JP3157364B2 - 信号絶縁回路 - Google Patents
信号絶縁回路Info
- Publication number
- JP3157364B2 JP3157364B2 JP22528193A JP22528193A JP3157364B2 JP 3157364 B2 JP3157364 B2 JP 3157364B2 JP 22528193 A JP22528193 A JP 22528193A JP 22528193 A JP22528193 A JP 22528193A JP 3157364 B2 JP3157364 B2 JP 3157364B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- pwm signal
- pulse width
- output
- pwm
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Arrangements For Transmission Of Measured Signals (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明はアナログ信号を絶縁し
て、精度良く伝達する信号絶縁回路に関する。
て、精度良く伝達する信号絶縁回路に関する。
【0002】
【従来の技術】アナログ信号を一旦パルス幅変調して絶
縁した後パルス幅復調して元のアナログ信号を絶縁して
出力する回路が知られている。この種の従来の回路構成
を図5(a)に示す。
縁した後パルス幅復調して元のアナログ信号を絶縁して
出力する回路が知られている。この種の従来の回路構成
を図5(a)に示す。
【0003】図5(a)において、アナログ信号Vinは
三角波発生器2の出力v2 とコンパレータ1で比較さ
れ、図5(b)に示すようにパルス幅変調されたPWM
信号v1 となる。このPWM信号v1 によりフォトカプ
ラの発光ダイオード3aに抵抗4を介して電流が流れフ
ォトカプラの受光部3bから絶縁されPWM信号が出力
される。
三角波発生器2の出力v2 とコンパレータ1で比較さ
れ、図5(b)に示すようにパルス幅変調されたPWM
信号v1 となる。このPWM信号v1 によりフォトカプ
ラの発光ダイオード3aに抵抗4を介して電流が流れフ
ォトカプラの受光部3bから絶縁されPWM信号が出力
される。
【0004】復調部5はこのPWM信号に応じて2レベ
ルの電圧を発生させるスイッチを駆動し、v1 と同様の
PWM信号v5 を出力する。この出力v5 はローパスフ
ィルタ6により平均化され図5(b)に示すように入力
信号Vinに比例したアナログ出力Vout を出力する。
ルの電圧を発生させるスイッチを駆動し、v1 と同様の
PWM信号v5 を出力する。この出力v5 はローパスフ
ィルタ6により平均化され図5(b)に示すように入力
信号Vinに比例したアナログ出力Vout を出力する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上記従来構成の信号絶
縁回路は、三角波発生器2のゼロ点ドリフトやコンパレ
ータ1のスレッショルド電圧ドリフトのため図5(c)
の特性aに示すようにVinとVout の低電圧領域での精
度が悪い。
縁回路は、三角波発生器2のゼロ点ドリフトやコンパレ
ータ1のスレッショルド電圧ドリフトのため図5(c)
の特性aに示すようにVinとVout の低電圧領域での精
度が悪い。
【0006】また、温度変化やフォトカプラの劣化によ
りフォトカプラの伝達遅れが発生し入出力特性が特性a
とbの間で変化し、高精度が得られず1%程度が限界で
ある。また、調整に時間を要するなどの問題がある。
りフォトカプラの伝達遅れが発生し入出力特性が特性a
とbの間で変化し、高精度が得られず1%程度が限界で
ある。また、調整に時間を要するなどの問題がある。
【0007】また、最近はA/Dコンバータでディジタ
ル化する場合が多く、A/Dコンバータの基準電圧変動
分がさらに加算されるなどの不具合があった。また、三
角波v2 の非直線性から図5(c)の特性cのように入
出力特性の直線性が悪化する不具合があった。
ル化する場合が多く、A/Dコンバータの基準電圧変動
分がさらに加算されるなどの不具合があった。また、三
角波v2 の非直線性から図5(c)の特性cのように入
出力特性の直線性が悪化する不具合があった。
【0008】また、PWM信号をパルス幅復調する際に
波高値の変動により精度が変化する等の問題がある。本
発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、直線性と精度が良く、温度変化や長期
間使用による特性変化などに起因する精度低下を防止す
る信号絶縁回路を得ることにある。
波高値の変動により精度が変化する等の問題がある。本
発明は、上記の問題に鑑みてなされたもので、その目的
とするところは、直線性と精度が良く、温度変化や長期
間使用による特性変化などに起因する精度低下を防止す
る信号絶縁回路を得ることにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、入力信号とフィードバック信号を比較増
幅する増幅器と、前記増幅器の出力信号をパルス幅変調
したPWM信号を出力するパルス幅変調手段と、前記P
WM信号の波高値を一定化してパルス幅復調し前記フィ
ードバック信号として出力する第1の復調手段と、前記
PWM信号を絶縁し第2のPWM信号として出力する絶
縁手段と、前記第2のPWM信号の波高値を一定化して
パルス幅復調する第2の復調手段を設ける。
め、本発明は、入力信号とフィードバック信号を比較増
幅する増幅器と、前記増幅器の出力信号をパルス幅変調
したPWM信号を出力するパルス幅変調手段と、前記P
WM信号の波高値を一定化してパルス幅復調し前記フィ
ードバック信号として出力する第1の復調手段と、前記
PWM信号を絶縁し第2のPWM信号として出力する絶
縁手段と、前記第2のPWM信号の波高値を一定化して
パルス幅復調する第2の復調手段を設ける。
【0010】
【0011】また、前記第2の復調手段には一定電圧の
制御電源を有し、この一定電圧と第2のPWM信号を基
に前記第2のPWM信号の波高値を一定化してパルス幅
復調したアナログ信号を出力する第2の復調手段と、前
記第2の制御電源の一定電圧を基準電圧として前記アナ
ログ信号をディジタル信号に変換するA/D変換手段を
設ける。
制御電源を有し、この一定電圧と第2のPWM信号を基
に前記第2のPWM信号の波高値を一定化してパルス幅
復調したアナログ信号を出力する第2の復調手段と、前
記第2の制御電源の一定電圧を基準電圧として前記アナ
ログ信号をディジタル信号に変換するA/D変換手段を
設ける。
【0012】
【作用】上記構成において、第1の復調手段によりパル
ス幅復調された信号が入力信号と比較され等しくなるよ
うにパルス幅変調手段を含めてフィードバックループで
制御が行なわれる。これにより三角波発生器のゼロ点ド
リフトや温度変化によるフォトカプラの特性の変化、三
角波の非直線等による誤差がすべて自動的に補正され高
精度で安定したパルス幅変調のPWM信号が得られる。
このPWM信号が絶縁手段を介して第2の復調手段に入
力され波高値を一定化してパルス幅変調することにより
高性能の信号絶縁回路が得られる。
ス幅復調された信号が入力信号と比較され等しくなるよ
うにパルス幅変調手段を含めてフィードバックループで
制御が行なわれる。これにより三角波発生器のゼロ点ド
リフトや温度変化によるフォトカプラの特性の変化、三
角波の非直線等による誤差がすべて自動的に補正され高
精度で安定したパルス幅変調のPWM信号が得られる。
このPWM信号が絶縁手段を介して第2の復調手段に入
力され波高値を一定化してパルス幅変調することにより
高性能の信号絶縁回路が得られる。
【0013】また、前記第2の復調手段に有する一定電
圧を基準電圧としてパルス幅復調されたアナログ信号を
ディジタル信号に変換するA/D変換手段を設けること
により高精度のA/D変換機能を備えた合理的な信号絶
縁回路が得られる。
圧を基準電圧としてパルス幅復調されたアナログ信号を
ディジタル信号に変換するA/D変換手段を設けること
により高精度のA/D変換機能を備えた合理的な信号絶
縁回路が得られる。
【0014】
【実施例】本発明の実施例を図1に示す。図1におい
て、演算増幅器7は入力信号Vinとフィードバック信号
v10を比較増幅するもので入力信号Vinは非反転入力
へ、フィードバック信号v10は抵抗11を介して反転入力
へ接続し、反転入力と出力間にコンデンサ8を接続して
積分増幅器を構成する。三角波発生器2はパルス幅変調
のための三角波v2 を発生する。
て、演算増幅器7は入力信号Vinとフィードバック信号
v10を比較増幅するもので入力信号Vinは非反転入力
へ、フィードバック信号v10は抵抗11を介して反転入力
へ接続し、反転入力と出力間にコンデンサ8を接続して
積分増幅器を構成する。三角波発生器2はパルス幅変調
のための三角波v2 を発生する。
【0015】コンパレータ1は、増幅器7の出力v7 と
三角波v2 を比較しパルス幅変調したPWM信号v1 を
出力する。発光ダイオード3a,13aと光電変換部3
b,13bはフォトカプラを構成しPWM信号v1 を絶縁
して出力するもので、発光ダイオード3a,13aと抵抗
4は直列に接続し、コンパレータ1の出力に接続する。
制御電源9と14は定電圧化された一定電圧を保つものと
する。
三角波v2 を比較しパルス幅変調したPWM信号v1 を
出力する。発光ダイオード3a,13aと光電変換部3
b,13bはフォトカプラを構成しPWM信号v1 を絶縁
して出力するもので、発光ダイオード3a,13aと抵抗
4は直列に接続し、コンパレータ1の出力に接続する。
制御電源9と14は定電圧化された一定電圧を保つものと
する。
【0016】ロジック回路10はC2 MOSで構成され制
御電源9の一定電圧の供給を受け光電変換部13bから得
られるPWM信号により波高値を一定化したPWM信号
v10を出力する。
御電源9の一定電圧の供給を受け光電変換部13bから得
られるPWM信号により波高値を一定化したPWM信号
v10を出力する。
【0017】ロジック回路15はC2 MOSで構成され制
御電源14の一定電圧の供給を受け光電変換部3bから得
られるPWM信号v3 により波高値を一定化したPWM
信号v15を出力する。
御電源14の一定電圧の供給を受け光電変換部3bから得
られるPWM信号v3 により波高値を一定化したPWM
信号v15を出力する。
【0018】ローパスフィルタ6は抵抗6aとコンデン
サ6bで成るローパスフィルタ回路と演算増幅器6cで
構成する。A/D変換器16は制御電源14の一定電圧を基
準電圧としローパスフィルタ6の出力であるアナログ信
号Vout をディジタル信号に変換して出力するものであ
る。
サ6bで成るローパスフィルタ回路と演算増幅器6cで
構成する。A/D変換器16は制御電源14の一定電圧を基
準電圧としローパスフィルタ6の出力であるアナログ信
号Vout をディジタル信号に変換して出力するものであ
る。
【0019】上記構成において、入力信号Vinが入力さ
れ増幅器7の非反転入力と反転入力との間に差電圧が生
じると増幅器7の出力v7 はコンデンサ8と抵抗11で決
まる積分定数の傾斜で上昇を開始する。
れ増幅器7の非反転入力と反転入力との間に差電圧が生
じると増幅器7の出力v7 はコンデンサ8と抵抗11で決
まる積分定数の傾斜で上昇を開始する。
【0020】この信号v7 はコンパレータ1で三角波v
2 と比較され信号v7 の大きさに比例したパルス幅のP
WM信号v1 に変換される。このPWM信号v1 は発光
ダイオード3aと13aに電流を流し、光電変換部13bか
ら信号v1 とほぼ相似な波形の信号v13が出力される。
この信号v13はロジック回路10により波高値を一定化し
たPWM信号v10として出力される。このPWM信号v
10は抵抗11を介して増幅器7の反転入力へフィードバッ
クされ、抵抗11とコンデンサ8の時定数で平均化した値
と入力信Vinが比較増幅される。C2 MOSは軽負荷で
は1レベルで電源電圧を出力し0レベルでゼロ電圧を出
力することができるので、温度変化に対して極めて安定
している。
2 と比較され信号v7 の大きさに比例したパルス幅のP
WM信号v1 に変換される。このPWM信号v1 は発光
ダイオード3aと13aに電流を流し、光電変換部13bか
ら信号v1 とほぼ相似な波形の信号v13が出力される。
この信号v13はロジック回路10により波高値を一定化し
たPWM信号v10として出力される。このPWM信号v
10は抵抗11を介して増幅器7の反転入力へフィードバッ
クされ、抵抗11とコンデンサ8の時定数で平均化した値
と入力信Vinが比較増幅される。C2 MOSは軽負荷で
は1レベルで電源電圧を出力し0レベルでゼロ電圧を出
力することができるので、温度変化に対して極めて安定
している。
【0021】コンデンサ8は、PWM信号v10のフィル
タ効果(平均化)とフィードバックループの安定化を兼
ねている。PWM信号v10がフィードバックされると増
幅器7の出力v7 の上昇率は低下し入力信号VinとPW
M信号v10の平均値が等しくなると、出力v7 は上昇を
停止して安定し、入力信号Vinの大きさに比例したパル
ス幅のPWM信号v1 を安定して出力する。
タ効果(平均化)とフィードバックループの安定化を兼
ねている。PWM信号v10がフィードバックされると増
幅器7の出力v7 の上昇率は低下し入力信号VinとPW
M信号v10の平均値が等しくなると、出力v7 は上昇を
停止して安定し、入力信号Vinの大きさに比例したパル
ス幅のPWM信号v1 を安定して出力する。
【0022】一方、光電変換部3bから出力される信号
v3 は光電変換部13bから出力信号v13にほぼ等しく、
ロジック回路15の出力信号v15はロジック回路10の出力
信号v10と相似となり、このPWM信号v15をローパス
フィルタ6を介して平均化し出力信号Vout が得られ
る。従って、出力信号Vout はPWM信号v10の平均値
とほぼ一致し、入力信号Vinに比例する。
v3 は光電変換部13bから出力信号v13にほぼ等しく、
ロジック回路15の出力信号v15はロジック回路10の出力
信号v10と相似となり、このPWM信号v15をローパス
フィルタ6を介して平均化し出力信号Vout が得られ
る。従って、出力信号Vout はPWM信号v10の平均値
とほぼ一致し、入力信号Vinに比例する。
【0023】A/Dコンバータ16は一定化された制御電
源14を基準電圧としてアナログの出力信号Vout をディ
ジタル信号に変換する。PWM信号v1 のフィードバッ
ク回路にフォトカプラ3a,3bと同一形式(同一ロッ
ト)のフォトカプラ13a,13bを使用することにより温
度変化によるフォトカプラの動作速度の変化による変動
分の大半は相殺され、高周波で駆動してもPWM信号v
10とv15の相似性が保たれるので誤差が少なくなる。
源14を基準電圧としてアナログの出力信号Vout をディ
ジタル信号に変換する。PWM信号v1 のフィードバッ
ク回路にフォトカプラ3a,3bと同一形式(同一ロッ
ト)のフォトカプラ13a,13bを使用することにより温
度変化によるフォトカプラの動作速度の変化による変動
分の大半は相殺され、高周波で駆動してもPWM信号v
10とv15の相似性が保たれるので誤差が少なくなる。
【0024】図2は時刻t0 で入力信号Vinがステップ
状に加えられた場合の出力信号Vout の応答を示すタイ
ムチャートである。図2に示す応答時間Tはパルス幅変
調のための三角波の変調周波数とPWM信号を平均化す
るフィルターの時定数で決定され、応答時間Tの間にP
WM信号が5〜10パルス以上入るように変調周波数を選
定することが重要である。例えば、応答時間Tを1msと
すると変調周波数は5〜10KHz に設定しフィルターの時
定数は 0.3ms程度に設定する。
状に加えられた場合の出力信号Vout の応答を示すタイ
ムチャートである。図2に示す応答時間Tはパルス幅変
調のための三角波の変調周波数とPWM信号を平均化す
るフィルターの時定数で決定され、応答時間Tの間にP
WM信号が5〜10パルス以上入るように変調周波数を選
定することが重要である。例えば、応答時間Tを1msと
すると変調周波数は5〜10KHz に設定しフィルターの時
定数は 0.3ms程度に設定する。
【0025】本実施例によれば、PWM信号をフォトカ
プラを介してフィードバックし積分制御しているので、
入力信号Vinと出力信号Vout の比例関係は極めて良好
となり、無調整で直線性の良い高精度の信号絶縁回路が
得られる。
プラを介してフィードバックし積分制御しているので、
入力信号Vinと出力信号Vout の比例関係は極めて良好
となり、無調整で直線性の良い高精度の信号絶縁回路が
得られる。
【0026】また、フィードバックループと信号絶縁ル
ープに同形式のフォトカプラを使用することにより温度
変化に対するフォトカプラの応答特性の変化が相殺され
温度変化に対しても高精度を保つことができる。
ープに同形式のフォトカプラを使用することにより温度
変化に対するフォトカプラの応答特性の変化が相殺され
温度変化に対しても高精度を保つことができる。
【0027】また、A/Dコンバータ16の基準電圧とし
てパルス幅復調の一定電圧を用いるようにしているので
一定電圧が変化した場合でも自動的に補償されたディジ
タル信号が得られ極めて精度の良いパルス幅復調が行な
われる。
てパルス幅復調の一定電圧を用いるようにしているので
一定電圧が変化した場合でも自動的に補償されたディジ
タル信号が得られ極めて精度の良いパルス幅復調が行な
われる。
【0028】本発明は図3に示すように一部の回路を変
形して実施することができる。図3に示す実施例ではP
WM信号をフィードバックするループのフォトカプラ13
a,13bを省略してPWM信号を直接C2 MOSロジッ
ク10に入力するようにしたものである。この場合、フォ
トカプラの応答遅れを相殺するものがなくなるが、フォ
トカプラの動作遅れが無視できる程度に変調周波数を低
く選定することにより応答は低下するが精度は確保する
ことができる。
形して実施することができる。図3に示す実施例ではP
WM信号をフィードバックするループのフォトカプラ13
a,13bを省略してPWM信号を直接C2 MOSロジッ
ク10に入力するようにしたものである。この場合、フォ
トカプラの応答遅れを相殺するものがなくなるが、フォ
トカプラの動作遅れが無視できる程度に変調周波数を低
く選定することにより応答は低下するが精度は確保する
ことができる。
【0029】現在フォトカプラの超高速タイプは 20MHz
程度まで応答するので三角波の変調周波数を20KHz 程度
にすることによりフォトカプラの動作遅れは無視するこ
とができ、 0.1%の高精度が得られる。
程度まで応答するので三角波の変調周波数を20KHz 程度
にすることによりフォトカプラの動作遅れは無視するこ
とができ、 0.1%の高精度が得られる。
【0030】また図4に示すようにC2 MOSロジック
10の代りとして信号反転回路22と抵抗23を介してPWM
信号v1 によりトランジスタ24をオン、オフさせ定電圧
の制御電源9から抵抗21を介して短絡する回路で波高値
一定のPWM信号を得る構成にしてもよい。
10の代りとして信号反転回路22と抵抗23を介してPWM
信号v1 によりトランジスタ24をオン、オフさせ定電圧
の制御電源9から抵抗21を介して短絡する回路で波高値
一定のPWM信号を得る構成にしてもよい。
【0031】
【発明の効果】本発明によれば、入力信号とPWM信号
の平均値を比較しフィードバックループを構成するの
で、無調整で極めて直線性と精度が良く長期間に亘り精
度が安定し、高信頼性の信号絶縁回路を提供することが
できる。また、A/Dコンバータの基準電圧としてパル
ス幅復調の一定電圧を用いるようにしているので一定電
圧が変化した場合でも自動的に補償されたディジタル信
号が得られ極めて精度の良いパルス幅復調が行なうこと
ができる。
の平均値を比較しフィードバックループを構成するの
で、無調整で極めて直線性と精度が良く長期間に亘り精
度が安定し、高信頼性の信号絶縁回路を提供することが
できる。また、A/Dコンバータの基準電圧としてパル
ス幅復調の一定電圧を用いるようにしているので一定電
圧が変化した場合でも自動的に補償されたディジタル信
号が得られ極めて精度の良いパルス幅復調が行なうこと
ができる。
【図1】本発明の一実施例の構成図。
【図2】上記実施例の動作を説明するためのタイムチャ
ート。
ート。
【図3】本発明の他の実施例の要部構成図。
【図4】本発明の他の実施例の要部構成図。
【図5】従来の信号絶縁回路を示す図で、(a)は構成
図、(b)は動作説明のタイムチャート、(c)は特性
図。
図、(b)は動作説明のタイムチャート、(c)は特性
図。
1…コンパレータ、2…三角波発生器、3a,3b…フ
ォトカプラ、6…ローパスフィルタ、7…演算増幅器、
8…コンデンサ、9,14…制御電源、10,15…C2 MO
Sロジック回路、11…抵抗、16…A/Dコンバータ。
ォトカプラ、6…ローパスフィルタ、7…演算増幅器、
8…コンデンサ、9,14…制御電源、10,15…C2 MO
Sロジック回路、11…抵抗、16…A/Dコンバータ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 秦 嘉孝 東京都府中市東芝町1番地 株式会社東 芝 府中工場内 (56)参考文献 特開 平1−280900(JP,A) 特開 昭62−20000(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G08C 19/00
Claims (1)
- 【請求項1】 入力信号とフィードバック信号を比較増
幅する増幅器と、前記増幅器の出力信号をパルス幅変調
したPWM信号を出力するパルス幅変調手段と、一定電
圧の第1の制御電源を有しこの一定電圧と前記PWM信
号とを基に前記PWM信号の波高値を一定化してパルス
幅復調し前記フィードバック信号として出力する第1の
復調手段と、前記PWM信号を絶縁し第2のPWM信号
として出力する絶縁手段と、一定電圧の第2の制御電源
を有しこの一定電圧と前記第2のPWM信号とを基に前
記第2のPWM信号の波高値を一定化してパルス幅復調
したアナログ信号を出力する第2の復調手段と、前記第
2の制御電源の一定電圧を基準電圧として前記アナログ
信号をディジタル信号に変換するA/D変換手段を設け
たことを特徴とする信号絶縁回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22528193A JP3157364B2 (ja) | 1993-09-10 | 1993-09-10 | 信号絶縁回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22528193A JP3157364B2 (ja) | 1993-09-10 | 1993-09-10 | 信号絶縁回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0785390A JPH0785390A (ja) | 1995-03-31 |
JP3157364B2 true JP3157364B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=16826882
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22528193A Expired - Fee Related JP3157364B2 (ja) | 1993-09-10 | 1993-09-10 | 信号絶縁回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3157364B2 (ja) |
-
1993
- 1993-09-10 JP JP22528193A patent/JP3157364B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0785390A (ja) | 1995-03-31 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US4385387A (en) | Preconduction current control of laser diodes | |
US4081670A (en) | Automatic bias control circuit for injection lasers | |
JPS62145938A (ja) | 受光器 | |
JPH084167B2 (ja) | レ−ザ駆動装置 | |
JPH0451721A (ja) | 温度補償型レベル検出器 | |
JP2567835B2 (ja) | 光ー電気信号変換器 | |
JP3157364B2 (ja) | 信号絶縁回路 | |
JPS623625B2 (ja) | ||
JPH0315859B2 (ja) | ||
JP2508352B2 (ja) | 増幅器 | |
JP2536412B2 (ja) | 光agc回路 | |
JP2011171812A (ja) | 光受信器 | |
JPH0946151A (ja) | 電流帰還バイアス増幅回路 | |
JPH05129706A (ja) | 半導体レーザ駆動制御回路 | |
JP3024246B2 (ja) | 変調度安定化回路 | |
JPH04265004A (ja) | Apdバイアス電圧制御回路 | |
JPH0222873A (ja) | アバランシエホトダイオードのバイアス回路の温度補償回路 | |
JPS5995711A (ja) | アバランシエフオトダイオ−ドの駆動回路 | |
JPH0644197Y2 (ja) | 光受信器 | |
JPH09246878A (ja) | 電流電圧変換増幅回路 | |
JPH0211014A (ja) | 受光回路及び光結合回路 | |
JPH0345940B2 (ja) | ||
JP2840274B2 (ja) | 半導体レーザ制御装置 | |
JPS596018Y2 (ja) | 光通信装置用受光回路 | |
JPS6373743A (ja) | デジタル光リンク受光回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |