JP3157282B2 - 受信機 - Google Patents
受信機Info
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- JP3157282B2 JP3157282B2 JP16394192A JP16394192A JP3157282B2 JP 3157282 B2 JP3157282 B2 JP 3157282B2 JP 16394192 A JP16394192 A JP 16394192A JP 16394192 A JP16394192 A JP 16394192A JP 3157282 B2 JP3157282 B2 JP 3157282B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- amplitude fluctuation
- bandwidth
- filter
- fluctuation period
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、受信信号の状況に応じ
て、最適な設定状態に中間周波信号または低周波信号の
帯域幅が自動的に制御されるようにした受信機に関する
ものである。
て、最適な設定状態に中間周波信号または低周波信号の
帯域幅が自動的に制御されるようにした受信機に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】受信信号の状況に応じて、受信機に組み
込まれた複数個のＩＦ帯フィルタのいずれか１つを切り
換え選択する技術が、特開平３−１８７６２３号公報に
示されている。この技術を簡単に説明すれば、受信機の
同調周波数をユーザーによる目的受信周波数の上下所定
範囲にシフトさせ、シフトさせて得られる受信信号のレ
ベルから目的受信周波数の近傍にある他局の送信周波数
の信号の存在の有無を判別し、他局の送信周波数の信号
が存在すれば狭帯域のＩＦ帯フィルタを選択し、存在し
なければ広帯域のＩＦ帯フィルタを選択するものであ
る。
込まれた複数個のＩＦ帯フィルタのいずれか１つを切り
換え選択する技術が、特開平３−１８７６２３号公報に
示されている。この技術を簡単に説明すれば、受信機の
同調周波数をユーザーによる目的受信周波数の上下所定
範囲にシフトさせ、シフトさせて得られる受信信号のレ
ベルから目的受信周波数の近傍にある他局の送信周波数
の信号の存在の有無を判別し、他局の送信周波数の信号
が存在すれば狭帯域のＩＦ帯フィルタを選択し、存在し
なければ広帯域のＩＦ帯フィルタを選択するものであ
る。
【０００３】この技術にあっては、従来ユーザーが受信
機より再生される音声を聴取して、ユーザーの判断に基
づいた手動によるＩＦ帯フィルタの切り換え選択を、自
動化した点で優れたものである。そして、自動化するこ
とで、相互変調による歪を除去することができる。
機より再生される音声を聴取して、ユーザーの判断に基
づいた手動によるＩＦ帯フィルタの切り換え選択を、自
動化した点で優れたものである。そして、自動化するこ
とで、相互変調による歪を除去することができる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記従来技
術にあっては、受信信号の状況に応じて再生される音声
の明瞭度の向上が図られ、または再生される音声の音質
の向上が図られるが、受信機の同調周波数を目的受信周
波数からシフトさせる動作を必要とする。
術にあっては、受信信号の状況に応じて再生される音声
の明瞭度の向上が図られ、または再生される音声の音質
の向上が図られるが、受信機の同調周波数を目的受信周
波数からシフトさせる動作を必要とする。
【０００５】本発明者は、目的受信周波数のみの受信信
号であれば、音声の振幅の増減の周期が、例えば０．１
Ｈｚ、０．２Ｈｚ、０．３Ｈｚ等で、ほぼ一定となるこ
とに着目し、受信信号の振幅変動周期から受信状況を判
別できることに想到した。そして、受信信号の振幅変動
周期から受信状況を判別するならば、上述の従来技術の
ごとく、受信機の同調周波数をシフトさせる動作が不要
となる。
号であれば、音声の振幅の増減の周期が、例えば０．１
Ｈｚ、０．２Ｈｚ、０．３Ｈｚ等で、ほぼ一定となるこ
とに着目し、受信信号の振幅変動周期から受信状況を判
別できることに想到した。そして、受信信号の振幅変動
周期から受信状況を判別するならば、上述の従来技術の
ごとく、受信機の同調周波数をシフトさせる動作が不要
となる。
【０００６】本発明は、かかる事情から発明されたもの
で、受信信号の振幅変動周期から受信状況を判別し、こ
の受信状況に応じて中間周波信号または低周波信号の帯
域幅を制御するようにした受信機を提供することを目的
とする。
で、受信信号の振幅変動周期から受信状況を判別し、こ
の受信状況に応じて中間周波信号または低周波信号の帯
域幅を制御するようにした受信機を提供することを目的
とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】かかる目的を達成するた
めに、本発明の受信機では、アンテナで受信された受信
信号を帯域幅可変フィルタを介して復調回路で復調信号
