JP3128602B2 - ディジタル伝送装置 - Google Patents
ディジタル伝送装置Info
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- JP3128602B2 JP3128602B2 JP05288310A JP28831093A JP3128602B2 JP 3128602 B2 JP3128602 B2 JP 3128602B2 JP 05288310 A JP05288310 A JP 05288310A JP 28831093 A JP28831093 A JP 28831093A JP 3128602 B2 JP3128602 B2 JP 3128602B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、広帯域ディジタル信号
を同軸ケーブルでシリアル伝送するディジタル伝送装置
に関する。
を同軸ケーブルでシリアル伝送するディジタル伝送装置
に関する。
【0002】
【従来の技術】広帯域ディジタル信号を同軸ケーブルで
シリアル伝送するディジタル伝送装置は、業務用VTR
やカメラなどのスタジオ機器で近年使用されている。
シリアル伝送するディジタル伝送装置は、業務用VTR
やカメラなどのスタジオ機器で近年使用されている。
【0003】以下、図面を参照しながら上述した従来の
ディジタル伝送装置の一例について説明する。
ディジタル伝送装置の一例について説明する。
【0004】図6は従来のディジタル伝送装置の構成を
示すブロック図である。図6において、15はパラレル・
データ入力端子、16はパラレル・クロック入力端子、17
はパラレル・シリアル変換器、18はPLL回路、19は送
出信号処理回路、20は送出回路、21は同軸ケーブル、22
は等化器、23は受信信号処理回路、24はシリアル・パラ
レル変換器、25はPLL回路、26はパラレル・データ出
力端子、27はパラレル・クロック出力端子である。
示すブロック図である。図6において、15はパラレル・
データ入力端子、16はパラレル・クロック入力端子、17
はパラレル・シリアル変換器、18はPLL回路、19は送
出信号処理回路、20は送出回路、21は同軸ケーブル、22
は等化器、23は受信信号処理回路、24はシリアル・パラ
レル変換器、25はPLL回路、26はパラレル・データ出
力端子、27はパラレル・クロック出力端子である。
【0005】以上のように構成されたディジタル伝送装
置について、以下その動作について説明する。
置について、以下その動作について説明する。
【0006】パラレル・データ入力端子15への入力信号
を、270MbpsのNTSCコンポーネント信号とする。す
なわち、パラレル・データ入力端子15には、27Mbpsの10
ビット・パラレル・データが入力される。入力された10
ビットのパラレル・データは、パラレル・シリアル変換
器17においてパラレル・クロック入力端子16から入力さ
れたクロックによってラッチされる。またPLL回路18
では、入力されたパラレル・クロックに位相ロックした
10倍の周波数のシリアル・クロックを発生して、パラレ
ル・シリアル変換器17に入力する。
を、270MbpsのNTSCコンポーネント信号とする。す
なわち、パラレル・データ入力端子15には、27Mbpsの10
ビット・パラレル・データが入力される。入力された10
ビットのパラレル・データは、パラレル・シリアル変換
器17においてパラレル・クロック入力端子16から入力さ
れたクロックによってラッチされる。またPLL回路18
では、入力されたパラレル・クロックに位相ロックした
10倍の周波数のシリアル・クロックを発生して、パラレ
ル・シリアル変換器17に入力する。
【0007】このパラレル・シリアル変換器17でシリア
ル・データに変換されたデータは、送出信号処理回路19
に入力されて、スクランブル処理およびNRZ信号から
NRZI信号への変換を行う。このスクランブル処理は
暗号化のためではなく、伝送路上で0または1が連続す
ることを防止するためのものである。送出信号処理回路
19の出力は、送出回路20に入力されて、バッファ・アン
プで増幅された後、同軸ケーブル21に出力される。
ル・データに変換されたデータは、送出信号処理回路19
に入力されて、スクランブル処理およびNRZ信号から
NRZI信号への変換を行う。このスクランブル処理は
暗号化のためではなく、伝送路上で0または1が連続す
ることを防止するためのものである。送出信号処理回路
19の出力は、送出回路20に入力されて、バッファ・アン
プで増幅された後、同軸ケーブル21に出力される。
【0008】同軸ケーブル21の長さは最大300m程度で
ある。このとき、270Mbpsのシリアル伝送に必要な帯域
である135MHz付近では、約30dBの減衰を受けるので高域
を補償する必要がある。また、同軸ケーブルでは低域の
群遅延が平坦でないので、これを補償する必要もある。
以上2点の理由で、等化器22が受信部の入力段に設けら
れている。
ある。このとき、270Mbpsのシリアル伝送に必要な帯域
である135MHz付近では、約30dBの減衰を受けるので高域
を補償する必要がある。また、同軸ケーブルでは低域の
群遅延が平坦でないので、これを補償する必要もある。
以上2点の理由で、等化器22が受信部の入力段に設けら
れている。
【0009】この等化器22の出力はPLL回路25に入力
されてシリアル・クロックを再生すると同時に、これを
10分周してパラレル・クロックも発生して、パラレル・
クロック出力端子27に出力する。受信信号処理回路23で
は、等化器22の出力をPLL回路25で再生したシリアル
・クロックで元のデータに識別した後、NRZI信号か
らNRZ信号への変換およびデスクランブル処理をして
出力する。シリアル・パラレル変換器24では、入力され
たシリアル・データをPLL回路25で再生したシリアル
・クロックおよびパラレル・クロックを用いて元の10ビ
ットのパラレル・データに変換して、パラレル・データ
出力端子26に出力する(例えば、RonWard :“Avoiding t
he Pitfalls in Serial Digital Signal Distributio
n”,133rd SMPTE Technical Conference,preprint N
o.133-45,Oct.,1991)。
されてシリアル・クロックを再生すると同時に、これを
10分周してパラレル・クロックも発生して、パラレル・
クロック出力端子27に出力する。受信信号処理回路23で
は、等化器22の出力をPLL回路25で再生したシリアル
・クロックで元のデータに識別した後、NRZI信号か
らNRZ信号への変換およびデスクランブル処理をして
出力する。シリアル・パラレル変換器24では、入力され
たシリアル・データをPLL回路25で再生したシリアル
・クロックおよびパラレル・クロックを用いて元の10ビ
ットのパラレル・データに変換して、パラレル・データ
出力端子26に出力する(例えば、RonWard :“Avoiding t
he Pitfalls in Serial Digital Signal Distributio
n”,133rd SMPTE Technical Conference,preprint N
o.133-45,Oct.,1991)。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな構成では、同軸ケーブルの高域の減衰を補償し、か
つ低域の群遅延の偏差も補償する広帯域な等化器の実現
が難しいために、伝送ディジタル信号のS/N限界より
も等化器の補償能力により伝送距離が短く制限されると
いう問題点を有していた。
うな構成では、同軸ケーブルの高域の減衰を補償し、か
つ低域の群遅延の偏差も補償する広帯域な等化器の実現
が難しいために、伝送ディジタル信号のS/N限界より
も等化器の補償能力により伝送距離が短く制限されると
いう問題点を有していた。
【0011】本発明は上記問題点に鑑み、等化器を用い
ずに広帯域なディジタル信号を同軸ケーブルで伝送する
ディジタル伝送装置の提供を目的とするものである。
ずに広帯域なディジタル信号を同軸ケーブルで伝送する
ディジタル伝送装置の提供を目的とするものである。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明は上記問題点を解
決し、目的を達成するために、シリアル・データを複数
のパラレル・データに一様に分割、またはデータの優先
度順に階層符号化して分割し、パラレル・データの個々
をそれぞれ独立したチャンネルで直交振幅変調または残
留側波帯振幅変調をして、周波数多重により同軸ケーブ
ル中を伝送することを特徴とする。
決し、目的を達成するために、シリアル・データを複数
のパラレル・データに一様に分割、またはデータの優先
度順に階層符号化して分割し、パラレル・データの個々
をそれぞれ独立したチャンネルで直交振幅変調または残
留側波帯振幅変調をして、周波数多重により同軸ケーブ
ル中を伝送することを特徴とする。
【0013】
【作用】本発明によれば、広帯域ディジタル信号を複数
のチャンネルに分割して、それぞれに対して伝送効率の
高い多値のディジタル変調を施してから周波数多重する
ために、各チャンネルの帯域幅を狭帯域化でき、各チャ
ンネル内では振幅・群遅延偏差が小さくなるので等化器
が不要となる。
のチャンネルに分割して、それぞれに対して伝送効率の
高い多値のディジタル変調を施してから周波数多重する
ために、各チャンネルの帯域幅を狭帯域化でき、各チャ
ンネル内では振幅・群遅延偏差が小さくなるので等化器
が不要となる。
【0014】
【実施例】以下、本発明の各実施例のディジタル伝送装
置について、図面を参照しながら説明する。図1は本発
明の第1の発明の実施例におけるディジタル伝送装置の
構成を示すブロック図、図4は図1の直交振幅変調器
(以下、QAM変調器という)の構成を示すブロック図、
図5は図1の直交振幅復調器(以下、QAM復調器とい
う)の構成を示すブロック図である。
置について、図面を参照しながら説明する。図1は本発
明の第1の発明の実施例におけるディジタル伝送装置の
構成を示すブロック図、図4は図1の直交振幅変調器
(以下、QAM変調器という)の構成を示すブロック図、
図5は図1の直交振幅復調器(以下、QAM復調器とい
う)の構成を示すブロック図である。
【0015】図1において、1はデータ入力端子、2は
分割回路、3,4,5はQAM変調器#1,#2,〜#
n、6は周波数多重回路、7は同軸ケーブル、8は変調
信号分配回路、9,10,11はQAM復調器#1,#2,〜
#n、12は合成回路、13はデータ出力端子である。
分割回路、3,4,5はQAM変調器#1,#2,〜#
n、6は周波数多重回路、7は同軸ケーブル、8は変調
信号分配回路、9,10,11はQAM復調器#1,#2,〜
#n、12は合成回路、13はデータ出力端子である。
【0016】また、図4のQAM変調器3において、31
は変調信号処理回路、32は直交変調器、33はアップ・コ
ンバータであり、他のQAM変調器4,5も同様の構成
である。また、図5のQAM復調器9において、91はチ
ューナ、92は直交検波器、93は復調信号処理回路であ
り、他のQAM復調器10,11も同様の構成である。
は変調信号処理回路、32は直交変調器、33はアップ・コ
ンバータであり、他のQAM変調器4,5も同様の構成
である。また、図5のQAM復調器9において、91はチ
ューナ、92は直交検波器、93は復調信号処理回路であ
り、他のQAM復調器10,11も同様の構成である。
【0017】以上のように構成されたディジタル伝送装
置について、以下、図1,図4,図5を用いてその動作
を説明する。
置について、以下、図1,図4,図5を用いてその動作
を説明する。
【0018】データ入力端子1への入力ディジタル・デ
ータを、従来例と同様に270MbpsのNTSCコンポーネ
ント信号とする。データ入力端子1には27Mbpsの10ビッ
ト・パラレルの信号が入力されるので、QAM変調器#
1〜#n(3〜5)の個数が10個のときは、分割回路2は
入力信号をそのまま通過させるだけでよい。QAM変調
器の個数が10個でない場合は、分割回路2では、入力さ
れたデータをQAM変調器の個数および各QAM変調器
の伝送帯域幅に応じてデータを分割する。本実施例で
は、QAM変調器の個数は10個とし、各変調器の伝送帯
域幅は6MHzで、64QAM変調器とする。
ータを、従来例と同様に270MbpsのNTSCコンポーネ
ント信号とする。データ入力端子1には27Mbpsの10ビッ
ト・パラレルの信号が入力されるので、QAM変調器#
1〜#n(3〜5)の個数が10個のときは、分割回路2は
入力信号をそのまま通過させるだけでよい。QAM変調
器の個数が10個でない場合は、分割回路2では、入力さ
れたデータをQAM変調器の個数および各QAM変調器
の伝送帯域幅に応じてデータを分割する。本実施例で
は、QAM変調器の個数は10個とし、各変調器の伝送帯
域幅は6MHzで、64QAM変調器とする。
【0019】各64QAM変調器は27Mbpsのデータを伝送
すればよい。実際の伝送では誤り訂正符号が付加され
る。これをリード・ソロモン訂正符号とすれば、通常全
データ量の10%程度を訂正符号に割り当てるので、総合
のデータ・レートは30Mbpsとなる。64QAMは6ビット
/シンボルの変調方式なので、伝送効率は6倍である。
したがって、30Mbpsのデータを伝送するためには、5.0M
Hzの帯域幅が必要である。伝送帯域幅は6MHzなので、
ロールオフ・フィルタのロールオフ率は0.2以下とすれ
ばよい。
すればよい。実際の伝送では誤り訂正符号が付加され
る。これをリード・ソロモン訂正符号とすれば、通常全
データ量の10%程度を訂正符号に割り当てるので、総合
のデータ・レートは30Mbpsとなる。64QAMは6ビット
/シンボルの変調方式なので、伝送効率は6倍である。
したがって、30Mbpsのデータを伝送するためには、5.0M
Hzの帯域幅が必要である。伝送帯域幅は6MHzなので、
ロールオフ・フィルタのロールオフ率は0.2以下とすれ
ばよい。
【0020】10個の64QAM変調器の搬送波周波数とし
て、例えばアメリカのCATVのチャンネル・プランに
合わせて同軸ケーブル7の減衰量の少ない低域のチャン
ネルから優先的に使用することにすると、57,63,69,
75,85,93,99,105,111,117MHzを選ぶことができ
る。
て、例えばアメリカのCATVのチャンネル・プランに
合わせて同軸ケーブル7の減衰量の少ない低域のチャン
ネルから優先的に使用することにすると、57,63,69,
75,85,93,99,105,111,117MHzを選ぶことができ
る。
【0021】次に図4を用いて、64QAM変調器の説明
を行う。分割回路2から入力された27Mbpsのデータは、
変調信号処理回路31に入力される。変調信号処理回路31
では、誤り訂正符号を付加し、64QAMのマッピングを
行ってロールオフ・フィルタ処理をして、DA変換した
後に直交変調器32に出力する。直交変調器32では、入力
されたI,Qの2軸の信号を位相が90度異なる2つの搬
送波を用いてそれぞれ変調し、加算して出力する。ここ
で、変調に用いる搬送波は一定の中間周波数とする。次
段のアップ・コンバータ33では、入力された中間周波数
での変調波と内部の局部発振器出力とを内部の乗算器で
乗算することにより、上記した10種類の周波数にそれぞ
れアップ・コンバートする。
を行う。分割回路2から入力された27Mbpsのデータは、
変調信号処理回路31に入力される。変調信号処理回路31
では、誤り訂正符号を付加し、64QAMのマッピングを
行ってロールオフ・フィルタ処理をして、DA変換した
後に直交変調器32に出力する。直交変調器32では、入力
されたI,Qの2軸の信号を位相が90度異なる2つの搬
送波を用いてそれぞれ変調し、加算して出力する。ここ
で、変調に用いる搬送波は一定の中間周波数とする。次
段のアップ・コンバータ33では、入力された中間周波数
での変調波と内部の局部発振器出力とを内部の乗算器で
乗算することにより、上記した10種類の周波数にそれぞ
れアップ・コンバートする。
【0022】図1に戻り、周波数多重回路6では、10個
の64QAM変調器の出力を加算回路によって加算するこ
とにより周波数多重して同軸ケーブル7に出力する。な
お前記加算回路は、例えばインピーダンス整合を考慮し
た抵抗器による加算器でよい。上記した10個の周波数の
搬送波を用いた場合、それぞれは6MHzの帯域幅を有す
るので、結局、多重後の帯域幅は54〜120MHzまでの66MH
zとなる。
の64QAM変調器の出力を加算回路によって加算するこ
とにより周波数多重して同軸ケーブル7に出力する。な
お前記加算回路は、例えばインピーダンス整合を考慮し
た抵抗器による加算器でよい。上記した10個の周波数の
搬送波を用いた場合、それぞれは6MHzの帯域幅を有す
るので、結局、多重後の帯域幅は54〜120MHzまでの66MH
zとなる。
【0023】0〜数百mの同軸ケーブル7を通過した周
波数多重ディジタル変調波は、変調信号分配回路8に入
力される。変調信号分配回路8では、54〜120MHzを通過
させるバンドパス・フィルタを通して不要な帯域の雑音
を除去した後、雑音指数の良好なアンプで信号を増幅し
て10個に等分配して、10個の64QAM復調器#1〜#n
(9〜11)に入力する。
波数多重ディジタル変調波は、変調信号分配回路8に入
力される。変調信号分配回路8では、54〜120MHzを通過
させるバンドパス・フィルタを通して不要な帯域の雑音
を除去した後、雑音指数の良好なアンプで信号を増幅し
て10個に等分配して、10個の64QAM復調器#1〜#n
(9〜11)に入力する。
【0024】次に図5を用いて、64QAM復調器9の説
明を行う。変調信号分配回路8から入力された周波数多
重信号は、チューナ91に入力される。ここでチューナ91
は、アメリカのCATV受信用のチューナを使用する。
チューナ91は、10個のチャンネルから1チャンネルを選
択して中間周波数帯41〜47MHzに周波数変換する。直交
検波器92では、内部の44MHzの局部発振器で発生した90
度位相の異なる2個の搬送波と変調信号をそれぞれ乗算
して、元のI,Qの信号を得る。復調信号処理回路93で
は、入力されたI,Q信号をそれぞれAD変換して受信
側のロールオフ・フィルタ処理を行い、64個の符号点の
識別および元の6ビットデータへの逆マッピング処理を
し、誤り訂正処理をして合成回路12に出力する。なお、
復調信号処理回路93は、直交検波器92の局部発振器の周
波数および位相を中間周波数帯の変調波の搬送波にロッ
クさせる搬送波再生回路と、シンボル・クロックを再生
するクロック再生回路を含む。
明を行う。変調信号分配回路8から入力された周波数多
重信号は、チューナ91に入力される。ここでチューナ91
は、アメリカのCATV受信用のチューナを使用する。
チューナ91は、10個のチャンネルから1チャンネルを選
択して中間周波数帯41〜47MHzに周波数変換する。直交
検波器92では、内部の44MHzの局部発振器で発生した90
度位相の異なる2個の搬送波と変調信号をそれぞれ乗算
して、元のI,Qの信号を得る。復調信号処理回路93で
は、入力されたI,Q信号をそれぞれAD変換して受信
側のロールオフ・フィルタ処理を行い、64個の符号点の
識別および元の6ビットデータへの逆マッピング処理を
し、誤り訂正処理をして合成回路12に出力する。なお、
復調信号処理回路93は、直交検波器92の局部発振器の周
波数および位相を中間周波数帯の変調波の搬送波にロッ
クさせる搬送波再生回路と、シンボル・クロックを再生
するクロック再生回路を含む。
【0025】10個の64QAM復調器で復号された10チャ
ンネルの各々27Mbpsのディジタル・データは合成回路12
をそのまま通過して、データ出力端子13に10ビット・パ
ラレル信号として出力される。なお、合成回路12の役割
は分割回路2の対になるものであり、64QAM復調器の
個数が10個でない場合には、一旦合成した後、再度10ビ
ット・パラレル信号に再分割する。
ンネルの各々27Mbpsのディジタル・データは合成回路12
をそのまま通過して、データ出力端子13に10ビット・パ
ラレル信号として出力される。なお、合成回路12の役割
は分割回路2の対になるものであり、64QAM復調器の
個数が10個でない場合には、一旦合成した後、再度10ビ
ット・パラレル信号に再分割する。
【0026】ベースバンドの270Mbpsのディジタル信号
の伝送には、最低0〜135MHzの帯域内の振幅および群遅
延特性を平坦にする必要があるが、以上のように本実施
例によれば、10チャンネルの6MHzの各帯域内で振幅お
よび群遅延特性が平坦であればよいので、等化器を特に
設ける必要がない。また本実施例で用いた帯域幅6MHz
の64QAM復調器は、CATVでの64QAM伝送の普及
に伴い安価にて入手可能となるので、このような広帯域
のディジタル信号の多重伝送は容易に実現可能となる。
の伝送には、最低0〜135MHzの帯域内の振幅および群遅
延特性を平坦にする必要があるが、以上のように本実施
例によれば、10チャンネルの6MHzの各帯域内で振幅お
よび群遅延特性が平坦であればよいので、等化器を特に
設ける必要がない。また本実施例で用いた帯域幅6MHz
の64QAM復調器は、CATVでの64QAM伝送の普及
に伴い安価にて入手可能となるので、このような広帯域
のディジタル信号の多重伝送は容易に実現可能となる。
【0027】なお、本実施例ではQAM変復調器は64Q
AMとしたが、16QAMなどの他のQAM方式としても
よい。ただし、この場合は6MHzで伝送できるデータ量
が変化するのでQAM変復調器の数を変更する必要があ
る。また、トータルの伝送レートも270Mbpsに限定され
るものではなく、RFでの周波数多重信号のチャンネル
・プランも本実施例の例に限定されるものではない。
AMとしたが、16QAMなどの他のQAM方式としても
よい。ただし、この場合は6MHzで伝送できるデータ量
が変化するのでQAM変復調器の数を変更する必要があ
る。また、トータルの伝送レートも270Mbpsに限定され
るものではなく、RFでの周波数多重信号のチャンネル
・プランも本実施例の例に限定されるものではない。
【0028】また、本実施例では1チャンネルの帯域幅
を6MHzとしたが、これを27MHzとし、伝送方式をQPS
Kとしてもよい。衛星回線を利用した帯域幅27MHzで40.
96Mbpsを伝送するQPSK復調器が普及して安価に供給
される可能性があるためである。この場合、誤り訂正符
号の符号化率を3/4とすると、1チャンネル当たりの
伝送データ量は30.72Mbpsとなるので、270Mbpsの伝送に
は9チャンネルが必要である。また、総合の所要帯域幅
は27MHz×9=243MHzである。ベースバンドでの所要帯
域幅(135MHz)に比較して増加しているが、各チャンネル
内での振幅・群遅延偏差は小さいので、等化器を設けな
くとも伝送劣化は小さくなる。
を6MHzとしたが、これを27MHzとし、伝送方式をQPS
Kとしてもよい。衛星回線を利用した帯域幅27MHzで40.
96Mbpsを伝送するQPSK復調器が普及して安価に供給
される可能性があるためである。この場合、誤り訂正符
号の符号化率を3/4とすると、1チャンネル当たりの
伝送データ量は30.72Mbpsとなるので、270Mbpsの伝送に
は9チャンネルが必要である。また、総合の所要帯域幅
は27MHz×9=243MHzである。ベースバンドでの所要帯
域幅(135MHz)に比較して増加しているが、各チャンネル
内での振幅・群遅延偏差は小さいので、等化器を設けな
くとも伝送劣化は小さくなる。
【0029】同軸ケーブルの単位長さ当たりの減衰量
[dB/m]は、周波数の平方根に比例する。すなわち、
周波数が4倍になると、減衰量は2倍になる。したがっ
て、一定の帯域幅の中では、高域のほうが低域よりも振
幅偏差が小さい。この特性を利用して、1チャンネル当
たりの伝送帯域幅を低域では小さくし、高域では大きく
することにより、チャンネル内部での伝送劣化を減少さ
せることができる。
[dB/m]は、周波数の平方根に比例する。すなわち、
周波数が4倍になると、減衰量は2倍になる。したがっ
て、一定の帯域幅の中では、高域のほうが低域よりも振
幅偏差が小さい。この特性を利用して、1チャンネル当
たりの伝送帯域幅を低域では小さくし、高域では大きく
することにより、チャンネル内部での伝送劣化を減少さ
せることができる。
【0030】さらに、同軸ケーブルでの減衰を見越して
高域のチャンネルほど送信電力を大きくする。これによ
り高域のチャンネルの受信限界距離が伸びるので、伝送
可能なケーブル長が長くなる。この際、同軸ケーブル長
が0mになる場合も考慮して、QAM復調器の入力AG
C回路で吸収可能な範囲以上に送信電力を上げてはなら
ない。
高域のチャンネルほど送信電力を大きくする。これによ
り高域のチャンネルの受信限界距離が伸びるので、伝送
可能なケーブル長が長くなる。この際、同軸ケーブル長
が0mになる場合も考慮して、QAM復調器の入力AG
C回路で吸収可能な範囲以上に送信電力を上げてはなら
ない。
【0031】以下、第2の発明の一実施例のディジタル
伝送装置について、図面を参照しながら説明する。図2
は本発明の第2の発明の実施例におけるディジタル伝送
装置の構成を示すブロック図である。図1と異なるの
は、QAM変調器#1,#2,〜#n(3〜5)が残留側波
帯振幅変調器(VSB−AM変調器#1,#2,〜#n)3
0,40,50、QAM復調器#1,#2,〜#n(9〜11)が残
留側波帯振幅復調器(VSB−AM復調器#1,#2,〜
#n)90,100,110に変更されている点である。
伝送装置について、図面を参照しながら説明する。図2
は本発明の第2の発明の実施例におけるディジタル伝送
装置の構成を示すブロック図である。図1と異なるの
は、QAM変調器#1,#2,〜#n(3〜5)が残留側波
帯振幅変調器(VSB−AM変調器#1,#2,〜#n)3
0,40,50、QAM復調器#1,#2,〜#n(9〜11)が残
留側波帯振幅復調器(VSB−AM復調器#1,#2,〜
#n)90,100,110に変更されている点である。
【0032】入力信号として第1の発明と同様に、270M
bpsのデータを27Mbpsの10ビット・パラレルで伝送する
場合を考える。8値のVSB−AM伝送は3ビット/シ
ンボルの伝送効率であるが、VSB−AM方式により帯
域を有効利用しているので等価的に6ビット/シンボル
の伝送効率となる。したがって、27Mbpsのデータに誤り
訂正符号を付加して30Mbpsになったディジタル・データ
は、最低で5MHzの伝送帯域幅が必要となる。ロールオ
フ率を20%以下とすると、1チャンネルの帯域幅は6MH
z以下となる。したがって、64QAM変復調器の代わり
に、8値のVSB−AM変復調器を用いて、第1の発明
と同様に270Mbpsのデータを伝送することができる。
bpsのデータを27Mbpsの10ビット・パラレルで伝送する
場合を考える。8値のVSB−AM伝送は3ビット/シ
ンボルの伝送効率であるが、VSB−AM方式により帯
域を有効利用しているので等価的に6ビット/シンボル
の伝送効率となる。したがって、27Mbpsのデータに誤り
訂正符号を付加して30Mbpsになったディジタル・データ
は、最低で5MHzの伝送帯域幅が必要となる。ロールオ
フ率を20%以下とすると、1チャンネルの帯域幅は6MH
z以下となる。したがって、64QAM変復調器の代わり
に、8値のVSB−AM変復調器を用いて、第1の発明
と同様に270Mbpsのデータを伝送することができる。
【0033】以上のように本実施例によれば、複数のチ
ャンネルに分割して伝送するので、各チャンネル内では
等化器が不要であるという第1の発明と共通の効果に加
えて、VSB−AM変復調器を用いることのメリット
は、直交変復調を行わないので伝送路の振幅・群遅延特
性の歪みによって発生する直交するI,Q軸間でのクロ
ストークによるビット誤り率の劣化がないことである。
ャンネルに分割して伝送するので、各チャンネル内では
等化器が不要であるという第1の発明と共通の効果に加
えて、VSB−AM変復調器を用いることのメリット
は、直交変復調を行わないので伝送路の振幅・群遅延特
性の歪みによって発生する直交するI,Q軸間でのクロ
ストークによるビット誤り率の劣化がないことである。
【0034】また第1の発明と同様に、残留側波帯振幅
変調器は、その伝送帯域幅が6MHzまたは27MHzでもって
実施可能である。
変調器は、その伝送帯域幅が6MHzまたは27MHzでもって
実施可能である。
【0035】また第1の発明と同様に、低域のチャンネ
ルの伝送帯域幅を高域のチャンネルの伝送帯域幅よりも
小さくすること、および高域のチャンネルほど搬送波電
力を大きくすることを併用すると、さらに伝送距離を伸
ばすことができる。
ルの伝送帯域幅を高域のチャンネルの伝送帯域幅よりも
小さくすること、および高域のチャンネルほど搬送波電
力を大きくすることを併用すると、さらに伝送距離を伸
ばすことができる。
【0036】以下、第3の発明の一実施例のディジタル
伝送装置について、図面を参照しながら説明する。図3
は本発明の第3の発明の実施例におけるディジタル伝送
装置の構成を示すブロック図である。図1と異なるの
は、分割回路2が階層符号化器200に、合成回路12が階
層復号化器120に変更されている点である。また、パラ
レルに配置されたN個の変調器および復調器は、QAM
方式でもVSB−AM方式でもどちらでもよいので、単
にディジタル変調器#1,#2,〜#n(310,410,510)お
よびディジタル復調器#1,#2,〜#n(910,101,111)
としている。
伝送装置について、図面を参照しながら説明する。図3
は本発明の第3の発明の実施例におけるディジタル伝送
装置の構成を示すブロック図である。図1と異なるの
は、分割回路2が階層符号化器200に、合成回路12が階
層復号化器120に変更されている点である。また、パラ
レルに配置されたN個の変調器および復調器は、QAM
方式でもVSB−AM方式でもどちらでもよいので、単
にディジタル変調器#1,#2,〜#n(310,410,510)お
よびディジタル復調器#1,#2,〜#n(910,101,111)
としている。
【0037】階層符号化器200に入力されたディジタル
化映像信号は、同期信号や輝度信号の低域などの映像を
復元するのに重要な信号と、そうでない信号に分けられ
る。輝度信号の周波数成分を分割する手法としては、D
CT(離散コサイン変換)などがある。
化映像信号は、同期信号や輝度信号の低域などの映像を
復元するのに重要な信号と、そうでない信号に分けられ
る。輝度信号の周波数成分を分割する手法としては、D
CT(離散コサイン変換)などがある。
【0038】N個に分割した信号は、重要度の高い信号
ほど低域のチャンネルに配置する。これは低域ほど同軸
ケーブルでの減衰が少なく、長距離の伝送が可能となる
からである。
ほど低域のチャンネルに配置する。これは低域ほど同軸
ケーブルでの減衰が少なく、長距離の伝送が可能となる
からである。
【0039】このN個のチャンネルを利用してディジタ
ル変復調された各チャンネルのデータは、階層復号化器
120に入力される。階層復号化器120では、この階層符号
化器200と逆の処理を行って、元のディジタル化映像信
号を復元してデータ出力端子13に出力する。
ル変復調された各チャンネルのデータは、階層復号化器
120に入力される。階層復号化器120では、この階層符号
化器200と逆の処理を行って、元のディジタル化映像信
号を復元してデータ出力端子13に出力する。
【0040】以上のように本実施例によれば、複数のチ
ャンネルに分割して伝送するので、各チャンネル内では
等化器が不要であるという第1の発明と共通の効果に加
えて、ディジタル化映像信号を重要度順に分類して、優
先度の高いものから順に低域のチャンネルに割り当てる
ので、長距離を伝送した場合でも致命的な画質の劣化を
生じ難いという利点がある。
ャンネルに分割して伝送するので、各チャンネル内では
等化器が不要であるという第1の発明と共通の効果に加
えて、ディジタル化映像信号を重要度順に分類して、優
先度の高いものから順に低域のチャンネルに割り当てる
ので、長距離を伝送した場合でも致命的な画質の劣化を
生じ難いという利点がある。
【0041】また第1の発明と同様に、ディジタル変調
器は、その伝送帯域幅が6MHzまたは27MHzでもって実施
可能である。
器は、その伝送帯域幅が6MHzまたは27MHzでもって実施
可能である。
【0042】また第1の発明と同様に、低域のチャンネ
ルの伝送帯域幅を高域のチャンネルの伝送帯域幅よりも
小さくすること、および高域のチャンネルほど搬送波電
力を大きくすることを併用すると、さらに伝送距離を伸
ばすことができる。
ルの伝送帯域幅を高域のチャンネルの伝送帯域幅よりも
小さくすること、および高域のチャンネルほど搬送波電
力を大きくすることを併用すると、さらに伝送距離を伸
ばすことができる。
【0043】
【発明の効果】以上説明したように本発明のディジタル
伝送装置では、広帯域ディジタル信号を複数チャンネル
に分割し、各々に対してQAMまたはVSB−AMのデ
ィジタル変調を施して周波数多重した後に同軸ケーブル
中を伝送し、各チャンネルの信号を復調した後に合成す
ることにより、等化器を用いずに長距離を伝送すること
ができる。
伝送装置では、広帯域ディジタル信号を複数チャンネル
に分割し、各々に対してQAMまたはVSB−AMのデ
ィジタル変調を施して周波数多重した後に同軸ケーブル
中を伝送し、各チャンネルの信号を復調した後に合成す
ることにより、等化器を用いずに長距離を伝送すること
ができる。
【0044】また、広帯域ディジタル信号の分割回路お
よび合成回路に代えて、階層符号化器および階層復号化
器を用いて、映像信号を重要度順に分類して優先度の高
い信号から順に低域のチャンネルに割り当てることによ
り、さらに伝送距離を伸ばすことができる。
よび合成回路に代えて、階層符号化器および階層復号化
器を用いて、映像信号を重要度順に分類して優先度の高
い信号から順に低域のチャンネルに割り当てることによ
り、さらに伝送距離を伸ばすことができる。
【図1】本発明の第1の発明の実施例におけるディジタ
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図2】本発明の第2の発明の実施例におけるディジタ
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図3】本発明の第3の発明の実施例におけるディジタ
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。
ル伝送装置の構成を示すブロック図である。
【図4】図1のQAM変調器の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図5】図1のQAM復調器の構成を示すブロック図で
ある。
ある。
【図6】従来のディジタル伝送装置の構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
1…ディジタル信号のデータ入力端子、 2…分割回
路、 3,4,5…QAM変調器#1,#2,〜#n、
6…周波数多重回路、 7…同軸ケーブル、 8…変調
信号分配回路、 9,10,11…QAM復調器#1,#2,
〜#n、 12…合成回路、 13…ディジタル信号のデー
タ出力端子、 30,40,50…VSB−AM変調器#1,
#2,〜#n、 90,100,110…VSB−AM復調器#
1,#2,〜#n、120…階層復号化器、 200…階層符号
化器、 310,410,510…ディジタル変調器#1,#2,
〜#n、 910,101,111…ディジタル復調器#1,#2,
〜#n。
路、 3,4,5…QAM変調器#1,#2,〜#n、
6…周波数多重回路、 7…同軸ケーブル、 8…変調
信号分配回路、 9,10,11…QAM復調器#1,#2,
〜#n、 12…合成回路、 13…ディジタル信号のデー
タ出力端子、 30,40,50…VSB−AM変調器#1,
#2,〜#n、 90,100,110…VSB−AM復調器#
1,#2,〜#n、120…階層復号化器、 200…階層符号
化器、 310,410,510…ディジタル変調器#1,#2,
〜#n、 910,101,111…ディジタル復調器#1,#2,
〜#n。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 タッド バウザー 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 林 大介 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 加藤 久也 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平5−218978(JP,A) 特開 昭60−180261(JP,A) 実開 平4−112579(JP,U) 実開 昭57−98077(JP,U) “長スパンディジタルマイクロ波方式 の検討”,電子情報通信学会技術研究報 告,1983年4月21日,Vol.83,N o.3,p.1−8,CS83−1 (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04J 1/00 - 1/20 H04L 27/00 - 27/38
Claims (3)
- 【請求項1】 入力されたディジタル信号をN個のパラ
レル・データに分割する分割回路と、前記分割回路で分
割された各ディジタル信号を伝送帯域が重ならないよう
にそれぞれ直交振幅変調するN個の直交振幅変調器と、
前記N個の直交振幅変調器の出力を合成する周波数多重
回路とで構成される送信部と、同軸ケーブルで伝送した
後に、受信信号をN個に分配する変調信号分配回路と、
N個の直交振幅復調器と、前記N個の直交振幅復調器の
パラレル・データ出力を合成して元のディジタル信号を
復元する合成回路とで構成される受信部とを備え、前記
直交振幅変調器は、搬送波周波数が低域にあるものは伝
送帯域幅を狭くし、搬送波周波数が高域にあるものは伝
送帯域幅を広くすることを特徴とするディジタル伝送装
置。 - 【請求項2】 入力されたディジタル信号をN個のパラ
レル・データに分割する分割回路と、前記分割回路で分
割された各ディジタル信号を伝送帯域が重ならないよう
にそれぞれ残留側波帯振幅変調するN個の残留側波帯振
幅変調器と、前記N個の残留側波帯振幅変調器の出力を
合成する周波数多重回路とで構成される送信部と、同軸
ケーブルで伝送した後に、受信信号をN個に分配する変
調信号分配回路と、N個の残留側波帯振幅復調器と、前
記N個の残留側波帯振幅復調器のパラレル・データ出力
を合成して元のディジタル信号を復元する合成回路とで
構成される受信部とを備え、前記残留側波帯振幅変調器
は、搬送波周波数が低域にあるものは伝送帯域幅を狭く
し、搬送波周波数が高域にあるものは伝送帯域幅を広く
することを特徴とするディジタル伝送装置。 - 【請求項3】 入力されたディジタル信号をデータの優
先度順にN個のパラレル・データに分割する階層符号化
器と、前記階層符号化器で分割された各ディジタル信号
を伝送帯域が重ならないようにそれぞれディジタル変調
するN個のディジタル変調器と、前記N個のディジタル
変調器の出力を合成する周波数多重回路とで構成される
送信部と、同軸ケーブルで伝送した後に、受信信号をN
個に分配する変調信号分配回路と、N個のディジタル復
調器と、前記N個のディジタル復調器のパラレル・デー
タ出力を合成して元のディジタル信号を復元する階層復
号化器とで構成される受信部とを備え、前記ディジタル
変調器は、搬送波周波数 が低域にあるものは伝送帯域幅
を狭くし、搬送波周波数が高域にあるものは伝送帯域幅
を広くすることを特徴とするディジタル伝送装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05288310A JP3128602B2 (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | ディジタル伝送装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05288310A JP3128602B2 (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | ディジタル伝送装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07143086A JPH07143086A (ja) | 1995-06-02 |
JP3128602B2 true JP3128602B2 (ja) | 2001-01-29 |
Family
ID=17728526
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP05288310A Expired - Fee Related JP3128602B2 (ja) | 1993-11-17 | 1993-11-17 | ディジタル伝送装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3128602B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR20010006753A (ko) * | 1999-03-22 | 2001-01-26 | 포만 제프리 엘 | 정보 처리 버스를 통해서 다중 비트를 동시에 전송 및수신하는 방법 및 시스템 |
JP2007295269A (ja) | 2006-04-25 | 2007-11-08 | Sony Corp | デジタル信号の送信装置および送信方法、デジタル信号の受信装置および受信方法、並びにデジタル信号伝送システム |
JP4844232B2 (ja) * | 2006-05-18 | 2011-12-28 | ソニー株式会社 | 信号伝送システム、撮像装置、制御装置、及び信号伝送方法 |
KR100925331B1 (ko) * | 2007-12-10 | 2009-11-04 | 한국전자통신연구원 | 케이블 헤드엔드 시스템 및 이의 동작 방법 |
JP5272863B2 (ja) * | 2009-04-14 | 2013-08-28 | ソニー株式会社 | 伝送装置、撮像装置及び伝送方法 |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6349966Y2 (ja) * | 1980-12-05 | 1988-12-22 | ||
JPS60180261A (ja) * | 1984-02-27 | 1985-09-14 | Nec Corp | クロツク信号選択方式 |
JPH0713331Y2 (ja) * | 1991-03-19 | 1995-03-29 | 民夫 下馬場 | 衛星放送の共同受信システム |
US5243629A (en) * | 1991-09-03 | 1993-09-07 | At&T Bell Laboratories | Multi-subcarrier modulation for hdtv transmission |
-
1993
- 1993-11-17 JP JP05288310A patent/JP3128602B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
"長スパンディジタルマイクロ波方式の検討",電子情報通信学会技術研究報告,1983年4月21日,Vol.83,No.3,p.1−8,CS83−1 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07143086A (ja) | 1995-06-02 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |