変化を表す近似関
数を求める近似手段と、キャリア位相の推定対象タイミ
ングにおける前記変換ベースバンド信号のフィルタリン
グ信号を前記近似関数に基づいて求めるフィルタリング
信号生成手段とからなるフィルタと、前記フィルタリン
グ信号を座標変換し、推定キャリア位相を出力する座標
変換手段と、を備えたことを特徴とするキャリア位相推
定装置である。
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号をベースバンド信号に変換するベース
バンド変換手段と、該ベースバンド信号をフィルタリン
グしてキャリア位相を推定し、該推定された推定キャリ
ア位相を出力する位相推定手段と、を備え、前記位相推
定手段は、前記ベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ベー
スバンド信号を出力する非線形変換手段と、所定時間間
隔でサンプリングされた複数の変換ベースバンド信号に
基づいて変換ベースバンド信号の時間変化を表す近似関
数を求める近似手段と、キャリア位相の推定対象タイミ
ングにおける前記変換ベースバンド信号のフィルタリン
グ信号を前記近似関数に基づいて求めるフィルタリング
信号生成手段とからなるフィルタと、前記フィルタリン
グ信号を座標変換し、推定キャリア位相を出力する座標
変換手段と、を備えたことを特徴とするキャリア位相推
定装置である。
【００４１】また、本発明は位相変調された受信信号の
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号を所定時間間隔でサンプリングされた
ディジタルベースバンド信号に変換するディジタルベー
スバンド変換手段と、該ディジタルベースバンド信号を
フィルタリングしてキャリア位相を推定し、該推定され
た推定キャリア位相を出力する位相推定手段と、を備
え、前記位相推定手段は、前記ディジタルベースバンド
信号に対し伝送データによる位相変調成分を除去する非
線形変換を施し、変換ディジタルベースバンド信号を出
力する非線形変換手段と、複数個の前記変換ディジタル
ベースバンド信号を保持するシフトレジスタと、前記シ
フトレジスタが保持する複数個の変換ディジタルベース
バンド信号を、時間の多項式で近似し、近似多項式を求
める近似多項式生成手段と、前記近似多項式生成手段に
よって求められた近似多項式を用いて、キャリア位相を
推定する推定対象タイミングにおける前記近似多項式の
値を計算することにより、前記変換ディジタルベースバ
ンド信号のフィルタリング信号を出力するフィルタリン
グ信号生成手段と、前記フィルタリング信号生成手段の
フィルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位相を
出力する座標変換手段と、を備えたことを特徴とするキ
ャリア位相推定装置である。
キャリア位相を推定するキャリア位相推定装置におい
て、前記受信信号を所定時間間隔でサンプリングされた
ディジタルベースバンド信号に変換するディジタルベー
スバンド変換手段と、該ディジタルベースバンド信号を
フィルタリングしてキャリア位相を推定し、該推定され
た推定キャリア位相を出力する位相推定手段と、を備
え、前記位相推定手段は、前記ディジタルベースバンド
信号に対し伝送データによる位相変調成分を除去する非
線形変換を施し、変換ディジタルベースバンド信号を出
力する非線形変換手段と、複数個の前記変換ディジタル
ベースバンド信号を保持するシフトレジスタと、前記シ
フトレジスタが保持する複数個の変換ディジタルベース
バンド信号を、時間の多項式で近似し、近似多項式を求
める近似多項式生成手段と、前記近似多項式生成手段に
よって求められた近似多項式を用いて、キャリア位相を
推定する推定対象タイミングにおける前記近似多項式の
値を計算することにより、前記変換ディジタルベースバ
ンド信号のフィルタリング信号を出力するフィルタリン
グ信号生成手段と、前記フィルタリング信号生成手段の
フィルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位相を
出力する座標変換手段と、を備えたことを特徴とするキ
ャリア位相推定装置である。
【００４２】また、本発明は前記重み付け係数が、伝送
路の状態に応じて適応的に設定されることを特徴とす
る、請求項３または４に記載のキャリア位相推定装置で
ある。
路の状態に応じて適応的に設定されることを特徴とす
る、請求項３または４に記載のキャリア位相推定装置で
ある。
【００４３】
【作用】請求項１の発明のフィルタは、受信信号から得
られたフィルタリング信号を座標変換し、受信信号の推
定キャリア位相を出力する。
られたフィルタリング信号を座標変換し、受信信号の推
定キャリア位相を出力する。
【００４４】また、請求項２の発明のフィルタは、受信
信号をサンプリングし、各サンプリング値の重み付け平
均値を算出することによってフィルタリング信号を得
た。このフィルタリング信号を座標変換して推定キャリ
ア位相を出力するので、より正確な推定キャリア位相が
得られる。
信号をサンプリングし、各サンプリング値の重み付け平
均値を算出することによってフィルタリング信号を得
た。このフィルタリング信号を座標変換して推定キャリ
ア位相を出力するので、より正確な推定キャリア位相が
得られる。
【００４５】また、請求項３の発明は、請求項１のフィ
ルタを用いて、位相変調された受信信号の推定キャリア
位相を算出するものである。
ルタを用いて、位相変調された受信信号の推定キャリア
位相を算出するものである。
【００４６】また、請求項４の発明は、請求項２のフィ
ルタを用いて、位相変調された受信信号の推定キャリア
位相を算出するものである。
ルタを用いて、位相変調された受信信号の推定キャリア
位相を算出するものである。
【００４７】また、請求項５の発明のフィルタは、受信
信号をサンプリングし、各サンプリング値を時間に対し
近似して、この近似値に基づいて推定キャリア位相を出
力する。
信号をサンプリングし、各サンプリング値を時間に対し
近似して、この近似値に基づいて推定キャリア位相を出
力する。
【００４８】また、請求項６の発明は、受信信号の時間
の多項式による近似を行い、この近似値に基づいて推定
キャリア位相を出力する。
の多項式による近似を行い、この近似値に基づいて推定
キャリア位相を出力する。
【００４９】また、請求項７の発明は、位相変調された
受信信号をサンプリングし、各サンプリング値に対して
時間の多項式による近似を行い、この近似値に基づい
て、上記受信信号の推定キャリア位相を出力する。
受信信号をサンプリングし、各サンプリング値に対して
時間の多項式による近似を行い、この近似値に基づい
て、上記受信信号の推定キャリア位相を出力する。
【００５０】また、請求項８の発明は、位相変調された
受信信号の時間の多項式による近似を行い、この近似値
に基づいて、上記受信信号の推定キャリア位相を出力す
る。
受信信号の時間の多項式による近似を行い、この近似値
に基づいて、上記受信信号の推定キャリア位相を出力す
る。
【００５１】また、請求項９の発明は、重み付け係数が
適応的に変化し、より正確な推定キャリア位相が得られ
る。
適応的に変化し、より正確な推定キャリア位相が得られ
る。
【００５２】
【実施例】実施例１．図１には本発明の一実施例である
キャリア位相推定装置の構成図が示されている。図１に
おいて、２４および２５は非線形回路１２の出力信号Ｉ
n ´およびＱn ´を入力し、フィルタリングを行うフィ
ルタであり、フィルタ２５はフィルタ２４と同一の構成
である。２６はＮ段シフトレジスタの各タップに接続さ
れて、各タップの信号に重み係数ｃk を掛ける乗算器で
ある。
キャリア位相推定装置の構成図が示されている。図１に
おいて、２４および２５は非線形回路１２の出力信号Ｉ
n ´およびＱn ´を入力し、フィルタリングを行うフィ
ルタであり、フィルタ２５はフィルタ２４と同一の構成
である。２６はＮ段シフトレジスタの各タップに接続さ
れて、各タップの信号に重み係数ｃk を掛ける乗算器で
ある。
【００５３】図１に示した本発明によるキャリア位相推
定装置の動作を具体的に説明する。従来のキャリア位相
推定装置の説明の際に使用した図１２および図１３の例
を用いて説明する。図１２に示されているように、フェ
ージングによって変動するディジタルベースバンド信号
の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn （ｎ＝１〜５）は位
相推定回路２に入力されて、非線形回路１２により非線
形変換されてＩn ´およびＱn ´となる（図１３）。非
線形回路１２により非線形変換されたディジタルベース
バンド信号の同相成分Ｉn ´はフィルタ２４に入力され
る。
定装置の動作を具体的に説明する。従来のキャリア位相
推定装置の説明の際に使用した図１２および図１３の例
を用いて説明する。図１２に示されているように、フェ
ージングによって変動するディジタルベースバンド信号
の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn （ｎ＝１〜５）は位
相推定回路２に入力されて、非線形回路１２により非線
形変換されてＩn ´およびＱn ´となる（図１３）。非
線形回路１２により非線形変換されたディジタルベース
バンド信号の同相成分Ｉn ´はフィルタ２４に入力され
る。
【００５４】フィルタ２４において、上記同相成分Ｉn
´はシフトレジスタ１５に入力され、シフトレジスタ１
５に入力された各タイミングにおける同相成分Ｉn ´に
はそれぞれ適当な重み係数ｃk が乗算器２６によってそ
れぞれ掛けられる。そして、この重み係数が乗じられた
各同相成分Ｉn ´の信号は加算器１６によって加算され
総和が求められる。
´はシフトレジスタ１５に入力され、シフトレジスタ１
５に入力された各タイミングにおける同相成分Ｉn ´に
はそれぞれ適当な重み係数ｃk が乗算器２６によってそ
れぞれ掛けられる。そして、この重み係数が乗じられた
各同相成分Ｉn ´の信号は加算器１６によって加算され
総和が求められる。
【００５５】本実施例において特徴的なことは、このよ
うに、同相成分Ｉn ´の単なる平均ではなく、重み付け
平均を求めたことである。
うに、同相成分Ｉn ´の単なる平均ではなく、重み付け
平均を求めたことである。
【００５６】以下の説明においては、重み係数ｃk の添
字ｋの値はフィルタの中央段で０として、フィルタの中
央段から離れるにしたがってその絶対値が大きくなるよ
うに記述されている。すなわち、ｋ＝０、１、２、３、
…のように設定される。そして、重み係数ｃk の実際の
値は、フィルタの中央段において１に設定し（Ｃ0 ＝
１）、フィルタの中央段から離れるにしたがって小さな
値となるように設定する。加算器１６の出力信号は除算
器１７によってフィルタ段数Ｎで割られ、除算器１７の
出力信号Ｘn がフィルタ出力信号として出力される。
字ｋの値はフィルタの中央段で０として、フィルタの中
央段から離れるにしたがってその絶対値が大きくなるよ
うに記述されている。すなわち、ｋ＝０、１、２、３、
…のように設定される。そして、重み係数ｃk の実際の
値は、フィルタの中央段において１に設定し（Ｃ0 ＝
１）、フィルタの中央段から離れるにしたがって小さな
値となるように設定する。加算器１６の出力信号は除算
器１７によってフィルタ段数Ｎで割られ、除算器１７の
出力信号Ｘn がフィルタ出力信号として出力される。
【００５７】フィルタ２５はフィルタ２４と同一構成で
あって、入力されるディジタルベースバンド信号の直交
成分Ｑn ´に対して同一の操作を行い、信号Ｙn を出力
する。
あって、入力されるディジタルベースバンド信号の直交
成分Ｑn ´に対して同一の操作を行い、信号Ｙn を出力
する。
【００５８】ここで、重み係数ｃk を例えば以下の式
（９）のように設定した場合を考える。
（９）のように設定した場合を考える。
【００５９】 ｃk ＝０．７k （９） すなわち、フィルタの中央段の信号にはｃ0 ＝０．７0
＝１を掛け、フィルタの中央段に隣接する（２個の）信
号にはｃ1 ＝０．７1 ＝０．７を掛け、さらにその隣の
（２個の）信号にはｃ2 ＝０．７2 ＝０．４９を掛け
る。
＝１を掛け、フィルタの中央段に隣接する（２個の）信
号にはｃ1 ＝０．７1 ＝０．７を掛け、さらにその隣の
（２個の）信号にはｃ2 ＝０．７2 ＝０．４９を掛け
る。
【００６０】図３は、図１３に示された例に対して、重
み付けする前のディジタルベースバンド信号Ｉn ´およ
びＱn ´と、重み付けされた後のディジタルベースバン
ド信号ｃk Ｉn ´およびｃk Ｑn ´の値を示した図であ
る。フィルタ出力信号Ｘ3 およびＹ3 の値は図３に示す
とおり、 Ｘ3 ＝（０．３４６＋０．２３９−０．１７４＋０．２３９＋０．３４６） ／５ ＝０．１９９ および、 Ｙ3 ＝（０．３４６＋０．６５８＋０．９８５＋０．６５８＋０．３４６） ／５ ＝０．５９９ となる。
み付けする前のディジタルベースバンド信号Ｉn ´およ
びＱn ´と、重み付けされた後のディジタルベースバン
ド信号ｃk Ｉn ´およびｃk Ｑn ´の値を示した図であ
る。フィルタ出力信号Ｘ3 およびＹ3 の値は図３に示す
とおり、 Ｘ3 ＝（０．３４６＋０．２３９−０．１７４＋０．２３９＋０．３４６） ／５ ＝０．１９９ および、 Ｙ3 ＝（０．３４６＋０．６５８＋０．９８５＋０．６５８＋０．３４６） ／５ ＝０．５９９ となる。
【００６１】座標変換回路１８はフィルタ出力信号Ｘ3
およびＹ3 に対して、上述した（４）式に示される操作
を行い、推定キャリア位相Θ3 を出力する。この例の場
合、図３に示すとおり、 Θ3 ＝（１／２）ｔａｎ-1（０．５９９／０．１９９）＝３５．８ （１０） となる。
およびＹ3 に対して、上述した（４）式に示される操作
を行い、推定キャリア位相Θ3 を出力する。この例の場
合、図３に示すとおり、 Θ3 ＝（１／２）ｔａｎ-1（０．５９９／０．１９９）＝３５．８ （１０） となる。
【００６２】本来、推定すべき真のキャリア位相θ3 の
値はθ3 ＝５０°であるから、本発明による実施例１の
構成により推定されたキャリア位相の推定誤差は１４．
２°であり、従来のキャリア位相推定装置の場合に生じ
た１７．１°の推定誤差よりも小さい。このように、本
実施例によるキャリア位相推定装置では、ディジタルベ
ースバンド信号Ｉn ´およびＱn ´の重み付け平均値を
採用し、この重み付け平均値から推定キャリア位相を求
めたので、従来のキャリア位相推定装置に比べてキャリ
ア位相の変動に良好に追随可能である。すなわち、フェ
ージングによって変動するキャリア位相を良好に追随で
きるキャリア位相推定器が得られる。
値はθ3 ＝５０°であるから、本発明による実施例１の
構成により推定されたキャリア位相の推定誤差は１４．
２°であり、従来のキャリア位相推定装置の場合に生じ
た１７．１°の推定誤差よりも小さい。このように、本
実施例によるキャリア位相推定装置では、ディジタルベ
ースバンド信号Ｉn ´およびＱn ´の重み付け平均値を
採用し、この重み付け平均値から推定キャリア位相を求
めたので、従来のキャリア位相推定装置に比べてキャリ
ア位相の変動に良好に追随可能である。すなわち、フェ
ージングによって変動するキャリア位相を良好に追随で
きるキャリア位相推定器が得られる。
【００６３】図４は本実施例１のキャリア位相推定装置
を用いて実現されるビット誤り率特性の下記の表１に示
す条件下でのシミュレーション結果である。
を用いて実現されるビット誤り率特性の下記の表１に示
す条件下でのシミュレーション結果である。
【００６４】
【表１】 図４には、ビット誤り率特性のグラフが示されており、
その縦軸はビット誤り率を、横軸は信号と雑音の電力比
をそれぞれ表す。図中、白丸は従来のキャリア推定装置
の特性を示し、黒丸は本実施例１によるキャリア推定装
置の特性を示す。また、図中に示されている理論値は、
仮に推定誤差「０」が達成された場合のビット誤り率特
性をあらわす。すなわち、この理論値は、キャリア位相
推定装置が達成できる性能の限界を規定する値である。
その縦軸はビット誤り率を、横軸は信号と雑音の電力比
をそれぞれ表す。図中、白丸は従来のキャリア推定装置
の特性を示し、黒丸は本実施例１によるキャリア推定装
置の特性を示す。また、図中に示されている理論値は、
仮に推定誤差「０」が達成された場合のビット誤り率特
性をあらわす。すなわち、この理論値は、キャリア位相
推定装置が達成できる性能の限界を規定する値である。
【００６５】図４に示されているように、従来のキャリ
ア位相推定装置を用いた場合に比べて、ビット誤り率が
小さく、ビット誤り率のフロアーの値（雑音が少ない場
合、すなわちＥb ／Ｎo の値が大きい場合において、一
定値に漸近したビット誤り率の値）が約３分の１に低減
できることが分り、本発明によるキャリア位相推定装置
がフェージングによるキャリア位相の変動に良好に追随
して良好なビット誤り率特性を実現できることが分る。
ア位相推定装置を用いた場合に比べて、ビット誤り率が
小さく、ビット誤り率のフロアーの値（雑音が少ない場
合、すなわちＥb ／Ｎo の値が大きい場合において、一
定値に漸近したビット誤り率の値）が約３分の１に低減
できることが分り、本発明によるキャリア位相推定装置
がフェージングによるキャリア位相の変動に良好に追随
して良好なビット誤り率特性を実現できることが分る。
【００６６】上記の図４は、重み係数Ｃk として式
（９）に示した設定を適用した場合の特性を一例として
示したものであるが、重み係数Ｃk は特にこれに限るこ
とはなく、様々な設定の仕方が考えられる。例えば、式
（９’）に示すような設定も可能である。
（９）に示した設定を適用した場合の特性を一例として
示したものであるが、重み係数Ｃk は特にこれに限るこ
とはなく、様々な設定の仕方が考えられる。例えば、式
（９’）に示すような設定も可能である。
【００６７】 Ｃk ＝ｃｏｓ（ｋπ／４） ただし、，ｋ≧２においてＣk ＝０ （９’） この設定の場合、Ｃ0 ＝１、Ｃ1 ＝０．７０７、Ｃ2 、
‥＝０のように重み係数Ｃk が設定される。
‥＝０のように重み係数Ｃk が設定される。
【００６８】式（９’）の設定を適用した場合のビット
誤り率特性を、先の図４の場合と同様に表１に示す条件
で行った結果が図１５である。図１５より、重み係数を
式（９’）のように設定することで、式（９）のように
設定する場合よりも、さらにビット誤り率のフロアーを
小さくできることが分る。しかし、式（９’）による設
定では、受信信号のＳＮ比に相当するＥb ／Ｎo （信号
１ビット当りのエネルギ対雑音電力密度比）の値がおよ
そ１８ｄＢよりも小さい状態において、ビット誤り率が
式（９）の設定の場合よりも大きくなる。そこで、前述
の実施例１を変形した方式が考えられる。すなわち、伝
送路の状態（Ｅb ／Ｎo の値）を検出して、この値に基
づいて重み係数Ｃk の設定を適応的に変化させることに
より、より良好なビット誤り率特性を実現できる。上述
の例では、Ｅb ／Ｎo の値が１８ｄＢよりも大きい時に
は、式（９’）の設定を適用し、１８ｄＢよりも小さい
場合には式（９）の設定を適用すれば良い。この変形方
式は、移動体が移動することによりＥb ／Ｎo の値が変
化するような場合においても、より小さなビット誤り率
を実現できるという利点がある。
誤り率特性を、先の図４の場合と同様に表１に示す条件
で行った結果が図１５である。図１５より、重み係数を
式（９’）のように設定することで、式（９）のように
設定する場合よりも、さらにビット誤り率のフロアーを
小さくできることが分る。しかし、式（９’）による設
定では、受信信号のＳＮ比に相当するＥb ／Ｎo （信号
１ビット当りのエネルギ対雑音電力密度比）の値がおよ
そ１８ｄＢよりも小さい状態において、ビット誤り率が
式（９）の設定の場合よりも大きくなる。そこで、前述
の実施例１を変形した方式が考えられる。すなわち、伝
送路の状態（Ｅb ／Ｎo の値）を検出して、この値に基
づいて重み係数Ｃk の設定を適応的に変化させることに
より、より良好なビット誤り率特性を実現できる。上述
の例では、Ｅb ／Ｎo の値が１８ｄＢよりも大きい時に
は、式（９’）の設定を適用し、１８ｄＢよりも小さい
場合には式（９）の設定を適用すれば良い。この変形方
式は、移動体が移動することによりＥb ／Ｎo の値が変
化するような場合においても、より小さなビット誤り率
を実現できるという利点がある。
【００６９】実施例１を変形した上記の方式を実現する
キャリア位相推定装置の構成例を図１６に示す。図１６
において、３０は伝送路の状態（Ｅb ／Ｎo の値）を検
出する伝送路状態検出回路であり、３１は該伝送路状態
検出回路により求められたＥb ／Ｎo の値に基づいて適
当な重み係数Ｃk を設定して位相推定回路２に渡す係数
設定回路である。ここで、Ｅb ／Ｎo の値は、復調信号
を統計処理することで検出できる。すなわち、復調信号
をある程度の適当な時間だけ平均化処理することで信号
電力が検出でき、また、復調信号の分散を計算すること
で雑音電力が求められる。
キャリア位相推定装置の構成例を図１６に示す。図１６
において、３０は伝送路の状態（Ｅb ／Ｎo の値）を検
出する伝送路状態検出回路であり、３１は該伝送路状態
検出回路により求められたＥb ／Ｎo の値に基づいて適
当な重み係数Ｃk を設定して位相推定回路２に渡す係数
設定回路である。ここで、Ｅb ／Ｎo の値は、復調信号
を統計処理することで検出できる。すなわち、復調信号
をある程度の適当な時間だけ平均化処理することで信号
電力が検出でき、また、復調信号の分散を計算すること
で雑音電力が求められる。
【００７０】なお、上述の実施例１の変形方式の説明で
は、伝送路の状態としてＥb ／Ｎoの値を検出してこれ
により、重み係数Ｃk を設定する方式について記述した
が、例えば、Ｃ／Ｍ（直接波対反射波電力比）や、ｆd
（最大ドップラー周波数）などのフェージングの状態を
検出してこれに基づいて適当な重み係数Ｃk を設定する
ようにしてもよい。この場合は、伝送路状態検出回路３
１はＣ／Ｍやｆd を検出する回路となる。
は、伝送路の状態としてＥb ／Ｎoの値を検出してこれ
により、重み係数Ｃk を設定する方式について記述した
が、例えば、Ｃ／Ｍ（直接波対反射波電力比）や、ｆd
（最大ドップラー周波数）などのフェージングの状態を
検出してこれに基づいて適当な重み係数Ｃk を設定する
ようにしてもよい。この場合は、伝送路状態検出回路３
１はＣ／Ｍやｆd を検出する回路となる。
【００７１】実施例２．図２は本発明によるキャリア位
相推定装置の２つ目の実施例の構成をあらわす構成図で
ある。図２において、２７および２８は非線形回路１２
の出力信号Ｉn´およびＱn ´を入力し、フィルタリン
グを行うフィルタであり、フィルタ２８はフィルタ２７
と同一の構成である。２９はＮ段シフトレジスタの各タ
ップに接続されて、各タップの信号を用いて多項式近似
を行い、その結果であるフィルタ出力信号Ｘn を出力す
る多項式近似回路である。
相推定装置の２つ目の実施例の構成をあらわす構成図で
ある。図２において、２７および２８は非線形回路１２
の出力信号Ｉn´およびＱn ´を入力し、フィルタリン
グを行うフィルタであり、フィルタ２８はフィルタ２７
と同一の構成である。２９はＮ段シフトレジスタの各タ
ップに接続されて、各タップの信号を用いて多項式近似
を行い、その結果であるフィルタ出力信号Ｘn を出力す
る多項式近似回路である。
【００７２】図２に示した本実施例によるキャリア位相
推定装置の動作を具体的に説明する。これまでの説明と
同様に、図１２および図１３の例を用いて説明する。図
１２のように、フェージングによって変動するディジタ
ルベースバンド信号の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn
（ｎ＝１〜５）は位相推定回路２に入力されて、非線形
回路１２により非線形変換されてＩn ´およびＱn ´と
なる（図１３）。非線形回路１２により非線形変換され
たディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn´はフィ
ルタ２７に入力される。また、直行成分Ｑn ´はフィル
タ２８に入力される。
推定装置の動作を具体的に説明する。これまでの説明と
同様に、図１２および図１３の例を用いて説明する。図
１２のように、フェージングによって変動するディジタ
ルベースバンド信号の同相成分Ｉn および直交成分Ｑn
（ｎ＝１〜５）は位相推定回路２に入力されて、非線形
回路１２により非線形変換されてＩn ´およびＱn ´と
なる（図１３）。非線形回路１２により非線形変換され
たディジタルベースバンド信号の同相成分Ｉn´はフィ
ルタ２７に入力される。また、直行成分Ｑn ´はフィル
タ２８に入力される。
【００７３】フィルタ２７において、Ｉn ´はシフトレ
ジスタ１５に入力され、シフトレジスタ１５に入力され
た各タイミングにおける同相成分Ｉn ´はそれぞれ多項
式近似回路２９に入力される。多項式近似回路２９は、
上記各同相成分Ｉn ´を、ｎの多項式により近似し、こ
の近似多項式を用いて、キャリア位相を推定するタイミ
ングにおける同相成分Ｉn ´を算出し、新たにその値す
なわち出力信号Ｘn がフィルタ出力信号として出力され
る。ここで、ｎは上述したように、ｎ＝０、１、２、３
…という値を採る。この値はシフトレジスタに保持され
ている信号の間の相対的な時間差を表すものである。す
なわち、本実施例における多項式近似は、原理的には、
時間の多項式により各信号の近似を行うものである。
ジスタ１５に入力され、シフトレジスタ１５に入力され
た各タイミングにおける同相成分Ｉn ´はそれぞれ多項
式近似回路２９に入力される。多項式近似回路２９は、
上記各同相成分Ｉn ´を、ｎの多項式により近似し、こ
の近似多項式を用いて、キャリア位相を推定するタイミ
ングにおける同相成分Ｉn ´を算出し、新たにその値す
なわち出力信号Ｘn がフィルタ出力信号として出力され
る。ここで、ｎは上述したように、ｎ＝０、１、２、３
…という値を採る。この値はシフトレジスタに保持され
ている信号の間の相対的な時間差を表すものである。す
なわち、本実施例における多項式近似は、原理的には、
時間の多項式により各信号の近似を行うものである。
【００７４】フィルタ２８はフィルタ２７と同一構成で
あって、入力されるディジタルベースバンド信号の直交
成分Ｑn ´に対して同一の操作を行い、信号Ｙn を出力
する。 多項式近似回路２９は、フィルタに入力された
Ｎ個の信号を用いて最小二乗法により多項式近似を行
う。例えば、以下の式（１１）で表される２次の多項式
を考える。
あって、入力されるディジタルベースバンド信号の直交
成分Ｑn ´に対して同一の操作を行い、信号Ｙn を出力
する。 多項式近似回路２９は、フィルタに入力された
Ｎ個の信号を用いて最小二乗法により多項式近似を行
う。例えば、以下の式（１１）で表される２次の多項式
を考える。
【００７５】 ＰＩn ´＝ａ＋ｂｎ＋ｃｎ2 （１１） ここで、ａ、ｂおよびｃは２次多項式の係数である。図
１３の例に対して、式（１１）による２次多項式近似を
行うと、近似多項式ＰＩn ´の係数はそれぞれａ＝１．
６３１、ｂ＝−１．０６８、ｃ＝０．１７８となる。フ
ィルタ出力信号Ｘ3 は求められた係数ａ、ｂおよびｃを
式（１１）に設定して、ｎ＝３を代入することにより計
算される。すなわち、 Ｘ3 ＝１．６３１−１．０６８×３＋０．１７８×３2 ＝０．０２９ （１２） となる。上記と同様の近似がフィルタ２８においても行
われ、以下の式（１３） ＰＱn ´＝ａ＋ｂｎ＋ｃｎ2 （１３） で表される近似２次多項式ＰＱn ´の係数は、ａ＝０．
５１２、ｂ＝０．２５５、ｃ＝−０．０３３となる。こ
の結果、フィルタ出力信号Ｙ3 は Ｙ3 ＝０．５１２＋０．２５５×３−０．０３３×３2 ＝０．９８０（１４） となる。図５は上記の近似処理を図示したものである。
１３の例に対して、式（１１）による２次多項式近似を
行うと、近似多項式ＰＩn ´の係数はそれぞれａ＝１．
６３１、ｂ＝−１．０６８、ｃ＝０．１７８となる。フ
ィルタ出力信号Ｘ3 は求められた係数ａ、ｂおよびｃを
式（１１）に設定して、ｎ＝３を代入することにより計
算される。すなわち、 Ｘ3 ＝１．６３１−１．０６８×３＋０．１７８×３2 ＝０．０２９ （１２） となる。上記と同様の近似がフィルタ２８においても行
われ、以下の式（１３） ＰＱn ´＝ａ＋ｂｎ＋ｃｎ2 （１３） で表される近似２次多項式ＰＱn ´の係数は、ａ＝０．
５１２、ｂ＝０．２５５、ｃ＝−０．０３３となる。こ
の結果、フィルタ出力信号Ｙ3 は Ｙ3 ＝０．５１２＋０．２５５×３−０．０３３×３2 ＝０．９８０（１４） となる。図５は上記の近似処理を図示したものである。
【００７６】座標変換回路１８はフィルタ出力信号Ｘ3
およびＹ3 に対して、従来の技術において上述した
（４）式に示される操作を行い、推定キャリア位相Θ3
を出力する。この例の場合、 Θ3 （１／２）ｔａｎ-1（０．９８０／０．０２９）＝４４．２° （１５） となる。
およびＹ3 に対して、従来の技術において上述した
（４）式に示される操作を行い、推定キャリア位相Θ3
を出力する。この例の場合、 Θ3 （１／２）ｔａｎ-1（０．９８０／０．０２９）＝４４．２° （１５） となる。
【００７７】雑音等の影響をまったく受けないとする
と、本来推定すべき真のキャリア位相θ3 の値はθ3 ＝
５０°であるから、本発明による実施例２の構成により
推定されたキャリア位相の推定誤差は５．８°であり、
従来のキャリア位相推定装置の場合に生じた１７．１°
の推定誤差よりも小さくなる。このように、本実施例に
よれば、単なる平均値ではなく、多項式による近似を行
ってから、キャリア位相の推定を行ったので、フェージ
ングによって変動するキャリア位相に対し、良好に追随
できることが分る。
と、本来推定すべき真のキャリア位相θ3 の値はθ3 ＝
５０°であるから、本発明による実施例２の構成により
推定されたキャリア位相の推定誤差は５．８°であり、
従来のキャリア位相推定装置の場合に生じた１７．１°
の推定誤差よりも小さくなる。このように、本実施例に
よれば、単なる平均値ではなく、多項式による近似を行
ってから、キャリア位相の推定を行ったので、フェージ
ングによって変動するキャリア位相に対し、良好に追随
できることが分る。
【００７８】図６は本実施例２のキャリア位相推定装置
を用いて実現されるビット誤り率特性のシミュレーショ
ン結果である。このシミュレーションは、上述した表１
に示す条件下でのシミュレーションである。図６より、
従来のキャリア位相推定装置を用いた場合に比べて、信
号と雑音の電力比であるＥb ／Ｎ0 の値が小さい場合に
はほぼ等しい特性を実現し、Ｅb ／Ｎ0 の値が大きい場
合には、ビット誤り率のフロアーが約５分の１に低減で
きることが分る。正確に言えば、Ｅb ／Ｎ0 が極めて小
さい場合に本実施例２による特性の方が僅かに劣るが、
実用上はほとんど問題がなく、無視できる範囲であるこ
とが図６のグラフから理解されよう。このように、本実
施例によるキャリア位相推定装置によれば、フェージン
グによるキャリア位相の変動に対し、良好に追随を行う
ことが可能である。その結果、本実施例によればビット
誤り率特性を改善することができる。
を用いて実現されるビット誤り率特性のシミュレーショ
ン結果である。このシミュレーションは、上述した表１
に示す条件下でのシミュレーションである。図６より、
従来のキャリア位相推定装置を用いた場合に比べて、信
号と雑音の電力比であるＥb ／Ｎ0 の値が小さい場合に
はほぼ等しい特性を実現し、Ｅb ／Ｎ0 の値が大きい場
合には、ビット誤り率のフロアーが約５分の１に低減で
きることが分る。正確に言えば、Ｅb ／Ｎ0 が極めて小
さい場合に本実施例２による特性の方が僅かに劣るが、
実用上はほとんど問題がなく、無視できる範囲であるこ
とが図６のグラフから理解されよう。このように、本実
施例によるキャリア位相推定装置によれば、フェージン
グによるキャリア位相の変動に対し、良好に追随を行う
ことが可能である。その結果、本実施例によればビット
誤り率特性を改善することができる。
【００７９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
フェージングによって変動するキャリア位相に対し、優
れた追随特性を有するキャリア位相推定装置を得ること
が可能である。
フェージングによって変動するキャリア位相に対し、優
れた追随特性を有するキャリア位相推定装置を得ること
が可能である。
【００８０】すなわち、本発明によれば、ビット誤り率
特性の優れたキャリア位相推定装置を得ることができ
る。
特性の優れたキャリア位相推定装置を得ることができ
る。
【図１】本発明のキャリア位相推定装置の構成図であ
る。
る。
【図２】本発明のキャリア位相推定装置の構成図であ
る。
る。
【図３】フェージングで変動する非線形変換されたディ
ジタルベースバンド信号の振幅と、重み係数等を表す図
である。
ジタルベースバンド信号の振幅と、重み係数等を表す図
である。
【図４】本発明の実施例１によるビット誤り率特性をグ
ラフに表した図である。
ラフに表した図である。
【図５】多項式近似を説明する説明図である。
【図６】本発明の実施例２によるビット誤り率特性をグ
ラフに表した図である。
ラフに表した図である。
【図７】従来のキャリア位相推定装置の構成図である。
【図８】ディジタルベースバンド信号を表す図である。
【図９】非線形変換されたディジタルベースバンド信号
を表す図である。
を表す図である。
【図１０】非線形変換されたディジタルベースバンド信
号の振幅、フィルタ出力信号及び推定位相の値を表す図
である。
号の振幅、フィルタ出力信号及び推定位相の値を表す図
である。
【図１１】キャリア位相推定装置を用いたデータ復調装
置の構成図である。
置の構成図である。
【図１２】フェージングによりキャリア位相が変動した
場合のディジタルベースバンド信号を表す図である。
場合のディジタルベースバンド信号を表す図である。
【図１３】フェージングによりキャリア位相が変動した
場合の非線形変換されたディジタルベースバンド信号を
表す図である。
場合の非線形変換されたディジタルベースバンド信号を
表す図である。
【図１４】フェージングによりキャリア位相が変動した
場合の、非線形変換されたディジタルベースバンド信号
の振幅と、フィルタ出力信号等を表す図である。
場合の、非線形変換されたディジタルベースバンド信号
の振幅と、フィルタ出力信号等を表す図である。
【図１５】式（９’）の設定を適用した場合の、ビット
誤り率特性をグラフに表した図である。
誤り率特性をグラフに表した図である。
【図１６】キャリア位相推定装置の他の構成例を示す構
成図である。
成図である。
１ ベースバンド変換回路 ２ 位相推定回路 ３ 受信ＩＦ信号 ４，５ 乗算器 ６ キャリア発振器 ７ ９０°位相器 ８，９ ローパスフィルタ １０，１１ Ａ／Ｄ変換器 １２ 非線形回路 １５ シフトレジスタ １６ 加算器 １７ 除算器 １８ 座標変換回路 ２４、２５ フィルタ ２６ 乗算器 ２７、２８ フィルタ ２９ 多項式近似回路
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/22
Claims (9)
- 【請求項１】 位相変調された受信信号をベースバンド
信号に変換するベースバンド変換手段と、前記ベースバ
ンド信号に対し伝送データによる位相変調成分を除去す
る非線形変換を施し、変換ベースバンド信号を出力する
非線形変換手段と、所定時間間隔でサンプリングされた
複数の変換ベースバンド信号に対しそれぞれ重み付け係
数を設定し、各対応する前記変換ベースバンド信号に前
記重み付け係数を演算しフィルタリング信号を生成する
演算手段と、前記フィルタリング信号を座標変換し、推
定キャリア位相を出力する座標変換手段と、 を含み、 キャリア位相を推定する推定対象タイミングにおける前
記変換ベースバンド信号に対応する重み付け係数はその
他のタイミングにおける前記変換ベースバンド信号に対
する重み付け係数と比べて大きくなるように設定されて
いることを特徴とするフィルタ。 - 【請求項２】 位相変調された受信信号を所定時間間隔
でサンプリングされたディジタルベースバンド信号に変
換するディジタルベースバンド変換手段と、 前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ディ
ジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段と、 複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保持す
るシフトレジスタと、 前記シフトレジスタが保持する複数個の変換ディジタル
ベースバンド信号に対し、それぞれ予め定められた重み
付け係数を設定し、各対応する前記変換ディジタルベー
スバンド信号に重み付け係数を乗ずる乗算器群と、 前記乗算器群からの出力信号に基づきフィルタリング信
号を出力する加算器と、 前記フィルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位
相を出力する座標変換手段と、 を含み、 キャリア位相を推定する推定対象タイミングにおける前
記変換ディジタルベースバンド信号に対応する重み付け
係数は最も大きく設定されており、その他のタイミング
における前記変換ディジタルベースバンド信号に対する
重み付け係数は前記推定対象タイミングから時間的に離
間するにしたがって順次小さく設定されていることを特
徴とするフィルタ。 - 【請求項３】 位相変調された受信信号のキャリア位相
を推定するキャリア位相推定装置において、 前記受信信号をベースバンド信号に変換するベースバン
ド変換手段と、 該ベースバンド信号をフィルタリングしてキャリア位相
を推定し、該推定された推定キャリア位相を出力する位
相推定手段と、 を備え、 前記位相推定手段は、 前記ベースバンド信号に対し伝送データによる位相変調
成分を除去する非線形変換を施し、変換ベースバンド信
号を出力する非線形変換手段、所定時間間隔でサンプリ
ングされた複数の変換ベースバンド信号に対しそれぞれ
重み付け係数を設定し、各対応する前記変換ベースバン
ド信号に前記重み付け係数を演算しフィルタリング信号
を生成する演算手段からなるフィルタと、前記フィルタ
リング信号を座標変換し、推定キャリア位相を出力する
座標変換手段と、 を含み、 キャリア位相を推定する推定対象タイミングにおける前
記変換ベースバンド信号に対応する重み付け係数はその
他のタイミングにおける前記変換ベースバンド信号に対
応する重み付け係数と比べて大きくなるように設定され
ていることを特徴とするキャリア位相推定装置。 - 【請求項４】 位相変調された受信信号のキャリア位相
を推定するキャリア位相推定装置において、 前記受信信号を所定時間間隔でサンプリングされたディ
ジタルベースバンド信号に変換するディジタルベースバ
ンド変換手段と、 該ディジタルベースバンド信号をフィルタリングしてキ
ャリア位相を推定し、該推定された推定キャリア位相を
出力する位相推定手段と、 を備え、 前記位相推定手段は、 前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ディ
ジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段と、 複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保持す
るシフトレジスタと、 前記シフトレジスタが保持する複数個の変換ディジタル
ベースバンド信号に対し、それぞれ予め定められた重み
付け係数を設定し、各対応する前記変換ディジタルベー
スバンド信号に前記重み付け係数を乗ずる乗算器群と、 前記乗算器群からの出力信号に基づきフィルタリング信
号を出力する加算器と、 前記フィルタリング信号を座標変換し、推定キャリア位
相を出力する座標変換手段と、 を含み、 キャリア位相を推定する推定対象タイミングにおける前
記変換ディジタルベースバンド信号に対応する重み付け
係数は最も大きく設定されており、その他のタイミング
における前記変換ディジタルベースバンド信号に対する
重み付け係数は前記推定対象タイミングから時間的に離
間するにしたがって順次小さく設定されていることを特
徴とするキャリア位相推定装置。 - 【請求項５】 位相変調された受信信号をベースバンド
信号に変換するベースバンド変換手段と、前記ベースバ
ンド信号に対し伝送データによる位相変調成分を除去す
る非線形変換を施し、変換ベースバンド信号を出力する
非線形変換手段と、所定時間間隔でサンプリングされた
複数の変換ベースバンド信号に基づいて変換ベースバン
ド信号の時間変化を表す近似関数を求める近似手段と、
キャリア位相の推定対象タイミングにおける前記変換ベ
ースバンド信号のフィルタリング信号を前記近似関数に
基づいて求めるフィルタリング信号生成手段とを備えた
ことを特徴とするフィルタ。 - 【請求項６】 位相変調された受信信号を所定時間間隔
でサンプリングされたディジタルベースバンド信号に変
換するディジタルベースバンド変換手段と、 前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ディ
ジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段と、 複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保持す
るシフトレジスタと、 前記シフトレジスタが保持する複数個の変換ディジタル
ベースバンド信号を、時間の多項式で近似し、近似多項
式を求める近似多項式生成手段と、 前記近似多項式生成手段によって求められた近似多項式
を用いて、キャリア位相を推定する推定対象タイミング
における前記近似多項式の値を計算することにより、前
記変換ディジタルベースバンド信号のフィルタリング信
号を出力するフィルタリング信号生成手段とを備えたこ
とを特徴とするフィルタ。 - 【請求項７】 位相変調された受信信号のキャリア位相
を推定するキャリア位相推定装置において、 前記受信信号をベースバンド信号に変換するベースバン
ド変換手段と、 該ベースバンド信号をフィルタリングしてキャリア位相
を推定し、該推定された推定キャリア位相を出力する位
相推定手段と、 を備え、 前記位相推定手段は、 前記ベースバンド信号に対し伝送データによる位相変調
成分を除去する非線形変換を施し、変換ベースバンド信
号を出力する非線形変換手段と、所定時間間隔でサンプ
リングされた複数の変換ベースバンド信号に基づいて変
換ベースバンド信号の時間変化を表す近似関数を求める
近似手段と、キャリア位相の推定対象タイミングにおけ
る前記変換ベースバンド信号のフィルタリング信号を前
記近似関数に基づいて求めるフィルタリング信号生成手
段とからなるフィルタと、前記フィルタリング信号を座
標変換し、推定キャリア位相を出力する座標変換手段
と、 を備えたことを特徴とするキャリア位相推定装置。 - 【請求項８】 位相変調された受信信号のキャリア位相
を推定するキャリア位相推定装置において、 前記受信信号を所定時間間隔でサンプリングされたディ
ジタルベースバンド信号に変換するディジタルベースバ
ンド変換手段と、 該ディジタルベースバンド信号をフィルタリングしてキ
ャリア位相を推定し、該推定された推定キャリア位相を
出力する位相推定手段と、 を備え、 前記位相推定手段は、 前記ディジタルベースバンド信号に対し伝送データによ
る位相変調成分を除去する非線形変換を施し、変換ディ
ジタルベースバンド信号を出力する非線形変換手段と、 複数個の前記変換ディジタルベースバンド信号を保持す
るシフトレジスタと、 前記シフトレジスタが保持する複数個の変換ディジタル
ベースバンド信号を、時間の多項式で近似し、近似多項
式を求める近似多項式生成手段と、 前記近似多項式生成手段によって求められた近似多項式
を用いて、キャリア位相を推定する推定対象タイミング
における前記近似多項式の値を計算することにより、前
記変換ディジタルベースバンド信号のフィルタリング信
号を出力するフィルタリング信号生成手段と、 前記フィルタリング信号生成手段のフィルタリング信号
を座標変換し、推定キャリア位相を出力する座標変換手
段と、 を備えたことを特徴とするキャリア位相推定装置。 - 【請求項９】 前記重み付け係数が、伝送路の状態に応
じて適応的に設定されることを特徴とする、請求項３ま
たは４に記載のキャリア位相推定装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30258293A JP3179267B2 (ja) | 1993-01-19 | 1993-12-02 | フィルタ及びこのフィルタを用いたキャリア位相推定装置 |
| CA002113135A CA2113135C (en) | 1993-01-19 | 1994-01-10 | Carrier phase estimation system using filter |
| US08/544,252 US5627861A (en) | 1993-01-19 | 1995-10-17 | Carrier phase estimation system using filter |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP661193 | 1993-01-19 | ||
| JP5-6611 | 1993-01-19 | ||
| JP30258293A JP3179267B2 (ja) | 1993-01-19 | 1993-12-02 | フィルタ及びこのフィルタを用いたキャリア位相推定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06276245A JPH06276245A (ja) | 1994-09-30 |
| JP3179267B2 true JP3179267B2 (ja) | 2001-06-25 |
Family
ID=26340802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30258293A Expired - Fee Related JP3179267B2 (ja) | 1993-01-19 | 1993-12-02 | フィルタ及びこのフィルタを用いたキャリア位相推定装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5627861A (ja) |
| JP (1) | JP3179267B2 (ja) |
| CA (1) | CA2113135C (ja) |
Families Citing this family (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3091120B2 (ja) * | 1995-08-16 | 2000-09-25 | 三菱電機株式会社 | Ｑｐｓｋ復調装置 |
| US5859787A (en) * | 1995-11-09 | 1999-01-12 | Chromatic Research, Inc. | Arbitrary-ratio sampling rate converter using approximation by segmented polynomial functions |
| US5815529A (en) * | 1996-04-04 | 1998-09-29 | Lucent Technologies Inc. | Transmission system for digital audio broadcasting that incorporates a rotator in the transmitter |
| US5742637A (en) * | 1996-08-20 | 1998-04-21 | Golden Bridge Technology, Inc. | Fast phase estimation in digital communication systems |
| US6421399B1 (en) * | 1998-03-05 | 2002-07-16 | Agere Systems Guardian Corporation | Frequency and phase estimation for MPSK signals |
| JP3498600B2 (ja) * | 1998-11-09 | 2004-02-16 | 三菱電機株式会社 | キャリア位相推定装置とキャリア位相推定装置を用いた復調器 |
| US6937592B1 (en) * | 2000-09-01 | 2005-08-30 | Intel Corporation | Wireless communications system that supports multiple modes of operation |
| US6567387B1 (en) | 2000-11-07 | 2003-05-20 | Intel Corporation | System and method for data transmission from multiple wireless base transceiver stations to a subscriber unit |
| US20020136287A1 (en) * | 2001-03-20 | 2002-09-26 | Heath Robert W. | Method, system and apparatus for displaying the quality of data transmissions in a wireless communication system |
| US7149254B2 (en) * | 2001-09-06 | 2006-12-12 | Intel Corporation | Transmit signal preprocessing based on transmit antennae correlations for multiple antennae systems |
| US20030067890A1 (en) * | 2001-10-10 | 2003-04-10 | Sandesh Goel | System and method for providing automatic re-transmission of wirelessly transmitted information |
| US7336719B2 (en) * | 2001-11-28 | 2008-02-26 | Intel Corporation | System and method for transmit diversity base upon transmission channel delay spread |
| US7012978B2 (en) * | 2002-03-26 | 2006-03-14 | Intel Corporation | Robust multiple chain receiver |
| US20030235252A1 (en) * | 2002-06-19 | 2003-12-25 | Jose Tellado | Method and system of biasing a timing phase estimate of data segments of a received signal |
| US7570722B1 (en) | 2004-02-27 | 2009-08-04 | Marvell International Ltd. | Carrier frequency offset estimation for OFDM systems |
| FR2915038B1 (fr) * | 2007-04-12 | 2012-08-03 | Univ Paris Curie | Recepteur haute frequence a traitement numerique multi-canaux |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3935535A (en) * | 1974-09-09 | 1976-01-27 | Hycom Incorporated | Fast equalization acquisition for automatic adaptive digital modem |
| US4644562A (en) * | 1985-08-28 | 1987-02-17 | At&T Company | Combined cross polarization interference cancellation and intersymbol interference equalization for terrestrial digital radio systems |
| US5321726A (en) * | 1988-01-13 | 1994-06-14 | Hewlett-Packard Company | Calibration of vector demodulator using statistical analysis |
| JPH0687540B2 (ja) * | 1988-11-10 | 1994-11-02 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| DE3926277A1 (de) * | 1989-08-09 | 1991-02-14 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger fuer zeitvariant verzerrte datensignale |
| JPH082060B2 (ja) * | 1989-09-13 | 1996-01-10 | 日本電気株式会社 | 搬送波再生方式およびディジタル位相復調装置 |
| DE4013384A1 (de) * | 1990-04-26 | 1991-10-31 | Philips Patentverwaltung | Empfaenger mit einer anordnung zur frequenzablagenschaetzung |
| JP2953052B2 (ja) * | 1990-11-30 | 1999-09-27 | ソニー株式会社 | デジタル映像信号処理装置 |
| US5245611A (en) * | 1991-05-31 | 1993-09-14 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for providing carrier frequency offset compensation in a tdma communication system |
| US5239273A (en) * | 1991-11-20 | 1993-08-24 | Numa Technologies, Inc. | Digital demodualtor using signal processor to evaluate period measurements |
-
1993
- 1993-12-02 JP JP30258293A patent/JP3179267B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-01-10 CA CA002113135A patent/CA2113135C/en not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-10-17 US US08/544,252 patent/US5627861A/en not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 石川博康 小林英雄「二重差動符号化によるＭＰＳＫ遅延検波用周波数オフセット補償方式」、１９９２年電子情報通信学会秋季大会講演論文集、第２−２５１頁、論文番号 Ｂ−２４８。 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2113135A1 (en) | 1994-07-20 |
| JPH06276245A (ja) | 1994-09-30 |
| CA2113135C (en) | 1999-11-16 |
| US5627861A (en) | 1997-05-06 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090413 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100413 Year of fee payment: 9 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100413 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110413 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120413 Year of fee payment: 11 |
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