とし、この復調信号の振幅変動周期を周期検出回路で検
出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段により前
記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御するように構成さ
れている。
めに、本発明の受信機では、アンテナで受信された受信
信号を帯域幅可変フィルタを介して復調回路で復調信号
とし、この復調信号の振幅変動周期を周期検出回路で検
出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段により前
記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御するように構成さ
れている。
【０００８】そして、本発明の受信機を、アンテナで受
信された受信信号をノイズブランカと帯域幅可変フィル
タを介して復調回路で復調信号とし、前記ノイズブラン
カのノイズ検波信号の振幅変動周期を周期検出回路で検
出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段により前
記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御するように構成し
ても良い。
信された受信信号をノイズブランカと帯域幅可変フィル
タを介して復調回路で復調信号とし、前記ノイズブラン
カのノイズ検波信号の振幅変動周期を周期検出回路で検
出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段により前
記帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御するように構成し
ても良い。
【０００９】また、本発明の受信機を、アンテナで受信
された受信信号を広帯域のフィルタを介して復調回路で
復調信号とし、この復調信号をトーン調整フィルタを介
して拡声し、前記復調信号の振幅変動周期を周期検出回
路で検出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段に
より前記トーン調整フィルタの帯域幅を制御するように
構成することもできる。
された受信信号を広帯域のフィルタを介して復調回路で
復調信号とし、この復調信号をトーン調整フィルタを介
して拡声し、前記復調信号の振幅変動周期を周期検出回
路で検出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段に
より前記トーン調整フィルタの帯域幅を制御するように
構成することもできる。
【００１０】さらに、本発明の受信機を、アンテナで受
信された受信信号をノイズブランカを介して復調回路で
復調信号とし、この復調信号をトーン調整フィルタを介
して拡声し、前記ノイズブランカのノイズ検波信号の振
幅変動周期を周期検出回路で検出し、この振幅変動周期
に応じて中央演算手段により前記トーン調整フィルタの
帯域幅を制御するように構成しても良い。
信された受信信号をノイズブランカを介して復調回路で
復調信号とし、この復調信号をトーン調整フィルタを介
して拡声し、前記ノイズブランカのノイズ検波信号の振
幅変動周期を周期検出回路で検出し、この振幅変動周期
に応じて中央演算手段により前記トーン調整フィルタの
帯域幅を制御するように構成しても良い。
【００１１】
【作 用】請求項１記載の受信機では、復調信号の振幅
変動周期が、ほぼ一定でしかも音声の振幅変動周期とほ
ぼ同じであれば、目的受信周波数の受信信号のレベルが
高く十分なＳ／Ｎ比の受信状況であり、また振幅変動周
期が音声の振幅変動周期より短かければ、混信信号が存
在すると判別し得る。そこで、これらの受信状況に応じ
て帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御することで、受信
状況が良ければ帯域幅を広くして再生される音声の音質
を向上させ、混信信号が存在すれば帯域幅を狭くして音
声の明瞭度を向上させ得る。
変動周期が、ほぼ一定でしかも音声の振幅変動周期とほ
ぼ同じであれば、目的受信周波数の受信信号のレベルが
高く十分なＳ／Ｎ比の受信状況であり、また振幅変動周
期が音声の振幅変動周期より短かければ、混信信号が存
在すると判別し得る。そこで、これらの受信状況に応じ
て帯域幅可変フィルタの帯域幅を制御することで、受信
状況が良ければ帯域幅を広くして再生される音声の音質
を向上させ、混信信号が存在すれば帯域幅を狭くして音
声の明瞭度を向上させ得る。
【００１２】そして、請求項２記載の受信機では、ノイ
ズブランカのノイズ検波信号は、目的受信周波数の受信
信号とその広帯域な近傍にある他局の送信周波数の受信
信号および外乱雑音が重畳されたものである。そこで、
このノイズ検波信号の振幅変動周期から、請求項１記載
の復調信号の振幅変動周期と同様にして、受信状況を判
別し得る。しかも、復調信号に比較して、ノイズ検波信
号のほうがより広帯域であり、目的受信周波数以外の受
信信号の影響を確実に判別し得る。
ズブランカのノイズ検波信号は、目的受信周波数の受信
信号とその広帯域な近傍にある他局の送信周波数の受信
信号および外乱雑音が重畳されたものである。そこで、
このノイズ検波信号の振幅変動周期から、請求項１記載
の復調信号の振幅変動周期と同様にして、受信状況を判
別し得る。しかも、復調信号に比較して、ノイズ検波信
号のほうがより広帯域であり、目的受信周波数以外の受
信信号の影響を確実に判別し得る。
【００１３】また、請求項３記載の受信機では、復調信
号の振幅変動周期が、不安定であるとともに音声の振幅
変動周期より長ければ、広帯域ノイズの存在する受信状
況であると判別でき、トーン調整フィルタの帯域幅を狭
くして高音部を減衰抑圧して再生される音声の明瞭度を
向上させ得る。
号の振幅変動周期が、不安定であるとともに音声の振幅
変動周期より長ければ、広帯域ノイズの存在する受信状
況であると判別でき、トーン調整フィルタの帯域幅を狭
くして高音部を減衰抑圧して再生される音声の明瞭度を
向上させ得る。
【００１４】さらに、請求項４記載の受信機では、広帯
域のノイズブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期か
ら受信状況が判別でき、この受信状況に応じてトーン調
整フィルタが制御されて再生される音声の明瞭度を向上
させ得る。
域のノイズブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期か
ら受信状況が判別でき、この受信状況に応じてトーン調
整フィルタが制御されて再生される音声の明瞭度を向上
させ得る。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の受信機の一実施例について、
図１ないし図４を参照して説明する。図１は、本発明の
受信機の一実施例のブロック回路図であり、図２は、図
１の中央演算手段でなされる振幅変動周期が一定か否か
を判別する動作の一例を説明するフローチャートであ
り、図３は、図１の中央演算手段でなされる振幅変動周
期が長いか同じか短かいかを判別する動作の一例を説明
するフローチャートであり、図４は、図１の中央演算手
段で振幅変動周期に応じて帯域幅可変フィルタおよびト
ーン調整フィルタの帯域幅を制御する動作の一例を説明
するフローチャートである。
図１ないし図４を参照して説明する。図１は、本発明の
受信機の一実施例のブロック回路図であり、図２は、図
１の中央演算手段でなされる振幅変動周期が一定か否か
を判別する動作の一例を説明するフローチャートであ
り、図３は、図１の中央演算手段でなされる振幅変動周
期が長いか同じか短かいかを判別する動作の一例を説明
するフローチャートであり、図４は、図１の中央演算手
段で振幅変動周期に応じて帯域幅可変フィルタおよびト
ーン調整フィルタの帯域幅を制御する動作の一例を説明
するフローチャートである。
【００１６】まず、図１を参照して構造を説明する。ア
ンテナ１０で受信された受信信号は、高周波増幅回路１
２で増幅されて第１のミクサ１４に与えられ、第１の局
部発振回路１６からの第１の局部発振信号と混合され
る。この第１のミクサ１４から出力される周波数変換さ
れた信号が第１の中間周波増幅回路１８に与えられ、所
定周波数の第１の中間周波信号が抽出および増幅されて
帯域幅可変フィルタ２０に与えられる。この帯域幅可変
フィルタ２０を通過した中間周波信号が、第２の中間周
波増幅回路２２に与えられて増幅され、第２のミクサ２
４に与えられるとともに、その一部がＡＧＣ手段２６に
与えられる。このＡＧＣ手段２６から第１と第２の中間
周波増幅回路１８，２２に利得制御信号が与えられる。
そして、第２のミクサ２４には、第２の局部発振回路２
８から第２の局部発振信号が与えられ、第１の中間周波
信号が周波数変換された第２の中間周波信号が復調回路
３０に与えられ、復調信号が出力される。この復調信号
は、トーン調整フィルタ３２を通過して低周波増幅回路
３４で増幅されてスピーカ３６より音声として出力され
る。また、復調信号の一部が周期検出回路３８に与えら
れ、振幅変動周期に応じた信号が中央演算手段４０に与
えられる。周期検出回路３８は、復調信号の立ち上がり
または立ち下がりエッヂを検出するごとにパルスを１つ
出力するエッヂ検出回路４２と、これらのパルスの周波
数に応じた直流電圧を出力する周波数電圧変換回路４４
とで構成され、振幅変動周期に応じた直流電圧が出力さ
れる。そして、中央演算手段４０から、帯域幅可変フィ
ルタ２０とトーン調整フィルタ３２にそれぞれ帯域幅を
広帯域と狭帯域とに切り換え制御するための信号が与え
られる。
ンテナ１０で受信された受信信号は、高周波増幅回路１
２で増幅されて第１のミクサ１４に与えられ、第１の局
部発振回路１６からの第１の局部発振信号と混合され
る。この第１のミクサ１４から出力される周波数変換さ
れた信号が第１の中間周波増幅回路１８に与えられ、所
定周波数の第１の中間周波信号が抽出および増幅されて
帯域幅可変フィルタ２０に与えられる。この帯域幅可変
フィルタ２０を通過した中間周波信号が、第２の中間周
波増幅回路２２に与えられて増幅され、第２のミクサ２
４に与えられるとともに、その一部がＡＧＣ手段２６に
与えられる。このＡＧＣ手段２６から第１と第２の中間
周波増幅回路１８，２２に利得制御信号が与えられる。
そして、第２のミクサ２４には、第２の局部発振回路２
８から第２の局部発振信号が与えられ、第１の中間周波
信号が周波数変換された第２の中間周波信号が復調回路
３０に与えられ、復調信号が出力される。この復調信号
は、トーン調整フィルタ３２を通過して低周波増幅回路
３４で増幅されてスピーカ３６より音声として出力され
る。また、復調信号の一部が周期検出回路３８に与えら
れ、振幅変動周期に応じた信号が中央演算手段４０に与
えられる。周期検出回路３８は、復調信号の立ち上がり
または立ち下がりエッヂを検出するごとにパルスを１つ
出力するエッヂ検出回路４２と、これらのパルスの周波
数に応じた直流電圧を出力する周波数電圧変換回路４４
とで構成され、振幅変動周期に応じた直流電圧が出力さ
れる。そして、中央演算手段４０から、帯域幅可変フィ
ルタ２０とトーン調整フィルタ３２にそれぞれ帯域幅を
広帯域と狭帯域とに切り換え制御するための信号が与え
られる。
【００１７】なお、帯域幅可変フィルタ２０は、第１の
中間周波信号を中心とした帯域幅の異なる２つのフィル
タを並列し、中央演算手段４０の制御信号によりいずれ
か一方を切り換え選択すれば良いが、これに限られず、
パスバンドチューニング回路やＩＦ ＷＩＤＴＨ回路等
を用いたものであっても良い。また、帯域幅可変フィル
タ２０の広帯域幅は、一例として２０ＫＨｚ等の広帯域
に設定できるものとする。そして、トーン調整フィルタ
３２は、高音部を減衰抑圧するハイカット状態の狭い帯
域幅と、高音部を減衰抑圧することのない広い帯域幅と
が切り換え選択される。
中間周波信号を中心とした帯域幅の異なる２つのフィル
タを並列し、中央演算手段４０の制御信号によりいずれ
か一方を切り換え選択すれば良いが、これに限られず、
パスバンドチューニング回路やＩＦ ＷＩＤＴＨ回路等
を用いたものであっても良い。また、帯域幅可変フィル
タ２０の広帯域幅は、一例として２０ＫＨｚ等の広帯域
に設定できるものとする。そして、トーン調整フィルタ
３２は、高音部を減衰抑圧するハイカット状態の狭い帯
域幅と、高音部を減衰抑圧することのない広い帯域幅と
が切り換え選択される。
【００１８】かかる構造において、図２を参照して振幅
変動周期が一定か否かを判別する動作の一例につき説明
する。まず、周期検出回路３８から出力される直流電圧
を所定時間内でＮ個サンプリングし（ステップ）、こ
のＮ個のサンプリング値の平均値を演算する（ステップ
）。そして、この平均値とサンプリング値とのレベル
の差をサンプリング値毎に演算し（ステップ）、この
差の絶対値と所定の基準値の大きさを比較し（ステップ
）、さらに差の絶対値が基準値より小さい割合を演算
する（ステップ）。そして、この割合が例えば８０％
以上であれば（ステップ）、振幅変動周期は一定であ
ると判別し、８０％未満であれば振幅変動周期は不安定
であると判別し得る。
変動周期が一定か否かを判別する動作の一例につき説明
する。まず、周期検出回路３８から出力される直流電圧
を所定時間内でＮ個サンプリングし（ステップ）、こ
のＮ個のサンプリング値の平均値を演算する（ステップ
）。そして、この平均値とサンプリング値とのレベル
の差をサンプリング値毎に演算し（ステップ）、この
差の絶対値と所定の基準値の大きさを比較し（ステップ
）、さらに差の絶対値が基準値より小さい割合を演算
する（ステップ）。そして、この割合が例えば８０％
以上であれば（ステップ）、振幅変動周期は一定であ
ると判別し、８０％未満であれば振幅変動周期は不安定
であると判別し得る。
【００１９】次に、図３を参照して振幅変動周期が音声
の振幅変動周期と比較して長いか、ほぼ同じか、短かい
かを判別する動作の一例につき説明する。まず、周期検
出回路３８から出力される直流電圧を所定時間内でＭ個
サンプリングし（ステップ）、サンプリング値毎に音
声の振幅変動周期に応じた基準値とレベルの比較をする
（ステップ）。さらに、サンプリング値がこの基準値
より小さい割合を演算する（ステップ）。ここで、振
幅変動周期が長いほど周期検出回路３８から出力される
直流電圧のレベルが低く、振幅変動周期が短かいほど直
流電圧のレベルが高くなるとすれば、サンプリング値が
基準値より小さいときは、振幅変動周期が長いことを示
す。そこで、割合が例えば６０％以上であれば振幅変動
周期は音声の振幅変動周期より長い傾向にあると判別
し、４０〜６０％の範囲では振幅変動周期はほぼ同じで
あると判別し、４０％未満であれば振幅変動周期は短か
い傾向にあると判別し得る。
の振幅変動周期と比較して長いか、ほぼ同じか、短かい
かを判別する動作の一例につき説明する。まず、周期検
出回路３８から出力される直流電圧を所定時間内でＭ個
サンプリングし（ステップ）、サンプリング値毎に音
声の振幅変動周期に応じた基準値とレベルの比較をする
（ステップ）。さらに、サンプリング値がこの基準値
より小さい割合を演算する（ステップ）。ここで、振
幅変動周期が長いほど周期検出回路３８から出力される
直流電圧のレベルが低く、振幅変動周期が短かいほど直
流電圧のレベルが高くなるとすれば、サンプリング値が
基準値より小さいときは、振幅変動周期が長いことを示
す。そこで、割合が例えば６０％以上であれば振幅変動
周期は音声の振幅変動周期より長い傾向にあると判別
し、４０〜６０％の範囲では振幅変動周期はほぼ同じで
あると判別し、４０％未満であれば振幅変動周期は短か
い傾向にあると判別し得る。
【００２０】さらに、図４を参照して帯域幅可変フィル
タおよびトーン調整フィルタの帯域幅を制御する動作の
一例を説明する。まず、図２の動作により振幅変動周期
が一定か不安定かを判別し（ステップ１）、振幅変動周
期が一定であれば図３の動作により振幅変動周期の傾向
が音声の振幅変動周期より長いか、ほぼ同じか、短かい
かを判別する（ステップ２）。また、ステップ１で、振
幅変動周期が不安定であるならば、振幅変動周期が音声
の振幅変動周期より長いか短かいかを判別する（ステッ
プ３）。このステップ３では、図３の動作におけるステ
ップで、割合を５０％未満かまたは５０％以上かによ
って区分すれば良い。そして、ステップ２で、振幅変動
周期が音声の振幅変動周期とほぼ同じと判別されれば、
目的受信周波数の受信信号が大きくて目的受信周波数以
外の受信信号は小さく十分なＳ／Ｎ比の受信状況であ
り、帯域幅可変フィルタ２０の帯域幅を広く設定し（ス
テップ４）、トーン調整フィルタ３２の帯域幅を広く設
定し（ステップ５）、優れた音質で音声を再生できる状
態に受信機を設定してステップ１に戻る。また、ステッ
プ２で、振幅変動周期が短かいと判別されれば、混信信
号が存在する受信状況であり、帯域幅可変フィルタ２０
の帯域幅を狭く設定し（ステップ６）、復調信号に含ま
れる目的受信周波数の受信信号のレベルを目的受信周波
数以外の受信信号のレベルより相対的に高くし、混信信
号による相互変調を抑圧する。そして、トーン調整フィ
ルタ３２の帯域幅は広く設定し（ステップ７）、ステッ
プ１に戻る。さらに、ステップ２で、振幅変動周期が長
いと判別されれば、単信号混信状態または連続性ノイズ
が存在する受信状況であり、他の判別手段でこれらの要
因を識別し、その結果に応じて帯域幅可変フィルタ２０
またはトーン調整フィルタ３２の帯域幅のいずれか一方
を狭く、他方を広く設定し（ステップ８）、ステップ１
に戻る。そしてまた、ステップ３で、振幅変動周期が短
かいと判別されれば、混信状態であり、ステップ６，７
を経てステップ１に戻る。そしてさらに、ステップ３
で、振幅変動周期が長いと判別されれば、広帯域ノイズ
が存在する受信状況であり、帯域幅可変フィルタ２０の
帯域幅を広く設定し（ステップ９）、トーン調整フィル
タ３２の帯域幅を狭く設定し（ステップ１０）、音声の
高音部を減衰抑圧することで「シャー」とかいう音声を
除去して音声の明瞭度を向上させる設定状態として、ス
テップ１に戻る。
タおよびトーン調整フィルタの帯域幅を制御する動作の
一例を説明する。まず、図２の動作により振幅変動周期
が一定か不安定かを判別し（ステップ１）、振幅変動周
期が一定であれば図３の動作により振幅変動周期の傾向
が音声の振幅変動周期より長いか、ほぼ同じか、短かい
かを判別する（ステップ２）。また、ステップ１で、振
幅変動周期が不安定であるならば、振幅変動周期が音声
の振幅変動周期より長いか短かいかを判別する（ステッ
プ３）。このステップ３では、図３の動作におけるステ
ップで、割合を５０％未満かまたは５０％以上かによ
って区分すれば良い。そして、ステップ２で、振幅変動
周期が音声の振幅変動周期とほぼ同じと判別されれば、
目的受信周波数の受信信号が大きくて目的受信周波数以
外の受信信号は小さく十分なＳ／Ｎ比の受信状況であ
り、帯域幅可変フィルタ２０の帯域幅を広く設定し（ス
テップ４）、トーン調整フィルタ３２の帯域幅を広く設
定し（ステップ５）、優れた音質で音声を再生できる状
態に受信機を設定してステップ１に戻る。また、ステッ
プ２で、振幅変動周期が短かいと判別されれば、混信信
号が存在する受信状況であり、帯域幅可変フィルタ２０
の帯域幅を狭く設定し（ステップ６）、復調信号に含ま
れる目的受信周波数の受信信号のレベルを目的受信周波
数以外の受信信号のレベルより相対的に高くし、混信信
号による相互変調を抑圧する。そして、トーン調整フィ
ルタ３２の帯域幅は広く設定し（ステップ７）、ステッ
プ１に戻る。さらに、ステップ２で、振幅変動周期が長
いと判別されれば、単信号混信状態または連続性ノイズ
が存在する受信状況であり、他の判別手段でこれらの要
因を識別し、その結果に応じて帯域幅可変フィルタ２０
またはトーン調整フィルタ３２の帯域幅のいずれか一方
を狭く、他方を広く設定し（ステップ８）、ステップ１
に戻る。そしてまた、ステップ３で、振幅変動周期が短
かいと判別されれば、混信状態であり、ステップ６，７
を経てステップ１に戻る。そしてさらに、ステップ３
で、振幅変動周期が長いと判別されれば、広帯域ノイズ
が存在する受信状況であり、帯域幅可変フィルタ２０の
帯域幅を広く設定し（ステップ９）、トーン調整フィル
タ３２の帯域幅を狭く設定し（ステップ１０）、音声の
高音部を減衰抑圧することで「シャー」とかいう音声を
除去して音声の明瞭度を向上させる設定状態として、ス
テップ１に戻る。
【００２１】ここで、帯域幅可変フィルタ２０の帯域幅
を狭くすることにより、目的受信周波数以外の受信信号
が中間周波信号から省かれ、目的受信周波数の受信信号
のレベルが向上する。しかも、目的受信周波数以外の受
信信号が省かれた分だけ受信信号の全体のレベルが低下
し、ＡＧＣ手段２６の利得制御による抑圧が減り、目的
受信周波数の受信信号がより高い利得で増幅されてレベ
ルが向上する。また、トーン調整フィルタ３２の帯域幅
を狭くして、高音部を減衰抑圧することで、復調回路３
０以降に生ずる雑音を抑制でき、Ｓ／Ｎ比が向上する。
ＡＧＣ手段２６に与えられる受信信号のレベルは変化し
ないため、利得制御は変化せず、高音部が抑圧される
分、全体の音量が低下し、音声の相対レベルが向上し、
聴き取り易いものとなる。
を狭くすることにより、目的受信周波数以外の受信信号
が中間周波信号から省かれ、目的受信周波数の受信信号
のレベルが向上する。しかも、目的受信周波数以外の受
信信号が省かれた分だけ受信信号の全体のレベルが低下
し、ＡＧＣ手段２６の利得制御による抑圧が減り、目的
受信周波数の受信信号がより高い利得で増幅されてレベ
ルが向上する。また、トーン調整フィルタ３２の帯域幅
を狭くして、高音部を減衰抑圧することで、復調回路３
０以降に生ずる雑音を抑制でき、Ｓ／Ｎ比が向上する。
ＡＧＣ手段２６に与えられる受信信号のレベルは変化し
ないため、利得制御は変化せず、高音部が抑圧される
分、全体の音量が低下し、音声の相対レベルが向上し、
聴き取り易いものとなる。
【００２２】この発明の受信機にあっては、以上のごと
くして復調信号の振幅変動周期から受信状況を識別し、
自動的に受信機を適切な設定状態とすることができる。
くして復調信号の振幅変動周期から受信状況を識別し、
自動的に受信機を適切な設定状態とすることができる。
【００２３】さらに、本発明の受信機の他の実施例につ
いて図５を参照して説明する。図５において、図１と同
じ若しくは均等な回路ブロックには同じ符号を付けて重
複する説明を省略する。図５において、図１と異なる点
は、第１の中間周波増幅回路１８から出力された第１の
中間周波信号がノイズブランカ５０のノイズゲート５２
を介して帯域幅可変フィルタ２０に与えられることと、
周期検出回路３８に復調信号に代えてノイズブランカ５
０のノイズ検波器５４から出力されるノイズ検波信号が
与えられることにある。このノイズブランカ５０は、第
１の中間周波信号がノイズゲート５２とのイズアンプ５
６とに与えられる。ノイズアンプ５６は、第１の中間周
波信号を増幅してノイズ検波器５４に与え、ノイズ検波
器５４よりノイズ検波信号が出力される。そして、この
ノイズ検波信号が周期検出回路３８に与えられるととも
に、しきい値を持ったゲート制御回路５８に与えられ
る。ゲート制御回路５８によりノイズ検波信号に含まれ
るパルス性ノイズが抽出され、その抽出されたパルス性
ノイズに応じてノイズゲート５２がＯＮ／ＯＦＦされ、
ノイズゲート５２を通過してパルス性雑音が除去された
第１の中間周波信号が帯域幅可変フィルタ２０に与えら
れる。
いて図５を参照して説明する。図５において、図１と同
じ若しくは均等な回路ブロックには同じ符号を付けて重
複する説明を省略する。図５において、図１と異なる点
は、第１の中間周波増幅回路１８から出力された第１の
中間周波信号がノイズブランカ５０のノイズゲート５２
を介して帯域幅可変フィルタ２０に与えられることと、
周期検出回路３８に復調信号に代えてノイズブランカ５
０のノイズ検波器５４から出力されるノイズ検波信号が
与えられることにある。このノイズブランカ５０は、第
１の中間周波信号がノイズゲート５２とのイズアンプ５
６とに与えられる。ノイズアンプ５６は、第１の中間周
波信号を増幅してノイズ検波器５４に与え、ノイズ検波
器５４よりノイズ検波信号が出力される。そして、この
ノイズ検波信号が周期検出回路３８に与えられるととも
に、しきい値を持ったゲート制御回路５８に与えられ
る。ゲート制御回路５８によりノイズ検波信号に含まれ
るパルス性ノイズが抽出され、その抽出されたパルス性
ノイズに応じてノイズゲート５２がＯＮ／ＯＦＦされ、
ノイズゲート５２を通過してパルス性雑音が除去された
第１の中間周波信号が帯域幅可変フィルタ２０に与えら
れる。
【００２４】ここで、ノイズ検波信号には、目的受信周
波数の受信信号に加えて、広帯域で近接する他局の送信
周波数および外乱雑音が存在すればその受信信号が含ま
れる。そこで、ノイズ検波信号の振幅変動周期は、近接
する他局の送信周波数の受信信号および外乱雑音に影響
を受けたものとなる。したがって、ノイズ検波信号の振
幅変動周期から、図１に示す受信機と同様に、受信状況
を判別することができ、受信機の帯域幅可変フィルタ２
０およびトーン調整フィルタ３２の帯域幅を最適な設定
状態に自動的に切り換えることができる。
波数の受信信号に加えて、広帯域で近接する他局の送信
周波数および外乱雑音が存在すればその受信信号が含ま
れる。そこで、ノイズ検波信号の振幅変動周期は、近接
する他局の送信周波数の受信信号および外乱雑音に影響
を受けたものとなる。したがって、ノイズ検波信号の振
幅変動周期から、図１に示す受信機と同様に、受信状況
を判別することができ、受信機の帯域幅可変フィルタ２
０およびトーン調整フィルタ３２の帯域幅を最適な設定
状態に自動的に切り換えることができる。
【００２５】この図５に示す本発明の受信機の他の実施
例にあっては、ノイズブランカ５０を備えた受信機に応
用して好適である。
例にあっては、ノイズブランカ５０を備えた受信機に応
用して好適である。
【００２６】なお、上記実施例の説明において、中央演
算手段４０は、マイクロコンピュータ等が用いられる
が、周期検出回路３８をもマイクロコンピュータ等で処
理しても良い。そして、これらを含む回路を、ＤＳＰ
（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を用いて構成し
ても良い。また、図１に示す受信機における振幅変動周
期の検出において、帯域幅可変フィルタ２０を所定の帯
域幅に制御した状態で行なっても良い。この場合には、
振幅変動周期の検出を所定の周期毎に行なうようにすれ
ば良い。さらに、図２に示す振幅変動周期が一定か否か
の判別、および図３に示す振幅変動周期が長いか同じか
短かいかの判別、さらには図４に示す帯域幅可変フィル
タ２０とトーン調整フィルタ３２の帯域幅を制御する動
作は、上記実施例に限られるものでなく、所望の目的を
達成し得る動作であれば良いことは勿論である。
算手段４０は、マイクロコンピュータ等が用いられる
が、周期検出回路３８をもマイクロコンピュータ等で処
理しても良い。そして、これらを含む回路を、ＤＳＰ
（ディジタル・シグナル・プロセッサ）を用いて構成し
ても良い。また、図１に示す受信機における振幅変動周
期の検出において、帯域幅可変フィルタ２０を所定の帯
域幅に制御した状態で行なっても良い。この場合には、
振幅変動周期の検出を所定の周期毎に行なうようにすれ
ば良い。さらに、図２に示す振幅変動周期が一定か否か
の判別、および図３に示す振幅変動周期が長いか同じか
短かいかの判別、さらには図４に示す帯域幅可変フィル
タ２０とトーン調整フィルタ３２の帯域幅を制御する動
作は、上記実施例に限られるものでなく、所望の目的を
達成し得る動作であれば良いことは勿論である。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したところから明らかなよう
に、本発明の受信機は以下のごとき格別な効果を奏す
る。
に、本発明の受信機は以下のごとき格別な効果を奏す
る。
【００２８】まず、請求項１記載の受信機では、復調信
号の振幅変動周期から判別される受信状況に応じて、中
間周波信号の帯域幅が制御され、受信状況に応じて自動
的に受信機が適正な設定状態に調整され、操作がそれだ
け簡単である。しかも、受信状況の判別は、復調信号の
振幅変動周期によるものであり、従来の技術のごとく同
調周波数を適宜にシフトさせる等の必要がなく、それだ
け回路構成も簡単である。
号の振幅変動周期から判別される受信状況に応じて、中
間周波信号の帯域幅が制御され、受信状況に応じて自動
的に受信機が適正な設定状態に調整され、操作がそれだ
け簡単である。しかも、受信状況の判別は、復調信号の
振幅変動周期によるものであり、従来の技術のごとく同
調周波数を適宜にシフトさせる等の必要がなく、それだ
け回路構成も簡単である。
【００２９】そして、請求項２記載の受信機では、ノイ
ズブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期より受信状
況を判別するので、ノイズブランカを備える受信機への
応用に好適である。
ズブランカのノイズ検波信号の振幅変動周期より受信状
況を判別するので、ノイズブランカを備える受信機への
応用に好適である。
【００３０】また、請求項３および４記載の受信機にあ
っても、受信状況に応じてトーン調整フィルタの帯域幅
が制御され、受信機が適正な設定状態とされて、広帯域
ノイズの「シャー」という音を自動的に除去することが
でき、操作が簡単である。
っても、受信状況に応じてトーン調整フィルタの帯域幅
が制御され、受信機が適正な設定状態とされて、広帯域
ノイズの「シャー」という音を自動的に除去することが
でき、操作が簡単である。
【図１】本発明の受信機の一実施例のブロック回路図で
ある。
ある。
【図２】図１の中央演算手段でなされる振幅変動周期が
一定か否かを判別する動作の一例を説明するフローチャ
ートである。
一定か否かを判別する動作の一例を説明するフローチャ
ートである。
【図３】図１の中央演算手段でなされる振幅変動周期が
長いか同じか短かいかを判別する動作の一例を説明する
フローチャートである。
長いか同じか短かいかを判別する動作の一例を説明する
フローチャートである。
【図４】図１の中央演算手段で振幅変動周期に応じて帯
域幅可変フィルタおよびトーン調整フィルタの帯域幅を
制御する動作の一例を説明するフローチャートである。
域幅可変フィルタおよびトーン調整フィルタの帯域幅を
制御する動作の一例を説明するフローチャートである。
【図５】本発明の受信機の他の実施例のブロック回路図
である。
である。
１０ アンテナ ２０ 帯域幅可変フィルタ ３０ 復調回路 ３２ トーン調整フィルタ ３８ 周期検出回路 ４０ 中央演算手段 ５０ ノイズブランカ ５４ ノイズ検波器
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 H04B 1/16 H04B 1/26
Claims (5)
- 【請求項１】 アンテナで受信された受信信号を帯域幅
可変フィルタを介して復調回路で復調信号とし、この復
調信号の振幅変動周期を周期検出回路で検出し、この振
幅変動周期に応じて中央演算手段により前記帯域幅可変
フィルタの帯域幅を制御するように構成したことを特徴
とする受信機。 - 【請求項２】 アンテナで受信された受信信号をノイズ
ブランカと帯域幅可変フィルタを介して復調回路で復調
信号とし、前記ノイズブランカのノイズ検波信号の振幅
変動周期を周期検出回路で検出し、この振幅変動周期に
応じて中央演算手段により前記帯域幅可変フィルタの帯
域幅を制御するように構成したことを特徴とする受信
機。 - 【請求項３】 アンテナで受信された受信信号を広帯域
のフィルタを介して復調回路で復調信号とし、この復調
信号をトーン調整フィルタを介して拡声し、前記復調信
号の振幅変動周期を周期検出回路で検出し、この振幅変
動周期に応じて中央演算手段により前記トーン調整フィ
ルタの帯域幅を制御するように構成したことを特徴とす
る受信機。 - 【請求項４】 アンテナで受信された受信信号をノイズ
ブランカを介して復調回路で復調信号とし、この復調信
号をトーン調整フィルタを介して拡声し、前記ノイズブ
ランカのノイズ検波信号の振幅変動周期を周期検出回路
で検出し、この振幅変動周期に応じて中央演算手段によ
り前記トーン調整フィルタの帯域幅を制御するように構
成したことを特徴とする受信機。 - 【請求項５】 請求項１ないし４記載のいずれかの受信
機において、前記中央演算手段は、振幅変動周期が一定
か否かまたは／および振幅変動周期が所定の基準値より
長いか同じか短かいかに応じて前記帯域幅可変フィルタ
または前記トーン調整フィルタの帯域幅を制御すること
を特徴とした受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16394192A JP3157282B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16394192A JP3157282B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05335982A JPH05335982A (ja) | 1993-12-17 |
| JP3157282B2 true JP3157282B2 (ja) | 2001-04-16 |
Family
ID=15783733
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16394192A Expired - Lifetime JP3157282B2 (ja) | 1992-05-29 | 1992-05-29 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3157282B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3453017B2 (ja) * | 1995-12-19 | 2003-10-06 | 日本碍子株式会社 | ポリマー碍子 |
| JPH1112470A (ja) * | 1997-06-25 | 1999-01-19 | Toray Dow Corning Silicone Co Ltd | 高電圧電気絶縁部品用液状シリコーンゴム組成物 |
| KR19990042237A (ko) * | 1997-11-26 | 1999-06-15 | 윤종용 | 가변 대역통과필터를 이용한 이동통신시스템의 기지국수신장치 |
| DE60119889T2 (de) * | 2001-04-02 | 2007-04-26 | Stmicroelectronics N.V. | Verfahren zur Analog-Digital-Wandlung eines Analogsignals in einem Endgerät eines drahtlosen Kommunikationssystems, z.B. einem Mobiltelefon, und zugehöriges Endgerät |
| KR20030058414A (ko) * | 2001-12-31 | 2003-07-07 | 삼성전자주식회사 | 가변 대역 통과 필터를 이용한 다중 주파수 대역 송수신장치 |
| JP6451123B2 (ja) * | 2014-07-22 | 2019-01-16 | 船井電機株式会社 | 高周波回路 |
-
1992
- 1992-05-29 JP JP16394192A patent/JP3157282B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05335982A (ja) | 1993-12-17 |
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