JP3138574B2 - 線形予測係数補間装置 - Google Patents
線形予測係数補間装置Info
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- JP3138574B2 JP3138574B2 JP05217373A JP21737393A JP3138574B2 JP 3138574 B2 JP3138574 B2 JP 3138574B2 JP 05217373 A JP05217373 A JP 05217373A JP 21737393 A JP21737393 A JP 21737393A JP 3138574 B2 JP3138574 B2 JP 3138574B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、線形予測係数を使用す
る音声情報処理システムに関し、特に音声情報処理シス
テムに用いることができる線形予測係数補間装置に関す
る。
る音声情報処理システムに関し、特に音声情報処理シス
テムに用いることができる線形予測係数補間装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来の技術では、入力された音声信号を
線形予測分析し、線形予測係数によりスペクトル情報を
得て、得られたスペクトル情報を伝送することにより実
際の音声信号を伝送するよりも低ビットレートで音声の
通信を行う方式が実現されている。
線形予測分析し、線形予測係数によりスペクトル情報を
得て、得られたスペクトル情報を伝送することにより実
際の音声信号を伝送するよりも低ビットレートで音声の
通信を行う方式が実現されている。
【０００３】上記の線形予測分析を使用して、低ビット
レートの伝送を行う為の音声符号化復号化方法として
は、ＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａ
ｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ）方式が知られている。
レートの伝送を行う為の音声符号化復号化方法として
は、ＣＥＬＰ（Ｃｏｄｅ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａ
ｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ）方式が知られている。
【０００４】ＣＥＬＰ方式は、音声の生成をモデル化し
たもので、声門で生じる気流に相当する信号の候補をコ
ードブックに持っており、この中の一つの信号に声帯の
開閉の周期に相当するピッチを付加するピッチ予測（ま
たは長期予測）フィルタ、口腔での調音に相当する（短
期）予測フィルタを通すことによって合成音声を生成す
る。このとき気流に相当する信号の候補からなるコード
ブックの中から最適な信号をＡｂＳ（Ａｎａｌｙｓｉｓ
ｂｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）法、即ち合成による分析
法で求め、この信号の番号、利得、ピッチ予測フィルタ
の係数、ラグ（ピッチ長に相当）、線形予測フィルタの
係数を量子化及び符号化している。
たもので、声門で生じる気流に相当する信号の候補をコ
ードブックに持っており、この中の一つの信号に声帯の
開閉の周期に相当するピッチを付加するピッチ予測（ま
たは長期予測）フィルタ、口腔での調音に相当する（短
期）予測フィルタを通すことによって合成音声を生成す
る。このとき気流に相当する信号の候補からなるコード
ブックの中から最適な信号をＡｂＳ（Ａｎａｌｙｓｉｓ
ｂｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ）法、即ち合成による分析
法で求め、この信号の番号、利得、ピッチ予測フィルタ
の係数、ラグ（ピッチ長に相当）、線形予測フィルタの
係数を量子化及び符号化している。
【０００５】ＣＥＬＰ方式では、入力音声信号を約２０
〜４０ｍｓのフレームに分割し、各フレームを４〜５の
サブフレームに分割して処理を行う。また、ＣＥＬＰ方
式ではフレーム単位に線形予測係数を求め、それらを補
間することによってサブフレーム単位の線形予測係数を
求める。本来、線形予測係数は、サブフレーム毎に求め
る方が合成音質の良い符号化を行える。しかし、計算量
が多くなり、伝送する符号の量が増加する為、一般的に
上記方式が用いられている。
〜４０ｍｓのフレームに分割し、各フレームを４〜５の
サブフレームに分割して処理を行う。また、ＣＥＬＰ方
式ではフレーム単位に線形予測係数を求め、それらを補
間することによってサブフレーム単位の線形予測係数を
求める。本来、線形予測係数は、サブフレーム毎に求め
る方が合成音質の良い符号化を行える。しかし、計算量
が多くなり、伝送する符号の量が増加する為、一般的に
上記方式が用いられている。
【０００６】従来、ＣＥＬＰ方式では、線形予測係数の
補間方法としてＬＡＲ（Ｌｏｇ Ａｒｅａ Ｒａｔｉ
ｏ：パーコール（ＰＡＲＣＯＲ）係数の対数変換形（対
数断面積比））による補間を用いている。即ち、線形予
測係数からＰＡＲＣＯＲ係数に変換し、ＰＡＲＣＯＲ係
数から下記（１）式によりＬＡＲを求める。
補間方法としてＬＡＲ（Ｌｏｇ Ａｒｅａ Ｒａｔｉ
ｏ：パーコール（ＰＡＲＣＯＲ）係数の対数変換形（対
数断面積比））による補間を用いている。即ち、線形予
測係数からＰＡＲＣＯＲ係数に変換し、ＰＡＲＣＯＲ係
数から下記（１）式によりＬＡＲを求める。
【０００７】
【数１】
【０００８】そしてＬＡＲの上で線形補間を行い、補間
結果を（１）式の逆変換によりＰＡＲＣＯＲ係数に変換
してサブフレーム単位の線形予測係数を求める。
結果を（１）式の逆変換によりＰＡＲＣＯＲ係数に変換
してサブフレーム単位の線形予測係数を求める。
【０００９】ここでＬＡＲについて説明する。
【００１０】ＰＡＲＣＯＲ係数は、相関値を表し、その
値は−１〜＋１を取るが、ＰＡＲＣＯＲ係数の次数によ
りその分布に偏りが存在する為、偏りの大きい２次まで
のＰＡＲＣＯＲ係数に関して非線形変換を施して補間を
行う。ここで、（１）式で示すｇｍの２倍、即ち２ｇｍ
をＬＡＲと呼ぶ。
値は−１〜＋１を取るが、ＰＡＲＣＯＲ係数の次数によ
りその分布に偏りが存在する為、偏りの大きい２次まで
のＰＡＲＣＯＲ係数に関して非線形変換を施して補間を
行う。ここで、（１）式で示すｇｍの２倍、即ち２ｇｍ
をＬＡＲと呼ぶ。
【００１１】図５は、ＰＡＲＣＯＲ係数からＬＡＲの変
換結果を示す。図５に示すように、ＬＡＲは、±１付近
のＰＡＲＣＯＲ係数に関しては敏感な変換特性を持つの
で、このＬＡＲ変換を予め施すことにより補間誤差は減
少する。また、中高次のＰＡＲＣＯＲ係数は偏在が少な
く０付近に分散している。ＬＡＲは０付近のＰＡＲＣＯ
Ｒ係数に関しては線形に近い変換を施す為、中高次のＰ
ＡＲＣＯＲ係数の特性にも合致する。
換結果を示す。図５に示すように、ＬＡＲは、±１付近
のＰＡＲＣＯＲ係数に関しては敏感な変換特性を持つの
で、このＬＡＲ変換を予め施すことにより補間誤差は減
少する。また、中高次のＰＡＲＣＯＲ係数は偏在が少な
く０付近に分散している。ＬＡＲは０付近のＰＡＲＣＯ
Ｒ係数に関しては線形に近い変換を施す為、中高次のＰ
ＡＲＣＯＲ係数の特性にも合致する。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の技術では、現在、線形予測係数の補間において
ＣＥＬＰで一般的に使用されているＬＡＲは、補間誤差
は少ないが対数を使用する必要があるため、ディジタル
・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）上で実現した場合に
計算量が多くなるという問題点があった。
た従来の技術では、現在、線形予測係数の補間において
ＣＥＬＰで一般的に使用されているＬＡＲは、補間誤差
は少ないが対数を使用する必要があるため、ディジタル
・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）上で実現した場合に
計算量が多くなるという問題点があった。
【００１３】本発明の目的は、上記従来の技術における
問題点に鑑み、ＤＳＰ上で実現しても計算量を大幅に減
少することができる線形予測係数補間装置を提供するこ
とにある。
問題点に鑑み、ＤＳＰ上で実現しても計算量を大幅に減
少することができる線形予測係数補間装置を提供するこ
とにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、一定時
間長の入力音声信号から得られた所定次数のＰＡＲＣＯ
Ｒ係数を双曲線変換する変換手段と、変換手段に接続さ
れており双曲線変換された変換結果を線形補間する補間
手段と、補間手段に接続されており線形補間された線形
補間結果を逆変換する逆変換手段とを備える線形予測係
数補間装置によって達成される。
間長の入力音声信号から得られた所定次数のＰＡＲＣＯ
Ｒ係数を双曲線変換する変換手段と、変換手段に接続さ
れており双曲線変換された変換結果を線形補間する補間
手段と、補間手段に接続されており線形補間された線形
補間結果を逆変換する逆変換手段とを備える線形予測係
数補間装置によって達成される。
【００１５】本発明の線形予測係数補間装置では、双曲
線変換手段は、所定次数のＰＡＲＣＯＲ係数が±１の値
に近付く程、急傾斜を持つように双曲線変換を行うよう
に構成してもよい。
線変換手段は、所定次数のＰＡＲＣＯＲ係数が±１の値
に近付く程、急傾斜を持つように双曲線変換を行うよう
に構成してもよい。
【００１６】
【作用】本発明の線形予測係数補間装置では、変換手段
は一定時間長の入力音声信号から得られた所定次数のＰ
ＡＲＣＯＲ係数を双曲線変換し、補間手段は双曲線変換
された変換結果を線形補間し、逆変換手段は線形補間さ
れた線形補間結果を逆変換する。
は一定時間長の入力音声信号から得られた所定次数のＰ
ＡＲＣＯＲ係数を双曲線変換し、補間手段は双曲線変換
された変換結果を線形補間し、逆変換手段は線形補間さ
れた線形補間結果を逆変換する。
【００１７】本発明の線形予測係数補間装置では、双曲
線変換手段は、所定次数のＰＡＲＣＯＲ係数が±１の値
に近付く程、急傾斜を持つように双曲線変換する。
線変換手段は、所定次数のＰＡＲＣＯＲ係数が±１の値
に近付く程、急傾斜を持つように双曲線変換する。
【００１８】
【実施例】以下、図面を参照して本発明の線形予測係数
補間装置の実施例を説明する。
補間装置の実施例を説明する。
【００１９】図１は、本発明の線形予測係数補間装置で
ある予測係数補間部の一実施例を示すブロック図であ
る。
ある予測係数補間部の一実施例を示すブロック図であ
る。
【００２０】図２は、図１の主要部を備えたＣＥＬＰ方
式の符号化復号化装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。
式の符号化復号化装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。
【００２１】ここで、図１の説明を行う前に、図２の符
号化復号化装置を参照して、図１の予測係数補間部の役
割を示す。
号化復号化装置を参照して、図１の予測係数補間部の役
割を示す。
【００２２】まず、図２の符号化部を説明する。
【００２３】図２の符号化部では、線形予測分析（短期
予測）部１において、サンプリング周波数ｆｓでサンプ
リングされたディジタル入力信号ｓ（ｔ）の線形予測分
析があるフレーム周期で行われ、量子化されたフレーム
単位のＰＡＲＣＯＲ係数が求められる。ここで、ｔはサ
ンプル時点を示す。
予測）部１において、サンプリング周波数ｆｓでサンプ
リングされたディジタル入力信号ｓ（ｔ）の線形予測分
析があるフレーム周期で行われ、量子化されたフレーム
単位のＰＡＲＣＯＲ係数が求められる。ここで、ｔはサ
ンプル時点を示す。
【００２４】その後、予測係数補間部６（図１参照）中
の、変換手段である双曲線変換部６１において、低次の
ＰＡＲＣＯＲ係数の偏在を緩和する変換を行い、それら
の変換結果を補間手段である線形補間部６２にて線形補
間を行う。その後、逆変換手段である双曲線逆変換部６
３にて補間結果の逆変換を行い、サブフレーム単位の補
間ＰＡＲＣＯＲ係数を求める。
の、変換手段である双曲線変換部６１において、低次の
ＰＡＲＣＯＲ係数の偏在を緩和する変換を行い、それら
の変換結果を補間手段である線形補間部６２にて線形補
間を行う。その後、逆変換手段である双曲線逆変換部６
３にて補間結果の逆変換を行い、サブフレーム単位の補
間ＰＡＲＣＯＲ係数を求める。
【００２５】聴覚重み付けフィルタ２は、式（２）で示
す伝達関数Ｗ（ｚ）を持つ。
す伝達関数Ｗ（ｚ）を持つ。
【００２６】
【数２】
【００２７】ここで、α(m) i （０≦ｍ＜Ｍ，０＜ｉ≦
Ｐ）は第ｍサブフレームのｉ次の補間後の線形予測係数
を表し、Ｍは１フレームに含まれるサブフレーム数を表
す。
Ｐ）は第ｍサブフレームのｉ次の補間後の線形予測係数
を表し、Ｍは１フレームに含まれるサブフレーム数を表
す。
【００２８】つまり、聴覚重み付けフィルタ２は、式
（３）に基づいて入力信号の残差信号を得る逆フィルタ
２０１と、
（３）に基づいて入力信号の残差信号を得る逆フィルタ
２０１と、
【００２９】
【数３】
【００３０】式（４）に基づいて重み付け線形予測フィ
ルタ２０２と、
ルタ２０２と、
【００３１】
【数４】
【００３２】からなり、入力信号ｓ（ｔ）のスペクトル
の谷の部分を強調させた信号ｕ（ｔ）を決める。
の谷の部分を強調させた信号ｕ（ｔ）を決める。
【００３３】ここで、λはスペクトルの谷の部分をどれ
だけ強調するかを決定するパラメータであり、０に近い
ほど谷の部分が強調される。この信号ｕ（ｔ）にできる
だけ似た信号（聴覚重み付けされた合成信号）ｕ′
（ｔ）を合成するように符号化が行われる。この処理は
サブフレーム単位で行われる。１フレームあたりのサン
プル数をＦとする。
だけ強調するかを決定するパラメータであり、０に近い
ほど谷の部分が強調される。この信号ｕ（ｔ）にできる
だけ似た信号（聴覚重み付けされた合成信号）ｕ′
（ｔ）を合成するように符号化が行われる。この処理は
サブフレーム単位で行われる。１フレームあたりのサン
プル数をＦとする。
【００３４】この聴覚重み付けフィルタ２により、後に
説明する合成信号ｓ′（ｔ）はパワーの小さいスペクト
ルほど入力信号ｓ（ｔ）との誤差が小さくなり、聴覚の
マスキング特性によりマスクされ難いこれらのスペクト
ル成分の雑音を小さくすることができるので、聴覚的に
合成音質は良くなる。
説明する合成信号ｓ′（ｔ）はパワーの小さいスペクト
ルほど入力信号ｓ（ｔ）との誤差が小さくなり、聴覚の
マスキング特性によりマスクされ難いこれらのスペクト
ル成分の雑音を小さくすることができるので、聴覚的に
合成音質は良くなる。
【００３５】コードブック３には、励起信号ベクトルが
Ｎ個（ここで、Ｎは正の整数）入っており、この中の一
つの励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）（０≦ｊ＜Ｎ）は、乗
算器４によりγ倍され、ピッチ予測フィルタ５でピッチ
成分が付け加えられ、重み付け合成フィルタ７（伝達関
数はフィルタ２０２と同じ）を通ることにより、聴覚重
み付けされた合成信号ｕ′ｊ（ｔ）が得られる。ここ
で、最適な励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）を選択する為に
ＡｂＳ（Ａｎａｌｙｓｉｓ ｂｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉ
ｓ）法を用いる。
Ｎ個（ここで、Ｎは正の整数）入っており、この中の一
つの励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）（０≦ｊ＜Ｎ）は、乗
算器４によりγ倍され、ピッチ予測フィルタ５でピッチ
成分が付け加えられ、重み付け合成フィルタ７（伝達関
数はフィルタ２０２と同じ）を通ることにより、聴覚重
み付けされた合成信号ｕ′ｊ（ｔ）が得られる。ここ
で、最適な励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）を選択する為に
ＡｂＳ（Ａｎａｌｙｓｉｓ ｂｙ Ｓｙｎｔｈｅｓｉ
ｓ）法を用いる。
【００３６】図２においてＡｂＳ法を説明する。コード
ブック３中の励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）が乗算器４で
利得γによる乗算が行われ、ピッチ予測フィルタ５でピ
ッチ成分が付加される。その後、重み付け合成フィルタ
７により合成音声信号ｕ′ｊ（ｔ）が生成される。合成
音声信号とターゲットの入力音声信号ｕ（ｔ）の差分が
減算器８で計算され、誤差信号ｅｊ（ｔ）が生成され
る。この誤差信号ｅｊ（ｔ）のパワーＰｊがパワー計算
部９によって式（５）に基づいて計算される。
ブック３中の励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）が乗算器４で
利得γによる乗算が行われ、ピッチ予測フィルタ５でピ
ッチ成分が付加される。その後、重み付け合成フィルタ
７により合成音声信号ｕ′ｊ（ｔ）が生成される。合成
音声信号とターゲットの入力音声信号ｕ（ｔ）の差分が
減算器８で計算され、誤差信号ｅｊ（ｔ）が生成され
る。この誤差信号ｅｊ（ｔ）のパワーＰｊがパワー計算
部９によって式（５）に基づいて計算される。
【００３７】
【数５】
【００３８】そして、このパワーＰｊが最小となるコー
ドブック３の励起信号ベクトルｃｊ、γ、ピッチ予測フ
ィルタの係数をエラー最小化部１０で検索する。
ドブック３の励起信号ベクトルｃｊ、γ、ピッチ予測フ
ィルタの係数をエラー最小化部１０で検索する。
【００３９】線形予測係数、励起信号のインデックス
ｊ、利得γ、ピッチ予測フィルタの係数、ピッチ長が符
号化・マルチプレクサ部１１で符号化、マルチプレクサ
化されて伝送路１２に送られる。この伝送路１２とし
て、無線系、有線系、蓄積系がある。
ｊ、利得γ、ピッチ予測フィルタの係数、ピッチ長が符
号化・マルチプレクサ部１１で符号化、マルチプレクサ
化されて伝送路１２に送られる。この伝送路１２とし
て、無線系、有線系、蓄積系がある。
【００４０】次に、図２の復号化部を説明する。
【００４１】復号化部では、デマルチプレクサ・復号化
部１３において、伝送された符号列がデマルチプレク
ス、復号化され、線形予測係数、励起信号のインデック
スｊ、利得γ、ラグ（ピッチ長）、ピッチ予測フィルタ
の係数が得られる。符号化部のコードブック３と同じ励
起信号ベクトルを持つコードブック１４の中のｊで示さ
れる励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）が乗算器１５によりγ
倍され、符号化部のピッチ予測フィルタ５と同じ構造の
ピッチ予測フィルタ１６でピッチ成分が付加され、更
に、式（６）で示される伝達関数Ｆ（ｚ）
部１３において、伝送された符号列がデマルチプレク
ス、復号化され、線形予測係数、励起信号のインデック
スｊ、利得γ、ラグ（ピッチ長）、ピッチ予測フィルタ
の係数が得られる。符号化部のコードブック３と同じ励
起信号ベクトルを持つコードブック１４の中のｊで示さ
れる励起信号ベクトルｃｊ（ｔ）が乗算器１５によりγ
倍され、符号化部のピッチ予測フィルタ５と同じ構造の
ピッチ予測フィルタ１６でピッチ成分が付加され、更
に、式（６）で示される伝達関数Ｆ（ｚ）
【００４２】
【数６】
【００４３】を持つ線形予測フィルタ（合成フィルタ）
１７を通ることにより、合成信号ｓ′（ｔ）が得られ
る。式（６）で用いられる線形予測係数α(m) i は、伝
送されたフレーム毎の線形予測係数を予測係数補間部１
８において各サブフレーム毎に補間したものである。
１７を通ることにより、合成信号ｓ′（ｔ）が得られ
る。式（６）で用いられる線形予測係数α(m) i は、伝
送されたフレーム毎の線形予測係数を予測係数補間部１
８において各サブフレーム毎に補間したものである。
【００４４】予測係数補間部１８は予測係数補間部６と
同様の構造をしており、双曲線変換を施した後、線形補
間を行い、その後、双曲線逆変換を行いサブフレーム毎
のＰＡＲＣＯＲ係数を求める。
同様の構造をしており、双曲線変換を施した後、線形補
間を行い、その後、双曲線逆変換を行いサブフレーム毎
のＰＡＲＣＯＲ係数を求める。
【００４５】次に、図１の予測係数補間部６を詳細に説
明する。
明する。
【００４６】図２の短期予測部１では１フレームの音声
区間毎にＰ次（Ｐは正の整数）のＰＡＲＣＯＲ係数を求
める。その後、ＰＡＲＣＯＲ係数ｋｊ（ｊ＝１〜Ｐ）を
量子化する。以降、この量子化したＰＡＲＣＯＲ係数を
使用する。
区間毎にＰ次（Ｐは正の整数）のＰＡＲＣＯＲ係数を求
める。その後、ＰＡＲＣＯＲ係数ｋｊ（ｊ＝１〜Ｐ）を
量子化する。以降、この量子化したＰＡＲＣＯＲ係数を
使用する。
【００４７】予測係数補間部６では直前のフレームで求
めたＰＡＲＣＯＲ係数と現在のフレームで求めたＰＡＲ
ＣＯＲ係数との線形補間を行なうことによりＭ個（Ｍは
正の整数）のサブフレーム単位のＰＡＲＣＯＲ係数を求
める。この線形補間ＰＡＲＣＯＲ係数は、低次のＰＡＲ
ＣＯＲ係数については双曲線変換部６１で変換し、その
結果を線形補間部６２で補間し、その後、双曲線逆変換
部６３で逆変換することにより得る。また、中・高次の
ＰＡＲＣＯＲ係数については線形補間部６２で線形補間
のみ行う。
めたＰＡＲＣＯＲ係数と現在のフレームで求めたＰＡＲ
ＣＯＲ係数との線形補間を行なうことによりＭ個（Ｍは
正の整数）のサブフレーム単位のＰＡＲＣＯＲ係数を求
める。この線形補間ＰＡＲＣＯＲ係数は、低次のＰＡＲ
ＣＯＲ係数については双曲線変換部６１で変換し、その
結果を線形補間部６２で補間し、その後、双曲線逆変換
部６３で逆変換することにより得る。また、中・高次の
ＰＡＲＣＯＲ係数については線形補間部６２で線形補間
のみ行う。
【００４８】上記方法により決定されたＰＡＲＣＯＲ係
数を線形予測係数αｉ（ｉ＝０〜Ｐ）に変換し、各々の
サブフレームで求めた線形予測係数を使用する。但し、
１次のＰＡＲＣＯＲ係数ｋ１の補間は、各フレームのｋ
１を下記の式（７）で変換した後に線形補間し、式
（８）により逆変換する。
数を線形予測係数αｉ（ｉ＝０〜Ｐ）に変換し、各々の
サブフレームで求めた線形予測係数を使用する。但し、
１次のＰＡＲＣＯＲ係数ｋ１の補間は、各フレームのｋ
１を下記の式（７）で変換した後に線形補間し、式
（８）により逆変換する。
【００４９】
【数７】
【００５０】
【数８】
【００５１】上記式（７）及び式（８）により、＋１に
偏在するｋ１は図３に示されるように分配される。この
変換式において、定数ａの値が大きくなる程±１付近で
の傾斜が大きくなる。２次のＰＡＲＣＯＲ係数も同様に
変換、補間可能である。また、±１に非常に近い値のＰ
ＡＲＣＯＲ係数をＬＡＲで表現すると非常に大きな値と
なり、大きなダイナミックレンジが必要となるが、この
変換式によればそのようなＰＡＲＣＯＲ係数を変換して
小さなダイナミックレンジで表現可能である。
偏在するｋ１は図３に示されるように分配される。この
変換式において、定数ａの値が大きくなる程±１付近で
の傾斜が大きくなる。２次のＰＡＲＣＯＲ係数も同様に
変換、補間可能である。また、±１に非常に近い値のＰ
ＡＲＣＯＲ係数をＬＡＲで表現すると非常に大きな値と
なり、大きなダイナミックレンジが必要となるが、この
変換式によればそのようなＰＡＲＣＯＲ係数を変換して
小さなダイナミックレンジで表現可能である。
【００５２】次に、図４のフローチャートを参照して、
本実施例によるＰＡＲＣＯＲ係数補間処理の動作を説明
する。
本実施例によるＰＡＲＣＯＲ係数補間処理の動作を説明
する。
【００５３】まず、ｎ番目のフレームのＰＡＲＣＯＲ係
数ｋｉ（次数ｉ＝１〜Ｐ）が入力処理で予測係数補間部
６（図１）に入力され（４０１）、ＰＡＲＣＯＲ係数の
次数を表す変換ｉを１に初期化する（４０２）。ＰＡＲ
ＣＯＲ係数の次数が判定され（４０３）、低次のＰＡＲ
ＣＯＲ係数は式（７）によるｙｉ（ｎ）への変換が行わ
れ（４０４）、中高次のＰＡＲＣＯＲ係数はｙｉ（ｎ）
への無変換代入が行われる（４０５）。そして、次数を
表す変数ｉをインクリメントする（４０６）。全ての次
数のＰＡＲＣＯＲ係数におけるｙｉ（ｎ）を求める。そ
の処理の終了を判定する（４０７）。その後、ｙｉ
（ｎ）は前フレームのｙｉ（ｎ−１）と補間されてｙ
ｉ′（ｎ）が求まる（４０８）。その補間式を式（９）
に示す。
数ｋｉ（次数ｉ＝１〜Ｐ）が入力処理で予測係数補間部
６（図１）に入力され（４０１）、ＰＡＲＣＯＲ係数の
次数を表す変換ｉを１に初期化する（４０２）。ＰＡＲ
ＣＯＲ係数の次数が判定され（４０３）、低次のＰＡＲ
ＣＯＲ係数は式（７）によるｙｉ（ｎ）への変換が行わ
れ（４０４）、中高次のＰＡＲＣＯＲ係数はｙｉ（ｎ）
への無変換代入が行われる（４０５）。そして、次数を
表す変数ｉをインクリメントする（４０６）。全ての次
数のＰＡＲＣＯＲ係数におけるｙｉ（ｎ）を求める。そ
の処理の終了を判定する（４０７）。その後、ｙｉ
（ｎ）は前フレームのｙｉ（ｎ−１）と補間されてｙ
ｉ′（ｎ）が求まる（４０８）。その補間式を式（９）
に示す。
【００５４】
【数９】
【００５５】再び図４に戻って、前フレームのＰＡＲＣ
ＯＲ係数ｙｉ（ｎ−１）を現在のフレームのＰＡＲＣＯ
Ｒ係数ｙｉ（ｎ）により更新して（４０９）、上記ステ
ップ４０２と同様に、次数を表す変数ｉに初期値１を代
入する（４１０）。
ＯＲ係数ｙｉ（ｎ−１）を現在のフレームのＰＡＲＣＯ
Ｒ係数ｙｉ（ｎ）により更新して（４０９）、上記ステ
ップ４０２と同様に、次数を表す変数ｉに初期値１を代
入する（４１０）。
【００５６】その処理後、低次のｙｉ′（ｎ）は双曲線
変換（式（８））されてＰＡＲＣＯＲ係数へと変換され
る（４１１、４１２）。また、中高次のｙｉ′（ｎ）は
そのままＰＡＲＣＯＲ係数に代入される（４１３）。こ
れらの変換処理は全ての次数のｙｉ′（ｎ）についてな
され、その後、次数を表す変数ｉをインクリメントして
（４１４）、その処理終了を判定する（４１５）。これ
により求まったＰＡＲＣＯＲ係数がサブフレーム単位の
処理に適用される（４１６）。
変換（式（８））されてＰＡＲＣＯＲ係数へと変換され
る（４１１、４１２）。また、中高次のｙｉ′（ｎ）は
そのままＰＡＲＣＯＲ係数に代入される（４１３）。こ
れらの変換処理は全ての次数のｙｉ′（ｎ）についてな
され、その後、次数を表す変数ｉをインクリメントして
（４１４）、その処理終了を判定する（４１５）。これ
により求まったＰＡＲＣＯＲ係数がサブフレーム単位の
処理に適用される（４１６）。
【００５７】図４のフローチャートにおいて、ステップ
４０２から４０７までが図１の双曲線変換部６１、ステ
ップ４０８が図１の線形補間部６２、ステップ４０９か
ら４１５までが図１の双曲線逆変換部６３で処理され
る。
４０２から４０７までが図１の双曲線変換部６１、ステ
ップ４０８が図１の線形補間部６２、ステップ４０９か
ら４１５までが図１の双曲線逆変換部６３で処理され
る。
【００５８】双曲線変換ステップ４０４及び双曲線逆変
換ステップ４１２の変換式として、本実施例では式
（７）及び式（８）に示す双曲線関数を用いたが、図３
に示すような±１付近に偏在するＰＡＲＣＯＲ係数を分
配変換する特性を持つ関数ならば、補間結果は改善され
るので、このような特性を持つ高次の曲線を用いても良
いが実現の際の計算量の観点からは双曲線関数が適当で
ある。なぜなら、双曲線関数であれば、その逆変換も簡
易であり計算量の点からも適していると判断できる。
換ステップ４１２の変換式として、本実施例では式
（７）及び式（８）に示す双曲線関数を用いたが、図３
に示すような±１付近に偏在するＰＡＲＣＯＲ係数を分
配変換する特性を持つ関数ならば、補間結果は改善され
るので、このような特性を持つ高次の曲線を用いても良
いが実現の際の計算量の観点からは双曲線関数が適当で
ある。なぜなら、双曲線関数であれば、その逆変換も簡
易であり計算量の点からも適していると判断できる。
【００５９】上述したように、本発明では、線形予測係
数を補間する前にその分布を考慮した線形変換を施すこ
とによりＬＡＲに変換することなく良い補間特性を示
し、またＬＡＲに変換しないため計算量を大幅に減ずる
ことができる。即ち、補間誤差の影響削減の効果とし
て、実施例において説明したように、±１付近に偏在す
る提示ＰＡＲＣＯＲ係数の補間による誤差を、その分布
を考慮した変換を行うことにより削減する。また、計算
量削減の効果として、本方式による線形予測係数の補間
ではＬＡＲの計算に必要である対数の計算が不必要とな
り、この方式を実際に計算機上で実現する際に計算量を
減少できる。
数を補間する前にその分布を考慮した線形変換を施すこ
とによりＬＡＲに変換することなく良い補間特性を示
し、またＬＡＲに変換しないため計算量を大幅に減ずる
ことができる。即ち、補間誤差の影響削減の効果とし
て、実施例において説明したように、±１付近に偏在す
る提示ＰＡＲＣＯＲ係数の補間による誤差を、その分布
を考慮した変換を行うことにより削減する。また、計算
量削減の効果として、本方式による線形予測係数の補間
ではＬＡＲの計算に必要である対数の計算が不必要とな
り、この方式を実際に計算機上で実現する際に計算量を
減少できる。
【００６０】
【発明の効果】本発明の線形予測係数補間装置は、一定
時間長の入力音声信号から得られた所定次数のＰＡＲＣ
ＯＲ係数を双曲線変換する変換手段と、変換手段に接続
されており双曲線変換された変換結果を線形補間する補
間手段と、補間手段に接続されており線形補間された線
形補間結果を逆変換する逆変換手段とを備えるので、Ｌ
ＡＲの計算に必要である対数の計算が不必要となり、こ
の方式を実際に計算機上で実現する際に計算量を減少で
きる。
時間長の入力音声信号から得られた所定次数のＰＡＲＣ
ＯＲ係数を双曲線変換する変換手段と、変換手段に接続
されており双曲線変換された変換結果を線形補間する補
間手段と、補間手段に接続されており線形補間された線
形補間結果を逆変換する逆変換手段とを備えるので、Ｌ
ＡＲの計算に必要である対数の計算が不必要となり、こ
の方式を実際に計算機上で実現する際に計算量を減少で
きる。
【００６１】また、本発明の線形予測係数補間装置で
は、双曲線変換手段は、所定次数のＰＡＲＣＯＲ係数が
±１の値に近付く程、急傾斜を持つように双曲線変換を
行うので、±１付近に偏在する提示ＰＡＲＣＯＲ係数の
補間による誤差を、その分布を考慮した変換を行うこと
により削減できる。
は、双曲線変換手段は、所定次数のＰＡＲＣＯＲ係数が
±１の値に近付く程、急傾斜を持つように双曲線変換を
行うので、±１付近に偏在する提示ＰＡＲＣＯＲ係数の
補間による誤差を、その分布を考慮した変換を行うこと
により削減できる。
【図１】本発明の線形予測係数補間装置の一実施例の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
【図２】図１の線形予測係数補間部を備えた音声符号化
復号化装置の一構成例を示すブロック図である。
復号化装置の一構成例を示すブロック図である。
【図３】図１の線形予測係数補間部によるＰＡＲＣＯＲ
係数の分布を表す説明図である。
係数の分布を表す説明図である。
【図４】図１の線形予測係数補間部によるＰＡＲＣＯＲ
係数補間処理の動作を説明するためのフローチャートで
ある。
係数補間処理の動作を説明するためのフローチャートで
ある。
【図５】ＰＡＲＣＯＲからＬＡＲへの変換結果の説明図
である。
である。
１ 短期予測部 ２ 聴覚重み付けフィルタ ３，１４ コードブック ４，１５ 乗算器 ５，１６ ピッチ予測フィルタ ６，１８ 予測係数補間部 ７，２０２ 重み付け合成フィルタ ８ 減算器 ９ パワー計算部 １０ エラー最小化部 １１ 符号化、マルチプレクサ部 １２ 伝送路 １３ デマルチプレクサ、復号化部 １７ 合成フィルタ ６１ 双曲線変換部 ６２ 線形補間部 ６３ 双曲線逆変換部 ２０１ 線形予測フィルタ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G10L 13/00 G10L 19/00 - 19/14 H03M 7/30 H04B 14/04
Claims (2)
- 【請求項１】 一定時間長の入力音声信号から得られた
所定次数のパーコール係数を双曲線変換する変換手段
と、該変換手段に接続されており該双曲線変換された変
換結果を線形補間する補間手段と、該補間手段に接続さ
れており該線形補間された線形補間結果を逆変換する逆
変換手段とを備えることを特徴とする線形予測係数補間
装置。 - 【請求項２】 前記双曲線変換手段は、前記所定次数の
パーコール係数が±１の値に近付く程、急傾斜を持つよ
うに双曲線変換を行うことを特徴とする請求項１に記載
の線形予測係数補間装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05217373A JP3138574B2 (ja) | 1993-09-01 | 1993-09-01 | 線形予測係数補間装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP05217373A JP3138574B2 (ja) | 1993-09-01 | 1993-09-01 | 線形予測係数補間装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0774642A JPH0774642A (ja) | 1995-03-17 |
| JP3138574B2 true JP3138574B2 (ja) | 2001-02-26 |
Family
ID=16703161
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP05217373A Expired - Fee Related JP3138574B2 (ja) | 1993-09-01 | 1993-09-01 | 線形予測係数補間装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3138574B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4598877B2 (ja) * | 2007-12-04 | 2010-12-15 | 日本電信電話株式会社 | 符号化方法、この方法を用いた装置、プログラム、記録媒体 |
| JP4783412B2 (ja) * | 2008-09-09 | 2011-09-28 | 日本電信電話株式会社 | 信号広帯域化装置、信号広帯域化方法、そのプログラム、その記録媒体 |
| WO2010073977A1 (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | 日本電信電話株式会社 | 符号化方法、復号方法、それらの装置、プログラム及び記録媒体 |
| JP5845725B2 (ja) * | 2011-08-26 | 2016-01-20 | ヤマハ株式会社 | 信号処理装置 |
-
1993
- 1993-09-01 JP JP05217373A patent/JP3138574B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0774642A (ja) | 1995-03-17 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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