JP3173593B2 - Microwave resonance circuit and microwave oscillator - Google Patents
Microwave resonance circuit and microwave oscillatorInfo
- Publication number
- JP3173593B2 JP3173593B2 JP28962598A JP28962598A JP3173593B2 JP 3173593 B2 JP3173593 B2 JP 3173593B2 JP 28962598 A JP28962598 A JP 28962598A JP 28962598 A JP28962598 A JP 28962598A JP 3173593 B2 JP3173593 B2 JP 3173593B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- stub
- open
- phase constant
- short
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Waveguides (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波モノリ
シック集積回路（ＭＭＩＣ）等の形態で実現したマイク
ロ波発振器に関し、特に、ＭＭＩＣによるマイクロ波発
振器用として好適な共振回路の構成に関する。The present invention relates to a microwave oscillator realized in the form of a microwave monolithic integrated circuit (MMIC) or the like, and more particularly to a configuration of a resonance circuit suitable for a microwave oscillator using an MMIC.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図２０は、従来のマイクロ波発振器の第
１の例を示す回路図である。この従来のマイクロ波発振
器は、電界効果トランジスタ（以下「ＦＥＴ」という）
１のソース端子に帰還用の先端短絡スタブ２を接続した
直列帰還型の発振器である。ゲート端子には、ゲートバ
イアス回路３により寄生発振防止用抵抗１４を介してＤ
Ｃバイアスが供給される。ドレイン端子には、ドレイン
バイアス回路４によりＤＣバイアスが供給される。バイ
アス回路３、４は、１／４波長線路５、キャパシタ６及
びＤＣ電源７から構成される。発振出力は、出力整合回
路８を介して、負荷抵抗１０に取り出される。出力整合
回路８は、伝送線路１１と整合用先端開放スタブ１２と
から構成される。2. Description of the Related Art FIG. 20 is a circuit diagram showing a first example of a conventional microwave oscillator. This conventional microwave oscillator uses a field effect transistor (hereinafter referred to as “FET”).
This is a series feedback type oscillator in which a feedback short-circuit stub 2 is connected to one source terminal. The gate terminal is connected to the gate bias circuit 3 via a parasitic oscillation prevention resistor 14 to connect D to the gate terminal.
A C bias is provided. A DC bias is supplied to the drain terminal by the drain bias circuit 4. Each of the bias circuits 3 and 4 includes a 波長 wavelength line 5, a capacitor 6, and a DC power supply 7. The oscillation output is taken out to the load resistor 10 via the output matching circuit 8. The output matching circuit 8 includes a transmission line 11 and an open stub 12 for matching.
【０００３】図２１は、従来のマイクロ波発振器の第２
の例を示す回路図である。このマイクロ波発振器は、図
２０に示した従来のマイクロ波発振器に、１／２波長先
端開放スタブ２５により構成される伝送線路共振回路９
を付加したものである。このような１／２波長先端開放
スタブを用いた伝送線路共振器を付加した発振器の例
は、１９９４年電子情報通信学会春季大会Ｃ−４３ある
いは１９９３年電子情報通信学会Ｃ−４４等に記載され
ている。FIG. 21 shows a second example of a conventional microwave oscillator.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the embodiment. This microwave oscillator is different from the conventional microwave oscillator shown in FIG. 20 in that a transmission line resonance circuit 9 constituted by a 波長 wavelength open end stub 25 is provided.
Is added. Examples of such an oscillator to which a transmission line resonator using a half-wavelength open-ended stub is added are described in the IEICE Spring Conference C-43 in 1994 or the IEICE C-44 in 1993. ing.
【０００４】図２２は、従来のマイクロ波発振器の第３
の例を示す回路図である。このマイクロ波発振器は、図
２０に示した従来のマイクロ波発振器に、１／４波長先
端短絡スタブ２６により構成される伝送線路共振回路９
を付加したものである。FIG. 22 shows a third conventional microwave oscillator.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the embodiment. This microwave oscillator is different from the conventional microwave oscillator shown in FIG. 20 in that a transmission line resonance circuit 9 having a 1/4 wavelength tip short-circuit stub 26 is provided.
Is added.
【０００５】図２３は、従来のマイクロ波発振器の第４
の例を示す回路図である。このマイクロ波発振器は、図
２０に示した従来のマイクロ波発振器において、高周波
接地用に用いていたキャパシタを１／４波長先端開放ス
タブ２７で置き換え、共振回路９を構成したものであ
る。このような１／４波長先端開放スタブを用いた伝送
線路共振器を付加した発振器の例は、１９９４年電子情
報通信学会春季大会Ｃ−７３あるいは１９９２年電子情
報通信学会Ｃ−６０等に記載されている。FIG. 23 shows a fourth example of a conventional microwave oscillator.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the embodiment. In this microwave oscillator, a resonance circuit 9 is configured by replacing a capacitor used for high-frequency grounding with a 波長 wavelength open stub 27 in the conventional microwave oscillator shown in FIG. Examples of such an oscillator to which a transmission line resonator using a 波長 wavelength open-ended stub is added are described in the IEICE Spring Conference C-73 in 1994 or the IEICE C-60 in 1992. ing.
【０００６】図２４は、従来のマイクロ波発振器の第５
の例を示す回路図である。このマイクロ波発振器は、図
２０に示した従来のマイクロ波発振器に、結合用伝送線
路２８と誘電体共振器２９から構成される共振回路９を
付加したものである。このような誘電体共振器を用いた
発振器の例は、IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEOR
Y AND TECHNIQUES, VOL.MTT-31, p.312等に記載されて
いる。FIG. 24 shows a fifth example of the conventional microwave oscillator.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of the embodiment. This microwave oscillator is obtained by adding a resonance circuit 9 including a coupling transmission line 28 and a dielectric resonator 29 to the conventional microwave oscillator shown in FIG. An example of an oscillator using such a dielectric resonator is IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEOR.
Y AND TECHNIQUES, VOL.MTT-31, p.312.
【０００７】[0007]
【発明が解決しようとする課題】図２０に示した従来の
マイクロ波発振器の第１の例では、回路中に急峻な周波
数特性を持った素子を含まないため回路のＱ値が小さ
く、位相雑音が大きいという問題があった。In the first example of the conventional microwave oscillator shown in FIG. 20, since the circuit does not include an element having a steep frequency characteristic, the Q value of the circuit is small and the phase noise is low. There was a problem that was large.
【０００８】これに対し、図２１乃至図２３に示した従
来のマイクロ波発振器の例では、伝送線路の一端を開放
または短絡した伝送線路共振回路を付加することによ
り、回路のＱ値を増加させ位相雑音の低減を図ってい
る。これらの伝送線路共振器は平面回路で簡易且つ小型
に実現できる反面、無負荷Ｑ値はあまり大きくなく、十
分な位相雑音低減の効果が得られないという問題があっ
た。On the other hand, in the example of the conventional microwave oscillator shown in FIGS. 21 to 23, the Q factor of the circuit is increased by adding a transmission line resonance circuit in which one end of the transmission line is opened or short-circuited. The aim is to reduce phase noise. Although these transmission line resonators can be realized simply and compactly with a planar circuit, there is a problem that the no-load Q value is not so large and a sufficient phase noise reduction effect cannot be obtained.
【０００９】一方、図２４に示した従来のマイクロ波発
振器の例では、結合用伝送線路２８に誘電体共振器２９
を磁気的に結合させた共振回路９を用いて位相雑音の低
減を図っている。誘電体共振器は非常に大きな無負荷Ｑ
値を有しているため大きな位相雑音低減の効果が得られ
る反面、回路や装置の大型化、製造コストの増大等の問
題があった。On the other hand, in the example of the conventional microwave oscillator shown in FIG. 24, a dielectric resonator 29 is connected to a coupling transmission line 28.
The phase noise is reduced by using a resonance circuit 9 that magnetically couples. Dielectric resonator has very large no-load Q
However, there is a problem that the circuit and the device are increased in size and the manufacturing cost is increased.
【００１０】本発明は、以上の点に鑑みなされたもの
で、小型、低コストで位相雑音特性に優れたマイクロ波
発振器を提供することを目的とするものである。The present invention has been made in view of the above points, and has as its object to provide a small, low-cost microwave oscillator having excellent phase noise characteristics.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明のマイクロ波発振器は、ある位相定数βで決
まる（２ｎ−１）／４波長（ｎ＝１，２，・・・）の長
さを有し、前記の位相定数βより、前記の位相定数βと
比較し十分に小さい量だけ小さな位相定数を有する先端
開放スタブと、前記の先端開放スタブと同じ長さを有
し、前記の位相定数βより、前記の位相定数βと比較し
十分に小さい量だけ大きな位相定数を有する先端開放ス
タブとを並列に接続した共振回路を有することを特徴と
している。In order to achieve the above object, a microwave oscillator according to the present invention has a (2n-1) / 4 wavelength (n = 1, 2,...) Determined by a certain phase constant β. Having a length smaller than the phase constant β, and having an open end stub having a phase constant smaller by an amount sufficiently smaller than the phase constant β, and having the same length as the open end stub, It is characterized by having a resonance circuit in which an open-end stub having a phase constant larger than the above-mentioned phase constant β by an amount sufficiently smaller than the above-mentioned phase constant β is connected in parallel.
【００１２】また、本発明のマイクロ波発振器は、ある
位相定数βに対するｎ／２波長（ｎ＝１，２，・・・）
の長さを有し、前記の位相定数βより、前記の位相定数
βと比較し十分に小さい量だけ小さな位相定数を有する
先端短絡スタブと、前記の先端短絡スタブと同じ長さを
有し、前記の位相定数βより、前記の位相定数βと比較
し十分に小さい量だけ大きな位相定数を有する先端短絡
スタブとを並列に接続した共振回路を有することを特徴
としている。The microwave oscillator according to the present invention has an n / 2 wavelength (n = 1, 2,...) For a certain phase constant β.
A tip short-circuit stub having a phase constant smaller than the phase constant β by a sufficiently small amount compared to the phase constant β, and having the same length as the tip short-circuit stub, It is characterized by having a resonance circuit in which a tip short-circuit stub having a phase constant larger than the phase constant β by a sufficiently small amount compared with the phase constant β is connected in parallel.
【００１３】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、中心線路幅の異なるマイクロ
ストリップ線路で実現したことを特徴としている。Further, the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention is characterized in that the open-end stubs or the short-circuited stubs having different phase constants are realized by microstrip lines having different center line widths.
【００１４】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、中心線路幅の異なるコプレー
ナウェーブガイドで実現したことを特徴としている。Further, the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention is characterized in that the open-end stubs or the short-circuited stubs having different phase constants are realized by coplanar waveguides having different center line widths.
【００１５】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、中心線路と接地金属とのギャ
ップの長さの異なるコプレーナウェーブガイドで実現し
たことを特徴としている。Further, in the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention, the open-ended stub or the short-circuited stub having different phase constants are realized by coplanar waveguides having different lengths of the gap between the center line and the ground metal. It is characterized by doing.
【００１６】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、一方のスタブの下部及び周辺
の半導体あるいは半絶縁性基板上に誘電膜を形成するこ
とにより実現したことを特徴としている。Further, in the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention, the open-ended stub or the short-circuited stub having different phase constants may be provided on a semiconductor or semi-insulating substrate under and around one of the stubs. Is realized by forming
【００１７】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、一方のスタブの下部及び周辺
の半導体あるいは半絶縁性基板上に突起部を形成するこ
とにより実現したことを特徴としている。Further, the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention is characterized in that the open-ended stub or the short-circuited stub having different phase constants is provided with a projection on a semiconductor or semi-insulating substrate under and around one of the stubs. Is realized by forming
【００１８】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、一方のスタブの下部及び周辺
の半導体あるいは半絶縁性基板の裏面に凹部を形成する
ことにより実現したことを特徴としている。Further, in the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention, the open-ended stub or the short-circuited stub having the different phase constants may be formed by recessing the stub under one of the stubs and the back surface of the semiconductor or semi-insulating substrate. Is realized by forming
【００１９】また、本発明のマイクロ波発振器用の共振
回路は、上記互いに位相定数の異なる先端開放スタブあ
るいは先端短絡スタブを、一方のスタブの下部及び周辺
の半導体あるいは半絶縁性基板の裏面に突起部を形成す
ることにより実現したことを特徴としている。Further, in the resonance circuit for a microwave oscillator according to the present invention, the open-end stub or the short-circuited stub having the different phase constants may be formed by projecting a lower portion of one of the stubs and a peripheral surface of a semiconductor or semi-insulating substrate. It is characterized by being realized by forming a part.
【００２０】[0020]
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第１の実施の形
態のマイクロ波発振器の回路図である。この実施の形態
のマイクロ波発振器は、ＦＥＴ１のソース端子に帰還用
の先端短絡スタブ２を接続した直列帰還型の発振器であ
る。ゲート端子には、ゲートバイアス回路３により寄生
発振防止用抵抗１４を介してＤＣバイアスが供給され
る。ドレイン端子には、ドレインバイアス回路４により
ＤＣバイアスが供給される。バイアス回路３、４は、１
／４波長線路５、キャパシタ６及びＤＣ電源７から構成
される。FIG. 1 is a circuit diagram of a microwave oscillator according to a first embodiment of the present invention. The microwave oscillator according to the present embodiment is a series feedback type oscillator in which a feedback short-circuit stub 2 is connected to the source terminal of the FET 1. A DC bias is supplied to the gate terminal via the parasitic oscillation prevention resistor 14 by the gate bias circuit 3. A DC bias is supplied to the drain terminal by the drain bias circuit 4. The bias circuits 3 and 4
It comprises a / 4 wavelength line 5, a capacitor 6, and a DC power supply 7.
【００２１】発振出力は、出力整合回路８及び共振回路
９を介して、負荷抵抗１０に取り出される。出力整合回
路８は、伝送線路１１と整合用先端開放スタブ１２とか
ら構成される。共振回路９は、先端開放スタブ１３ａと
１３ｂを並列に接続することにより形成される。先端開
放スタブ１３ａ及び先端開放スタブ１３ｂは、ある位相
定数βで決まる１／４波長の長さを有し、各スタブの位
相定数は前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だ
け変化させてある。The oscillation output is taken out to a load resistor 10 via an output matching circuit 8 and a resonance circuit 9. The output matching circuit 8 includes a transmission line 11 and an open stub 12 for matching. The resonance circuit 9 is formed by connecting the open-end stubs 13a and 13b in parallel. The open-end stub 13a and the open-end stub 13b have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β, and the phase constant of each stub changes before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β. Let me do it.
【００２２】次に、本発明の第一の実施の形態のマイク
ロ波発振器の動作について、図２乃至図４を用いて説明
する。Next, the operation of the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
【００２３】図２は、図１に示したマイクロ波発振器の
共振回路９及び負荷抵抗１０を含む部分の回路図であ
る。図中のＺ０ｉ、γｉ（ｉ＝１，２）は先端開放スタ
ブ１３ａ及び先端開放スタブ１３ｂの特性インピーダン
ス及び伝搬定数である。Ｒ０は負荷抵抗値である。伝送
線路から負荷抵抗側を見込んだインピーダンスを図中に
示すようにＺＬと書けば、図２に示した２端子回路のイ
ンピーダンスＺｉは、下記（１）式により表される。FIG. 2 is a circuit diagram of a portion including the resonance circuit 9 and the load resistor 10 of the microwave oscillator shown in FIG. In the figure, Z 0i and γ i (i = 1, 2) are the characteristic impedance and the propagation constant of the open stub 13a and the open stub 13b. R 0 is a load resistance value. To write the impedance in anticipation of load resistance side from the transmission line and Z L as shown in the figure, the impedance Z i of the two-terminal circuit shown in FIG. 2 is represented by the following equation (1).
【００２４】[0024]
【数１】 ここで簡単のため、先端開放スタブ１３ａ、１３ｂ、及
び伝送線路を無損失と仮定し、伝送線路の特性インピー
ダンスを負荷抵抗に等しくＺ０＝Ｒ０とすれば、（１）
式は、（２）式となる。(Equation 1) Here, for the sake of simplicity, assuming that the open-end stubs 13a and 13b and the transmission line have no loss and that the characteristic impedance of the transmission line is equal to the load resistance and Z 0 = R 0 , (1)
The equation is equation (2).
【００２５】[0025]
【数２】 ここで、Ｒ０ｉ、βｉ（ｉ＝１，２）は先端開放スタブ
１３ａ、１３ｂの特性インピーダンス及び位相定数であ
る。いま、先端開放スタブ１３ａ及び先端開放スタブ１
３ｂの線路長ｌを、ある位相定数βで決まる１／４波長
にとる。すなわち、(Equation 2) Here, R 0i and β i (i = 1, 2) are the characteristic impedance and the phase constant of the open-end stubs 13a and 13b. Now, the open-end stub 13a and the open-end stub 1
The line length 3b of 3b is set to 波長 wavelength determined by a certain phase constant β. That is,
【００２６】[0026]
【数３】 とする。ここで、ω０は基本波の角周波数、Ｌ、Ｃは位
相定数βを有する伝送線路の単位長さ当たりのインダク
タンス及びキャパシタンスである。このとき、βｉｌ
（ｉ＝１，２）を、基本波の角周波数ω ０ からの離調角
周波数Δωの関数として表せば、βｉｌは（４）式とな
る。(Equation 3) And Here, ω 0 is the angular frequency of the fundamental wave, and L and C are the inductance and capacitance per unit length of the transmission line having the phase constant β. At this time, β i l
If (i = 1, 2) is expressed as a function of the detuning angular frequency Δω from the fundamental frequency angular frequency ω 0 , β i1 is given by equation (4).
【００２７】[0027]
【数４】 ここで、Ｌｉ、Ｃｉ（ｉ＝１，２）は先端開放スタブ１
３ａ、先端開放スタブ１３ｂの単位長さ当たりのインダ
クタンス及びキャパシタンスである。まず、２本の先端
開放スタブ１３ａ，１３ｂの特性インピーダンスが等し
い、すなわちＲ ０１＝Ｒ０２の場合を考える。この場
合、２本の先端開放スタブの位相定数を、(Equation 4)Where Li, Ci(I = 1, 2) is the open-end stub 1
3a, Inductor per unit length of open end stub 13b
And capacitance. First, the two tips
The characteristic impedances of the open stubs 13a and 13b are equal.
I.e., R 01= R02Consider the case This place
The phase constant of the two open stubs
【００２８】[0028]
【数５】 すなわち、 β１＋β２＝β （６） あるいは、 β１＝β−δβ，β２＝β＋δβ （７） を満たすように定めると、基本波に対しては、Δω＝０
であるからβｉｌ（ｉ＝１，２）はπ／２に関して対称
となる。(Equation 5) That is, when it is determined that β 1 + β 2 = β (6) or β 1 = β−δβ, β 2 = β + δβ (7), Δω = 0 for the fundamental wave.
Therefore, β i1 (i = 1, 2) is symmetric with respect to π / 2.
【００２９】従って、正接関数のπ／２に関する奇対称
性により（２）式の括弧内は０となり、無損失近似のも
とでは基本波成分に共振回路は影響を与えない。一方、
基本波近傍の周波数に対しては、Δωは０でないので、
βｉｌ（ｉ＝１，２）はπ／２に関して対称でなくな
る。このとき（２）式の括弧内は０ではなく、δβをβ
に比べ十分小さくとれば、正接関数のπ／２付近での急
峻な変化を反映して急激に大きな値を持つようになる。
従って、図２示した２端子回路は急峻な周波数特性を持
つ。この場合、２本の先端開放スタブの特性インピーダ
ンスを等しく保つために（５）式に加え、Therefore, the value in the parentheses of the expression (2) becomes 0 due to the odd symmetry of the tangent function with respect to π / 2, and the resonance circuit does not affect the fundamental wave component under the lossless approximation. on the other hand,
For frequencies near the fundamental, Δω is not zero, so
β i l (i = 1,2) is not symmetrical with respect to [pi / 2. At this time, the value in parentheses in the expression (2) is not 0, and δβ is replaced by β
If the value is sufficiently small as compared with, the value has a sharply large value reflecting a sharp change in the vicinity of π / 2 of the tangent function.
Therefore, the two-terminal circuit shown in FIG. 2 has a steep frequency characteristic. In this case, in order to keep the characteristic impedances of the two open-end stubs equal, in addition to equation (5),
【００３０】[0030]
【数６】 を満たす必要がある。(Equation 6) Needs to be satisfied.
【００３１】次に、２本の先端開放スタブ１３ａ，１３
ｂの特性インピーダンスが等しくない場合を考える。こ
の場合には、２本の先端開放スタブの特性インピーダン
スＲ ０１、Ｒ０２及び位相定数β１、β２を、下記
（９）式Next, the two open-end stubs 13a, 13
Consider the case where the characteristic impedances of b are not equal. This
In the case of the characteristic impedance of two open stubs
R 01, R02And the phase constant β1, Β2The following
Equation (9)
【００３２】[0032]
【数７】 を満たし、且つ（β−β１）及び（β２−β）がβに比
べ十分小さくなるように定めることにより、上記の場合
と同様の原理により基本波周波数における共振特性が得
られる。(Equation 7) Is satisfied, and (β−β 1 ) and (β 2 −β) are determined to be sufficiently smaller than β, whereby resonance characteristics at the fundamental wave frequency can be obtained by the same principle as in the above case.
【００３３】実際の設計においては、伝送線路の損失を
考慮せねばならないため、以上の議論は損失を考慮した
形に書き換える必要があるが、図２に示した回路が急峻
な周波数特性を示す理由は近似的に上記のように理解さ
れる。In an actual design, since the loss of the transmission line must be considered, it is necessary to rewrite the above discussion into a form in which the loss is considered. The reason why the circuit shown in FIG. Is approximately understood as described above.
【００３４】図３は、図２に示した２端子回路のインピ
ーダンスＺｉの絶対値の周波数依存性の計算結果を示す
グラフである。この計算においては、先端開放スタブ１
３ａ、１３ｂ、伝送線路の導体損失及び誘電損失が考慮
されている。同図上には、図２０に示した共振回路を有
しない従来のマイクロ波発振器の第１の例、及び図２１
に示した１／２波長先端開放スタブ共振器を有する従来
のマイクロ波発振器の第２の例についての同様な計算結
果が併せて示してある。グラフより、共振回路無しの場
合、１／２波長先端開放スタブ共振器を用いた場合と比
較して、本発明の共振回路を用いることにより急峻な周
波数特性が得られることがわかる。FIG. 3 is a graph showing a calculation result of the frequency dependence of the absolute value of the impedance Zi of the two-terminal circuit shown in FIG. In this calculation, the open end stub 1
3a, 13b, conductor loss and dielectric loss of the transmission line are taken into account. FIG. 21 shows a first example of a conventional microwave oscillator having no resonance circuit shown in FIG.
The same calculation results are also shown for the second example of the conventional microwave oscillator having the half-wavelength open-end stub resonator shown in FIG. From the graph, it can be seen that steep frequency characteristics can be obtained by using the resonance circuit of the present invention when no resonance circuit is used, as compared with the case where a half-wavelength open-end stub resonator is used.
【００３５】図４は、本発明の第一の実施の形態のマイ
クロ波発振器、図２０に示した共振回路を有しない従来
のマイクロ波発振器、及び図２１に示した１／２波長先
端開放スタブ共振器を有する従来のマイクロ波発振器に
ついて、ハーモニック・バランス法を用いて位相雑音を
計算し比較したグラフである。グラフより、１／２波長
先端短絡スタブによる位相雑音の抑圧が５ｄＢ／Ｈｚ程
度であるのに対し、本発明の共振回路を用いることによ
り１０ｄＢ／Ｈｚ程度の位相雑音の低減が可能であるこ
とがわかる。FIG. 4 shows a microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention, a conventional microwave oscillator having no resonance circuit shown in FIG. 20, and a half-wavelength open-end stub shown in FIG. FIG. 9 is a graph illustrating a comparison and calculation of phase noise of a conventional microwave oscillator having a resonator using a harmonic balance method. FIG. From the graph, it can be seen that while the suppression of the phase noise by the 波長 wavelength tip short-circuit stub is about 5 dB / Hz, the use of the resonance circuit of the present invention can reduce the phase noise by about 10 dB / Hz. Understand.
【００３６】図５は、本発明の第２の実施の形態のマイ
クロ波発振器の回路図である。この実施の形態のマイク
ロ波発振器は、先端開放スタブ１３ａと、先端開放スタ
ブ１３ｂとから構成される共振回路を、ＦＥＴのゲート
端子側に接続したことを特徴としている。FIG. 5 is a circuit diagram of a microwave oscillator according to a second embodiment of the present invention. The microwave oscillator according to this embodiment is characterized in that a resonance circuit including an open-end stub 13a and an open-end stub 13b is connected to the gate terminal side of the FET.
【００３７】先端開放スタブ１３ａ及び先端開放スタブ
１３ｂは、ある位相定数βで決まる１／４波長の長さを
有し、位相定数は前記のβの前後に、βに比べ十分に小
さな量だけ変化させてある。The open-end stub 13a and the open-end stub 13b have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β, and the phase constant changes before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β. Let me do it.
【００３８】図６は、本発明の第３の実施の形態のマイ
クロ波発振器の回路図である。この実施の形態のマイク
ロ波発振器は、先端短絡スタブ３６ａと、先端短絡スタ
ブ３６ｂを並列に接続することにより構成される共振回
路を用いたことを特徴としている。先端短絡スタブ３６
ａ及び３６ｂは、ある位相定数βで決まる１／２波長の
長さを有し、位相定数は前記のβの前後に、βに比べ十
分に小さな量だけ変化させてある。FIG. 6 is a circuit diagram of a microwave oscillator according to a third embodiment of the present invention. The microwave oscillator according to this embodiment is characterized by using a resonance circuit configured by connecting a tip short-circuit stub 36a and a tip short-circuit stub 36b in parallel. Tip short stub 36
a and 36b have a half wavelength length determined by a certain phase constant β, and the phase constant is changed before and after the above β by an amount sufficiently smaller than β.
【００３９】次に、本発明の第３の実施の形態のマイク
ロ波発振器の動作について説明する。図７は、図６に示
したマイクロ波発振器の共振回路及び負荷抵抗を含む部
分の回路図である。図中のＺ０ｉ、γｉ（ｉ＝１，２）
は先端短絡スタブ３６ａ及び３６ｂの特性インピーダン
ス及び伝搬定数である。Ｒ０は負荷抵抗値である。伝送
線路から負荷抵抗側を見込んだインピーダンスを図中に
示すようにＺＬと書けば、図６に示した２端子回路のイ
ンピーダンスＺｉは、下記（１０）式により表される。Next, the operation of the microwave oscillator according to the third embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a circuit diagram of a portion including the resonance circuit and the load resistance of the microwave oscillator shown in FIG. Z 0i and γ i (i = 1, 2) in FIG.
Is the characteristic impedance and propagation constant of the tip short-circuit stubs 36a and 36b. R 0 is a load resistance value. To write the impedance in anticipation of load resistance side from the transmission line and Z L as shown in the figure, the impedance Zi of the two-terminal circuit shown in FIG. 6 is represented by the following equation (10).
【００４０】[0040]
【数８】 ここで簡単のため、先端短絡スタブ３６ａ、３６ｂ、及
び伝送線路を無損失と仮定し、伝送線路の特性インピー
ダンスを負荷抵抗に等しくＺ０＝Ｒ０とすれば、（１
０）式は、下記（１１）式となる。(Equation 8) Here, for the sake of simplicity, assuming that the tip short-circuit stubs 36a and 36b and the transmission line are lossless and that the characteristic impedance of the transmission line is equal to the load resistance and Z 0 = R 0 , (1)
The equation (0) becomes the following equation (11).
【００４１】[0041]
【数９】 ここでＲ ０ｉ 、βｉ（ｉ＝１，２）は先端短絡スタブ３
６ａ、３６ｂの特性インピーダンス及び位相定数であ
る。いま、先端短絡スタブ３６ａ及び３６ｂの線路長ｌ
をある位相定数βで決まる１／２波長にとる。すなわ
ち、線路長ｌは、(Equation 9) Here, R 0i and β i (i = 1, 2) are the tip short-circuit stub 3
6a and 36b are characteristic impedances and phase constants. Now, the line length l of the tip short-circuit stubs 36a and 36b
At a half wavelength determined by a certain phase constant β. That is, the line length l is
【００４２】[0042]
【数１０】 と表される。(Equation 10) It is expressed as
【００４３】ここで、ω０は基本波の角周波数、Ｌ、Ｃ
は位相定数βを有する伝送線路の単位長さ当たりのイン
ダクタンス及びキャパシタンスである。このとき、βｉ
ｌ（ｉ＝１，２）を、基本波の角周波数ω０からの離調
角周波数Δωの関数として表せば、下記（１３）式とな
る。Here, ω 0 is the angular frequency of the fundamental wave, L, C
Is the inductance and capacitance per unit length of the transmission line having the phase constant β. At this time, β i
If l (i = 1, 2) is represented as a function of the detuning angular frequency Δω from the angular frequency ω 0 of the fundamental wave, the following equation (13) is obtained.
【００４４】[0044]
【数１１】 ここで、Ｌｉ、Ｃｉ（ｉ＝１，２）は先端短絡スタブ３
６ａ、３６ｂの単位長さ当たりのインダクタンス及びキ
ャパシタンスである。[Equation 11] Here, Li and Ci (i = 1, 2) are the tip short-circuit stub 3
6a and 36b show the inductance and capacitance per unit length.
【００４５】まず、２本の先端短絡スタブの特性インピ
ーダンスが等しい、すなわちＲ０１＝Ｒ ０２ の場合を考
える。この場合、２本の先端短絡スタブの位相定数を、First, consider the case where the characteristic impedance of the two tip short-circuit stubs is equal, that is, R 01 = R 02 . In this case, the phase constant of the two tip short-circuit stubs is
【００４６】[0046]
【数１２】 すなわち、 β１＋β２＝β （１５） あるいは、 β１＝β−δβ，β２＝β＋δβ （１６） を満たすように定めると、基本波に対しては、Δω＝０
であるからβｉｌ（ｉ＝１，２）はπに関して対称とな
る。(Equation 12) That is, when it is determined that β 1 + β 2 = β (15) or β 1 = β−δβ, β 2 = β + δβ (16), Δω = 0 for the fundamental wave.
Therefore, β i1 (i = 1, 2) is symmetric with respect to π.
【００４７】従って、余接関数のπに関する奇対称性に
より（１１）式の括弧内は０となり、無損失近似のもと
では基本波成分に共振回路は影響を与えない。一方、基
本波近傍の周波数に対しては、Δωは０でないので、β
ｉｌ（ｉ＝１，２）はπに関して対称でなくなる。この
とき（１１）式の括弧内は０ではなく、δβをβに比べ
十分小さくとれば、余接関数のπ／２付近での急峻な変
化を反映して急激に大きな値を持つようになる。従っ
て、図７に示した２端子回路は急峻な周波数特性を持
つ。Therefore, due to the odd symmetry of the cotangent function with respect to π, the value in the parentheses of the equation (11) becomes 0, and the resonance circuit does not affect the fundamental wave component under the lossless approximation. On the other hand, for frequencies near the fundamental wave, Δω is not 0, so β
il (i = 1, 2) is not symmetric about π. At this time, if the value in parentheses in the expression (11) is not 0 but δβ is sufficiently smaller than β, the value of the cotangent function has a sharply large value reflecting a sharp change near π / 2. . Therefore, the two-terminal circuit shown in FIG. 7 has a steep frequency characteristic.
【００４８】この場合、２本の先端短絡スタブの特性イ
ンピーダンスを等しく保つために（１４）式に加え、In this case, in order to keep the characteristic impedance of the two tip short-circuit stubs equal, in addition to equation (14),
【００４９】[0049]
【数１３】 を満たす必要がある。(Equation 13) Needs to be satisfied.
【００５０】次に、２本の先端短絡スタブの特性インピ
ーダンスが等しくない場合を考える。この場合には、２
本の先端短絡スタブの特性インピーダンスＲ０１、Ｒ
０２及び位相定数β１、β２を、下記（１８）式を満た
し、且つ（β−β１）及び（β２−β）がβに比べ十分
小さくなるように定めることにより、上記の場合と同様
の原理により基本波周波数における共振特性が得られ
る。Next, consider the case where the characteristic impedances of the two tip short-circuit stubs are not equal. In this case, 2
Characteristic impedance R 01 of the short-circuited end stubs, R
02 and the phase constants β 1 and β 2 are determined so that the following expression (18) is satisfied and (β−β 1 ) and (β 2 −β) are sufficiently smaller than β. According to the same principle, resonance characteristics at the fundamental frequency can be obtained.
【００５１】[0051]
【数１４】 実際の設計においては、伝送線路の損失を考慮せねばな
らないため、以上の議論は損失を考慮した形で書き換え
る必要があるが、図７に示した回路が急峻な周波数特性
を示す理由は近似的に上記のように理解される。[Equation 14] In an actual design, it is necessary to consider the loss of the transmission line, so the above discussion needs to be rewritten in consideration of the loss. However, the reason why the circuit shown in FIG. Is understood as described above.
【００５２】図８は，本発明の第１の実施の形態のマイ
クロ波発振器をマイクロストリップ線路を伝送線路とし
たＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）の形態
で実現した場合の一例を示す平面図である。図８に示す
モノリシックマイクロ波発振器は、裏面に接地導体を有
する半導体基板１５、ＦＥＴ１、帰還用先端短絡スタブ
２、エピ抵抗１６、１／４波長線路５、バイアスパッド
１７、ＭＩＭキャパシタ１８、バイアホール１９、伝送
線路１１、整合用先端開放スタブ１２、先端開放スタブ
１３ａ、先端開放スタブ１３ｂ、出力パッド２０から構
成される。ＦＥＴ１は、ゲート電極２１、ドレイン電極
２２、ソース電極２３、及び活性層２４とから構成され
る。FIG. 8 is a plan view showing an example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) using a microstrip line as a transmission line. is there. The monolithic microwave oscillator shown in FIG. 8 has a semiconductor substrate 15 having a ground conductor on the back surface, an FET 1, a feedback short-circuit stub 2, an epi-resistor 16, a quarter-wave line 5, a bias pad 17, an MIM capacitor 18, a via hole. 19, a transmission line 11, a matching open end stub 12, an open end stub 13a, an open end stub 13b, and an output pad 20. The FET 1 includes a gate electrode 21, a drain electrode 22, a source electrode 23, and an active layer 24.
【００５３】先端開放スタブ１３ａと１３ｂを並列に接
続することにより共振回路が形成される。先端開放スタ
ブ１３ａと１３ｂは、互いに異なる線路幅を有し（図中
ｗ１，ｗ２）、ある位相定数βで決まる１／４波長の長
さを有する。線路幅を変化させることにより、位相定数
を前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だけ変化
させてある。By connecting the open-end stubs 13a and 13b in parallel, a resonance circuit is formed. The open-end stubs 13a and 13b have different line widths (w1 and w2 in the figure), and have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β. By changing the line width, the phase constant is changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００５４】図９は、本発明の第１の実施の形態のマイ
クロ波発振器をマイクロストリップ線路を伝送線路とし
たＨＩＣ（ハイブリッド集積回路）の形態で実現した場
合の一例を示す平面図である。図９に示すハイブリッド
マイクロ波発振器は、金属ブロック３０、絶縁性基板３
１、ＦＥＴチップ３２、帰還用先端短絡スタブ２、薄膜
抵抗３４、１／４波長線路５、チップコンデンサ３３、
ＭＩＭキャパシタ１８、伝送線路１１、整合用先端開放
スタブ１２、先端開放スタブ１３ａ、先端開放スタブ１
３ｂ、出力パッド２０から構成される。ＦＥＴチップ３
２は、ゲート電極２１、ドレイン電極２２、ソース電極
２３、及び活性層２４とから構成される。FIG. 9 is a plan view showing an example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an HIC (hybrid integrated circuit) using a microstrip line as a transmission line. The hybrid microwave oscillator shown in FIG.
1, FET chip 32, feedback short-circuit stub 2, thin-film resistor 34, 1/4 wavelength line 5, chip capacitor 33,
MIM capacitor 18, transmission line 11, open stub for matching 12, open stub 13a, open stub 1
3b, an output pad 20. FET chip 3
2 includes a gate electrode 21, a drain electrode 22, a source electrode 23, and an active layer 24.
【００５５】先端開放スタブ１３ａと１３ｂを並列に接
続することにより共振回路が形成される。先端開放スタ
ブ１３ａと１３ｂは、互いに異なる線路幅（図中ｗ１，
ｗ２）を有し、ある位相定数βで決まる１／４波長の長
さを有する。線路幅を変化させることにより、位相定数
を前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だけ変化
させてある。By connecting the open-end stubs 13a and 13b in parallel, a resonance circuit is formed. The open-end stubs 13a and 13b have different line widths (w1, w1 in the figure).
w2), and has a length of １ ／ wavelength determined by a certain phase constant β. By changing the line width, the phase constant is changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００５６】図１０は、本発明の第１の実施の形態のマ
イクロ波発振器を、コプレーナウェーブガイドを伝送線
路としたＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）
の形態で実現した場合の一例を示す平面図である。図１
０に示すモノリシックマイクロ波発振器は、半導体基板
１５、ＦＥＴ１、帰還用先端短絡スタブ２、エピ抵抗１
６、１／４波長線路５、バイアスパッド１７、ＭＩＭキ
ャパシタ１８、伝送線路１１、整合用先端開放スタブ１
２、先端開放スタブ１３ａ、先端開放スタブ１３ｂ、出
力パッド２０から構成される。ＦＥＴ１は、ゲート電極
２１、ドレイン電極２２、ソース電極２３、活性層２４
及び接地金属４２とから構成される。FIG. 10 shows an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) in which a microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention uses a coplanar waveguide as a transmission line.
FIG. 13 is a plan view showing an example of a case where the present invention is realized in the form of FIG. FIG.
The monolithic microwave oscillator shown in FIG. 0 includes a semiconductor substrate 15, an FET1, a feedback short-circuit stub 2, and an epi-resistor 1.
6, 1/4 wavelength line 5, bias pad 17, MIM capacitor 18, transmission line 11, matching open stub 1
2. The stub 13a includes an open stub 13a, an open stub 13b, and an output pad 20. FET 1 has a gate electrode 21, a drain electrode 22, a source electrode 23, an active layer 24.
And a ground metal 42.
【００５７】先端開放スタブ１３ａと１３ｂを並列に接
続することにより共振回路が形成される。先端開放スタ
ブ１３ａと１３ｂは、互いに異なる線路幅（図中ｗ１，
ｗ２）を有し、ある位相定数βで決まる１／４波長の長
さを有する。線路幅を変化させることにより、位相定数
を前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だけ変化
させてある。A resonance circuit is formed by connecting the open-end stubs 13a and 13b in parallel. The open-end stubs 13a and 13b have different line widths (w1, w1 in the figure).
w2), and has a length of １ ／ wavelength determined by a certain phase constant β. By changing the line width, the phase constant is changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００５８】図１１は、本発明の第１の実施の形態のマ
イクロ波発振器をコプレーナウェーブガイドを伝送線路
としたＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）の
形態で実現した場合の他の例を示す平面図である。FIG. 11 is a plan view showing another example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) using a coplanar waveguide as a transmission line. FIG.
【００５９】この実施例においても、図１０と同様に、
先端開放スタブ１３ａと１３ｂを並列に接続することに
より共振回路が形成される。先端開放スタブ１３ａ及び
１３ｂは、ある位相定数βで決まる１／４波長の長さを
有し、中心線路と接地面との間のギャップを互いに異な
る値（図中Ｓ１，Ｓ２）としている。ギャップを変化さ
せることにより、位相定数を前記のβの前後に、βに比
べ十分に小さな量だけ変化させてある。Also in this embodiment, as in FIG.
A resonance circuit is formed by connecting the open-end stubs 13a and 13b in parallel. The open-end stubs 13a and 13b have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β, and have different values of the gap between the center line and the ground plane (S1, S2 in the figure). By changing the gap, the phase constant is changed before and after the above β by an amount sufficiently smaller than β.
【００６０】図１２は，本発明の第１の実施の形態のマ
イクロ波発振器をマイクロストリップ線路を伝送線路と
したＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）の形
態で実現した場合の他の例を示す平面図である。また図
１３は、図１２のＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 12 is a plan view showing another example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) using a microstrip line as a transmission line. FIG. FIG. 13 is a sectional view taken along line AA of FIG.
【００６１】先端開放スタブ１３ａと１３ｂを並列に接
続することにより共振回路が形成される。先端開放スタ
ブ１３ａ及び先端開放スタブ１３ｂは、ある位相定数β
で決まる１／４波長の長さを有する。先端開放スタブ１
３ｂと半導体基板１５の間には半導体基板１５とは異な
る誘電率を有する誘電体膜３７を堆積してあり、実効誘
電率を変化させている。これにより、２本の先端開放ス
タブの位相定数を前記のβの前後に、βに比べ十分に小
さな量だけ、変化させてある。A resonance circuit is formed by connecting the open ends stubs 13a and 13b in parallel. The open-end stub 13a and the open-end stub 13b have a certain phase constant β
の 長 wavelength length determined by Open end stub 1
A dielectric film 37 having a dielectric constant different from that of the semiconductor substrate 15 is deposited between the semiconductor substrate 15 and 3b to change the effective dielectric constant. Thus, the phase constants of the two open-end stubs are changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００６２】図１４は、本発明の第１の実施の形態のマ
イクロ波発振器をマイクロストリップ線路を伝送線路と
したＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）の形
態で実現した場合の他の例を示す平面図である。また図
１５は、図１４のＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 14 is a plan view showing another example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) using a microstrip line as a transmission line. FIG. FIG. 15 is a sectional view taken along line AA of FIG.
【００６３】先端開放スタブ１３ａと先端開放スタブ１
３ｂを並列に接続することにより共振回路が形成され
る。先端開放スタブ１３ａ及び１３ｂは、ある位相定数
βで決まる１／４波長の長さを有する。半導体基板１５
の、先端開放スタブ１３ｂが形成される部分にエッチン
グ等により表面突起部３９を形成し、基板厚を変化させ
ている。これにより、２本の先端開放スタブの位相定数
を前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だけ、変
化させてある。Open end stub 13a and open end stub 1
By connecting 3b in parallel, a resonance circuit is formed. The open-end stubs 13a and 13b have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β. Semiconductor substrate 15
The surface projection 39 is formed by etching or the like at the portion where the open-end stub 13b is formed to change the substrate thickness. Thus, the phase constants of the two open-end stubs are changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００６４】図１６は，本発明の第１の実施の形態のマ
イクロ波発振器をマイクロストリップ線路を伝送線路と
したＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）の形
態で実現した場合の他の例を示す平面図である。また図
１７は、図１６のＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 16 is a plan view showing another example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) using a microstrip line as a transmission line. FIG. FIG. 17 is a sectional view taken along line AA of FIG.
【００６５】先端開放スタブ１３ａと先端開放スタブ１
３ｂを並列に接続することにより共振回路が形成され
る。先端開放スタブ１３ａ及び１３ｂは、ある位相定数
βで決まる１／４波長の長さを有する。半導体基板１５
の裏面の、先端開放スタブ１３ｂが形成される部分にエ
ッチング等により裏面凹部４０を形成し、基板厚を変化
させている。これにより、２本の先端開放スタブの位相
定数を前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だ
け、変化させてある。Open end stub 13a and open end stub 1
By connecting 3b in parallel, a resonance circuit is formed. The open-end stubs 13a and 13b have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β. Semiconductor substrate 15
A concave portion 40 is formed on the rear surface of the rear surface by etching or the like in a portion where the open-end stub 13b is formed to change the thickness of the substrate. Thus, the phase constants of the two open-end stubs are changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００６６】図１８は，本発明の第１の実施の形態のマ
イクロ波発振器をマイクロストリップ線路を伝送線路と
したＭＭＩＣ（マイクロ波モノリシック集積回路）の形
態で実現した場合の他の例を示す平面図である。また図
１９は、図１８のＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 18 is a plan view showing another example in which the microwave oscillator according to the first embodiment of the present invention is realized in the form of an MMIC (microwave monolithic integrated circuit) using a microstrip line as a transmission line. FIG. FIG. 19 is a sectional view taken along line AA of FIG.
【００６７】先端開放スタブ１３ａと先端開放スタブ１
３ｂを並列に接続することにより共振回路が形成され
る。先端開放スタブ１３ａ及び１３ｂは、ある位相定数
βで決まる１／４波長の長さを有する。半導体基板１５
の裏面の、先端開放スタブ１３ｂが形成される部分にエ
ッチング等により裏面突起部４１を形成し、基板厚を変
化させている。これにより、２本の先端開放スタブの位
相定数を前記のβの前後に、βに比べ十分に小さな量だ
け、変化させてある。Open end stub 13a and open end stub 1
By connecting 3b in parallel, a resonance circuit is formed. The open-end stubs 13a and 13b have a length of 1/4 wavelength determined by a certain phase constant β. Semiconductor substrate 15
A rear surface projection 41 is formed by etching or the like on a portion of the back surface where the open-end stub 13b is formed to change the substrate thickness. Thus, the phase constants of the two open-end stubs are changed before and after the above-mentioned β by an amount sufficiently smaller than β.
【００６８】以上の実施の形態では、基本素子としてＦ
ＥＴを用いているが、本発明は、バイポーラトランジス
タ 、ダイオード等、如何なる種類のデバイスを用いた
マイクロ波発振器にも適用できることは言うまでもな
い。In the above embodiment, F is used as a basic element.
Although ET is used, it goes without saying that the present invention can be applied to a microwave oscillator using any type of device such as a bipolar transistor and a diode.
【００６９】また、以上の実施の形態では、発振器の回
路形式として直列帰還型の特定の形式についてのみ示し
たが、本発明は並列帰還型の発振器を含めあらゆる種類
の回路形式のマイクロ波発振器に適用できることは言う
までもない。In the above embodiments, only a specific type of series feedback type oscillator is shown as a circuit type of the oscillator. However, the present invention is applied to microwave oscillators of all kinds of circuit types including a parallel feedback type oscillator. It goes without saying that it can be applied.
【００７０】また、以上の実施の形態では、伝送路とし
てマイクロストリップ線路及びコプレーナウェーブガイ
ドを用いているが、本発明は、スロット線路、サスペン
デッドストリップ線路、ストリップ線路等、如何なる種
類の伝送路を用いたマイクロ波発振器にも適用できるこ
とは言うまでもない。In the above embodiments, a microstrip line and a coplanar waveguide are used as transmission lines. However, the present invention uses any type of transmission lines such as a slot line, a suspended strip line, and a strip line. Needless to say, the present invention can be applied to a microwave oscillator that has been used.
【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００７１】図１に示した本発明のマイクロ波発振器
は、ゲート幅１００μｍ、ゲート長０．１５μｍのヘテ
ロ接合ＦＥＴ１のソース端子に帰還用の先端短絡スタブ
２を接続した直列帰還型の６０ＧＨｚ帯発振器である。
帰還用の先端短絡スタブ２は、特性インピーダンス５０
Ω、線路長４５０μｍである。The microwave oscillator of the present invention shown in FIG. 1 is a series feedback type 60 GHz band oscillator in which a feedback short-circuit stub 2 is connected to the source terminal of a heterojunction FET 1 having a gate width of 100 μm and a gate length of 0.15 μm. It is.
The feedback short-circuit stub 2 has a characteristic impedance of 50
Ω, and the line length is 450 μm.
【００７２】ゲート端子には、ゲートバイアス回路３に
より、１００Ωの寄生発振防止用抵抗１４を介してＤＣ
バイアスが供給される。ドレイン端子には、ドレインバ
イアス回路４によりＤＣバイアスが供給される。バイア
ス回路３、４は、１／４波長線路５、容量値１ｐＦのキ
ャパシタ６及びＤＣ電源７から構成される。ゲートには
−０．５Ｖ、ドレインには４ＶのＤＣ電圧を印加してい
る。The gate terminal is connected to a gate bias circuit 3 through a resistor 14 for preventing parasitic oscillation of 100 Ω.
A bias is provided. A DC bias is supplied to the drain terminal by the drain bias circuit 4. Each of the bias circuits 3 and 4 includes a 波長 wavelength line 5, a capacitor 6 having a capacitance of 1 pF, and a DC power supply 7. A DC voltage of -0.5 V is applied to the gate and a DC voltage of 4 V is applied to the drain.
【００７３】発振出力は、出力整合回路８及び共振回路
９を介して、５０Ωの負荷抵抗１０に取り出される。出
力整合回路８は、伝送線路１１と整合用先端開放スタブ
１２とから構成される。共振回路９は、先端開放スタブ
１３ａと、先端開放スタブ１３ｂとから構成される。先
端開放スタブ１３ａ及び１３ｂは、６０ＧＨｚにおける
位相定数β＝３．６ｒａｄ／ｍｍで決まる１／４波長の
長さ４３６μｍを有し、また６０ＧＨｚにおける位相定
数はそれぞれ、３．２ｒａｄ／ｍｍ、４．０ｒａｄ／ｍ
ｍとしている。The oscillation output is taken out to a 50 Ω load resistor 10 via an output matching circuit 8 and a resonance circuit 9. The output matching circuit 8 includes a transmission line 11 and an open stub 12 for matching. The resonance circuit 9 includes an open-end stub 13a and an open-end stub 13b. The open-end stubs 13a and 13b have a length of 436 μm at a quarter wavelength determined by a phase constant β = 3.6 rad / mm at 60 GHz, and the phase constants at 60 GHz are 3.2 rad / mm and 4.0 rad, respectively. / M
m.
【００７４】図５に示した本発明のマイクロ波発振器で
は、６０ＧＨｚにおける位相定数β＝３．６ｒａｄ／ｍ
ｍで決まる１／４波長の長さ４３６μｍを有し、６０Ｇ
Ｈｚにおける位相定数がそれぞれ、３．２ｒａｄ／ｍ
ｍ、４．０ｒａｄ／ｍｍである先端開放スタブ１３ａ
と、先端開放スタブ１３ｂとから構成される共振回路を
ヘテロ接合ＦＥＴ１のゲート端子側に接続している。In the microwave oscillator of the present invention shown in FIG. 5, the phase constant β at 60 GHz is β = 3.6 rad / m
has a length of 436 μm which is determined by
The phase constant at 3.2 Hz is 3.2 rad / m
m, 4.0 rad / mm, open end stub 13a
And a resonance circuit composed of the open-end stub 13b is connected to the gate terminal side of the heterojunction FET1.
【００７５】図６に示した本発明のマイクロ波発振器
は、６０ＧＨｚにおける位相定数β＝３．６ｒａｄ／ｍ
ｍで決まる１／２波長の長さ８７２μｍを有し、６０Ｇ
Ｈｚにおける位相定数がそれぞれ、３．２ｒａｄ／ｍ
ｍ、４．０ｒａｄ／ｍｍである先端短絡スタブ３６ａ
と、先端短絡スタブ３６ｂとから構成される共振回路を
用いている。The microwave oscillator according to the present invention shown in FIG. 6 has a phase constant β = 3.6 rad / m at 60 GHz.
has a length of 872 μm which is determined by
The phase constant at 3.2 Hz is 3.2 rad / m
m, 4.0 rad / mm
And a resonance circuit composed of a tip short-circuit stub 36b.
【００７６】図８に示すモノリシックマイクロ波発振器
は、裏面に２０μｍ厚の金から成る接地導体を有し、４
０μｍ厚のＧａＡｓから成る半導体基板１５、ヘテロ接
合ＦＥＴ１、２μｍ厚で３０μｍ幅の金から成る帰還用
先端短絡スタブ２、ＳｉをドーピングしたＧａＡｓとＡ
ｕ／Ｇｅ／Ｎｉ／Ａｕオーミック金属から成るエピ抵抗
１６、２μｍ厚の金から成る１／４波長線路５、２μｍ
厚の金から成るバイアスパッド１７、１０００ 厚のＳ
ｉＮｘ膜を誘電膜に用いたＭＩＭキャパシタ１８、３０
μｍ角のバイアホール１９、２μｍ厚で３０μｍ幅の金
から成る伝送線路１１、２μｍ厚で３０μｍ幅の金から
成る整合用先端開放スタブ１２、２μｍ厚の金から成る
先端開放スタブ１３ａ、２μｍ厚の金から成る先端開放
スタブ１３ｂ、２μｍ厚の金から成る出力パッド２０か
ら構成されている。The monolithic microwave oscillator shown in FIG. 8 has a ground conductor made of
A semiconductor substrate 15 made of GaAs having a thickness of 0 μm, a heterojunction FET 1, a feedback short-circuit stub 2 made of gold having a thickness of 2 μm and a width of 30 μm, GaAs and A doped with Si
Epi-resistance 16 made of u / Ge / Ni / Au ohmic metal, 1/4 wavelength line made of 2 μm thick gold 5, 2 μm
Bias pad 17, made of thick gold, 1000 S thick
MIM capacitors 18 and 30 using iNx film as dielectric film
A transmission line 11 made of gold having a thickness of 30 μm and having a thickness of 2 μm, a matching open stub 12 made of gold having a thickness of 30 μm and having a thickness of 2 μm, and an open stub 13 a made of gold having a thickness of 2 μm and having a thickness of 2 μm An open-end stub 13b made of gold is constituted by an output pad 20 made of 2 μm thick gold.
【００７７】ヘテロ接合ＦＥＴ１は、ゲート幅１００μ
ｍ、ゲート長０．１５μｍでＡｌから成るゲート電極２
１、Ａｕ／Ｇｅ／Ｎｉ／Ａｕオーミック金属から成るド
レイン電極２２及びソース電極２３、ＡｌＧａＡｓ電子
供給層、ＩｎＧａＡｓチャネル層等から成る活性層２４
とから構成される。先端開放スタブ１３ａと先端開放ス
タブ１３ｂの線路長は４３６μｍである。また先端開放
スタブ１３ａの線路幅はｗ１＝１５μｍ、先端開放スタ
ブ１３ｂの線路幅はｗ２＝４０μｍである。The heterojunction FET 1 has a gate width of 100 μm.
m, gate electrode 2 made of Al with a gate length of 0.15 μm
1. Drain electrode 22 and source electrode 23 made of Au / Ge / Ni / Au ohmic metal, active layer 24 made of AlGaAs electron supply layer, InGaAs channel layer, etc.
It is composed of The line length of the open end stub 13a and the open end stub 13b is 436 μm. The line width of the open end stub 13a is w1 = 15 μm, and the line width of the open end stub 13b is w2 = 40 μm.
【００７８】図９に示すハイブリッドマイクロ波発振器
は、金をメッキした５ｍｍ厚の銅から成る金属ブロック
３０、１００μｍ厚のアルミナから成る絶縁性基板３
１、４０μｍ厚のＧａＡｓから成るＦＥＴチップ３２、
２μｍ厚の金から成る帰還用先端短絡スタブ２、薄膜抵
抗３４、２μｍ厚の金から成る１／４波長線路５、チッ
プコンデンサ３３、ＭＩＭキャパシタ１８、２μｍ厚の
金から成る伝送線路１１、整合用先端開放スタブ１２、
先端開放スタブ１３ａ、先端開放スタブ１３ｂ、出力パ
ッド２０から構成される。The hybrid microwave oscillator shown in FIG. 9 comprises a metal block 30 made of 5 mm thick copper plated with gold and an insulating substrate 3 made of 100 μm thick alumina.
1. a 40 μm thick GaAs FET chip 32;
Feedback short-circuit stub 2 made of 2 μm gold, thin film resistor 34, １ ／ wavelength line 5 made of 2 μm gold, chip capacitor 33, MIM capacitor 18, transmission line 11 made of 2 μm gold, matching Open end stub 12,
It comprises a stub 13a, a stub 13b, and an output pad 20.
【００７９】ＦＥＴチップ３２は、ゲート電極２１、ド
レイン電極２２、ソース電極２３、及び活性層２４とか
ら構成される。絶縁性基板３１、ＦＥＴチップ３２及び
チップコンデンサ３３がＡｕＳｎ等の材料により金属ブ
ロック３０上に固定され、それぞれが直径１０μｍ程度
の金から成るボンディングワイヤ３５により電気的に接
続されている。先端開放スタブ１３ａと先端開放スタブ
１３ｂの線路長は４５３μｍである。また先端開放スタ
ブ１３ａの線路幅はｗ１＝４０μｍ、先端開放スタブ１
３ｂの線路幅はｗ２＝９０μｍである。The FET chip 32 includes a gate electrode 21, a drain electrode 22, a source electrode 23, and an active layer 24. The insulating substrate 31, the FET chip 32, and the chip capacitor 33 are fixed on the metal block 30 with a material such as AuSn, and are electrically connected to each other by bonding wires 35 made of gold having a diameter of about 10 μm. The line length of the open-end stub 13a and the open-end stub 13b is 453 μm. The line width of the open end stub 13a is w1 = 40 μm, and the open end stub 1
The line width of 3b is w2 = 90 μm.
【００８０】図１０に示すモノリシックマイクロ波発振
器は、６００μｍ厚のＧａＡｓから成る半導体基板１
５、ヘテロ接合ＦＥＴ１、２μｍ厚の金から成る帰還用
先端短絡スタブ２、ＳｉをドーピングしたＧａＡｓとＡ
ｕ／Ｇｅ／Ｎｉ／Ａｕオーミック金属から成るエピ抵抗
１６、２μｍ厚の金から成る１／４波長線路５、２μｍ
厚の金から成るバイアスパッド１７、１０００Ａ厚のＳ
ｉＮｘ膜を誘電膜に用いたＭＩＭキャパシタ１８、２μ
ｍ厚で３０μｍ幅の金から成る伝送線路１１、２μｍ厚
で３０μｍ幅の金から成る整合用先端開放スタブ１２、
２μｍ厚の金から成る先端開放スタブ１３ａ、２μｍ厚
の金から成る先端開放スタブ１３ｂ、２μｍ厚の金から
成る出力パッド２０から構成される。The monolithic microwave oscillator shown in FIG. 10 is a semiconductor substrate 1 made of GaAs having a thickness of 600 μm.
5. Heterojunction FET1, 2 μm thick feedback tip short-circuiting stub 2, Si-doped GaAs and A
Epi-resistance 16 made of u / Ge / Ni / Au ohmic metal, 1/4 wavelength line made of 2 μm thick gold 5, 2 μm
Bias pad 17, made of thick gold, 1000A thick S
MIM capacitor 18, 2μ using iNx film as dielectric film
a transmission line 11 made of gold having a thickness of 30 m and a thickness of 30 m;
An open-end stub 13 a made of 2 μm-thick gold and an open-end stub 13 b made of 2 μm-thick gold are formed of an output pad 20 made of 2 μm-thick gold.
【００８１】ＦＥＴ１は、ゲート幅１００μｍ、ゲート
長０．１５μｍでＡｌから成るゲート電極２１、Ａｕ／
Ｇｅ／Ｎｉ／Ａｕオーミック金属から成るドレイン電極
２２及びソース電極２３、ＡｌＧａＡｓ電子供給層、Ｉ
ｎＧａＡｓチャネル層等から成る活性層２４、２μｍ厚
の金から成る接地金属３９とから構成される。先端開放
スタブ１３ａと先端開放スタブ１３ｂの線路長は４４０
μｍである。先端開放スタブ１３ａの中心線路幅はｗ１
＝１５μｍ、先端開放スタブ１３ｂの中心線路幅はｗ２
＝４０μｍである。先端開放スタブ１３ａ及び先端開放
スタブ１３ｂの中心線路と接地金属４２との間のギャッ
プは２０μｍである。The FET 1 has a gate electrode 21 made of Al having a gate width of 100 μm, a gate length of 0.15 μm, and an Au /
Drain electrode 22 and source electrode 23 made of Ge / Ni / Au ohmic metal, AlGaAs electron supply layer, I
An active layer 24 made of an nGaAs channel layer or the like and a ground metal 39 made of gold having a thickness of 2 μm. The line length of the open end stub 13a and the open end stub 13b is 440.
μm. The center line width of the open end stub 13a is w1
= 15 μm, the center line width of the open end stub 13b is w2
= 40 μm. The gap between the center lines of the open-end stubs 13a and 13b and the ground metal 42 is 20 μm.
【００８２】図１１に示すモノリシックマイクロ波発振
器においては、先端開放スタブ１３ａ、及び先端開放ス
タブ１３ｂの線路長、中心線路幅はそれぞれ４４０μ
ｍ、３０μｍである。先端開放スタブ１３ａの中心線路
と接地金属とのギャップはＳ１＝１０μｍ、先端開放ス
タブ１３ｂの中心線路と接地金属とのギャップはＳ２＝
４０μｍである。In the monolithic microwave oscillator shown in FIG. 11, the open end stub 13a and the open end stub 13b each have a line length and a center line width of 440 μm.
m, 30 μm. The gap between the center line of the open end stub 13a and the ground metal is S1 = 10 μm, and the gap between the center line of the open end stub 13b and the ground metal is S2 =
40 μm.
【００８３】図１２に示すモノリシックマイクロ波発振
器では、２μｍ厚のＡｕから成る先端開放スタブ１３ｂ
と４０μｍ厚のＧａＡｓから成る半導体基板１５の間
に、２．５μｍ厚のＳｉＯ２から成る誘電体膜３７を堆
積している。先端開放スタブ１３ａ、及び先端開放スタ
ブ１３ｂの線路長、線路幅はそれぞれ４４５μｍ、３０
μｍである。In the monolithic microwave oscillator shown in FIG. 12, an open-end stub 13b made of Au having a thickness of 2 μm is used.
A dielectric film 37 made of 2.5 μm thick SiO 2 is deposited between the semiconductor substrate 15 made of GaAs and 40 μm thick. The line length and line width of the open-end stub 13a and the open-end stub 13b are 445 μm and 30 respectively.
μm.
【００８４】図１４に示すモノリシックマイクロ波発振
器では、４０μｍ厚のＧａＡｓから成る半導体基板１５
の表面の、２μｍ厚のＡｕから成る先端開放スタブ１３
ｂが形成される部分に、エッチング等により４μｍ厚の
表面突起部３９を形成している。In the monolithic microwave oscillator shown in FIG. 14, a semiconductor substrate 15 made of GaAs having a thickness of 40 μm is used.
Open-end stub 13 of 2 μm thick Au on the surface of
A surface protrusion 39 having a thickness of 4 μm is formed by etching or the like at the portion where b is to be formed.
【００８５】図１６に示すモノリシックマイクロ波発振
器では、４０μｍ厚のＧａＡｓから成る半導体基板１５
の裏面の、２μｍ厚のＡｕから成る先端開放スタブ１３
ｂが形成される部分に、エッチング等により１０μｍ深
さの裏面凹部４０を形成している。In the monolithic microwave oscillator shown in FIG. 16, a semiconductor substrate 15 made of GaAs having a thickness of 40 μm is used.
Open stub 13 made of 2 μm thick Au on the back surface of
In the portion where b is to be formed, a back surface concave portion 40 having a depth of 10 μm is formed by etching or the like.
【００８６】図１８に示すモノリシックマイクロ波発振
器では、４０μｍ厚のＧａＡｓから成る半導体基板１５
の裏面の、２μｍ厚のＡｕから成る先端開放スタブ１３
ｂが形成される部分に、エッチング等により５μｍ厚の
裏面突起部４１を形成している。In the monolithic microwave oscillator shown in FIG. 18, a semiconductor substrate 15 made of GaAs having a thickness of 40 μm is used.
Open stub 13 made of 2 μm thick Au on the back surface of
On the portion where b is to be formed, a 5 μm-thick rear projection 41 is formed by etching or the like.
【００８７】[0087]
【発明の効果】本発明は、ある位相定数βで決まる（２
ｎ−１）／４波長の長さを有し、前記の位相定数βよ
り、前記の位相定数βと比較し十分に小さい量だけ小さ
な位相定数を有する先端開放スタブと、前記の先端開放
スタブと同じ長さを有し、前記の位相定数βより、前記
の位相定数βと比較し十分に小さい量だけ大きな位相定
数を有する先端開放スタブとを並列に接続した共振回路
を用いているので、小型で低位相雑音特性を有するマイ
クロ波発振器を実現することができる。According to the present invention, a certain phase constant β determines (2
an open-end stub having a length of n-1) / 4 wavelength and having a phase constant smaller than the phase constant β by a sufficiently small amount as compared with the phase constant β; Since a resonance circuit having the same length and having an open end stub having a phase constant larger than the phase constant β by a sufficiently small amount compared to the phase constant β is used in parallel, a small size is used. Thus, a microwave oscillator having low phase noise characteristics can be realized.
【００８８】また、本発明は、ある位相定数βで決まる
ｎ／２波長の長さを有し、前記の位相定数βより、前記
の位相定数βと比較し十分に小さい量だけ小さな位相定
数を有する先端スタブと、前記の先端開放スタブと同じ
長さを有し、前記の位相定数βより、前記の位相定数β
と比較し十分に小さい量だけ大きな位相定数を有する先
端開放スタブとを並列に接続した共振回路を用いている
ので、小型で低位相雑音特性を有するマイクロ波発振器
を実現することができる。Further, the present invention has a length of n / 2 wavelength determined by a certain phase constant β, and a phase constant smaller than the above phase constant β by an amount sufficiently smaller than the above phase constant β. Having a tip stub having the same length as the tip open stub, and having a phase constant β
Since a resonance circuit is used in which an open-end stub having a phase constant that is sufficiently smaller than that of an open-end stub is connected in parallel, a small-sized microwave oscillator having low phase noise characteristics can be realized.
【図１】本発明の第１の実施の形態を説明するための回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram for explaining a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施の形態における共振回路を
説明するための図である。FIG. 2 is a diagram for explaining a resonance circuit according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第１の実施の形態における共振特性を
説明するためのグラフである。FIG. 3 is a graph for explaining resonance characteristics according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第１の実施の形態における位相雑音特
性を説明するためのグラフである。FIG. 4 is a graph for explaining a phase noise characteristic according to the first embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第２の実施の形態を説明するための回
路図である。FIG. 5 is a circuit diagram for explaining a second embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第３の実施の形態を説明するための回
路図である。FIG. 6 is a circuit diagram for explaining a third embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第３の実施の形態における共振回路を
説明するための図である。FIG. 7 is a diagram for explaining a resonance circuit according to a third embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第１の実施の形態をマイクロストリッ
プ線路によって構成した例を示す平面図である。FIG. 8 is a plan view showing an example in which the first embodiment of the present invention is configured by a microstrip line.
【図９】本発明の第１の実施の形態をマイクロストリッ
プ線路を伝送線路としたハイブリッド集積回路により構
成した例を示す平面図である。FIG. 9 is a plan view showing an example in which the first embodiment of the present invention is configured by a hybrid integrated circuit using a microstrip line as a transmission line.
【図１０】本発明の第１の実施の形態を、コプレーナウ
ェーブガイドによって構成した例を示す平面図である。FIG. 10 is a plan view showing an example in which the first embodiment of the present invention is configured by a coplanar waveguide.
【図１１】本発明の第１の実施の形態を、コプレーナウ
ェーブガイドによって構成した他の例を示す平面図であ
る。FIG. 11 is a plan view showing another example in which the first embodiment of the present invention is configured by a coplanar waveguide.
【図１２】本発明の第１の実施の形態をマイクロストリ
ップ線路によって構成した他の例を示す平面図である。FIG. 12 is a plan view showing another example in which the first embodiment of the present invention is constituted by microstrip lines.
【図１３】図１２をＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 13 is a cross-sectional view of FIG. 12 taken along the line AA.
【図１４】本発明の第１の実施の形態をマイクロストリ
ップ線路によって構成した他の例を示す平面図である。FIG. 14 is a plan view showing another example in which the first embodiment of the present invention is configured by a microstrip line.
【図１５】図１４をＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 15 is a cross-sectional view of FIG. 14 taken along line AA.
【図１６】本発明の第１の実施の形態をマイクロストリ
ップ線路によって構成した他の例を示す平面図である。FIG. 16 is a plan view showing another example in which the first embodiment of the present invention is constituted by microstrip lines.
【図１７】図１６をＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 17 is a cross-sectional view of FIG. 16 taken along line AA.
【図１８】本発明の第１の実施の形態をマイクロストリ
ップ線路によって構成した他の例を示す平面図である。FIG. 18 is a plan view showing another example in which the first embodiment of the present invention is constituted by microstrip lines.
【図１９】図１８をＡ−Ａ線で切断した断面図である。FIG. 19 is a cross-sectional view of FIG. 18 taken along line AA.
【図２０】従来のマイクロ波発振器を説明するための回
路図である。FIG. 20 is a circuit diagram illustrating a conventional microwave oscillator.
【図２１】従来の１／２波長先端開放スタブ共振器を付
加したマイクロ波発振器を説明するための回路図であ
る。FIG. 21 is a circuit diagram for explaining a conventional microwave oscillator to which a half-wavelength open-end stub resonator is added.
【図２２】従来の１／波長先端短絡スタブ共振器を付加
したマイクロ波発振器を説明するための回路図である。FIG. 22 is a circuit diagram for explaining a conventional microwave oscillator to which a 1 / wavelength tip short-circuit stub resonator is added.
【図２３】従来の１／４波長先端開放スタブ共振器を付
加したマイクロ波発振器を説明するための回路図であ
る。FIG. 23 is a circuit diagram for explaining a conventional microwave oscillator to which a 波長 wavelength open end stub resonator is added.
【図２４】従来の誘電体共振器を装荷したマイクロ波発
振器を説明するための回路図である。FIG. 24 is a circuit diagram illustrating a microwave oscillator loaded with a conventional dielectric resonator.
１ 電界効果トランジスタ（ＦＥＴ） ２ 帰還用先端短絡スタブ ３ ゲートバイアス回路 ４ ドレインバイアス回路 ５ １／４波長線路 ６ キャパシタ ７ ＤＣ電源 ８ 出力整合回路 ９ 共振回路 １０ 負荷抵抗 １１ 伝送線路 １２ 整合用先端開放スタブ １３ａ、１３ｂ 先端開放スタブ １４ 寄生発振防止用抵抗 １５ 半導体基板 １６ エピ抵抗 １７ バイアスパッド １８ ＭＩＭキャパシタ １９ バイアホール ２０ 出力パッド ２１ ゲート電極 ２２ ドレイン電極 ２３ ソース電極 ２４ 活性層 ２５ １／２波長先端開放スタブ ２６ １／４波長先端短絡スタブ ２７ １／４波長先端開放スタブ ２８ 結合用伝送線路 ２９ 誘電体共振器 ３０ 金属ブロック ３１ 絶縁性基板 ３２ ＦＥＴチップ ３３ チップコンデンサ ３４ 薄膜抵抗 ３５ ボンディングワイヤ ３６ａ、３６ｂ 先端短絡スタブ ３７ 接地金属 ３８ 誘電体膜 ３９ 表面突起部 ４０ 裏面凹部 ４１ 裏面突起部 ４２ 接地金属 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Field effect transistor (FET) 2 Feedback short-circuit stub 3 Gate bias circuit 4 Drain bias circuit 5 1/4 wavelength line 6 Capacitor 7 DC power supply 8 Output matching circuit 9 Resonance circuit 10 Load resistance 11 Transmission line 12 Opening tip for matching Stubs 13a, 13b Open-end stub 14 Parasitic oscillation preventing resistor 15 Semiconductor substrate 16 Epi-resistance 17 Bias pad 18 MIM capacitor 19 Via hole 20 Output pad 21 Gate electrode 22 Drain electrode 23 Source electrode 24 Active layer 25 1/2 wavelength open end Stub 26 1/4 wavelength tip short-circuit stub 27 1/4 wavelength tip open stub 28 Coupling transmission line 29 Dielectric resonator 30 Metal block 31 Insulating substrate 32 FET chip 33 Chip capacitor 34 Thin film resistor 35 Bonding wire 36a, 36b leading-end short stub 37 ground metal 38 dielectric film 39 surface protrusions 40 back surface recess 41 rear surface protrusion 42 ground metal
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開2000−114870（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−23501（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−73602（ＪＰ，Ａ) 1990年信学エレクトロニクスソサイエ ティ，Ｃ−２−３，ｐ32 昭和63年信学秋季，Ｃ−351，ｐＣ− １−233 信学論文誌ＶＯＬ．Ｊ77−Ｃ−Ｉ Ｎ Ｏ．11 ＮＯＶＥＭＢＥＲ 1994，ｐｐ 633−639 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01P 7/08 H01P 3/02 H01P 3/08 H03B 5/18 H01P 5/02 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-2000-114870 (JP, A) JP-A-62-23501 (JP, A) JP-A-3-73602 (JP, A) 1990 Society, C-2-3, p32 IEICE Fall 1988, C-351, pC-1-233 IEICE Transactions on Science Vol. J77-CINO. 11 NOVEMBER 1994, pp 633-639 (58) Fields surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) H01P 7/08 H01P 3/02 H01P 3/08 H03B 5/18 H01P 5/02 JICST file (JOIS)
Claims (12)
４波長（ｎ＝１，２，・・・）の長さを有し、前記の位
相定数βの値と比較し十分に小さな量δβだけ前記βよ
り小さな位相定数を有する先端開放スタブと、前記の先
端開放スタブと同じ長さ及び特性インピーダンスを有
し、前記の位相定数βの値と比較し前記δβだけ前記β
より大きな位相定数を有する先端開放スタブとを並列に
接続したことを特徴とするマイクロ波共振回路。1. (2n-1) / determined by a certain phase constant β
An open-end stub having a length of four wavelengths (n = 1, 2,...) And having a phase constant smaller than β by a sufficiently small amount δβ compared to the value of the phase constant β; Having the same length and characteristic impedance as the open-end stub of the above, and comparing the value of the phase constant β with the value of the β by the δβ
A microwave resonance circuit, wherein an open-ended stub having a larger phase constant is connected in parallel.
４波長（ｎ＝１，２，・・・）の長さを有し、位相定数
β １ 及び特性インピーダンスの実部Ｒ ０１ を有する先端
開放スタブと、前記の先端開放スタブと同じ長さを有
し、位相定数β ２ 及び特性インピーダンスの実部Ｒ ０２
の値を有する先端開放スタブとを並列に接続したことを
特徴とするマイクロ波共振回路であって、前記の定数
β、β １ 、β ２ 、Ｒ ０１ 、Ｒ ０２ が、 【数７】 の関係を満足し、且つ（β−β １ ）及び（β ２ −β）が
βに比較し十分小さいことを特徴とするマイクロ波共振
回路。 2. (2n-1) / determined by a certain phase constant β
Having a length of 4 wavelengths (n = 1, 2,...) And a phase constant
Tip with β 1 and real part R 01 of characteristic impedance
It has the same length as the open stub and the open end stub.
And the real part R 02 of the phase constant β 2 and the characteristic impedance
That the open-end stub with the value of
A microwave resonance circuit characterized by the above constant
β, β 1 , β 2 , R 01 , and R 02 represent And (β−β 1 ) and (β 2 −β)
Microwave resonance characterized by being sufficiently small compared to β
circuit.
＝１，２，・・・）の長さを有し、前記の位相定数βの
値と比較し十分に小さい量δβだけ前記βより小さな位
相定数を有する先端短絡スタブと、前記の先端短絡スタ
ブと同じ長さ及び特性インピーダンスを有し、前記の位
相定数βの値と比較し前記δβだけ前記βより大きな位
相定数を有する先端短絡スタブとを並列に接続したこと
を特徴とするマイクロ波共振回路。3. An n / 2 wavelength (n) determined by a certain phase constant β.
= 1, 2,...) And having a phase constant smaller than β by a sufficiently small amount δβ compared to the value of the phase constant β; A microwave resonance circuit having a tip short-circuit stub having the same length and characteristic impedance as above, and having a phase constant larger than the value of β by δβ compared to the value of the phase constant β. .
＝１，２，・・・）の長さを有し、位相定数β １ 及び特
性インピーダンスの実部Ｒ ０１ を有する先端短絡スタブ
と、前記の先端短絡スタブと同じ長さを有し、位相定数
β ２ 及び特性インピーダンスの実部Ｒ ０２ の値を有する
先端短絡スタブとを並列に接続したこ とを特徴とするマ
イクロ波共振回路であって、前記の定数β、β １ 、
β ２ 、Ｒ ０１ 、Ｒ ０２ が、 【数１４】 の関係を満足し、且つ（β−β １ ）及び（β ２ −β）が
βに比較し十分小さいことを特徴とするマイクロ波共振
回路。 4. An n / 2 wavelength (n) determined by a certain phase constant β.
= 1,2, has a length of ...), phase constant beta 1 and Japanese
-End short-circuit stub with real part R 01 of the directional impedance
Having the same length as the tip short-circuit stub, and a phase constant
has the value of β 2 and the real part R 02 of the characteristic impedance
Ma characterized that you a short-circuited stub connected in parallel
An electromagnetic wave resonance circuit, wherein the constants β, β 1 ,
β 2 , R 01 , and R 02 are as follows : And (β−β 1 ) and (β 2 −β)
Microwave resonance characterized by being sufficiently small compared to β
circuit.
タブまたは先端短絡スタブを、互いに中心線路幅の異な
るマイクロストリップ線路により構成したことを特徴と
する、請求項２または請求項４記載のマイクロ波共振回
路。5. The microwave resonance according to claim 2 , wherein the open-end stubs or the short-circuited stubs having different phase constants are formed of microstrip lines having different center line widths. circuit.
タブまたは先端短絡スタブを、互いに中心線路幅の異な
るコプレーナウェーブガイドにより構成したことを特徴
とする、請求項２または請求項４記載のマイクロ波共振
回路。6. The microwave resonance according to claim 2 , wherein the open-end stubs or the short-circuited stubs having different phase constants are formed of coplanar waveguides having different center line widths. circuit.
タブまたは先端短絡スタブを、中心線路と接地金属との
ギャップの長さが互いに異なるコプレーナウェーブガイ
ドにより構成したことを特徴とする、請求項２または請
求項４記載のマイクロ波共振回路。7. The different open stub or short-circuited stub of the phase constant from each other, the length of the gap between the center line and the ground metal is characterized by being configured by different coplanar waveguide, according to claim 2 or Contract
The microwave resonance circuit according to claim 4 .
タブまたは先端短絡スタブを、一方の前記先端開放スタ
ブまたは先端短絡スタブの下部及び周辺の半導体あるい
は半絶縁性基板上に誘電膜を形成することにより構成し
たことを特徴とする、請求項２または請求項４記載のマ
イクロ波共振回路。8. An open-ended stub or a short-circuited stub having a different phase constant from each other by forming a dielectric film on a semiconductor or semi-insulating substrate below and around one of the open-ended stubs or the short-circuited stub. 5. The microwave resonance circuit according to claim 2 , wherein the microwave resonance circuit is configured.
タブまたは先端短絡スタブを、一方の前記先端開放スタ
ブまたは先端短絡スタブの下部及び周辺の半導体あるい
は半絶縁性基板上に突起部を形成することにより構成し
たことを特徴とする、請求項２または請求項４記載のマ
イクロ波共振回路。9. An open-end stub or a short-circuited stub having a different phase constant from each other by forming a projection on a semiconductor or semi-insulating substrate below and around one of the open-end stubs or short-circuited stubs. 5. The microwave resonance circuit according to claim 2 , wherein the microwave resonance circuit is configured.
スタブまたは先端短絡スタブを、一方の前記先端開放ス
タブまたは先端短絡スタブの下部及び周辺の半導体ある
いは半絶縁性基板の裏面に凹部を形成することにより構
成したことを特徴とする、請求項２または請求項４記載
のマイクロ波共振回路。10. An open-ended stub or a short-circuited stub having a different phase constant from each other by forming a concave portion on the lower surface of one of the open-ended stubs or the short-circuited stub and on the back surface of a semiconductor or semi-insulating substrate. 5. The microwave resonance circuit according to claim 2 , wherein the microwave resonance circuit is configured.
スタブまたは先端短絡スタブを、一方の前記先端開放ス
タブまたは先端短スタブの下部及び周辺の半導体あるい
は半絶縁性基板の裏面に突起部を形成することにより実
現したことを特徴とする、請求項２または請求項４記載
のマイクロ波共振回路。11. An open-end stub or a short-circuited stub having a different phase constant from each other, and a projection formed on a lower surface of one of the open-end stubs or the short-end stub and on the back surface of a semiconductor or semi-insulating substrate. 5. The microwave resonance circuit according to claim 2 , wherein the microwave resonance circuit is realized by:
のマイクロ波共振回路を備えていることを特徴とするマ
イクロ波発振器。12. A microwave oscillator comprising the microwave resonance circuit according to any one of claims 1 to 11 .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28962598A JP3173593B2 (en) | 1998-10-12 | 1998-10-12 | Microwave resonance circuit and microwave oscillator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28962598A JP3173593B2 (en) | 1998-10-12 | 1998-10-12 | Microwave resonance circuit and microwave oscillator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000124713A JP2000124713A (en) | 2000-04-28 |
| JP3173593B2 true JP3173593B2 (en) | 2001-06-04 |
Family
ID=17745667
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28962598A Expired - Fee Related JP3173593B2 (en) | 1998-10-12 | 1998-10-12 | Microwave resonance circuit and microwave oscillator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3173593B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7012097B2 (en) | 2017-05-05 | 2022-01-27 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ | Cutting mechanism |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6384786B2 (en) | 2000-01-13 | 2002-05-07 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Antenna device and communication apparatus |
| JP4638711B2 (en) * | 2004-10-27 | 2011-02-23 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | Resonator |
| WO2006095502A1 (en) | 2005-03-08 | 2006-09-14 | Nec Corporation | Voltage controlled oscillator and method for controlling frequency of voltage controlled oscillator |
| JP5451987B2 (en) * | 2007-11-22 | 2014-03-26 | 三菱電機株式会社 | Voltage controlled oscillator |
| US20240168107A1 (en) * | 2021-03-31 | 2024-05-23 | Sumitomo Electric Industries, Ltd. | Diamond magneto-optical sensor |
-
1998
- 1998-10-12 JP JP28962598A patent/JP3173593B2/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (3)
| Title |
|---|
| １９９０年信学エレクトロニクスソサイエティ，Ｃ−２−３，ｐ３２ |
| 信学論文誌ＶＯＬ．Ｊ７７−Ｃ−Ｉ ＮＯ．１１ ＮＯＶＥＭＢＥＲ １９９４，ｐｐ６３３−６３９ |
| 昭和６３年信学秋季，Ｃ−３５１，ｐＣ−１−２３３ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP7012097B2 (en) | 2017-05-05 | 2022-01-27 | コーニンクレッカ フィリップス エヌ ヴェ | Cutting mechanism |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2000124713A (en) | 2000-04-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3175763B2 (en) | Microwave oscillator | |
| US4149127A (en) | Dielectric resonator stabilized micro-strip oscillators | |
| US4749963A (en) | Oscillator having stripline loop resonator | |
| US6211754B1 (en) | Integrated resonance circuit consisting of a parallel connection of a microstrip line and a capacitor | |
| US4547750A (en) | FET Oscillator exhibiting negative resistance due to high impedance at the source of an FET thereof | |
| JPH0618290B2 (en) | Microwave oscillator | |
| US20050280486A1 (en) | Transmission line and semiconductor integrated circuit device | |
| US4636757A (en) | Microstrip/slotline frequency halver | |
| US4783638A (en) | Frequency doubling oscillator working at ultra-high frequencies | |
| JP2646594B2 (en) | Tuned oscillator | |
| JP3173593B2 (en) | Microwave resonance circuit and microwave oscillator | |
| JP2003204223A (en) | Two-terminal coupling high frequency oscillator | |
| US4189688A (en) | Microwave FET power oscillator | |
| US4189682A (en) | Microwave FET power circuit | |
| JPH0449810B2 (en) | ||
| US5451905A (en) | Microwave semiconductor device comprising stabilizing means | |
| JP2923851B2 (en) | Microwave / millimeter wave oscillator | |
| JP2001352204A (en) | Circuit element using transmission line, electronic circuit using the same element and line, and electronic device using the same | |
| JP3051430B2 (en) | Microwave integrated circuit | |
| JPH0535923B2 (en) | ||
| US4118672A (en) | Attenuation equalizer having constant resistance | |
| JPS6256004A (en) | Microwave oscillator | |
| EP0143887A2 (en) | Distributed impatt structure | |
| JPH0628819Y2 (en) | Microwave oscillator composed of microstrip line | |
| JP2001144538A (en) | Voltage controlled oscillator |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080330 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090330 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090330 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100330 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100330 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110330 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110330 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120330 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120330 Year of fee payment: 11 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130330 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130330 Year of fee payment: 12 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140330 Year of fee payment: 13 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |