JP3157435B2 - デルタ−シグマアナログ−デジタル信号コンバータを使用したデータ収集システム - Google Patents
デルタ−シグマアナログ−デジタル信号コンバータを使用したデータ収集システムInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
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-
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- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
- H03M3/438—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path
- H03M3/452—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type the modulator having a higher order loop filter in the feedforward path with weighted feedforward summation, i.e. with feedforward paths from more than one filter stage to the quantiser input
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Apparatus For Radiation Diagnosis (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的にはデータ
収集システム(DAS)に関し、より詳しくは、オーバ
ーサンプリングとコンピュータ・トモグラフィー(C
T)スキャナに特に応用されるデルタ−シグマ(ΔΣ)
アナログ/デジタル(A/D)コンバータを用いたデー
タ収集システムに関するものである。
収集システム(DAS)に関し、より詳しくは、オーバ
ーサンプリングとコンピュータ・トモグラフィー(C
T)スキャナに特に応用されるデルタ−シグマ(ΔΣ)
アナログ/デジタル(A/D)コンバータを用いたデー
タ収集システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】信号処理技術には、信号によって表され
るデータを収集するために複数のアナログ情報信号の同
時検出を持つものがある。CTスキャナのような商業的
に利用可能な医学画像処理システムなどは、観察する被
写体の内部の特徴を、事前に選択された量および型の放
射線にさらして映し出すために使われている。検出器は
被写体から放射線を感知し、被写体の内部の特徴を表す
アナログ信号を生成する。CTスキャナの例では、第三
世代タイプのものは、環状形のディスク上でそれぞれ正
反対の位置に固定したX線発生源とX線検出システムを
持っている。環状形のディスクは回転できるようによう
にガントリーサポート(橋形の支え)の中に搭載され、
走査している間、そのディスクは連続的に回転軸を中心
に回り、同時にX線が発生源から、ディスクの空き穴に
置かれた被写体を通過して、検出システムまで行く。
るデータを収集するために複数のアナログ情報信号の同
時検出を持つものがある。CTスキャナのような商業的
に利用可能な医学画像処理システムなどは、観察する被
写体の内部の特徴を、事前に選択された量および型の放
射線にさらして映し出すために使われている。検出器は
被写体から放射線を感知し、被写体の内部の特徴を表す
アナログ信号を生成する。CTスキャナの例では、第三
世代タイプのものは、環状形のディスク上でそれぞれ正
反対の位置に固定したX線発生源とX線検出システムを
持っている。環状形のディスクは回転できるようによう
にガントリーサポート(橋形の支え)の中に搭載され、
走査している間、そのディスクは連続的に回転軸を中心
に回り、同時にX線が発生源から、ディスクの空き穴に
置かれた被写体を通過して、検出システムまで行く。
【0003】検出システムは典型的に、「焦点」と言わ
れる点を中心とする円の弧の形をした単一の列に配置し
た検出器の列を持っており、その焦点は、X線発生源か
ら放射線が放射される所である。すべてのX線発生源と
検出器の列は、発生源とそれぞれの検出器の間のX線の
通路がすべて「スライス面」や「走査面」と呼ばれる同
一の面に乗るように、通常はディスクの回転軸に向けて
置かれる。走査の間の測っている瞬間において、一つの
検出器に検出されるX線群は一本の「光線」とみなされ
る。線道が実質的に1点の発生源から始まって、そして
検出器に向けて異なった角度で広がるので、光線の通り
道は扇に似ている。これにより、ある一時点の光線の通
り道すべてを記述するのに、扇形ビーム(fun be
am)なる用語がしばし用いられる。投影ビュー、即ち
X線強度測定が、一般的にディスクの角度により測定さ
れる複数の位置それぞれに対してなされる。
れる点を中心とする円の弧の形をした単一の列に配置し
た検出器の列を持っており、その焦点は、X線発生源か
ら放射線が放射される所である。すべてのX線発生源と
検出器の列は、発生源とそれぞれの検出器の間のX線の
通路がすべて「スライス面」や「走査面」と呼ばれる同
一の面に乗るように、通常はディスクの回転軸に向けて
置かれる。走査の間の測っている瞬間において、一つの
検出器に検出されるX線群は一本の「光線」とみなされ
る。線道が実質的に1点の発生源から始まって、そして
検出器に向けて異なった角度で広がるので、光線の通り
道は扇に似ている。これにより、ある一時点の光線の通
り道すべてを記述するのに、扇形ビーム(fun be
am)なる用語がしばし用いられる。投影ビュー、即ち
X線強度測定が、一般的にディスクの角度により測定さ
れる複数の位置それぞれに対してなされる。
【0004】第四世代のCTスキャナでは、検出システ
ムは、ガントリーサポートの周囲に等角に固定した環状
形の検出器の列を持ち、ディスクの回転の中心から等距
離にあり、発生源が検出器に対し相対的に回転するよう
になっている。扇形ビームは、回転している発生源か
ら、それぞれの扇形ビームの収束ポイントに対応する検
出器までの光線の通り道と定義される。CTスキャナで
使われる検出器は通常、シンチレート結晶またはセラミ
ック層、およびフォトダイオードをそれぞれ持つカドミ
ウム、タングステン酸塩検出器などのソリッドステート
型であるか、あるいはキセノン検出器などのガス型であ
る。X線発生源は継続的な波またはX線のパルスが供給
できる。
ムは、ガントリーサポートの周囲に等角に固定した環状
形の検出器の列を持ち、ディスクの回転の中心から等距
離にあり、発生源が検出器に対し相対的に回転するよう
になっている。扇形ビームは、回転している発生源か
ら、それぞれの扇形ビームの収束ポイントに対応する検
出器までの光線の通り道と定義される。CTスキャナで
使われる検出器は通常、シンチレート結晶またはセラミ
ック層、およびフォトダイオードをそれぞれ持つカドミ
ウム、タングステン酸塩検出器などのソリッドステート
型であるか、あるいはキセノン検出器などのガス型であ
る。X線発生源は継続的な波またはX線のパルスが供給
できる。
【0005】両方のタイプの機械の走査の間にすべての
投影角において獲得されたデータから再構成したイメー
ジは、走査されている被写体を通る走査平面に沿った薄
片となる。走査平面として定義される被写体の断面また
は「薄片」の密度イメージを「再構成」または「逆投
射」するため、イメージは典型的に画素配列によって再
構成される。配列のなかの各々の画素は、走査の間に、
その走査平面において対応する位置を通過するすべての
光線の減衰の値を表すものに割り当てられる。発生源と
検出器が被写体の回りを回転するに従って、光線は被写
体を異なった方角または投射角から、異なる画素位置の
組み合わせを通過して貫通する。薄片における被写体の
密度分布は、これらの測定値から数学的に生成され、そ
れぞれの画素の明るさの値が密度分布を表すように設定
される。結果は、薄片板の密度イメージを表す異なる値
の画素の配列になる。
投影角において獲得されたデータから再構成したイメー
ジは、走査されている被写体を通る走査平面に沿った薄
片となる。走査平面として定義される被写体の断面また
は「薄片」の密度イメージを「再構成」または「逆投
射」するため、イメージは典型的に画素配列によって再
構成される。配列のなかの各々の画素は、走査の間に、
その走査平面において対応する位置を通過するすべての
光線の減衰の値を表すものに割り当てられる。発生源と
検出器が被写体の回りを回転するに従って、光線は被写
体を異なった方角または投射角から、異なる画素位置の
組み合わせを通過して貫通する。薄片における被写体の
密度分布は、これらの測定値から数学的に生成され、そ
れぞれの画素の明るさの値が密度分布を表すように設定
される。結果は、薄片板の密度イメージを表す異なる値
の画素の配列になる。
【0006】検出器が、連続した読み取りを通して生成
する信号が2次元のイメージを生成するのに求められる
データを供給するのに対して、データの収集および処理
は種々の設計の問題を起こす可能性がある。例えば、そ
れぞれの投影ビューのために取られるそれぞれの読み取
りのセットのために非常に多くの探知器を使わなければ
ならず、十分な解像度で詳細なイメージを作るために、
非常に多くの投影ビューを走査の間にとらなくてはなら
ない(典型的な第三世代のCTスキャナは、およそ35
0から1000の検出器を持ち、2秒間の時間間隔で6
00から3000の投影ビューを取得し、データ値とす
る。すなわち、検出器の読み取りは、これらの値は当然
変化するものの、およそ百万になる)。生成されたイメ
ージの解像度は、使う検出器の数を増やすか、利用でき
る読み取り、すなわち投影ビューを増やせば改善され
る。このことは、取得するデータの総数を増加し、その
ため、処理すべき信号情報の総数も増加する。従って、
典型的なCTスキャンの間に得られるおよそ百万を越え
るデータと共に、それぞれの読み取りまたはビューのセ
ットから得られるアナログ信号を、コンピュータ処理が
利用できるようにし、相対的に早く結果が出せるよう、
早く効率的にデジタル化しなければならない。
する信号が2次元のイメージを生成するのに求められる
データを供給するのに対して、データの収集および処理
は種々の設計の問題を起こす可能性がある。例えば、そ
れぞれの投影ビューのために取られるそれぞれの読み取
りのセットのために非常に多くの探知器を使わなければ
ならず、十分な解像度で詳細なイメージを作るために、
非常に多くの投影ビューを走査の間にとらなくてはなら
ない(典型的な第三世代のCTスキャナは、およそ35
0から1000の検出器を持ち、2秒間の時間間隔で6
00から3000の投影ビューを取得し、データ値とす
る。すなわち、検出器の読み取りは、これらの値は当然
変化するものの、およそ百万になる)。生成されたイメ
ージの解像度は、使う検出器の数を増やすか、利用でき
る読み取り、すなわち投影ビューを増やせば改善され
る。このことは、取得するデータの総数を増加し、その
ため、処理すべき信号情報の総数も増加する。従って、
典型的なCTスキャンの間に得られるおよそ百万を越え
るデータと共に、それぞれの読み取りまたはビューのセ
ットから得られるアナログ信号を、コンピュータ処理が
利用できるようにし、相対的に早く結果が出せるよう、
早く効率的にデジタル化しなければならない。
【0007】このように、検出器の列から受け取ったデ
ータを処理するため、データ収集システム(DAS)
は、複数のチャネルからのデータを実質的にすべてを同
時処理するために用いる。DASは、検出器から、それ
ぞれの投影ビューの間にアナログ信号として受け取った
データの複数のセットを、デジタル信号プロセッサ(D
SP)が処理できるよう、対応するデジタル信号に変換
する手段を持っている。しかしながら、現行のDASの
設計に関しては種々の問題が存在する。例えば、多くの
DASは、およそ百万(106 )分の1かそれより良い
(すなわち20ビット以上の)数値化分解能が要求され
るCTスキャナの走査のために要求される。多くのA/
Dコンバータ技術が知られているが、逐次比較方式A/
D変換等では、供給する信号分解能は不十分であり、そ
れゆえ20ビット以上のデジタル信号を得る能力はな
い。この理解により、積分器を用いたA/Dコンバータ
が要求される高い分解能を得るために設計されてきた。
ータを処理するため、データ収集システム(DAS)
は、複数のチャネルからのデータを実質的にすべてを同
時処理するために用いる。DASは、検出器から、それ
ぞれの投影ビューの間にアナログ信号として受け取った
データの複数のセットを、デジタル信号プロセッサ(D
SP)が処理できるよう、対応するデジタル信号に変換
する手段を持っている。しかしながら、現行のDASの
設計に関しては種々の問題が存在する。例えば、多くの
DASは、およそ百万(106 )分の1かそれより良い
(すなわち20ビット以上の)数値化分解能が要求され
るCTスキャナの走査のために要求される。多くのA/
Dコンバータ技術が知られているが、逐次比較方式A/
D変換等では、供給する信号分解能は不十分であり、そ
れゆえ20ビット以上のデジタル信号を得る能力はな
い。この理解により、積分器を用いたA/Dコンバータ
が要求される高い分解能を得るために設計されてきた。
【0008】DASが継続的なX線波発生源と共に使わ
れるとき、時間を超過した走査の間は、X線発生源のど
んな変調もエラーを起こす。DASがX線パルス発生源
と共に使われた場合にも、問題は起きる。例えば、X線
パルスの種々の残光読み取りに起因するアーティファク
トは、必ずしもすべてのチャネルに対して等しく扱われ
ない。これらの(パルスと)パルス間の値は、検出され
た発生源からのX線パルスに応じたX線に対応する検出
されたアナログ信号の値に全体的な影響を持ち、正確な
読み取りのためには、パルス間の値を考慮に入れなけれ
ばならない。加えて、それぞれのチャネルに配置され、
情報を一時的に蓄積するための記憶装置からの漏洩電流
が、信号の変換にエラーを起こす可能性がある。
れるとき、時間を超過した走査の間は、X線発生源のど
んな変調もエラーを起こす。DASがX線パルス発生源
と共に使われた場合にも、問題は起きる。例えば、X線
パルスの種々の残光読み取りに起因するアーティファク
トは、必ずしもすべてのチャネルに対して等しく扱われ
ない。これらの(パルスと)パルス間の値は、検出され
た発生源からのX線パルスに応じたX線に対応する検出
されたアナログ信号の値に全体的な影響を持ち、正確な
読み取りのためには、パルス間の値を考慮に入れなけれ
ばならない。加えて、それぞれのチャネルに配置され、
情報を一時的に蓄積するための記憶装置からの漏洩電流
が、信号の変換にエラーを起こす可能性がある。
【0009】これらの問題のいくつかは、それぞれのチ
ャネルに別れたA/Dコンバータを使用することで克服
できるが、最近までこのアプローチはコスト抑制のため
現実的でなかった。それぞれのチャネルから供給される
およそ106 分のアナログ信号のダイナミックレンジに
より、線型ランプA/Dコンバータも現実的でない。上
記の多くの問題を克服または最小化する一つのA/Dコ
ンバータは、1992年8月11日に発行され、Han
s J.WeedonとEnrico Dolazza
の名義で特許権が付与され、本出願の譲受人が譲り受け
た米国特許第5,138,552号(Weedon等の
特許)で詳細に述べられている。最近の特許では、非線
形ランプA/Dコンバータを採用することにより、非線
形の数値化インターバルを使用したDASが詳細に述べ
られている。
ャネルに別れたA/Dコンバータを使用することで克服
できるが、最近までこのアプローチはコスト抑制のため
現実的でなかった。それぞれのチャネルから供給される
およそ106 分のアナログ信号のダイナミックレンジに
より、線型ランプA/Dコンバータも現実的でない。上
記の多くの問題を克服または最小化する一つのA/Dコ
ンバータは、1992年8月11日に発行され、Han
s J.WeedonとEnrico Dolazza
の名義で特許権が付与され、本出願の譲受人が譲り受け
た米国特許第5,138,552号(Weedon等の
特許)で詳細に述べられている。最近の特許では、非線
形ランプA/Dコンバータを採用することにより、非線
形の数値化インターバルを使用したDASが詳細に述べ
られている。
【0010】加えて、CTスキャナは、低レベルの出力
電流を供給する検出器を使用する。一般的に、ソリッド
ステート型はそれぞれ、X線発生源から受けた高エネル
ギーの光子に基づいて低エネルギーの光子を生成するた
めにシンチレート結晶またはセラミックの層を含んでい
る。フォトダイオードは、対応するシンチレート結晶ま
たはセラミック物質により放出され、そして検出される
低エネルギーの光子に基づいて電流を生成するシンチレ
ート結晶によってできている。フォトダイオードは低レ
ベルの電流を供給するので、プリアンプ、トランスイン
ピーダンス・アンプの形態のもの、は典型的に電流を適
切なレベルの電圧に変換してデジタル信号に変換できる
ようにする機能がある。実際には、CTスキャナにはガ
ス式検出器を使用しているものもあるが、トランスイン
ピーダンス・アンプを同様の理由で利用している。A/
D変換に先立つ、それぞれのトランスインピーダンス・
アンプの出力のアナログ・フィルタリングは、これに先
立つプリアンプとフォトダイオードの内部から生じる広
帯域ノイズの帯域外の部分が抑止される。A/D変換に
先立ってこのフィルタリングを行うことにより、A/D
変換の間に情報データを含む周波数帯域中にエイリアス
を生成するノイズを減らす。慣例的に、サンプル/保持
回路が、それぞれのA/Dコンバータの前に設けられ、
A/D変換を完結するのに必要な時間間隔の間中、連続
するサンプルを保持する。
電流を供給する検出器を使用する。一般的に、ソリッド
ステート型はそれぞれ、X線発生源から受けた高エネル
ギーの光子に基づいて低エネルギーの光子を生成するた
めにシンチレート結晶またはセラミックの層を含んでい
る。フォトダイオードは、対応するシンチレート結晶ま
たはセラミック物質により放出され、そして検出される
低エネルギーの光子に基づいて電流を生成するシンチレ
ート結晶によってできている。フォトダイオードは低レ
ベルの電流を供給するので、プリアンプ、トランスイン
ピーダンス・アンプの形態のもの、は典型的に電流を適
切なレベルの電圧に変換してデジタル信号に変換できる
ようにする機能がある。実際には、CTスキャナにはガ
ス式検出器を使用しているものもあるが、トランスイン
ピーダンス・アンプを同様の理由で利用している。A/
D変換に先立つ、それぞれのトランスインピーダンス・
アンプの出力のアナログ・フィルタリングは、これに先
立つプリアンプとフォトダイオードの内部から生じる広
帯域ノイズの帯域外の部分が抑止される。A/D変換に
先立ってこのフィルタリングを行うことにより、A/D
変換の間に情報データを含む周波数帯域中にエイリアス
を生成するノイズを減らす。慣例的に、サンプル/保持
回路が、それぞれのA/Dコンバータの前に設けられ、
A/D変換を完結するのに必要な時間間隔の間中、連続
するサンプルを保持する。
【0011】CTスキャナには、プリアンプとフィルタ
が、検出器とフィルタのサブグループに振り分けられ、
検出器とフィルタのそれぞれのサブグループからのアナ
ログ信号出力がデジタルに変換する前にアナログで多重
化される物がある。しかし、アナログで多重化すると、
A/Dコンバータの変換特性を、イメージを再構成する
ためにコンバータ出力信号中の非常に多くのビット数の
分解能が必要となることから、種々のサブグループのた
めに、整合するのが困難になる。変換特性における違い
は、最終的なイメージに顕著な「バンディング・アーテ
ィファクト」を引き起こしかねない。バンディング・ア
ーティファクトは、かなり低い空間周波数で再構成され
たイメージ上で強度の違いとして現れるので、通常顕著
である。それぞれのグループで、物理的に互いに空間が
開いたフォトダイオードを選択すれば、これらのアーテ
ィファクトを減らすことができる。しかしながら、これ
はこれらのアーティファクトの高空間周波数要素をイメ
ージに現れやすくしてしまう。これらの高空間周波数要
素は、ローパス・フィルタによってフィルタにかけるこ
ともできるが、最終的なイメージにおいて、多少の高空
間周波数による詳細部分だけは欠落する。さらに、それ
ぞれのサブグループで検出器が空間を開けて離れている
と、相互接続を複雑にし、データの移動が困難になる。
加えて、時間多重アーキテクチャを使用した検出器が空
間を開けて離れていると、いくつかの検出器は各自のプ
リアンプとの物理的な距離を長くし、余分な電気信号を
ノイズとして拾いやすくしまう。
が、検出器とフィルタのサブグループに振り分けられ、
検出器とフィルタのそれぞれのサブグループからのアナ
ログ信号出力がデジタルに変換する前にアナログで多重
化される物がある。しかし、アナログで多重化すると、
A/Dコンバータの変換特性を、イメージを再構成する
ためにコンバータ出力信号中の非常に多くのビット数の
分解能が必要となることから、種々のサブグループのた
めに、整合するのが困難になる。変換特性における違い
は、最終的なイメージに顕著な「バンディング・アーテ
ィファクト」を引き起こしかねない。バンディング・ア
ーティファクトは、かなり低い空間周波数で再構成され
たイメージ上で強度の違いとして現れるので、通常顕著
である。それぞれのグループで、物理的に互いに空間が
開いたフォトダイオードを選択すれば、これらのアーテ
ィファクトを減らすことができる。しかしながら、これ
はこれらのアーティファクトの高空間周波数要素をイメ
ージに現れやすくしてしまう。これらの高空間周波数要
素は、ローパス・フィルタによってフィルタにかけるこ
ともできるが、最終的なイメージにおいて、多少の高空
間周波数による詳細部分だけは欠落する。さらに、それ
ぞれのサブグループで検出器が空間を開けて離れている
と、相互接続を複雑にし、データの移動が困難になる。
加えて、時間多重アーキテクチャを使用した検出器が空
間を開けて離れていると、いくつかの検出器は各自のプ
リアンプとの物理的な距離を長くし、余分な電気信号を
ノイズとして拾いやすくしまう。
【0012】CTスキャナのために開発されてきた高い
分解能を持つDASでこれらの問題を克服、または、少
なくともその影響を減少しているものは、デルタ−シグ
マ(ΔΣ)オーバーサンプルドA/Dコンバータを使用
したDASである。リブナー等の特許では、CTスキャ
ナからのデータを処理するために用いる、オーディオ信
号を処理するのに一般的に使われる構成要素を用いた高
い分解能のA/Dコンバータについて詳細に述べてい
る。変換は、オーバーサンプリングの使用と、補間的変
換と、それに続く典型的にFIRフィルタを用いるデジ
タル・ローパス・フィルタリングとを通じて、そしてデ
シメーションにより実現される。「オーバーサンプリン
グ」は、信号のナイキストレートより多い回数のサンプ
リングレートでの変調器のオペレーションに言及し、
「デシメーション」はサンプルレートをナイキストレー
トまで減らすようなサブサンプリングに言及する。信号
ナイキストレートに対するオーバーサンプリングレート
のレートRは、「オーバーサンプリング比」として示さ
れる。リブナー等の特許で述べられたように、デルタ−
シグマ変調器の全体のフィードバックループの中に単一
ビットの量子化装置を持っているデルタ−シグマA/D
コンバータは、非常に線型で予測可能な変換特性を持つ
ことができるので、複数のデルタ−シグマA/Dコンバ
ータの変換特性を整合させることは、それらを同様な設
計とすることで容易に達成できる。この結果、このよう
なコンバータは、アナログドメインにおいて時間多重送
信する必要なく、それぞれCTスキャナのフォトダイオ
ードとプリアンプの組み合わせと共に使うことが実現で
きる。
分解能を持つDASでこれらの問題を克服、または、少
なくともその影響を減少しているものは、デルタ−シグ
マ(ΔΣ)オーバーサンプルドA/Dコンバータを使用
したDASである。リブナー等の特許では、CTスキャ
ナからのデータを処理するために用いる、オーディオ信
号を処理するのに一般的に使われる構成要素を用いた高
い分解能のA/Dコンバータについて詳細に述べてい
る。変換は、オーバーサンプリングの使用と、補間的変
換と、それに続く典型的にFIRフィルタを用いるデジ
タル・ローパス・フィルタリングとを通じて、そしてデ
シメーションにより実現される。「オーバーサンプリン
グ」は、信号のナイキストレートより多い回数のサンプ
リングレートでの変調器のオペレーションに言及し、
「デシメーション」はサンプルレートをナイキストレー
トまで減らすようなサブサンプリングに言及する。信号
ナイキストレートに対するオーバーサンプリングレート
のレートRは、「オーバーサンプリング比」として示さ
れる。リブナー等の特許で述べられたように、デルタ−
シグマ変調器の全体のフィードバックループの中に単一
ビットの量子化装置を持っているデルタ−シグマA/D
コンバータは、非常に線型で予測可能な変換特性を持つ
ことができるので、複数のデルタ−シグマA/Dコンバ
ータの変換特性を整合させることは、それらを同様な設
計とすることで容易に達成できる。この結果、このよう
なコンバータは、アナログドメインにおいて時間多重送
信する必要なく、それぞれCTスキャナのフォトダイオ
ードとプリアンプの組み合わせと共に使うことが実現で
きる。
【0013】リブナー等の特許で提案された設計は、対
応するソリッドステート型検出器のフォトダイオードの
光電流に敏感なアナログ出力信号を生成するために、分
離したトランスインピーダンス・プリアンプを必須とし
て要求している。アナログ出力信号は広帯域ノイズを伴
っている。それぞれのアナログ出力信号には、アナログ
のアンチエイリアス・フィルタが適用され、その出力
は、A/Dコンバータの対応するデルタ−シグマA/D
変調器の入力となる。コンバータは、データ転送率デシ
メータと、プリアンプからの残留広帯域ノイズから発生
する成分と同様に、A/Dコンバータのデルタ−シグマ
変調器部からの量子化雑音を抑制するデジタルフィルタ
を含む。
応するソリッドステート型検出器のフォトダイオードの
光電流に敏感なアナログ出力信号を生成するために、分
離したトランスインピーダンス・プリアンプを必須とし
て要求している。アナログ出力信号は広帯域ノイズを伴
っている。それぞれのアナログ出力信号には、アナログ
のアンチエイリアス・フィルタが適用され、その出力
は、A/Dコンバータの対応するデルタ−シグマA/D
変調器の入力となる。コンバータは、データ転送率デシ
メータと、プリアンプからの残留広帯域ノイズから発生
する成分と同様に、A/Dコンバータのデルタ−シグマ
変調器部からの量子化雑音を抑制するデジタルフィルタ
を含む。
【0014】リブナー等の特許で提案されたように、D
ASの中のA/D変換にデルタ−シグマ変調器を使用す
ることは、積分器を用いる従来のA/Dコンバータに比
べて有利ではあるが、特許権所有者が提案する設計には
欠点もある。例えば、現在のところCTスキャナ全体の
コストを削減することが大きな関心である。DASは、
そのコストに多大に影響する。A/Dコンバータとして
のオーバーサンプリングデルタ−シグマ変調器とデータ
転送率デシメータとデジタルフィルタは、集積加工技術
に有利だが、トランスインピーダンス・プリアンプとア
ンチエイリアス・ローパスフィルタは有利ではない。現
在のところ、このようなアナログ回路は、デルタ−シグ
マ変調器を含む集積チップセットの部品として加工する
のは高価であり、おそらく現状の集積技術による別々の
部品を使用するより高価である。分かれたトランスイン
ピーダンス・プリアンプとアナログ・フィルタを、DA
Sのそれぞれのチャネルのフロントエンドとして、それ
ぞれの検出器に別々に付けるとしても、およそ350か
ら1000のチャネル数を必要とするDASに多大なコ
ストを加えることになる。それゆえ、DASのフロント
エンドを単純化し、全体を集積回路として作れるように
することにより、DASのコストを削減することが求め
られる。
ASの中のA/D変換にデルタ−シグマ変調器を使用す
ることは、積分器を用いる従来のA/Dコンバータに比
べて有利ではあるが、特許権所有者が提案する設計には
欠点もある。例えば、現在のところCTスキャナ全体の
コストを削減することが大きな関心である。DASは、
そのコストに多大に影響する。A/Dコンバータとして
のオーバーサンプリングデルタ−シグマ変調器とデータ
転送率デシメータとデジタルフィルタは、集積加工技術
に有利だが、トランスインピーダンス・プリアンプとア
ンチエイリアス・ローパスフィルタは有利ではない。現
在のところ、このようなアナログ回路は、デルタ−シグ
マ変調器を含む集積チップセットの部品として加工する
のは高価であり、おそらく現状の集積技術による別々の
部品を使用するより高価である。分かれたトランスイン
ピーダンス・プリアンプとアナログ・フィルタを、DA
Sのそれぞれのチャネルのフロントエンドとして、それ
ぞれの検出器に別々に付けるとしても、およそ350か
ら1000のチャネル数を必要とするDASに多大なコ
ストを加えることになる。それゆえ、DASのフロント
エンドを単純化し、全体を集積回路として作れるように
することにより、DASのコストを削減することが求め
られる。
【0015】加えて、DASが周波数ドメインに対して
最適化されたスペクトラル応答を持つことと、時間ドメ
インに対して最適化されたDASとの間に、設計上のト
レードオフが存在する。より詳細には、チャネルからの
出力を順番に読むとき、それぞれのサンプリングインタ
ーバルの間の読み取りは、他のチャネルからの読み取り
と同様、同じチャネルからの前の読み取りから、可能な
限り独立しているべきである。これは、A/Dコンバー
タの時間ドメイン特性に影響する。前回のサンプリング
・インターバルからのチャネル中の信号の「こぼれ信号
(spill-over)」または「クロストーク」(「ビュウ・
ツー・ビュー・クロストーク」と呼ばれることもある)
はどれも、コンバータの時間ドメイン特性に悪影響があ
る。一方、コンバータの周波数応答は、信号ノイズ比
(S/N)、従ってチャネルを通して処理された信号の
品質を、主として決定する。Bernard M.Go
rdonに1985年10月15日に発行され本出願の
譲受人が譲り受けた米国特許第4,547,893号に
記載された最良推定フィルタの形式のようなローパス・
アナログ・フィルタを、トランスインピーダンス・アン
プの出力のスペクトラル応答を整形するために使用して
いるDASは、いくらかの時間ドメイン特性を犠牲にし
て、異常でないかぎり25%のこぼれ信号(すなわち、
信号の25%は、そのチャネルの前の読み出しから)
で、その周波数ドメイン特性に対して最適化される。一
方、積分器タイプのアナログ・フィルタは、積分器がサ
ンプリング・インターバルの後に、クリアまたはゼロ化
されるので、時間ドメイン特性に対して最適化される。
これは、こぼれ信号を全く、もしくは、ほとんど無いこ
とを保証するが、その周波数ドメイン特性に、かなりの
量の高周波数ノイズが出現する悪影響が伴う。
最適化されたスペクトラル応答を持つことと、時間ドメ
インに対して最適化されたDASとの間に、設計上のト
レードオフが存在する。より詳細には、チャネルからの
出力を順番に読むとき、それぞれのサンプリングインタ
ーバルの間の読み取りは、他のチャネルからの読み取り
と同様、同じチャネルからの前の読み取りから、可能な
限り独立しているべきである。これは、A/Dコンバー
タの時間ドメイン特性に影響する。前回のサンプリング
・インターバルからのチャネル中の信号の「こぼれ信号
(spill-over)」または「クロストーク」(「ビュウ・
ツー・ビュー・クロストーク」と呼ばれることもある)
はどれも、コンバータの時間ドメイン特性に悪影響があ
る。一方、コンバータの周波数応答は、信号ノイズ比
(S/N)、従ってチャネルを通して処理された信号の
品質を、主として決定する。Bernard M.Go
rdonに1985年10月15日に発行され本出願の
譲受人が譲り受けた米国特許第4,547,893号に
記載された最良推定フィルタの形式のようなローパス・
アナログ・フィルタを、トランスインピーダンス・アン
プの出力のスペクトラル応答を整形するために使用して
いるDASは、いくらかの時間ドメイン特性を犠牲にし
て、異常でないかぎり25%のこぼれ信号(すなわち、
信号の25%は、そのチャネルの前の読み出しから)
で、その周波数ドメイン特性に対して最適化される。一
方、積分器タイプのアナログ・フィルタは、積分器がサ
ンプリング・インターバルの後に、クリアまたはゼロ化
されるので、時間ドメイン特性に対して最適化される。
これは、こぼれ信号を全く、もしくは、ほとんど無いこ
とを保証するが、その周波数ドメイン特性に、かなりの
量の高周波数ノイズが出現する悪影響が伴う。
【0016】前述したことに加えて、電子ノイズは、C
Tスキャナに用いられたDASにおいて、特に低いレベ
ルの検出器信号レベルにおいて、重大な問題となりう
る。リブナー等の特許に記述された設計は、デルタ−シ
グマ変調器とFIRデジタルフィルタとを用いる。この
設計のノイズレベルは、入力信号のダイナミックレンジ
を通してほぼ同じままになる傾向にある。さらに、X線
束のノイズレベルは、束のすべてのレベルについてほぼ
一定でないが、その変わり、現在の光子の数の平方根に
ほぼ比例する。そのようにして、回路の電子ノイズが比
較的一定のレベルにある場合、デジタル化の前に、情報
送信チャネルそれぞれに供給されたアナログ信号のS/
Nレベル(X線束のノイズレベルと電子ノイズの両方の
関数である)は、信号が小さければ小さいほど悪くなる
傾向にある。最後に、検出された信号のドリフトがチャ
ネルからチャネルへのパフォーマンスの均一性に、そし
てゆえに取得した信号から派生したデータから再生され
たイメージの質に極めて影響を及ぼすため、DC安定度
は、CTスキャナのDASにおいて重要である。
Tスキャナに用いられたDASにおいて、特に低いレベ
ルの検出器信号レベルにおいて、重大な問題となりう
る。リブナー等の特許に記述された設計は、デルタ−シ
グマ変調器とFIRデジタルフィルタとを用いる。この
設計のノイズレベルは、入力信号のダイナミックレンジ
を通してほぼ同じままになる傾向にある。さらに、X線
束のノイズレベルは、束のすべてのレベルについてほぼ
一定でないが、その変わり、現在の光子の数の平方根に
ほぼ比例する。そのようにして、回路の電子ノイズが比
較的一定のレベルにある場合、デジタル化の前に、情報
送信チャネルそれぞれに供給されたアナログ信号のS/
Nレベル(X線束のノイズレベルと電子ノイズの両方の
関数である)は、信号が小さければ小さいほど悪くなる
傾向にある。最後に、検出された信号のドリフトがチャ
ネルからチャネルへのパフォーマンスの均一性に、そし
てゆえに取得した信号から派生したデータから再生され
たイメージの質に極めて影響を及ぼすため、DC安定度
は、CTスキャナのDASにおいて重要である。
【0017】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
全般的目的は、デルタ−シグマ・A/D変換を用いるタ
イプのDASのコストを削減することである。本発明の
別の目的は、集積回路の形態に容易に実現できるよう適
用され、CTスキャナ検出器から受けた低い振幅の入力
電流に反応する、デルタ−シグマA/D変換を用いるタ
イプの改良されたDAS設計を提供することである。本
発明の別の目的は、アナログ信号時間多重化の必要なし
に、デルタ−シグマA/Dコンバータを用いるタイプの
改良されたDASを提供することである。また、本発明
の別の目的は、公称こぼれ信号(nominal sp
illover)を伴う改良された周波数応答を有し、
デルタ−シグマA/D変換を用いるタイプの改良された
DASを提供することである。
全般的目的は、デルタ−シグマ・A/D変換を用いるタ
イプのDASのコストを削減することである。本発明の
別の目的は、集積回路の形態に容易に実現できるよう適
用され、CTスキャナ検出器から受けた低い振幅の入力
電流に反応する、デルタ−シグマA/D変換を用いるタ
イプの改良されたDAS設計を提供することである。本
発明の別の目的は、アナログ信号時間多重化の必要なし
に、デルタ−シグマA/Dコンバータを用いるタイプの
改良されたDASを提供することである。また、本発明
の別の目的は、公称こぼれ信号(nominal sp
illover)を伴う改良された周波数応答を有し、
デルタ−シグマA/D変換を用いるタイプの改良された
DASを提供することである。
【0018】本発明のさらなる別の目的は、CTスキャ
ナ検出器の出力電流のダイナミックレンジを通してデル
タ−シグマA/Dコンバータデシメータの固有のノイズ
整形を提供するように設計され、よって低いX線光子レ
ベルのための低S/Nを補正することのできる改良され
たDASを提供することである。さらに、本発明の別の
目的は、CT−DASアプリケーションのために最適化
され、周波数領域および時間領域内で優れた特性を有す
る、有限インパルス応答(FIR)フィルタ特性を伴う
固有のデジタルフィルタ伝達関数を有するデルタ−シグ
マA/Dコンバータを用いるタイプのDASを提供する
ことである。また、本発明のさらに別の目的は、Gor
donに発行された米国特許第4,547,893号に
記述されたフィルタ設計を改良したものである最良推
定、最適、伝達応答フィルタを提供することである。そ
して、さらに本発明の別の目的は、改良されたDC安定
度を有するCTスキャナのDASに用いられる改良され
たデルタ−シグマA/Dコンバータを提供することであ
る。
ナ検出器の出力電流のダイナミックレンジを通してデル
タ−シグマA/Dコンバータデシメータの固有のノイズ
整形を提供するように設計され、よって低いX線光子レ
ベルのための低S/Nを補正することのできる改良され
たDASを提供することである。さらに、本発明の別の
目的は、CT−DASアプリケーションのために最適化
され、周波数領域および時間領域内で優れた特性を有す
る、有限インパルス応答(FIR)フィルタ特性を伴う
固有のデジタルフィルタ伝達関数を有するデルタ−シグ
マA/Dコンバータを用いるタイプのDASを提供する
ことである。また、本発明のさらに別の目的は、Gor
donに発行された米国特許第4,547,893号に
記述されたフィルタ設計を改良したものである最良推
定、最適、伝達応答フィルタを提供することである。そ
して、さらに本発明の別の目的は、改良されたDC安定
度を有するCTスキャナのDASに用いられる改良され
たデルタ−シグマA/Dコンバータを提供することであ
る。
【0019】
【課題を解決するための手段】本発明は、変換器の入力
が比較的低いレベルの入力電流を受けるように接続され
るよう変換器のループ内に配された積分アンプを有する
デルタ−シグマ変換器を含み、これによりDC安定度を
改良するデルタ−シグマA/Dコンバータに関する。変
換器は、スキャナの検出器の出力電流はコンバータの変
換器の入力に直接接続されうるようにCTスキャナのD
AS用のICインプリメンテーションに特に適用され
る。ノイズ整形特性は、最小こぼれ信号を有する改良さ
れた周波数応答を提供するように形成される。コンバー
タのノイズ整形は、CTスキャナの検出器の出力電流の
ダイナミックレンジを通して供給されて、低い入力電流
における低いS/Nを不分的に補正する。好ましいコン
バータはまた、CT−DAS適用のために最適化され、
周波数ドメインおよび時間ドメインにおける優れた特性
を有する有限インパルス応答(FIR)フィルタ特性を
ともなう固有のデジタルフィルタ伝達関数を含む。本発
明の他の目的は、以下の説明を参照してその一部が自明
であり、また部分的に明らかになるものである。。した
がって、本発明は、次の詳細な説明で例示された構成、
構成要素の組み合わせ、並びにパーツの配置を処理する
装置と、請求の範囲で示される範囲とを有するものであ
る。
が比較的低いレベルの入力電流を受けるように接続され
るよう変換器のループ内に配された積分アンプを有する
デルタ−シグマ変換器を含み、これによりDC安定度を
改良するデルタ−シグマA/Dコンバータに関する。変
換器は、スキャナの検出器の出力電流はコンバータの変
換器の入力に直接接続されうるようにCTスキャナのD
AS用のICインプリメンテーションに特に適用され
る。ノイズ整形特性は、最小こぼれ信号を有する改良さ
れた周波数応答を提供するように形成される。コンバー
タのノイズ整形は、CTスキャナの検出器の出力電流の
ダイナミックレンジを通して供給されて、低い入力電流
における低いS/Nを不分的に補正する。好ましいコン
バータはまた、CT−DAS適用のために最適化され、
周波数ドメインおよび時間ドメインにおける優れた特性
を有する有限インパルス応答(FIR)フィルタ特性を
ともなう固有のデジタルフィルタ伝達関数を含む。本発
明の他の目的は、以下の説明を参照してその一部が自明
であり、また部分的に明らかになるものである。。した
がって、本発明は、次の詳細な説明で例示された構成、
構成要素の組み合わせ、並びにパーツの配置を処理する
装置と、請求の範囲で示される範囲とを有するものであ
る。
【0020】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の特徴および目的
をより十分理解するために、本発明の実施の形態を添付
の図面を用いて詳細に説明する。図1は、第三世代タイ
プのCTスキャナの基本的な要素を示す。CTスキャナ
10は、符号16で示された回転軸を中心に環状ディス
ク14を回転可能に支えるためのガントリー支持フレー
ム12を含むガントリーからなる。ディスク14は、走
査されるべき被写体20を受けるための開口18を有す
る。被写体は、通常、符号22で示されるパレットもし
くは片持ちテーブル上に支持されている。ディスク14
は、X線発生源24と、開口18の対角線上に反対側に
位置する検出器の列26とを支持する。図示されたよう
に、発生源24により発生された扇形ビーム28は、検
出器の列26に向けられる。検出器の列は、検出器の列
26から受けたデータを処理するためのDAS30に接
続される。データは、DAS30により処理され、メモ
リ32に蓄えられる。バックプロパゲーション・コンピ
ュータ34は、ラドン数学を用いる既知の方法でデータ
を処理するよう適用されており、これにより、符号38
で示されるアーカイバル・ストレージのため、符号40
で示されるようなハードコピーを供給するため、または
符号42で示されるようなコンソール上に表示するため
のディスプレイプロセッサ36にデータが供給される。
をより十分理解するために、本発明の実施の形態を添付
の図面を用いて詳細に説明する。図1は、第三世代タイ
プのCTスキャナの基本的な要素を示す。CTスキャナ
10は、符号16で示された回転軸を中心に環状ディス
ク14を回転可能に支えるためのガントリー支持フレー
ム12を含むガントリーからなる。ディスク14は、走
査されるべき被写体20を受けるための開口18を有す
る。被写体は、通常、符号22で示されるパレットもし
くは片持ちテーブル上に支持されている。ディスク14
は、X線発生源24と、開口18の対角線上に反対側に
位置する検出器の列26とを支持する。図示されたよう
に、発生源24により発生された扇形ビーム28は、検
出器の列26に向けられる。検出器の列は、検出器の列
26から受けたデータを処理するためのDAS30に接
続される。データは、DAS30により処理され、メモ
リ32に蓄えられる。バックプロパゲーション・コンピ
ュータ34は、ラドン数学を用いる既知の方法でデータ
を処理するよう適用されており、これにより、符号38
で示されるアーカイバル・ストレージのため、符号40
で示されるようなハードコピーを供給するため、または
符号42で示されるようなコンソール上に表示するため
のディスプレイプロセッサ36にデータが供給される。
【0021】ソリッドステート型検出器を用いるタイプ
のCTスキャナに通常用いられる従来のDASの1タイ
プが図2に示されている。一般的CTスキャナでは、約
350から1000の信号を同数のチャネルを介して生
成する同数の検出器(図2ではそのうちのひとつが示さ
れている)がある。図示されたように、ソリッドステー
ト型検出器50は、(1)CTスキャナのX線発生源に
より放射され結晶により検出された高エネルギーの光子
に応答し、また高エネルギーの光子の関数として低エネ
ルギーの光子を放射するためのシンチレータ結晶または
セラミック層と、(2)結晶またはセラミック物質から
検出された低エネルギーの光子の関数として、また低エ
ネルギーに応答して現在の出力電流を供給するためのフ
ォトダイオード54とからなる。このようにして、検出
器50は、検出されたX線光子の関数として、またX線
光子に応答して出力電流信号を供給する。ダイオード5
4は、ダイオードの出力電流を適切なレベルで電圧に変
換するためのヌルポイント・トランスインピーダンス・
プリアンプ56に接続されている。プリアンプ56の出
力は、アンチエイリアシング・ローパス・アナログフィ
ルタ58に接続されている。それぞれ検出器50と、プ
リアンプ56と、対応するアナログ信号が送信されると
ころのフィルタ58とにより画定されたチャネルは、グ
ループに分けられ、このとき各グループのチャネルがA
/Dコンバータをタイムシェアしており、これによりD
ASの全体のコストを削減する。各グループに関連する
アナログ信号は、時間アナログ信号マルチプレクサ60
を介して共有のA/Dコンバータ62に加えられ、よっ
てグループのチャネルを介して送信されたアナログ信号
すべてが共有のコンバータ62より別々に変換される。
コンバータは、浮動小数点アンプとA/Dコンバータの
両方からなり、当技術において既知の方法で機能する浮
動小数点(または自動レンジング)A/Dコンバータと
して記述されたタイプのものが好ましい。自動レンジン
グA/Dコンバータの一例は、1991年10月1日に
Eliot Mayer、Louis R. Poul
o、Jeffrey L. SauerおよびHans
J. Weedonの名義で付与された米国特許第
5,053,770号に説明されている。一度変換され
てしまうと、信号は、デジタル・データ・マルチプレク
サ64に加えられる。
のCTスキャナに通常用いられる従来のDASの1タイ
プが図2に示されている。一般的CTスキャナでは、約
350から1000の信号を同数のチャネルを介して生
成する同数の検出器(図2ではそのうちのひとつが示さ
れている)がある。図示されたように、ソリッドステー
ト型検出器50は、(1)CTスキャナのX線発生源に
より放射され結晶により検出された高エネルギーの光子
に応答し、また高エネルギーの光子の関数として低エネ
ルギーの光子を放射するためのシンチレータ結晶または
セラミック層と、(2)結晶またはセラミック物質から
検出された低エネルギーの光子の関数として、また低エ
ネルギーに応答して現在の出力電流を供給するためのフ
ォトダイオード54とからなる。このようにして、検出
器50は、検出されたX線光子の関数として、またX線
光子に応答して出力電流信号を供給する。ダイオード5
4は、ダイオードの出力電流を適切なレベルで電圧に変
換するためのヌルポイント・トランスインピーダンス・
プリアンプ56に接続されている。プリアンプ56の出
力は、アンチエイリアシング・ローパス・アナログフィ
ルタ58に接続されている。それぞれ検出器50と、プ
リアンプ56と、対応するアナログ信号が送信されると
ころのフィルタ58とにより画定されたチャネルは、グ
ループに分けられ、このとき各グループのチャネルがA
/Dコンバータをタイムシェアしており、これによりD
ASの全体のコストを削減する。各グループに関連する
アナログ信号は、時間アナログ信号マルチプレクサ60
を介して共有のA/Dコンバータ62に加えられ、よっ
てグループのチャネルを介して送信されたアナログ信号
すべてが共有のコンバータ62より別々に変換される。
コンバータは、浮動小数点アンプとA/Dコンバータの
両方からなり、当技術において既知の方法で機能する浮
動小数点(または自動レンジング)A/Dコンバータと
して記述されたタイプのものが好ましい。自動レンジン
グA/Dコンバータの一例は、1991年10月1日に
Eliot Mayer、Louis R. Poul
o、Jeffrey L. SauerおよびHans
J. Weedonの名義で付与された米国特許第
5,053,770号に説明されている。一度変換され
てしまうと、信号は、デジタル・データ・マルチプレク
サ64に加えられる。
【0022】図3に示されたように、アナログ積分/ダ
ンプ(またはボックスカー)フィルタ70は、フィルタ
の代用をすることができる。また、すべての検出器から
供給された信号を処理するために必要なA/Dコンバー
タの数を減少させるために多重化装置が設けられる。図
2または図3に示されたアナログ信号時間多重化装置を
用いると、比較的大きなダイナミックレンジのための所
望の高い分解能を成し遂げるために必要な程度へそれぞ
れのグループを介して処理された信号につき頻繁に信号
変換は異なる。一般的に使用されたA/Dコンバータに
おける変異性は、非均一の読み取りを生じる。上述した
ように、ローパス・アナログフィルタ58は、適切な周
波数応答を提供するように設計することができるが、低
い時間ドメイン応答を示す。たとえば、図8で、260
Hzの遮断周波数で開始する−12dB/オクターブの
ロールオフを有するローパス・アナログ2−ポールフィ
ルタの周波数応答がAで示されており、一方、380H
zの遮断周波数で開始する−18dB/オクターブのロ
ールオフを有するローパス・アナログ3−ポールフィル
タの周波数応答はBで示されている。しかしながら、こ
れらのフィルタを使用することにより25%と等しいこ
ぼれ信号が発生する。アナログ積分/ダンプまたはボッ
クスカー・フィルタ70を使用すると、図3に示された
ように、たとえばおおよそ1%以下のこぼれ信号など、
より良い時間ドメイン応答が得られる。しかし、図8に
示されたように、曲線C、時間ドメインにおける改良
は、低い周波数応答という犠牲を払っている、図8に示
された曲線Cの有効なロールオフはカーブAおよびBに
より示されるアナログ・ローパス・フィルタにより成し
遂げられるものよりもかなり小さい。
ンプ(またはボックスカー)フィルタ70は、フィルタ
の代用をすることができる。また、すべての検出器から
供給された信号を処理するために必要なA/Dコンバー
タの数を減少させるために多重化装置が設けられる。図
2または図3に示されたアナログ信号時間多重化装置を
用いると、比較的大きなダイナミックレンジのための所
望の高い分解能を成し遂げるために必要な程度へそれぞ
れのグループを介して処理された信号につき頻繁に信号
変換は異なる。一般的に使用されたA/Dコンバータに
おける変異性は、非均一の読み取りを生じる。上述した
ように、ローパス・アナログフィルタ58は、適切な周
波数応答を提供するように設計することができるが、低
い時間ドメイン応答を示す。たとえば、図8で、260
Hzの遮断周波数で開始する−12dB/オクターブの
ロールオフを有するローパス・アナログ2−ポールフィ
ルタの周波数応答がAで示されており、一方、380H
zの遮断周波数で開始する−18dB/オクターブのロ
ールオフを有するローパス・アナログ3−ポールフィル
タの周波数応答はBで示されている。しかしながら、こ
れらのフィルタを使用することにより25%と等しいこ
ぼれ信号が発生する。アナログ積分/ダンプまたはボッ
クスカー・フィルタ70を使用すると、図3に示された
ように、たとえばおおよそ1%以下のこぼれ信号など、
より良い時間ドメイン応答が得られる。しかし、図8に
示されたように、曲線C、時間ドメインにおける改良
は、低い周波数応答という犠牲を払っている、図8に示
された曲線Cの有効なロールオフはカーブAおよびBに
より示されるアナログ・ローパス・フィルタにより成し
遂げられるものよりもかなり小さい。
【0023】リブナー等の特許に記述されたデルタ−シ
グマADコンバータ設計は、アナログ・ローパス・フィ
ルタおよびボックスカーフィルタを用いる、図2および
3に関連して記述されたタイプのDASに改良を加えた
ものである。デルタ−シグマADコンバータ設計の簡素
化したブロック図が図4においてブロック図の形式で示
されている。図示されたように、各検出器50のフォト
ダイオード54は、ヌルポイント・アナログ・フィルタ
58に接続され、その後、図2のシステムに用いられた
ものと等しい装置のアンチエイリアシング・ローパス・
アナログフィルタ58に接続されている。しかしなが
ら、フィルタ58の出力は、オーバーサンプリングと、
補間性デルタ−シグマ変調器82と、データ転送率デシ
メータ/デジタルフィルタ84とからなるデルタ−シグ
マA/Dコンバータ80に接続されている。したがっ
て、各チャネルは検出器50と、トランスインピーダン
ス・アンプ56と、フィルタ58と、変調器82と、デ
シメータ・フィルタ84とにより画定され、各チャネル
がそれ自身のA/Dコンバータを有するのでアナログ・
マルチプレクサの必要がなくなる。加えて、デルタ−シ
グマ変調器82は、ノイズ(量子化雑音により支配され
ている)のほとんどを高周波数へ押しやるよう設計さ
れ、その後データ転送率デシメータ/デジタルフィルタ
84により除去される。
グマADコンバータ設計は、アナログ・ローパス・フィ
ルタおよびボックスカーフィルタを用いる、図2および
3に関連して記述されたタイプのDASに改良を加えた
ものである。デルタ−シグマADコンバータ設計の簡素
化したブロック図が図4においてブロック図の形式で示
されている。図示されたように、各検出器50のフォト
ダイオード54は、ヌルポイント・アナログ・フィルタ
58に接続され、その後、図2のシステムに用いられた
ものと等しい装置のアンチエイリアシング・ローパス・
アナログフィルタ58に接続されている。しかしなが
ら、フィルタ58の出力は、オーバーサンプリングと、
補間性デルタ−シグマ変調器82と、データ転送率デシ
メータ/デジタルフィルタ84とからなるデルタ−シグ
マA/Dコンバータ80に接続されている。したがっ
て、各チャネルは検出器50と、トランスインピーダン
ス・アンプ56と、フィルタ58と、変調器82と、デ
シメータ・フィルタ84とにより画定され、各チャネル
がそれ自身のA/Dコンバータを有するのでアナログ・
マルチプレクサの必要がなくなる。加えて、デルタ−シ
グマ変調器82は、ノイズ(量子化雑音により支配され
ている)のほとんどを高周波数へ押しやるよう設計さ
れ、その後データ転送率デシメータ/デジタルフィルタ
84により除去される。
【0024】各チャネルは、記憶装置を有するインター
フェイスにデータの順序づけを提供するためのデジタル
データ・シーケンサー86に、また、図1に示されたバ
ックプロパゲーションコンピュータに接続されている。
この構成は、タイムシェアリング・デジタルデータ・シ
ーケンサー86を提供する一方、信号が2つの値のうち
どちらかひとつであるデジタル・ドメインにおけるタイ
ムシェアリングが、(全信号値の百万分の1に等しい)
アナログ信号の量子化シフトがエラーを導く場合には、
約百万分の1のダイナミックレンジ内で測定される信号
のタイムシェアリング送信を必要とするアナログ信号時
間多重化システムと比べてエラーを導くものでないこと
は明らかであろう。加えて、オーバサンプリング・デル
タ−シグマ変調器82とデータ転送率デシメータ/デジ
タルフィルタ84とからなるデルタ−シグマ・コンバー
タ80がそれぞれ、そのデルタ−シグマ変調器82の全
フィードバックループにおいて単一ビットの量子化器を
有し、ゆえに非常に線形の変換特性を有するので、図4
の装置は、図2および3に関連して説明された装置を改
良したものである。デルタ−シグマ変調器の全フィード
バックループにおいて同じ単一ビットの量子化を持つよ
うにそれらを設計することにより複数のデルタ−シグマ
A/Dコンバータの変換特性を容易に合わせることがで
きる。これにより、アナログ・ドメインにおいて時間多
重化する必要なく、フォトダイオード54とプリアンプ
56との組み合わせを有するそのようなコンバータを用
いることが実現される。
フェイスにデータの順序づけを提供するためのデジタル
データ・シーケンサー86に、また、図1に示されたバ
ックプロパゲーションコンピュータに接続されている。
この構成は、タイムシェアリング・デジタルデータ・シ
ーケンサー86を提供する一方、信号が2つの値のうち
どちらかひとつであるデジタル・ドメインにおけるタイ
ムシェアリングが、(全信号値の百万分の1に等しい)
アナログ信号の量子化シフトがエラーを導く場合には、
約百万分の1のダイナミックレンジ内で測定される信号
のタイムシェアリング送信を必要とするアナログ信号時
間多重化システムと比べてエラーを導くものでないこと
は明らかであろう。加えて、オーバサンプリング・デル
タ−シグマ変調器82とデータ転送率デシメータ/デジ
タルフィルタ84とからなるデルタ−シグマ・コンバー
タ80がそれぞれ、そのデルタ−シグマ変調器82の全
フィードバックループにおいて単一ビットの量子化器を
有し、ゆえに非常に線形の変換特性を有するので、図4
の装置は、図2および3に関連して説明された装置を改
良したものである。デルタ−シグマ変調器の全フィード
バックループにおいて同じ単一ビットの量子化を持つよ
うにそれらを設計することにより複数のデルタ−シグマ
A/Dコンバータの変換特性を容易に合わせることがで
きる。これにより、アナログ・ドメインにおいて時間多
重化する必要なく、フォトダイオード54とプリアンプ
56との組み合わせを有するそのようなコンバータを用
いることが実現される。
【0025】加えて、リブナー等の特許に記載されたよ
うに、2つの主要ファクターがデルタ−シグマA/Dコ
ンバータの分解能を決定する。ファクターのひとつは、
全体のサンプリングレートRであり、もう一方のファク
ターは、変調器の「オーダー」である。オーバーサンプ
リングレートRが、得れるサンプリング間隔の持続時間
がどれほど短いかにおいてハードウエアの限界が存在す
ることが示されるほど大きなものを必要としないため、
CTスキャナでは高いオーダーの変調器を使用すること
が好ましい。デルタ−シグマA/D変換から特定された
ビット分解能を得るために必要とされるサンプルの数を
減少することは、各投影ビューのデータを入手するため
に必要な時間を減らすこととなる。しかしながら、「オ
ーダー」は、デルタ−シグマ変調器により供給されるス
ペクトル整形の相対次数(relative degr
ee)を示す。高いオーダーの変調器では、特に、変調
器からの量子化雑音を抑制するために必要とされるデシ
メーション・フィルタにおいて、ハードウエアの複雑性
が増加してしまうが、より高い周波選択度が得れる。リ
ブナー等の特許に記載されたように、量子化雑音に対す
る周波数選択度を形成するためにデルタ−シグマ変調器
のデシメーション・フィルタでの使用に適したあるFI
Rデジタル・フィルタは、 (1)sinc(L+1) (ωT) の周波数応答を有する。上記式におけるLはデルタ−シ
グマ変調器のオーダーであり、ωはラジアン周波数であ
り、Tは変調器期間である。
うに、2つの主要ファクターがデルタ−シグマA/Dコ
ンバータの分解能を決定する。ファクターのひとつは、
全体のサンプリングレートRであり、もう一方のファク
ターは、変調器の「オーダー」である。オーバーサンプ
リングレートRが、得れるサンプリング間隔の持続時間
がどれほど短いかにおいてハードウエアの限界が存在す
ることが示されるほど大きなものを必要としないため、
CTスキャナでは高いオーダーの変調器を使用すること
が好ましい。デルタ−シグマA/D変換から特定された
ビット分解能を得るために必要とされるサンプルの数を
減少することは、各投影ビューのデータを入手するため
に必要な時間を減らすこととなる。しかしながら、「オ
ーダー」は、デルタ−シグマ変調器により供給されるス
ペクトル整形の相対次数(relative degr
ee)を示す。高いオーダーの変調器では、特に、変調
器からの量子化雑音を抑制するために必要とされるデシ
メーション・フィルタにおいて、ハードウエアの複雑性
が増加してしまうが、より高い周波選択度が得れる。リ
ブナー等の特許に記載されたように、量子化雑音に対す
る周波数選択度を形成するためにデルタ−シグマ変調器
のデシメーション・フィルタでの使用に適したあるFI
Rデジタル・フィルタは、 (1)sinc(L+1) (ωT) の周波数応答を有する。上記式におけるLはデルタ−シ
グマ変調器のオーダーであり、ωはラジアン周波数であ
り、Tは変調器期間である。
【0026】しかしながら、リブナー等の特許に記述さ
れた設計には欠点があることが提起された。まず、ヌル
ポイント・トランスインピーダンス・アンプ56および
アナログフィルタ58の使用は、ICフォームにおいて
完全に実行するためには設計が困難になる。コンバータ
80およびシーケンサーはICフォームにおいて実行さ
れうるが、プリアンプ56とフィルタ58とからなるフ
ロントエンドがそれらのコンポーネントの性質によって
実行できない。したがって、350と1000のチャネ
ルからなるDASは、プリアンプおよびフィルタを形成
するために350から1000のフロントエンド離散型
アナログ・コンポーネントを必要とする。これは、DA
Sにかなりの費用を追加することとなる。加えて、典型
的デルタ−シグマ変調器とデシメータおよびフィルタ
は、もとはオーディオ信号を処理するために設計された
ものであり、この場合DC安定度はほとんど関係なく、
信号のS/Nがオーディオ信号のダイナミックレンジを
通してほぼ同じままである。しかしながら、前述したよ
うに、DCドリフトがデータから生成された再現された
イメージに不正確さを生じさせてしまうCTスキャナに
おいては、DC安定度は、データ信号を処理するのに非
常に重要である。さらに、オーディオ信号のS/Nレー
トが信号のダイナミックレンジを通して同じままである
傾向がある一方、X線束のノイズレベルは、束のすべて
のレベルごとにほぼ一定でないが、その代わり存在する
光子の数の平方根におおよそ比例する。このようにし
て、回路の電子ノイズが実質的に比較的固定したレベル
にある場合、デジタル化の前に、情報送信チャネルそれ
ぞれに供給されたアナログ信号のS/Nレベルは、信号
が小さければ小さいほど悪くなる傾向にある。
れた設計には欠点があることが提起された。まず、ヌル
ポイント・トランスインピーダンス・アンプ56および
アナログフィルタ58の使用は、ICフォームにおいて
完全に実行するためには設計が困難になる。コンバータ
80およびシーケンサーはICフォームにおいて実行さ
れうるが、プリアンプ56とフィルタ58とからなるフ
ロントエンドがそれらのコンポーネントの性質によって
実行できない。したがって、350と1000のチャネ
ルからなるDASは、プリアンプおよびフィルタを形成
するために350から1000のフロントエンド離散型
アナログ・コンポーネントを必要とする。これは、DA
Sにかなりの費用を追加することとなる。加えて、典型
的デルタ−シグマ変調器とデシメータおよびフィルタ
は、もとはオーディオ信号を処理するために設計された
ものであり、この場合DC安定度はほとんど関係なく、
信号のS/Nがオーディオ信号のダイナミックレンジを
通してほぼ同じままである。しかしながら、前述したよ
うに、DCドリフトがデータから生成された再現された
イメージに不正確さを生じさせてしまうCTスキャナに
おいては、DC安定度は、データ信号を処理するのに非
常に重要である。さらに、オーディオ信号のS/Nレー
トが信号のダイナミックレンジを通して同じままである
傾向がある一方、X線束のノイズレベルは、束のすべて
のレベルごとにほぼ一定でないが、その代わり存在する
光子の数の平方根におおよそ比例する。このようにし
て、回路の電子ノイズが実質的に比較的固定したレベル
にある場合、デジタル化の前に、情報送信チャネルそれ
ぞれに供給されたアナログ信号のS/Nレベルは、信号
が小さければ小さいほど悪くなる傾向にある。
【0027】本発明によれば、優れたDC安定度有し、
周波数ドメインおよび時間ドメインの両方に改良された
性能を有し、DASの費用を削減するようにICフォー
ムで実現されるように適用された、特にCTスキャナの
DAS用のデルタ−シグマA/Dコンバータが得られ
る。図5に示されたように、ダイオード54の出力電流
は、デルタ−シグマA/Dコンバータ94のデルタ−シ
グマ変調器90をオーバーサンプリングして入力電流の
入力に直接加えられる。変調器の出力は、データ転送率
を有効な帯域幅内に減少するため、また高周波数のノイ
ズを取り除くためのデータ転送率デシメータ/デジタル
・フィルタ92に加えられる。のちにより明白とされる
ように、変調器90を入力電流装置とすることにより、
図4で符号56で示された入力トランスインピーダンス
・プレアンプの削除を許容する。加えて、変調器90の
ノイズ整形特性と、データ転送率デシメータ/デジタル
・フィルタ92を改良された結果を得るように設計する
ことにより、図4のアンチエイリアス・フィルタ58も
また削除できる。このようにして、上記では離散型コン
ポーネントとして必要であったコンポーネントが削除さ
れる。特に、図6を参照すると、電源100として表わ
された検出器からの入力電流は、変調器94の入力に直
接適加えられる。特に、電流は、入力積分アンプ102
のインバート入力に加えられる。入力積分アンプ102
は、設置された非インバート入力と、出力とインバート
入力との間のフィードバックパス内で接続されたインピ
ーダンス104とを有する。
周波数ドメインおよび時間ドメインの両方に改良された
性能を有し、DASの費用を削減するようにICフォー
ムで実現されるように適用された、特にCTスキャナの
DAS用のデルタ−シグマA/Dコンバータが得られ
る。図5に示されたように、ダイオード54の出力電流
は、デルタ−シグマA/Dコンバータ94のデルタ−シ
グマ変調器90をオーバーサンプリングして入力電流の
入力に直接加えられる。変調器の出力は、データ転送率
を有効な帯域幅内に減少するため、また高周波数のノイ
ズを取り除くためのデータ転送率デシメータ/デジタル
・フィルタ92に加えられる。のちにより明白とされる
ように、変調器90を入力電流装置とすることにより、
図4で符号56で示された入力トランスインピーダンス
・プレアンプの削除を許容する。加えて、変調器90の
ノイズ整形特性と、データ転送率デシメータ/デジタル
・フィルタ92を改良された結果を得るように設計する
ことにより、図4のアンチエイリアス・フィルタ58も
また削除できる。このようにして、上記では離散型コン
ポーネントとして必要であったコンポーネントが削除さ
れる。特に、図6を参照すると、電源100として表わ
された検出器からの入力電流は、変調器94の入力に直
接適加えられる。特に、電流は、入力積分アンプ102
のインバート入力に加えられる。入力積分アンプ102
は、設置された非インバート入力と、出力とインバート
入力との間のフィードバックパス内で接続されたインピ
ーダンス104とを有する。
【0028】インピーダンスは、そのキャパシタンス値
の関数としてインピーダンスと、切り替えられる位置の
周波数とを供給するスイッチング・キャパシタの形態が
好ましい。積分アンプ102の出力は、好ましくは図7
に関連して説明された複数の積分器からなり、伝達関数
H(z)を有するノイズ整形回路106に加えられる。
ノイズ整形回路106の出力は、f1 で示されたサンプ
リングレートでアナログ入力をデジタル化するA/Dコ
ンバータ108の入力に接続している。コンバータ10
8の出力は、デジタル/アナログ(D/A)コンバータ
110の形態で量子化器の入力に加えられ、デルタ−シ
グマ変調器に求められるように、量子化器は、その後、
積分アンプ102の非インバート入力に出力信号を加
え、よってフィードバックループを形成する。A/Dコ
ンバータ108の出力はまた、サンプルレートをf2 に
減少するデータ転送率デシメータ/デジタルフィルタ1
12の入力に加えられる。デジタルフィルタは、フィル
タのタップを設定するためのリードオンリー・メモリ
(ROM)114に蓄積された所定の係数を有する有限
インパルス応答(FIR)フィルタが望ましい。
の関数としてインピーダンスと、切り替えられる位置の
周波数とを供給するスイッチング・キャパシタの形態が
好ましい。積分アンプ102の出力は、好ましくは図7
に関連して説明された複数の積分器からなり、伝達関数
H(z)を有するノイズ整形回路106に加えられる。
ノイズ整形回路106の出力は、f1 で示されたサンプ
リングレートでアナログ入力をデジタル化するA/Dコ
ンバータ108の入力に接続している。コンバータ10
8の出力は、デジタル/アナログ(D/A)コンバータ
110の形態で量子化器の入力に加えられ、デルタ−シ
グマ変調器に求められるように、量子化器は、その後、
積分アンプ102の非インバート入力に出力信号を加
え、よってフィードバックループを形成する。A/Dコ
ンバータ108の出力はまた、サンプルレートをf2 に
減少するデータ転送率デシメータ/デジタルフィルタ1
12の入力に加えられる。デジタルフィルタは、フィル
タのタップを設定するためのリードオンリー・メモリ
(ROM)114に蓄積された所定の係数を有する有限
インパルス応答(FIR)フィルタが望ましい。
【0029】第3世代のCTスキャナにおいて、有効な
帯域幅は、一般的にDC(0Hz)とfINF との間であ
り、ここでfINF は、一般的に約100Hzから500
Hzの間である。好ましいサンプリングレートRは、1
28に設定され、このときナイキストレートは有効な最
も高い周波数の2倍(たとえば500Hz)に設定され
る。このようにして、f1 は好ましくは、約128kH
zに設定され、一方デシメーションレートは、A/Dコ
ンバータ108のデータ転送率出力を約1kKHz(f
2 )に減少するように設定される。なお、いくつかの第
四世代のCTスキャナの場合(ここではfINF は10k
Hzまで可能)のように、fINF が高いと、周波数は所
望の結果が得られるように調整できる。
帯域幅は、一般的にDC(0Hz)とfINF との間であ
り、ここでfINF は、一般的に約100Hzから500
Hzの間である。好ましいサンプリングレートRは、1
28に設定され、このときナイキストレートは有効な最
も高い周波数の2倍(たとえば500Hz)に設定され
る。このようにして、f1 は好ましくは、約128kH
zに設定され、一方デシメーションレートは、A/Dコ
ンバータ108のデータ転送率出力を約1kKHz(f
2 )に減少するように設定される。なお、いくつかの第
四世代のCTスキャナの場合(ここではfINF は10k
Hzまで可能)のように、fINF が高いと、周波数は所
望の結果が得られるように調整できる。
【0030】変調器94の具体的なインプリメンテーシ
ョンが、関連出願である1992年4月17日にCha
rles D. Thompsonの名義で出願された
米国出願番号第870,059号つまり1993年12
月28日に付与された米国特許第5,274,375号
(’375特許)に示され、記述されている。’375
特許に記述された具体的なインプリメンテーションは、
本発明から派生したものである。記述されまた図7に再
現されたように、入力電流信号は、加算点120の正入
力に供給され、加算点の出力は、第1の積分ステージ1
22の入力に加えられる。第1の積ステージ122は、
図6の積分アンプ102と匹敵する。積分ステージは、
好ましくは1のゲイン係数を有する。積分ステージ12
2の出力は、第2の加算点124の正入力に加えられ、
第2の加算点の出力は、第2の積分ステージ126に接
続される。この第2の積分ステージ126は、第3の積
分ステージ128の入力に加えられ、第3の積分ステー
ジは好ましくは0.2のゲイン係数を有する。第3の積
分ステージ128の出力は加算点130の入力に加えら
れる。
ョンが、関連出願である1992年4月17日にCha
rles D. Thompsonの名義で出願された
米国出願番号第870,059号つまり1993年12
月28日に付与された米国特許第5,274,375号
(’375特許)に示され、記述されている。’375
特許に記述された具体的なインプリメンテーションは、
本発明から派生したものである。記述されまた図7に再
現されたように、入力電流信号は、加算点120の正入
力に供給され、加算点の出力は、第1の積分ステージ1
22の入力に加えられる。第1の積ステージ122は、
図6の積分アンプ102と匹敵する。積分ステージは、
好ましくは1のゲイン係数を有する。積分ステージ12
2の出力は、第2の加算点124の正入力に加えられ、
第2の加算点の出力は、第2の積分ステージ126に接
続される。この第2の積分ステージ126は、第3の積
分ステージ128の入力に加えられ、第3の積分ステー
ジは好ましくは0.2のゲイン係数を有する。第3の積
分ステージ128の出力は加算点130の入力に加えら
れる。
【0031】加算点の出力は、好ましくは0.2につい
て設定された係数を有する第4の積分ステージ132の
入力に加えられる。符号136で示されたフィードバッ
クパスが、ステージ128の出力と加算点124との間
に設けられ、符号138で示される同様のフィードバッ
クパスが、ステージ134の出力と加算点130との間
に設けられる。示されたように、パス136のフィード
バック係数は、好ましくは0.0115に設定され、一
方パス138のフィードバック係数は、好ましくは0.
020に設定される。積分ステージ122、126、1
28、132、134のそれぞれの出力は、変調器のフ
ィードバックパスの一部を形成する加算接続140の正
入力に加えられる。積分ステージ122、126、12
8、132、134のそれぞれの出力は、142、14
4、146、148150で示された加算結合に加えら
れる前に、それぞれ0.95、0.45、0.60、
0.45、0.15の減衰係数で修正される。なお、示
されたように、ステージ126、128、132、13
4により得られた形状と、それらの相互接続と、加算接
続140への接続とにより、図6で符号106で参照さ
れたノイズ整形伝達関数H(z)が得られる。さらに、
5つのアンプが第5オーダー変調器に用いられている
が、他のオーダーが異なる分解能を提供するように設計
されうる。変調器のオーダーが大きければ大きいほど、
分解能が高くなるが、また複雑性も増す。十分な結果を
得るには、好ましい第5オーダー変調器とともに第2オ
ーダー変調器を少なくとも使用しなければならない。
て設定された係数を有する第4の積分ステージ132の
入力に加えられる。符号136で示されたフィードバッ
クパスが、ステージ128の出力と加算点124との間
に設けられ、符号138で示される同様のフィードバッ
クパスが、ステージ134の出力と加算点130との間
に設けられる。示されたように、パス136のフィード
バック係数は、好ましくは0.0115に設定され、一
方パス138のフィードバック係数は、好ましくは0.
020に設定される。積分ステージ122、126、1
28、132、134のそれぞれの出力は、変調器のフ
ィードバックパスの一部を形成する加算接続140の正
入力に加えられる。積分ステージ122、126、12
8、132、134のそれぞれの出力は、142、14
4、146、148150で示された加算結合に加えら
れる前に、それぞれ0.95、0.45、0.60、
0.45、0.15の減衰係数で修正される。なお、示
されたように、ステージ126、128、132、13
4により得られた形状と、それらの相互接続と、加算接
続140への接続とにより、図6で符号106で参照さ
れたノイズ整形伝達関数H(z)が得られる。さらに、
5つのアンプが第5オーダー変調器に用いられている
が、他のオーダーが異なる分解能を提供するように設計
されうる。変調器のオーダーが大きければ大きいほど、
分解能が高くなるが、また複雑性も増す。十分な結果を
得るには、好ましい第5オーダー変調器とともに第2オ
ーダー変調器を少なくとも使用しなければならない。
【0032】図7では、加算点140の出力は、2つの
比較器154および156からなるトリレベル量子化器
の入力に加えられる。比較器154および156の出力
は、フィルタ112(図6参照)と、3−レベルD/A
コンバータ(DAC)158に接続される。この3−レ
ベルD/Aコンバータは、第3の「なにもしない」レベ
ルに加えて、−1と+1の標準化されたDACフィード
バックレベルで作動される。デルタ−シグマ変調器に対
するアナログ・フルスケール・入力範囲は、その後、+
1から−1の間に標準化される。これらの標準化された
入力およびフィードバックレベルは、’375特許に記
述されたシミュレーションに使用されている。
比較器154および156からなるトリレベル量子化器
の入力に加えられる。比較器154および156の出力
は、フィルタ112(図6参照)と、3−レベルD/A
コンバータ(DAC)158に接続される。この3−レ
ベルD/Aコンバータは、第3の「なにもしない」レベ
ルに加えて、−1と+1の標準化されたDACフィード
バックレベルで作動される。デルタ−シグマ変調器に対
するアナログ・フルスケール・入力範囲は、その後、+
1から−1の間に標準化される。これらの標準化された
入力およびフィードバックレベルは、’375特許に記
述されたシミュレーションに使用されている。
【0033】図9を参照すると、相対ノイズ性能が縦軸
にプロットしてある状態の、正のフルスケールから負の
フルスケールまでの範囲の入力信号レベルの関数として
変調器94の電子ノイズがグラフで示されている。この
グラフは、比較器のための量子化器しきい値が電子ノイ
ズのために最適化された状態を示している。図示された
ように、電子ノイズは、入力信号と逆比例している。こ
の結果、フルスケールに比較された0.0入力時の電子
ノイズにおける4dB降下により、低い入力レベルにお
けるデータ信号の全S/Nレートは向上され、これは、
比較的少ない光子に関連した低いS/Nレートと低レベ
ルのX線におけるそれらの関連ノイズの補正の助けとな
り、前にも述べたように、現在の光子の数の平方根にほ
ぼ比例する。
にプロットしてある状態の、正のフルスケールから負の
フルスケールまでの範囲の入力信号レベルの関数として
変調器94の電子ノイズがグラフで示されている。この
グラフは、比較器のための量子化器しきい値が電子ノイ
ズのために最適化された状態を示している。図示された
ように、電子ノイズは、入力信号と逆比例している。こ
の結果、フルスケールに比較された0.0入力時の電子
ノイズにおける4dB降下により、低い入力レベルにお
けるデータ信号の全S/Nレートは向上され、これは、
比較的少ない光子に関連した低いS/Nレートと低レベ
ルのX線におけるそれらの関連ノイズの補正の助けとな
り、前にも述べたように、現在の光子の数の平方根にほ
ぼ比例する。
【0034】加えて、図6に示されたデルタ−シグマA
/Dコンバータのデータ転送率デシメータ/デジタルフ
ィルタ112は、改良したFIRを含むので、従来のリ
ブナー等の特許の設計に用いられたアンチエイリアス・
ローパス・フィルタとデジタルフィルタとにより成し遂
げられるものよりも優れたロールオルを成し遂げ、した
がって改良された周波数応答特性を有する。特に、標準
FIRフィルタが用いられ384のタップとともに設計
される。ROM114は、所望の周波数応答を得るよう
に予め決められた384の係数とともにプログラムされ
る。係数は、ここに添付されこの開示の一部を形成する
付表Aで確認される。FIRフィルタは、DCから有効
な最大情報周波数IINF 第三世代のCTスキャナでは1
00Hzから500Hzの範囲にわたることが可能)へ
の低い周波数において穏やかなロールオフを供給するよ
うに設計されるべきであり、これによりスキャナ・ビュ
ーレート(すなわちデルタ−シグマ出力サンプリングレ
ートf2 )においていくつかの実質的減衰(たとえば、
−20dB)と、ロールオフが−100dB/オクター
ブを超え、呼びマグニチュード応答の最大値が−126
dBである(この周波数を超えると、マグニチュード応
答は−126dB以下のままでなければならない。)と
ころのビューレート(2*fVR )の約2倍以下の連続し
て増加するロールオフレートとともに有効な帯域幅を含
む。しかしながら、優れた時間ドメイン性能(FIRフ
ィルタ係数により定義されたように、約4%の最大こぼ
れ信号)でも周波数応答における改良が得られる。
/Dコンバータのデータ転送率デシメータ/デジタルフ
ィルタ112は、改良したFIRを含むので、従来のリ
ブナー等の特許の設計に用いられたアンチエイリアス・
ローパス・フィルタとデジタルフィルタとにより成し遂
げられるものよりも優れたロールオルを成し遂げ、した
がって改良された周波数応答特性を有する。特に、標準
FIRフィルタが用いられ384のタップとともに設計
される。ROM114は、所望の周波数応答を得るよう
に予め決められた384の係数とともにプログラムされ
る。係数は、ここに添付されこの開示の一部を形成する
付表Aで確認される。FIRフィルタは、DCから有効
な最大情報周波数IINF 第三世代のCTスキャナでは1
00Hzから500Hzの範囲にわたることが可能)へ
の低い周波数において穏やかなロールオフを供給するよ
うに設計されるべきであり、これによりスキャナ・ビュ
ーレート(すなわちデルタ−シグマ出力サンプリングレ
ートf2 )においていくつかの実質的減衰(たとえば、
−20dB)と、ロールオフが−100dB/オクター
ブを超え、呼びマグニチュード応答の最大値が−126
dBである(この周波数を超えると、マグニチュード応
答は−126dB以下のままでなければならない。)と
ころのビューレート(2*fVR )の約2倍以下の連続し
て増加するロールオフレートとともに有効な帯域幅を含
む。しかしながら、優れた時間ドメイン性能(FIRフ
ィルタ係数により定義されたように、約4%の最大こぼ
れ信号)でも周波数応答における改良が得られる。
【0035】先に述べたデルタ−シグマA/Dコンバー
タは、このようにして前述の従来のコンバータを改良し
たものである。入力電流オーバーサンプルド・デルタ−
シグマA/DコンバータはCTスキャナの検出器より受
けた低レベルの入力電流に応答し、ICフォームにおい
て完全に実現できる。これによって、CTスキャナのD
ASの全体のコストを削減することができる。アナログ
信号マルチプレクシングの必要なしに、CTスキャナの
検出器の列から受けた複数の信号を処理するために、複
数のデルタ−シグマA/Dコンバータが用いられてもよ
い。本発明にしたがって設計されたデルタ−シグマA/
Dコンバータを用いるDASは、呼びこぼれ信号を有す
る改良された周波数応答を有する。CTスキャナ検出器
の出力電流のダイナミックレンジを通してデルタ−シグ
マA/Dコンバータの固有のノイズ整形は、光子検出器
に関連する低いS/Nを補正する。デルタ−シグマA/
Dコンバータは、CT−DAS適用のために最適化さ
れ、周波数ドメインおよび時間ドメインにおける優れた
特性を有する有限インパルス応答(FIR)フィルタ特
性とともに、固有のデジタルフィルタ伝達関数を備え
る。本発明のデルタ−シグマA/Dコンバータは、ゴー
ドンに付与された米国特許第4,547,893号に記
述されたフィルタ設計を改良したものである最良推測、
最適化、過渡応答フィルタを提供する。最後に、コント
ロールループ内に配されたチャネルそれぞれのフロント
エンドを有することにより、改良されたデルタ−シグマ
A/Dコンバータは、CTスキャナのDAS用の改良さ
れたDC安定度を提供する。
タは、このようにして前述の従来のコンバータを改良し
たものである。入力電流オーバーサンプルド・デルタ−
シグマA/DコンバータはCTスキャナの検出器より受
けた低レベルの入力電流に応答し、ICフォームにおい
て完全に実現できる。これによって、CTスキャナのD
ASの全体のコストを削減することができる。アナログ
信号マルチプレクシングの必要なしに、CTスキャナの
検出器の列から受けた複数の信号を処理するために、複
数のデルタ−シグマA/Dコンバータが用いられてもよ
い。本発明にしたがって設計されたデルタ−シグマA/
Dコンバータを用いるDASは、呼びこぼれ信号を有す
る改良された周波数応答を有する。CTスキャナ検出器
の出力電流のダイナミックレンジを通してデルタ−シグ
マA/Dコンバータの固有のノイズ整形は、光子検出器
に関連する低いS/Nを補正する。デルタ−シグマA/
Dコンバータは、CT−DAS適用のために最適化さ
れ、周波数ドメインおよび時間ドメインにおける優れた
特性を有する有限インパルス応答(FIR)フィルタ特
性とともに、固有のデジタルフィルタ伝達関数を備え
る。本発明のデルタ−シグマA/Dコンバータは、ゴー
ドンに付与された米国特許第4,547,893号に記
述されたフィルタ設計を改良したものである最良推測、
最適化、過渡応答フィルタを提供する。最後に、コント
ロールループ内に配されたチャネルそれぞれのフロント
エンドを有することにより、改良されたデルタ−シグマ
A/Dコンバータは、CTスキャナのDAS用の改良さ
れたDC安定度を提供する。
【0036】以上本発明の実施の形態を説明したが、ク
レームされた本発明の趣旨および範囲を逸脱することな
く当業者は他の変更や構成を見出だし得ることは明らか
である。したがって、上述の説明は、本願の請求の範囲
の記載を除いて本発明を限定するものではない。
レームされた本発明の趣旨および範囲を逸脱することな
く当業者は他の変更や構成を見出だし得ることは明らか
である。したがって、上述の説明は、本願の請求の範囲
の記載を除いて本発明を限定するものではない。
【図1】本発明を含むように設計される、第三世代タイ
プのコンピュータ・トモグラフィー(CT)スキャナの
部分的に概略図および部分的にブロック図の形式の説明
図である。
プのコンピュータ・トモグラフィー(CT)スキャナの
部分的に概略図および部分的にブロック図の形式の説明
図である。
【図2】時間多重化と、アンチエイリアス・ローパス・
アナログフィルタと、自動レンジング(または浮動小数
点アンプ)A/D変換技術を採用するタイプの従来のD
ASのひとつのチャネルのブロック図である。
アナログフィルタと、自動レンジング(または浮動小数
点アンプ)A/D変換技術を採用するタイプの従来のD
ASのひとつのチャネルのブロック図である。
【図3】時間多重化と、アナログ積分/ダンプ(または
ボックスカー)フィルタと、自動レンジング(または浮
動小数点アンプ)A/D変換技術を採用するタイプの従
来のDASのひとつのチャネルのブロック図である。
ボックスカー)フィルタと、自動レンジング(または浮
動小数点アンプ)A/D変換技術を採用するタイプの従
来のDASのひとつのチャネルのブロック図である。
【図4】リブナー等の特許に記述されたタイプの従来の
DASのひとつのチャネルのブロック図である。
DASのひとつのチャネルのブロック図である。
【図5】本発明に従って設計されたDASのひとつのチ
ャネルのブロック図である。
ャネルのブロック図である。
【図6】図5に示されたデルタ−シグマA/Dコンバー
タの好ましい実施例のブロック図である。
タの好ましい実施例のブロック図である。
【図7】図6に示されたデルタ−シグマ変調器の好まし
い実施のブロック図である。
い実施のブロック図である。
【図8】ローパス・アナログフィルタと、積分タイプフ
ィルタと、図6に示された本発明の好ましい実施例に用
いられたデジタルFIRフィルタのスペクトル応答との
比較をグラフで示した説明図である。
ィルタと、図6に示された本発明の好ましい実施例に用
いられたデジタルFIRフィルタのスペクトル応答との
比較をグラフで示した説明図である。
【図9】デルタ−シグマA/Dコンバータを採用する好
ましいDASのひとつのチャネルの電子ノイズの減少を
グラフで示した説明図である。
ましいDASのひとつのチャネルの電子ノイズの減少を
グラフで示した説明図である。
10 CTスキャナ10 16 回転軸 14 環状ディスク 12 ガントリー支持フレーム 20 被写体 24 X線発生源 26 検出器の列26 28 扇形ビーム
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ハンス ウィードン アメリカ合衆国.01970 マサチューセ ッツ,サレム,ダニエルズ ストリート コート 1エー (72)発明者 ルイス アール.ポウロ アメリカ合衆国.01810 マサチューセ ッツ,アンドーヴァー,ジョンソン ロ ード 23 (56)参考文献 特開 平3−209912(JP,A) 特開 平5−63578(JP,A) 特開 平2−68043(JP,A) 特表 平4−505725(JP,A) 米国特許5274375(US,A)
Claims (5)
- 【請求項1】 X線の発生源と、前記発生源から放射さ
れ検出器によって受けられたX線を検出するための検出
器の列と、前記検出器により生成された信号を処理する
ためのデータ取得システムとからなり、前記取得システ
ムは、複数のオーバサンプリング・デルタ−シグマA/
Dコンバータからなり、前記デルタ−シグマA/Dコン
バータはそれぞれ、前記アナログ入力信号の関数として
中間デジタル出力信号を供給するデルタ−シグマ変調器
と、 前記中間デジタル信号のデータ転送率をデシメートし、
また前記中間デジタル信号を濾波して、ビューレートf
VRにおけるデジタル出力信号を生成するフィルタリング
手段とからなるCTスキャナにおいて、 前記フィルタリング手段は、DCとfINF との間の有効
な周波数帯域内の穏やかなロールオフと、−100dB
/オクターブを超える2*fVR におけるロールオフとを
供給するフィルタを含み、該fVR は、少なくともfINF
の2倍であることを特徴とするCTスキャナ。 - 【請求項2】 前記CTスキャナは、第三世代の機械で
あり、fINF は、約100Hzから約500Hzの間で
あることを特徴とする請求項1のCTスキャナ。 - 【請求項3】 前記フィルタは、−20dBでfVRにお
いていくらかの減衰と、約−126dBで2*fVR にお
いて公称最大マグニチュード応答を供給することを特徴
とする請求項2のCTスキャナ。 - 【請求項4】 前記フィルタリング手段は、有限インパ
ルス応答フィルタであることを特徴とする請求項1のC
Tスキャナ。 - 【請求項5】 前記フィルタの最大こぼれ信号は、4%
かそれ以下であることを特徴とする請求項4のCTスキ
ャナ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US32627694A | 1994-10-20 | 1994-10-20 | |
US08/326276 | 1994-10-20 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH08279755A JPH08279755A (ja) | 1996-10-22 |
JP3157435B2 true JP3157435B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=23271541
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP27249895A Expired - Fee Related JP3157435B2 (ja) | 1994-10-20 | 1995-10-20 | デルタ−シグマアナログ−デジタル信号コンバータを使用したデータ収集システム |
Country Status (3)
Country | Link |
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US (2) | US6252531B1 (ja) |
JP (1) | JP3157435B2 (ja) |
DE (1) | DE19535615A1 (ja) |
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