JP3121378B2 - Power converter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から直流電源
を作成する第１のスイッチング回路と、この第１のスイ
ッチング回路から供給される直流電源を電源とし負荷へ
の供給電力を作成する第２のスイッチング回路とからな
る電力変換装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a first switching circuit for generating a DC power supply from an AC power supply, and a power supply to a load using the DC power supply supplied from the first switching circuit as a power supply. The present invention relates to a power conversion device including two switching circuits.

【０００２】[0002]

【従来の技術】電力変換装置としては、交流電源から直
流電源を作成する第１のスイッチング回路と、この第１
のスイッチング回路から供給される直流電源を電源とし
負荷への供給電力を作成する第２のスイッチング回路と
からなるものがあり、この種の電力変換装置の一例を図
６に示す。2. Description of the Related Art As a power converter, a first switching circuit for producing a DC power supply from an AC power supply,
And a second switching circuit that uses a DC power supply supplied from the switching circuit as a power supply to generate power to be supplied to a load. An example of this type of power converter is shown in FIG.

【０００３】この電力変換装置は、放電灯Ｌａを高周波
点灯する放電灯点灯装置として用いたものである。この
放電灯点灯装置では、第１のスイッチング回路をダイオ
ードブリッジＤＢ及び昇圧チョッパ１で構成し、第２の
スイッチング回路をインバータ２で構成し、電源スイッ
チＳＷを介して供給される交流電源ＡＣをダイオードブ
リッジＤＢで全波整流して得た直流電力を昇圧チョッパ
１で昇圧し、この昇圧出力をインバータ２で高周波電力
に変換して放電灯Ｌａに供給し、放電灯Ｌａを高周波点
灯している。[0003] This power conversion device is used as a discharge lamp lighting device for lighting a discharge lamp La at a high frequency. In this discharge lamp lighting device, the first switching circuit is composed of a diode bridge DB and a step-up chopper 1, the second switching circuit is composed of an inverter 2, and an AC power supply supplied via a power switch SW is a diode. The DC power obtained by full-wave rectification by the bridge DB is boosted by the boost chopper 1, and the boosted output is converted into high-frequency power by the inverter 2 and supplied to the discharge lamp La, and the discharge lamp La is lit at high frequency.

【０００４】ここで、昇圧チョッパ１は、インダンタン
ス素子Ｌ₁ 、ダイオードＤ₁ 、トランジスタＱ₁ 及びコ
ンデンサＣ₁ で構成され、トランジスタＱ₁ をスイッチ
ングすることにより整流出力を昇圧する。さらに、具体
的には、スイッチングされるトランジスタＱ₁ のオン期
間にインダクタンス素子Ｌ₁ に蓄積されたエネルギを、
トランジスタＱ₂ のオフ時にダイオードブリッジＤＢの
出力と共にダイオードＤ₁ を介してコンデンサＣ₁ に供
給して充電し、コンデンサＣ₁ の両端に昇圧出力を発生
する。The boost chopper 1 is composed of an inductance element L ₁ , a diode D ₁ , a transistor Q ₁ and a capacitor C ₁ , and boosts a rectified output by switching the transistor Q ₁ . Further, specifically, the energy stored in the on period of the transistor Q ₁ in the inductance element L ₁ to be switched,
Charge is supplied to the capacitor C ₁ through the diode D ₁ when the off-transistor Q ₂ together with the output of the diode bridge DB, and generating a boosted output across the capacitor C _1.

【０００５】インバータ２は、昇圧チョッパ１の出力に
直列接続されたトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ を備え、トラン
ジスタＱ₂ の両端に共振回路と共に放電灯Ｌａを接続し
た所謂ハーフブリッジ構成となっており、放電灯Ｌａと
共振回路からなる負荷回路に直列に挿入された電流帰還
トランスＣＴでトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ に電流を帰還し
てトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ を交互にオン，オフし、放電
灯Ｌａに高周波電力を供給する自励式となっている。The inverter 2 has transistors Q ₂ and Q ₃ connected in series to the output of the step-up chopper 1 and has a so-called half-bridge configuration in which a discharge lamp La is connected to both ends of the transistor Q ₂ together with a resonance circuit. on the discharge lamp La and the transistor current feedback transformer CT which is inserted in series with the load circuit comprising the resonant circuit Q _2, Q ₃ transistor Q ₂ by feeding back the current to, Q ₃ alternately turned off and the discharge lamp La Is a self-excited type that supplies high-frequency power to the

【０００６】ここで、上記トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ には
夫々逆並列にフライホイール用のダイオードＤ₂ ，Ｄ₃
が接続されている。また、負荷回路は直流カット用のコ
ンデンサＣ₃ を介してトランジスタＱ₂ の両端に接続さ
れ、共振回路はコンデンサＣ ₄ ，Ｃ₅ 及びインダクタン
ス素子Ｌ₂ で構成してある。なお、放電灯Ｌａのフィラ
メントの非電源側に接続されたコンデンサＣ₅ は、放電
灯Ｌａのフィラメントを予熱する予熱用としての機能も
兼ね備える。さらに、電流帰還トランスＣＴは２次巻線
ｎ₂ ，ｎ₃ に誘起される電圧によりベース抵抗Ｒ₂ ，Ｒ
₃ を介してトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ に電流を帰還する。Here, the transistor Q_Two, Q_ThreeTo
Diodes D for flywheel in anti-parallel_Two, D_Three
Is connected. Also, the load circuit is
Capacitor C_ThreeThrough the transistor Q_TwoConnected to both ends of
And the resonance circuit is a capacitor C _Four, C_FiveAnd inductance
Element L_TwoIt consists of. The filler of the discharge lamp La
Capacitor C connected to the non-power supply side of the_FiveIs the discharge
Also has a function for preheating the filament of the lamp La
Combine. Furthermore, the current feedback transformer CT has a secondary winding
n_Two, N_ThreeBase resistance R_Two, R
_ThreeThrough the transistor Q_Two, Q_ThreeThe current is fed back to.

【０００７】この種のインバータ２では、電源投入時に
確実にインバータ２を起動させるために起動回路を設け
てあり、この起動回路を、抵抗Ｒ₁ 、コンデンサＣ₂ 、
ダイアックのような双方向性トリガ素子Ｑ₄ で構成して
あり、昇圧チョッパ１の出力で抵抗Ｒ₁ を介して充電さ
れたコンデンサＣ₂ の両端電圧が双方向性トリガ素子Ｑ
₄ のブレークオーバ電圧に達した時点で、双方向性トリ
ガ素子Ｑ₄ がオンとなり、トランジスタＱ₃ にベース電
流を供給することにより、まずトランジスタＱ ₃ をオン
として、インバータ２に起動をかける。In this type of inverter 2, when power is turned on,
A starting circuit is provided to reliably start the inverter 2.
This starting circuit is connected to a resistor R₁, Capacitor C_Two,
Bidirectional trigger element Q such as diac_FourComposed of
Yes, the output of the step-up chopper 1₁Charged via
Capacitor C_TwoIs the bidirectional trigger element Q
_FourWhen the breakover voltage of
Moth element Q_FourIs turned on, and the transistor Q_ThreeTo base
Supply of current, first the transistor Q _ThreeOn
To start the inverter 2.

【０００８】上記昇圧チョッパ１のトランジスタＱ₁ の
スイッチング制御は制御回路３で行う。この制御回路３
の電源は、コンデンサＣ₆ ，Ｃ₉ 、トランスＴ₃ 、ダイ
オードＤ₆ 及び抵抗Ｒ₈ からなる電源回路６から供給し
ている。つまり、トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ の接続点の電
位の変動成分を、トランスＴ₃ と、このトランスＴ₃ の
１次巻線に直列に接続された直流カット用のコンデンサ
Ｃ₉ で抽出し、この変動成分をダイオードＤ₆ 、抵抗Ｒ
₈ 及びコンデンサＣ₆ で整流平滑して制御回路３の電源
を作成している。The switching control of the transistor Q ₁ of the step-up chopper 1 is performed by the control circuit 3. This control circuit 3
Is supplied from a power supply circuit 6 composed of capacitors C ₆ and C ₉ , a transformer T ₃ , a diode D ₆ and a resistor R ₈ . That is, the fluctuation component of the potential at the connection point between the transistors Q ₂ and Q ₃ is extracted by the transformer T ₃ and the DC cut capacitor C ₉ connected in series to the primary winding of the transformer T _3. The variation component is represented by a diode D ₆ and a resistor R
It has created a supply of the control circuit 3 ₈ and rectifying and smoothing by a capacitor C _6.

【０００９】ここで、上記電源回路６はインバータ２が
発振動作することにより電源を作成しているので、制御
回路３にはインバータ２が動作を開始した後に電源回路
６から電源が供給されることになる。よって、電源投入
初期には昇圧チョッパ１のトランジスタＱ₁ がスイッチ
ングされず、昇圧チョッパ１は上記期間は単なる限流要
素として機能する。Here, since the power supply circuit 6 generates the power supply by the oscillating operation of the inverter 2, the power supply is supplied to the control circuit 3 from the power supply circuit 6 after the inverter 2 starts operating. become. Thus, the transistor Q ₁ is switched Sarezu of the power-on initial boost chopper 1, the boost chopper 1 is the period simply functions as a current limiting element.

【００１０】上記放電灯点灯装置の動作を以下に簡単に
説明する。まず、電源投入時においては、昇圧チョッパ
１のトランジスタＱ₁ がスイッチングされないため、図
７（ａ）に示す商用電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ
にて全波整流した出力のピーク値（Ｖ_ACP ) までコンデ
ンサＣ₁ が充電され、このコンデンサＣ₁ の両端電圧
（Ｖ_ACP ) がインバータ２に電源として供給される。イ
ンバータ２は、この電源の供給により起動回路で起動が
かかり、トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ が交互にオン，オフす
る発振動作を開始する。この際に放電灯Ｌａに印加され
る電圧は昇圧チョッパ１が昇圧動作を行っていないため
に、放電灯Ｌａの始動電圧よりも低くなっており、放電
灯Ｌａを点灯させることなく、フィラメントの予熱が行
われる。The operation of the discharge lamp lighting device will be briefly described below. First, at the time of power-on, the transistor to Q ₁ boost chopper 1 is not switched, FIGS. 7 (a) a diode bridge the commercial power source AC shown in DB
At the charged capacitor C ₁ to a peak value of an output obtained by full-wave rectified (V _ACP), the voltage across the capacitor C ₁ (V _ACP) is supplied as a power supply to the inverter 2. The inverter 2 is activated by the activation circuit by the supply of the power, and starts an oscillation operation in which the transistors Q ₂ and Q ₃ are alternately turned on and off. At this time, the voltage applied to the discharge lamp La is lower than the starting voltage of the discharge lamp La because the boosting chopper 1 is not performing the boosting operation, and the filament preheating is performed without lighting the discharge lamp La. Is performed.

【００１１】このようにして、インバータ２が発振動作
を開始すると、トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ の接続点の変動
成分から制御回路３の電源を作成する電源回路６の出力
電圧が図７（ｂ）に示すように上昇し、時間ｔ₂ 経過後
に制御回路３が動作を開始する。つまり、制御回路３の
出力でトランジスタＱ₁ がスイッチングされる。従っ
て、図７（ａ）に示すようにコンデンサＣ₁ の両端に昇
圧電圧（Ｖ_DC）が生じ、同図（ｃ）に示すようにインバ
ータ２の出力電圧が高い電圧となり、これにより放電灯
Ｌａが点灯する。なお、放電灯Ｌａが点灯すると、ラン
プ電圧Ｖ_Laは低下するので、放電灯Ｌａのランプ電圧Ｖ
_La波形は図７（ｃ）に示すようになる。As described above, when the inverter 2 starts oscillating, the output voltage of the power supply circuit 6 for generating the power supply of the control circuit 3 from the fluctuation component at the connection point of the transistors Q ₂ and Q ₃ is shown in FIG. It rises as shown in, and the control circuit 3 after the time t ₂ elapses starts operating. That is, the transistor Q ₁ is being switched by the output of the control circuit 3. Therefore, a boosted voltage (V _DC ) is generated across the capacitor C ₁ as shown in FIG. 7A, and the output voltage of the inverter 2 becomes a high voltage as shown in FIG. Lights up. When the discharge lamp La is turned on, the lamp voltage V _La decreases.
_{The La} waveform is as shown in FIG.

【００１２】即ち、上述の放電灯点灯装置の場合には、
昇圧チョッパ１の制御回路３の電源をインバータ２から
得ることにより、昇圧チョッパ１が不動作の期間に放電
灯Ｌａを予熱し、昇圧チョッパ１の動作後に放電灯Ｌａ
を点灯するようにしたものである。That is, in the case of the above-described discharge lamp lighting device,
By obtaining the power of the control circuit 3 of the step-up chopper 1 from the inverter 2, the discharge lamp La is preheated during the period when the step-up chopper 1 is not operating, and the discharge lamp La is operated after the step-up chopper 1 operates.
Is turned on.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述の放電
灯点灯装置の場合には次のような場合に問題がある。つ
まり、上述のように昇圧チョッパ１により放電灯Ｌａの
予熱及び始動点灯を制御すると、インバータ２は予熱期
間に放電灯Ｌａを始動点灯させないように出力が小さい
ものである必要があり、逆に昇圧チョッパ１は出力は比
較的に高くしなければならない。従って、昇圧チョッパ
１及びインバータ２の出力設定の自由度がない上、昇圧
チョッパ１及びインバータ２共に回路素子の耐量が高い
もので構成する必要がある。However, the above-described discharge lamp lighting device has a problem in the following cases. That is, when the preheating and the start lighting of the discharge lamp La are controlled by the boost chopper 1 as described above, the inverter 2 needs to have a small output so as not to start the lighting of the discharge lamp La during the preheating period. The output of the chopper 1 must be relatively high. Therefore, there is no degree of freedom in setting the output of the boost chopper 1 and the inverter 2, and it is necessary that both the boost chopper 1 and the inverter 2 are configured with high tolerance of circuit elements.

【００１４】さらに、上記放電灯点灯装置には次のよう
な問題もある。上記放電灯点灯装置において、放電灯Ｌ
ａを始動するのに必要な昇圧チョッパ１の出力電圧をＶ
_DCS とすると共に、放電灯Ｌａから所望の出力を得るた
めに必要な昇圧チョッパ１の出力電圧をＶ_DCL とした場
合に、Ｖ_DCL ＞Ｖ_DCS であるときには、放電灯Ｌａの始
動後の通常点灯時に昇圧チョッパ１の出力をＶ_DCL に上
げるようにすればよい。Further, the discharge lamp lighting device has the following problem. In the discharge lamp lighting device, the discharge lamp L
The output voltage of the boost chopper 1 required to start the
_When the output voltage of the step-up chopper 1 necessary to obtain a desired output from the discharge lamp La is set to _VDCL, and when _VDCL > _VDCS , normal lighting after starting the discharge lamp La is performed. at the output of the step-up chopper 1 it is sufficient to raise the V _DCL.

【００１５】しかし、Ｖ_DCL ＜Ｖ_DCS である場合、昇圧
チョッパ１の出力を一旦Ｖ_DCS に上げ、その後Ｖ_DCL に
下げる必要がある。このため、通常点灯時よりも高い電
圧が始動時に昇圧チョッパ１のトランジスタＱ₁ 及びイ
ンバータ２のトランジスタＱ ₂ ，Ｑ₃ 等の回路素子に印
加され、始動時の回路素子へのストレスが大きくなる。
そこで、通常点灯時には不必要なレベルの高耐圧の回路
素子を始動時のストレスを低減するために用いる必要が
生じる。However, V_DCL<V_DCSIf, boost
Once the output of chopper 1 is V_DCSAnd then V_DCLTo
I need to lower it. For this reason, a higher power than during normal lighting
When the pressure starts, the transistor Q of the boost chopper 1₁And a
Transistor Q of inverter 2 _Two, Q_ThreeMark on circuit elements such as
In addition, the stress on the circuit element at the time of starting increases.
Therefore, a circuit with a high withstand voltage of an unnecessary level during normal lighting
Devices need to be used to reduce start-up stress
Occurs.

【００１６】ところで、上記問題は根本的には昇圧チョ
ッパ１の出力電圧を高くする必要があるために起こって
いた。そこで、昇圧チョッパ１の出力電圧を低く抑える
方法について以下に考察する。このように昇圧チョッパ
１の出力電圧を低く抑えるためには、昇圧チョッパ１が
不動作の期間においても、インバータ２から放電灯Ｌａ
を点灯可能な電圧を印加するようにすればよい。Incidentally, the above problem has basically occurred because the output voltage of the step-up chopper 1 needs to be increased. Therefore, a method for suppressing the output voltage of the boost chopper 1 is considered below. In order to suppress the output voltage of the boosting chopper 1 in this manner, even when the boosting chopper 1 is inactive, the inverter 2 discharges the discharge lamp La.
May be applied so that a voltage that can be turned on is applied.

【００１７】しかしながら、これでは電源投入と同時に
放電灯Ｌａが点灯してしまい、放電灯Ｌａのフィラメン
トを始動前に充分に予熱することが不可能となり、放電
灯Ｌａの寿命に悪影響を及ぼす。この点を解決する方法
としては、電源投入時から放電灯Ｌａを始動するまでイ
ンバータ２の出力を制限して、放電灯Ｌａを点灯させな
ければよい。However, in this case, the discharge lamp La is turned on at the same time when the power is turned on, so that it is impossible to sufficiently preheat the filament of the discharge lamp La before starting, thereby adversely affecting the life of the discharge lamp La. As a method of solving this point, the output of the inverter 2 is limited from the time of turning on the power until the start of the discharge lamp La, and the discharge lamp La need not be turned on.

【００１８】この方法を具体的に説明するために、図８
に示す具体回路を用いて考察する。なお、図８の放電灯
点灯装置は、昇圧チョッパ１は図６回路と同じ構成で、
またインバータ２は図６回路と同じくハーフブリッジ構
成であるが、トランジスタＱ ₂ ，Ｑ₃ を夫々制御回路４
でオン，オフする所謂他励式となっている点が異なり、
さらに上記昇圧チョッパ１及びインバータ２の夫々の制
御回路３，４の制御電源Ｖ_ccを、抵抗Ｒ₄₁、ツェナダイ
オードＺＤ₄₁、コンデンサＣ₄₁からなる電源回路６で作
成している。In order to explain this method in detail, FIG.
Consider using the specific circuit shown in FIG. The discharge lamp shown in FIG.
In the lighting device, the boost chopper 1 has the same configuration as the circuit in FIG.
The inverter 2 has a half-bridge structure as in the circuit of FIG.
But the transistor Q _Two, Q_ThreeControl circuit 4
The difference is that it is a so-called separately excited type that turns on and off with
Furthermore, the respective controls of the step-up chopper 1 and the inverter 2
Control power supply V for control circuits 3 and 4_ccAnd the resistance R₄₁, Zenadai
Aether ZD₄₁, Capacitor C₄₁Power supply circuit 6
Has formed.

【００１９】上記方法として、図９に示すように電源投
入と同時に昇圧チョッパ１及びインバータ２の動作を開
始させ、電源投入時から放電灯Ｌａを始動するまでイン
バータ２の出力を制限して放電灯Ｌａが点灯しないよう
に制御回路４を動作させる。なお、この場合には、電源
投入時から放電灯Ｌａを始動するまでインバータ２の出
力を制限して放電灯Ｌａを点灯させないようにしてある
ので、図６回路のように昇圧チョッパ１を上記電源投入
時から放電灯Ｌａを始動するまでの期間に不動作とする
必要はない。As shown in FIG. 9, the operation of the step-up chopper 1 and the inverter 2 is started at the same time as the power is turned on as shown in FIG. 9, and the output of the inverter 2 is limited from the time the power is turned on until the discharge lamp La is started. The control circuit 4 is operated so that La does not light. In this case, since the output of the inverter 2 is limited so as not to light the discharge lamp La from the time when the power is turned on to the time when the discharge lamp La is started, the boost chopper 1 is connected to the power supply as shown in the circuit of FIG. It is not necessary to make it inoperative during the period from the time of turning on to the time of starting the discharge lamp La.

【００２０】この際のインバータ２の出力の制御方法と
しては、電源投入時から放電灯Ｌａを始動させるまでの
期間（図９中のｔａ〜ｔｂで示す期間）は、トランジス
タＱ ₂ ，Ｑ₃ のスイッチング周波数を共振回路の共振周
波数よりも高くしておき、これにより放電灯Ｌａに印加
される電圧が放電灯Ｌａの始動電圧よりも低くなるよう
にする。このようにすれば、この期間に放電灯Ｌａに供
給される電力により放電灯Ｌａのフィラメントが予熱さ
れ、この期間を適当に設定することによりフィラメント
を充分に先行予熱することができる。In this case, a method of controlling the output of the inverter 2 and
Therefore, from the time when the power is turned on to the time when the discharge lamp La is started,
The period (period indicated by ta to tb in FIG. 9) is a transistor.
TA Q _Two, Q_ThreeThe switching frequency of the resonant circuit
Higher than the wave number, thereby applying to the discharge lamp La
Is lower than the starting voltage of the discharge lamp La.
To By doing so, the discharge lamp La is supplied during this period.
The filament of the discharge lamp La is preheated by the supplied power.
By setting this period appropriately, the filament
Can be sufficiently preheated.

【００２１】そして、放電灯Ｌａを始動点灯する場合に
は、トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ のスイッチング周波数を図
９における時点ｔｂから共振回路の共振周波数（固有振
動周波数）に近づけることにより、放電灯Ｌａに印加さ
れる電圧を高くし、放電灯Ｌａを始動点灯する。なお、
図９では放電灯Ｌａの始動時点を時点ｔｃで示す。その
後、インバータ２の出力を調整して、放電灯Ｌａから所
望の出力を得るようにする。When the discharge lamp La is started and lit, the switching frequency of the transistors Q ₂ and Q ₃ is brought closer to the resonance frequency (natural oscillation frequency) of the resonance circuit from the time point tb in FIG. And the discharge lamp La is started and lit. In addition,
In FIG. 9, the starting point of the discharge lamp La is indicated by a point in time tc. Thereafter, the output of the inverter 2 is adjusted to obtain a desired output from the discharge lamp La.

【００２２】なお、放電灯Ｌａに印加される電圧を低減
する方法としては、例えば特開昭６１−２７１７９２号
公報等で提案されているトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ のオン
期間を制御する方法を採用することもできる。この方法
によれば、図６回路の場合よりも昇圧チョッパ１の出力
を低くすることができる。しかも、電源投入時から昇圧
チョッパ１を動作させているので、放電灯Ｌａの始動時
に通常点灯時よりもインバータ２に供給される電圧が高
くなるということがない。従って、始動時にインバータ
２に印加される電圧に基づいてインバータ２の回路素子
の耐圧を選定するという必要がない。As a method of reducing the voltage applied to the discharge lamp La, for example, a method of controlling the ON periods of the transistors Q ₂ and Q ₃ proposed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-271792 is adopted. You can also. According to this method, the output of the boost chopper 1 can be made lower than in the case of the circuit of FIG. In addition, since the step-up chopper 1 is operated from the time when the power is turned on, the voltage supplied to the inverter 2 does not become higher when the discharge lamp La is started than when it is normally lit. Therefore, it is not necessary to select the withstand voltage of the circuit element of the inverter 2 based on the voltage applied to the inverter 2 at the time of starting.

【００２３】しかしながら、この方法では図６回路より
も昇圧チョッパ１の出力電圧を低くできるといっても、
予熱期間中に昇圧チョッパ１が動作状態にあるため、イ
ンバータ２に高い電圧が印加され、予熱期間におけるイ
ンバータ２のトランジスタＱ ₂ ，Ｑ₃ などに加わるスト
レスが大きくなる。つまり、この方法のように予熱期間
中に昇圧チョッパ１を動作させることは、根本的な改善
策であるとは言えない。よって、放電灯Ｌａの予熱期間
中は昇圧チョッパ１は動作を停止していることが好まし
いと言える。However, in this method, the circuit shown in FIG.
Can also lower the output voltage of the boost chopper 1,
Since the boost chopper 1 is in operation during the preheating period,
When a high voltage is applied to the inverter 2,
Transistor Q of inverter 2 _Two, Q_ThreeStrikes that join
Less. That is, the preheating period as in this method
Operating the boost chopper 1 during operation is a fundamental improvement
This is not a solution. Therefore, the preheating period of the discharge lamp La
It is preferable that the boost chopper 1 is stopped during operation
I can say that.

【００２４】そこで、さらに上記方法を改善した方法と
して、図１０（ａ）に示すように電源投入時から時刻ｔ
ｂまでは昇圧チョッパ１は不動作とし、ｔｂ〜ｔｃ期間
に昇圧チョッパ１及びインバータ２を共にソフトスター
トさせる（出力を徐々に増大させる）ことにより、放電
灯Ｌａに印加される電圧を徐々に高くして、放電灯Ｌａ
を始動させることが考えられる。Therefore, as a further improved method, as shown in FIG.
b, the boost chopper 1 is deactivated, and the boost chopper 1 and the inverter 2 are both soft-started (the output is gradually increased) during the period from tb to tc, so that the voltage applied to the discharge lamp La is gradually increased. And discharge lamp La
May be started.

【００２５】この場合、ｔａ〜ｔｂ期間は昇圧チョッパ
１が不動作であるので、図９で説明したように放電灯Ｌ
ａの予熱期間中のインバータ２の回路素子へのストレス
が大きくなることがない。しかし、この場合には次のよ
うな問題がある。つまり、上述のように動作させた場
合、ｔｂ〜ｔｃ期間では、昇圧チョッパ１が昇圧動作を
開始して出力電圧を目標設定値に上昇させる過渡状態に
あると共に、インバータ２が放電灯Ｌａに印加する電圧
を上昇させる過渡状態にあり、さらに放電灯Ｌａは始動
点灯するために予熱時に等価インピーダンスが無限大で
あった状態からＲ_LAに急激に変化する過渡状態にある。
なお、Ｒ_LAは比較的に低インピーダンスである。In this case, since the step-up chopper 1 is not operated during the period from ta to tb, as described with reference to FIG.
The stress on the circuit elements of the inverter 2 during the preheating period a does not increase. However, in this case, there are the following problems. That is, when operated as described above, during the period from tb to tc, the boost chopper 1 is in a transient state in which the boost operation starts to increase the output voltage to the target set value, and the inverter 2 applies the voltage to the discharge lamp La. to have voltage transients increases the further discharge lamp La is the state equivalent impedance when preheating to start lighting was infinite transients rapidly changing the R _LA.
Note that R _LA has a relatively low impedance.

【００２６】つまり、上述の方法であると、昇圧チョッ
パ１、インバータ２及び負荷（共振回路と放電灯Ｌａ）
とが全て過渡状態にあり、この期間にインバータ２に流
れる共振電流の変化量が大きく、かつインバータ２への
供給電圧が変化しているため、トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃
における電流・電圧変化量が大きくなる。このため、始
動時におけるトランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ の安定動作制御が
難しく、放電灯Ｌａの光出力をスムーズに変化させるこ
とが難しい。しかも、過渡電流などの影響でトランジス
タＱ₂ ，Ｑ₃ のストレスが大きくなる問題もある。That is, according to the above-described method, the step-up chopper 1, the inverter 2, and the load (the resonance circuit and the discharge lamp La)
Are in a transient state, and during this period, the amount of change in the resonance current flowing through the inverter 2 is large and the voltage supplied to the inverter 2 changes, so that the transistors Q ₂ and Q ₃
And the amount of change in current and voltage at For this reason, it is difficult to control the stable operation of the transistors Q ₂ and Q ₃ at the time of starting, and it is difficult to smoothly change the light output of the discharge lamp La. In addition, there is a problem that the stress of the transistors Q ₂ and Q ₃ increases due to the influence of the transient current and the like.

【００２７】一方、昇圧チョッパ１に関しても、過渡期
間においては負荷変動が大きくなるため、これに追従す
るために、トランジスタＱ₁ への流入電流を大きくする
必要があり、トランジスタＱ₁ のストレスが大きくなる
という問題がある。本発明は上述の点に鑑みて為された
ものであり、その目的とするところは、始動時における
負荷の動作状態を安定させることができ、且つ回路素子
へのストレスが少ない電力変換装置を提供することにあ
る。On the other hand, with regard boost chopper 1, the load fluctuation becomes large in the transient period, in order to follow this, it is necessary to increase the current flowing into the transistor Q _1, the stress of the transistor Q ₁ is increased Problem. The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a power conversion device capable of stabilizing the operation state of a load at the time of starting and having less stress on circuit elements. Is to do.

【００２８】[0028]

【課題を解決するための手段】本発明では、上記目的を
達成するために、交流電源から直流電源を作成する第１
のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路か
ら供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を作
成する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチン
グ素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のスイ
ッチング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した状
態で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間後
に第２のスイッチング回路を所望の出力が得られる動作
状態とし、さらにこの第２のスイッチング回路の動作状
態が安定した後に第１のスイッチング回路の動作を開始
させている。According to the present invention, in order to achieve the above object, a first method for producing a DC power supply from an AC power supply is provided.
And a second switching circuit that uses the DC power supplied from the first switching circuit as a power supply and generates power to be supplied to the load. Each of the second switching circuits is provided, and the second switching circuit is operated in a state where the output is limited to a small value. After a desired time, the second switching circuit is set to an operation state in which a desired output can be obtained. After the operation state of the first switching circuit is stabilized, the operation of the first switching circuit is started.

【００２９】なお、交流電源から直流電源を作成する第
１のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路
から供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を
作成する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチ
ング素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のス
イッチング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した
状態で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間
後に第１のスイッチング回路の動作を開始させ、この第
１のスイッチング回路の動作状態が安定した後に第２の
スイッチング回路を所望の出力が得られる動作状態とし
ても、上述の場合と同様の目的を達成することができ
る。A first switching circuit for generating a DC power supply from an AC power supply and a second switching circuit for generating power to be supplied to a load using the DC power supplied from the first switching circuit as a power supply. The first and second switching circuits each include a control circuit for controlling the driving of the switching element. The first switching circuit is operated in a state where the output is limited to a small value, and the first switching circuit is operated after a desired time. Is started, and after the operation state of the first switching circuit is stabilized, the second switching circuit is brought into an operation state in which a desired output can be obtained, and the same object as in the above case can be achieved.

【００３０】[0030]

【作用】本発明は、上述のように第１及び第２のスイッ
チング回路を共に出力を可変できるものとすることによ
り、第２のスイッチング回路の出力が固定され、第１の
スイッチング回路の出力により負荷を所望動作させるも
ののように、第１のスイッチング回路の出力電圧を高く
設定する必要がないようにして、第１及び第２のスイッ
チング回路の回路素子の耐量を小さくできるようにし、
また両スイッチング回路のいずれかの動作が安定した状
態で、他方のスイッチング回路で所望の動作を行わせる
ことにより、両スイッチング回路を安定的に動作させ
て、過渡的な動作の重合による回路素子へのストレスの
増大を防止できるようにすると共に、負荷を安定に動作
させることができるようにしたものである。According to the present invention, the output of the second switching circuit is fixed and the output of the first switching circuit is fixed by making the output of both the first and second switching circuits variable as described above. It is not necessary to set the output voltage of the first switching circuit high as in the case of operating the load as desired, so that the tolerance of the circuit elements of the first and second switching circuits can be reduced,
In addition, when either operation of both switching circuits is stable, the other switching circuit performs a desired operation, thereby operating both switching circuits stably and forming a circuit element by overlapping transient operations. In addition, the stress can be prevented from increasing, and the load can be operated stably.

【００３１】[0031]

【実施例】【Example】

（実施例１）図１乃至図３に本発明の一実施例を示す。
本実施例の電力変換装置の基本構成は、図１に示すよう
に、電源スイッチＳＷを介して供給される交流電源ＡＣ
から直流電源を作成する第１のスイッチング回路Ａと、
この第１のスイッチング回路Ａから供給される直流電源
を電源とし負荷５への供給電力を作成する第２のスイッ
チング回路Ｂとからなり、スイッチング素子の駆動制御
を行う制御回路３，４を第１及び第２のスイッチング回
路Ａ，Ｂが夫々備えている。なお、本実施例において
も、放電灯点灯装置として用いられる電力変換装置を一
例としたもので、図２に示すように、第１のスイッチン
グ回路Ａを整流回路としてのダイオードブリッジＤＢと
昇圧チョッパ１とで構成し、第２のスイッチング回路Ｂ
をインバータ２で構成してある。(Embodiment 1) FIGS. 1 to 3 show an embodiment of the present invention.
As shown in FIG. 1, the basic configuration of the power converter of this embodiment is an AC power supply AC supplied through a power switch SW.
A first switching circuit A for creating a DC power supply from
A second switching circuit B for generating power to be supplied to the load 5 using a DC power supply supplied from the first switching circuit A as a power supply. And second switching circuits A and B, respectively. In this embodiment, a power converter used as a discharge lamp lighting device is also taken as an example. As shown in FIG. 2, a first switching circuit A is a diode bridge DB as a rectifier circuit and a booster chopper 1. And the second switching circuit B
Is constituted by the inverter 2.

【００３２】そして、夫々の制御回路３，４は次のタイ
ミングで動作させる。つまり、図３に示すように、まず
出力を小さく制限した状態でインバータ２を動作させ、
所望の時間後にインバータ２を所望の出力が得られる動
作状態とし、さらにこのインバータ２の動作状態が安定
した後に昇圧チョッパ１の動作を開始させる。以下、上
記動作を達成する本実施例の放電灯点灯装置の具体構成
について説明する。なお、以下の説明では従来例回路と
同一の構成に関しては同一符号を付して説明は省略し、
本実施例の特徴とする点のみについて説明する。Each of the control circuits 3 and 4 is operated at the following timing. That is, as shown in FIG. 3, first, the inverter 2 is operated in a state where the output is limited to a small value.
After a desired time, the inverter 2 is set to an operation state in which a desired output is obtained, and after the operation state of the inverter 2 is stabilized, the operation of the boost chopper 1 is started. Hereinafter, a specific configuration of the discharge lamp lighting device of the present embodiment that achieves the above operation will be described. In the following description, the same components as those of the conventional circuit are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
Only the features of the present embodiment will be described.

【００３３】昇圧チョッパ１は、インダクタンス素子Ｌ
₁ 、ダイオードＤ₁ ，ＦＥＴＱ₁ 及びコンデンサＣ₁ で
構成してある。但し、本実施例の場合にはインダクタン
ス素子Ｌ₁ としてトランスの１次巻線ｎ₁₁を用い、ＦＥ
ＴＱ₁ をスイッチング素子として用いてある点が上述の
場合と異なる。インバータ２は、所謂ハーフブリッジ構
成のものであるが、本実施例の場合にはトランジスタＱ
₂ を自励式でオン，オフすると共に、トランジスタＱ₃
を制御回路４で他励式でオン，オフ制御する所謂自励他
励式となっている点が上述の場合と異なる。なお、トラ
ンジスタＱ₂ を自励式でオン，オフするために、電流帰
還トランスＣＴを用いてある。また、トランジスタ
Ｑ₂ ，Ｑ₃には夫々直列にエミッタ抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃を挿
入してあり、これらエミッタ抵抗Ｒ₂₂，Ｒ₂₃でスイッチ
ング動作の安定化を図っている。The step-up chopper 1 includes an inductance element L
₁ , a diode D ₁ , an FET Q ₁ and a capacitor C ₁ . However, in the case of the embodiment using a transformer primary winding n ₁₁ as an inductance element L _1, FE
The difference from the above case is that TQ ₁ is used as a switching element. The inverter 2 has a so-called half-bridge configuration.
₂ is turned on and off in a self-excited manner, and the transistor Q ₃
Is different from the above-described case in that the control circuit 4 is a so-called self-excited separately-excited type in which the control circuit 4 controls the on and off in a separately excited manner. Incidentally, on the transistor Q ₂ with self-excited, to turn off, are using a current feedback transformer CT. Further, the transistor Q _2, Q ₃ is Yes insert the emitter resistor R _22, R ₂₃ respectively series, thereby stabilizing the switching operation at these emitter resistors R _22, R _23.

【００３４】昇圧チョッパ１の制御回路３は、スイッチ
ングレギュレータ用ＩＣ（例えば、ジーメンス社製のＴ
ＤＡ４８１４Ａなど）３１を用いて構成してある。以
下、この制御回路３の構成の説明をＩＣ３１の端子説明
に基づいて行う。このＩＣ３１の３番端子は電源端子で
ある。ここで、上記制御回路３の電源は、インバータ２
が動作することにより得られる構成となっている。具体
的には、この制御回路３の電源回路を、コンデンサ
Ｃ₁₁，Ｃ₁₃及びダイオードＤ₁₁，Ｄ₁₂で構成してあり、
ダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ の接続点から変動成分をコンデン
サＣ₁₁で抽出し、ダイオードＤ₁₂及びコンデンサＣ₁₃で
整流平滑して制御回路３の駆動電源を作成している。な
お、ダイオードＤ₁₁はダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ の接続点の
電位がローレベルである期間にコンデンサＣ₁₁の充電電
荷を放電させるためのものである。The control circuit 3 of the step-up chopper 1 includes a switching regulator IC (for example, a T
DA4814A). Hereinafter, the configuration of the control circuit 3 will be described based on the terminal description of the IC 31. The third terminal of the IC 31 is a power terminal. Here, the power source of the control circuit 3 is the inverter 2
Operate. Specifically, the power supply circuit of the control circuit 3 is composed of capacitors C ₁₁ and C ₁₃ and diodes D ₁₁ and D ₁₂ .
A variable component is extracted from a connection point of the diodes D ₂ and D ₃ by a capacitor C ₁₁ , and rectified and smoothed by a diode D ₁₂ and a capacitor C ₁₃ to create a drive power source for the control circuit 3. The diode D ₁₁ is for the potential of the connection point of the diodes D _2, D ₃ is to discharge the charges of the capacitor C ₁₁ during a low level.

【００３５】上記ＩＣ３１の１４番端子は、ＦＥＴＱ₁
のオンタイミングをとるための端子で、昇圧チョッパ１
の定常動作時にはインダクタンス素子Ｌ₁ を構成するト
ランスの２次巻線ｎ₁₂に誘起される電圧が抵抗Ｒ₃₁を介
して入力され、インダクタンス素子Ｌ₁ に流れる電流に
応じてＦＥＴＱ₁ のオンタイミングを制御する。ところ
で、このＩＣ３１ではＦＥＴＱ₁ がスイッチングしてい
る定常時には上記２次巻線ｎ₁₂の誘起電圧からＦＥＴＱ
₁ のオンタイミングを制御することができるが、ＦＥＴ
Ｑ₁ が最初にオンするまでは上記２次巻線ｎ₁₂に応じて
オンタイミングを制御することはできない。The 14th terminal of the IC 31 is connected to the FET Q ₁
Terminal for taking on timing of
During the steady operation voltage induced in the secondary winding n ₁₂ of the transformer constituting the inductance element L ₁ is inputted through a resistor R _31, the on-timing of the FETs Q ₁ according to the current flowing in the inductance element L ₁ Control. By the way, in the IC 31, when the FET Q ₁ is switching, in the steady state, the FET Q ₁ is detected from the induced voltage of the secondary winding n _12.
1 can control the on-timing,
Q ₁ is can not control the on-timing in response to the secondary winding n ₁₂ until first turned on.

【００３６】そこで、上記ＩＣ３１にはＦＥＴＱ₁ を最
初にオンさせるために起動をかける必要がある。この起
動は、ダイオードＤ₂ ，Ｄ₃ の接続点の電圧を抵抗
Ｒ₁₉，Ｒ ₂₀を介して上記１４番端子に印加することによ
り行っている。なお、このようにしてＩＣ３１に起動を
かけてＩＣ３１が動作を開始した後は、抵抗Ｒ₁₉，Ｒ₂₀
を介して上記１４番端子に起動電圧が印加されると、誤
動作を起こす可能性がある。そこで、トランジスタ
Ｑ₂₁，Ｑ₂₂、抵抗Ｒ₃₀〜Ｒ₃₃、コンデンサＣ₁₅及びダイ
オードＤ₁₄からなる起動停止回路を設けてある。Therefore, the IC 31 has the FET Q₁The most
It is necessary to start up to turn it on first. This origin
Movement is diode D_Two, D_ThreeResistance at the connection point
R₁₉, R ₂₀By applying the voltage to the 14th terminal
I'm going. In this way, the IC 31 is activated in this way.
After the IC 31 starts operating, the resistance R₁₉, R₂₀
When the starting voltage is applied to the terminal No. 14 via
May cause operation. So the transistor
Q_{twenty one}, Q_{twenty two}, Resistance R₃₀~ R₃₃, Capacitor C₁₅And die
Aether D₁₄Is provided.

【００３７】この起動停止回路は、インバータ２の制御
回路４に制御電源Ｖ_ccが供給されると、コンデンサＣ₁₅
が抵抗Ｒ₃₁を介して充電され、これによりトランジスタ
Ｑ₂₂がオン、トランジスタＱ₂₁がオフとなり、起動回路
からの起動がＩＣ３１にかかる状態になる。そして、Ｉ
Ｃ３１に起動がかかってＦＥＴＱ₁ がオンすると、ダイ
オードＤ₁₄を介してコンデンサＣ₁₅の充電電荷が放電さ
れる。この場合、トランジスタＱ₂₂がオフ、トランジス
タＱ₂₁がオンとなり、起動回路からＩＣ３１に起動がか
からないように制御する。ここで、ＦＥＴＱ₁ のスイッ
チングスピードに対して抵抗Ｒ₃₁とコンデンサＣ₁₅との
時定数を充分に大きくしておけば、ＦＥＴＱ₁ がスイッ
チングしている期間には、トランジスタＱ₂₁がオン状態
に保たれ、これにより起動回路からＩＣ３１に起動がか
けられることを阻止することができる。[0037] The start-stop circuit, when the control power V _cc to the control circuit 4 of the inverter 2 is supplied, the capacitor C ₁₅
There is charged via the resistor R _31, thereby the transistor Q ₂₂ is turned on, the transistor Q ₂₁ is turned off, start from the starting circuit is in a state according to the IC 31. And I
C31 to boot rests with FETs Q ₁ is turned on, charges the capacitor C ₁₅ through the diode D ₁₄ is discharged. In this case, the transistor Q ₂₂ is turned off, the transistor Q ₂₁ is turned on is controlled so as not to apply starting from the starting circuit to the IC 31. Here, if sufficiently large time constant of the resistor R ₃₁ and capacitor C ₁₅ to the switching speed of FETs Q _1, the period in which the FETs Q ₁ is switched, the coercive transistor Q ₂₁ is in the ON state As a result, it is possible to prevent the activation circuit from being activated by the activation circuit.

【００３８】ＩＣ３１の２番端子は出力端子で、抵抗Ｒ
₁₄，Ｒ₁₅を介してＦＥＴＱ₁ をオン，オフ制御する。Ｉ
Ｃ３１の１２番端子及び１３番端子は、ＩＣ３１の内蔵
するオペアンプの反転入力と出力に対応する端子で、抵
抗Ｒ₁₇，Ｒ₁₈の分圧電圧を抵抗Ｒ₂₆を介して負帰還する
ことによりＩＣ３１が昇圧チョッパ１の出力電圧を所望
の一定状態に制御するように機能する。The second terminal of the IC 31 is an output terminal, and a resistor R
_14, on the FETs Q ₁ through R _15, off controls. I
12 Pin and 13 Pin of C31 is a terminal corresponding to the output and the inverting input of an operational amplifier with a built-in IC 31, by a divided voltage of the resistors R _17, R ₁₈ is negatively fed back via a resistor R ₂₆ IC 31 Functions to control the output voltage of the boost chopper 1 to a desired constant state.

【００３９】なお、このＩＣ３１の１２番端子に入力さ
れる電圧を昇圧チョッパ２が動作を開始したときに高く
し、その後に徐々に低下させることにより、昇圧チョッ
パ２をソフトスタート動作させている。このソフトスタ
ート回路は、トランジスタＱ ₂₃、コンデンサＣ₁₆、ダイ
オードＤ₁₄，Ｄ₁₅及び抵抗Ｒ₂₁等で構成してある。この
ソフトスタート回路では、後述する昇圧チョッパ１の動
作開始時点（昇圧チョッパ１の不動作期間）を計時する
タイマ回路の出力が得られた時点でトランジスタＱ₂₃が
オフとなる。このトランジスタＱ₂₃のオフ時点では、コ
ンデンサＣ ₁₆を制御電源Ｖ_ccの電圧まで充電されてお
り、このためＩＣ３１によって昇圧チョッパ１に出力電
圧が高い場合と同様に出力を低くする制御がかかること
により、昇圧チョッパ１の出力が起動直後は小さく制御
される。そして、コンデンサＣ ₁₆の充電電圧が抵抗Ｒ₂₁
を介して放電されるにつれて昇圧チョッパ１の出力が徐
々に上昇する所謂ソフトスタート制御が行われる。The input to the twelfth terminal of the IC 31 is
Voltage when the boost chopper 2 starts operating.
And then gradually reduce the
In this case, the soft start operation of the power source 2 is performed. This soft star
The gate circuit is a transistor Q _{twenty three}, Capacitor C₁₆, Die
Aether D₁₄, D₁₅And resistance R_{twenty one}And so on. this
In the soft start circuit, the operation of the boost chopper 1
Time the start of operation (non-operating period of boost chopper 1)
When the output of the timer circuit is obtained, the transistor Q_{twenty three}But
Turns off. This transistor Q_{twenty three}At the off point
Capacitor C ₁₆The control power supply V_ccIs charged to the voltage of
Therefore, the output voltage is supplied to the boost chopper 1 by the IC 31.
Control to reduce output as in the case of high pressure
The output of the boost chopper 1 is controlled to be small immediately after startup
Is done. And the capacitor C ₁₆The charging voltage of the resistor R_{twenty one}
Output from the step-up chopper 1
A so-called soft start control that rises every time is performed.

【００４０】その他の上記ＩＣ３１の端子について簡単
に説明する。１１番端子は抵抗Ｒ₁₁，Ｒ₁₂で分圧した入
力電圧が入力されるもので、入力電圧に同期してＦＥＴ
Ｑ₁ のオン，オフ制御を行うための端子である。また、
４番端子はＦＥＴＱ₁ に直列に挿入された抵抗Ｒ₁₆の両
端電圧からＦＥＴＱ₁ に流れる電流を検出するための端
子で、例えば昇圧チョッパ１の異常状態を検出するため
のものである。さらに、１番端子はアース端子である。The other terminals of the IC 31 will be briefly described. Terminal 11 receives the input voltage divided by the resistors R ₁₁ and R ₁₂ , and synchronizes the input voltage with the FET.
To Q ₁ on a terminal for performing off control. Also,
Pin 4 is a terminal for detecting current flowing from the voltage across the resistor R ₁₆ which is inserted in series with the FETs Q ₁ to FETs Q _1, for example, is used to detect the abnormal state of the step-up chopper 1. Further, the first terminal is a ground terminal.

【００４１】次に、インバータ２の制御回路４について
以下に説明する。この制御回路４は汎用タイマＩＣ（例
えば、ＮＥＣ社製のμＰＣ１５５５等）４１を用いて構
成された単安定マルチバイブレータを備えている。この
単安定マルチバイブレータは、抵抗Ｒ₅₁及びコンデンサ
Ｃ₁₇の時定数で決まる期間、出力がハイレベルとなる。Next, the control circuit 4 of the inverter 2 will be described below. The control circuit 4 includes a monostable multivibrator configured using a general-purpose timer IC (for example, μPC1555 manufactured by NEC). The monostable multivibrator, a period determined by the time constant of the resistor R ₅₁ and capacitor C _17, the output becomes high level.

【００４２】そして、この単安定マルチバイブレータに
トリガをかけるトリガ回路は、抵抗Ｒ₅₂，Ｒ₅₃、インバ
ータゲートＩ₁ ，Ｉ₂ 及びコンデンサＣ₁₈で構成してあ
る。つまり、このトリガ回路では、ダイオードＤ₂ ，Ｄ
₃ の接続点の電位を抵抗Ｒ₅₂，Ｒ₅₃で検知し、この抵抗
Ｒ₅₂，Ｒ₅₃の電位がほぼダイオードブリッジＤＢの負極
の電位まで降下したときにハイレベルとなるインバータ
ゲートＩ₁ の出力をコンデンサＣ₁₈を通して微分波形に
変換し、ＩＣ４１のトリガ端子（２番端子）にトリガパ
ルスを入力する。即ち、トランジスタＱ₂ がオフとな
り、このオフ時にインダクタンス素子Ｌ₂ に蓄積された
エネルギでダイオードＤ₃ を介して電流が流れ、ダイオ
ードＤ₂ ，Ｄ₃ の接続点の電位がほぼダイオードブリッ
ジＤＢの負極の電位まで降下するタイミングを検出する
のである。[0042] Then, a trigger circuit to trigger on the monostable multivibrator, resistors R _52, R _53, are constituted by an inverter gate I _1, I ₂ and a capacitor C _18. That is, in this trigger circuit, the diodes D ₂ , D
The potential of the _third connection point detected by the resistors R _52, R _53, the output of the inverter gate I ₁ the potential of the resistor R _52, R ₅₃ becomes high level when the drops to negative potential of approximately diode bridge DB Is converted into a differential waveform through the capacitor _C18, and a trigger pulse is input to the trigger terminal (second terminal) of the IC 41. That is, the transistor Q ₂ is turned off, the negative electrode of the off current flows through the diode D ₃ in energy stored in the inductance element L ₂ at the time, the diode D _2, D ₃ of approximately the diode bridge DB is the potential of the connection point The timing at which the potential drops to the potential of the above is detected.

【００４３】この単安定マルチバイブレータの出力には
バッファＢ₁ を介してトーテムポール接続されたトラン
ジスタＱ₃₁，Ｑ₃₂からなる駆動回路が接続され、単安定
マルチバイブレータの出力がハイレベルであるとき、ト
ランジスタＱ₃₁がオンとなり、トランジスタＱ₃にベー
ス電流を供給してオンとする。このインバータ２でも確
実に起動させるために起動回路が必要であり、この起動
回路を、トランジスタＱ₃₃、ダイアック等の双方向性ト
リガ素子Ｑ₃₄、コンデンサＣ₁₉、ダイオードＤ₂₁及び抵
抗Ｒ₅₄，Ｒ₅₅で構成してある。この起動回路では、昇圧
チョッパ１のインダクタンス素子Ｌ₁ の出力の電圧でコ
ンデンサＣ₁₉が充電され、トリガ素子Ｑ₃₄をブレークオ
ーバさせて、トランジスタＱ₃₃をオンとして、単安定マ
ルチバイブレータにトリガをかけることにより、トラン
ジスタＱ ₃ をオンとして、インバータ２に起動をかける
ようにしてある。なお、一旦起動をかけた後はトランジ
スタＱ₃ が正常にスイッチング動作する限り、ダイオー
ドＤ₂₁及び抵抗Ｒ₅₅により、コンデンサＣ₁₉の電荷がト
リガ素子Ｑ₃₄のブレークオーバ電圧に達することがない
ようになっている。The output of this monostable multivibrator
Buffer B₁Through a totem pole connected transformer
Jista Q₃₁, Q₃₂Drive circuit consisting of
When the output of the multivibrator is high,
Transistor Q₃₁Is turned on, and the transistor Q_ThreeNibe
Supply current to turn on. Even with this inverter 2,
A starting circuit is required to actually start the
The circuit, transistor Q₃₃, Diac, etc.
Riga element Q₃₄, Capacitor C₁₉, Diode D_{twenty one}And
Anti-R₅₄, R₅₅It consists of. In this startup circuit,
Inductance element L of chopper 1₁Output voltage
Capacitor C₁₉Is charged, and the trigger element Q₃₄The breako
The transistor Q₃₃To the monostable
By triggering the multi vibrator,
Jista Q _ThreeAnd turn on the inverter 2
It is like that. Once activated, the
Star Q_ThreeAs long as the switch operates normally,
Do D_{twenty one}And resistance R₅₅The capacitor C₁₉Charge
Riga element Q₃₄Never reach the breakover voltage of
It has become.

【００４４】この制御回路４の電源は、抵抗Ｒ₄₁，ツェ
ナダイオードＺＤ₄₁及びコンデンサＣ₄₁からなる電源回
路６から供給されている。ところで、この制御回路４に
おいては、上記電源回路６から供給される制御電源Ｖ_cc
の電圧が充分に安定した時点で動作させるために、制御
回路４の動作制御回路を設けてある。この動作制御回路
は、オペアンプＯＰ₁ 、ツェナダイオードＺＤ₅₁、ダイ
オードＤ₂₂、コンデンサＣ₂₁及び抵抗Ｒ₅₆〜Ｒ₅₈で構成
してある。つまり、オペアンプＯＰ₁ でコンパレータを
構成し、制御電源Ｖ_ccがツェナダイオードＺＤ₅₁で決ま
る電圧まで達するまでは、コンデンサＣ₂₁の遅延作用に
よりコンパレータの出力がローレベルとなり、ＩＣ４１
のリセット端子（４番端子）をローレベルに引き下げる
ことにより、ＩＣ４１を不動作状態に保つ。そして、制
御電源Ｖ_ccの電圧が安定した時点でコンパレータの出力
がハイレベルとなることにより、ＩＣ４１が動作可能と
する。Power for the control circuit 4 is supplied from a power supply circuit 6 comprising a resistor R ₄₁ , a zener diode ZD ₄₁ and a capacitor C ₄₁ . By the way, in the control circuit 4, the control power supply V _cc supplied from the power supply circuit 6 is used.
An operation control circuit of the control circuit 4 is provided in order to operate when the voltage is sufficiently stabilized. The operation control circuit includes an operational amplifier OP _1, the Zener diode ZD _51, diode D _22, are constituted by the capacitor C ₂₁ and resistor R ₅₆ to R _58. That constitutes the comparator operational amplifier OP _1, until control power V _cc reaches a voltage determined by the Zener diode ZD _51, the output of the comparator becomes a low level by the delay action of the capacitor C _21, IC 41
The IC 41 is kept in a non-operating state by lowering the reset terminal (No. 4 terminal) to a low level. Then, the output of the comparator becomes a high level when the voltage of the control power supply V _cc is steady, IC 41 is operable.

【００４５】さらに、その他にこの制御回路４には予熱
時間を計時するタイマ回路と、このタイマ回路の出力に
応じて単安定マルチバイブレータのハイレベル期間を短
く制御して放電灯Ｌａに印加される電圧を低く抑えるた
めの予熱制御回路とを設けてある。ここで、タイマ回路
はオペアンプＯＰ₂ ，コンデンサＣ₂₂、ダイオードＤ ₂₃
及び抵抗Ｒ₆₁〜Ｒ₆₄で構成してあり、オペアンプＯＰ₂
を用いて構成したコンパレータの出力が抵抗Ｒ₆₁及びコ
ンデンサＣ₂₂の時定数で決まる時間だけローレベルとな
る。予熱制御回路は、トランジスタＱ₃₅、コンデンサＣ
₂₀、ダイオードＤ₂₄及び抵抗Ｒ₆₅，Ｒ₆₆で構成され、タ
イマ回路の出力がローレベルである期間、トランジスタ
Ｑ₃₅がオンとなることにより、抵抗Ｒ₅₁とは別経路でコ
ンデンサＣ₁₇を充電することにより、コンデンサＣ₁₇の
充電を速くする。このため、単安定マルチバイブレータ
の出力がハイレベルである期間が短くなって、トランジ
スタＱ₃ のオン期間が短くなる。よって、インバータ２
から放電灯Ｌａに印加される電圧が、始動電圧以下に制
御され、放電灯Ｌａが予熱される。In addition, the control circuit 4 has a preheat
Timer circuit that measures time and the output of this timer circuit
Shorten the high-level period of the monostable multivibrator accordingly.
Control to keep the voltage applied to the discharge lamp La low.
And a preheating control circuit. Where the timer circuit
Is an operational amplifier OP_Two, Capacitor C_{twenty two}, Diode D _{twenty three}
And resistance R₆₁~ R₆₄The operational amplifier OP_Two
The output of the comparator constituted by using the resistor R₆₁And
Capacitor C_{twenty two}Low level for the time determined by the time constant of
You. The preheating control circuit includes the transistor Q₃₅, Capacitor C
₂₀, Diode D_{twenty four}And resistance R₆₅, R₆₆Consists of
While the output of the Ima circuit is low level, the transistor
Q₃₅Is turned on, the resistance R₅₁In another route
Capacitor C₁₇To charge the capacitor C₁₇of
Make charging faster. Therefore, monostable multivibrator
The period during which the output of the
Star Q_ThreeBecomes shorter. Therefore, inverter 2
The voltage applied to the discharge lamp La from below is below the starting voltage.
As a result, the discharge lamp La is preheated.

【００４６】ところで、この制御回路４の単安定マルチ
バイブレータの出力をハイレベルにする期間を設定する
時定数回路においては、抵抗Ｒ₅₁を介してコンデンサＣ
₁ の出力でコンデンサＣ₁₇を充電している。これは、交
流電源ＡＣの電圧変動に対して予熱時におけるトランジ
スタＱ₃ のオン期間を適正に制御するためである。つま
り、交流電源ＡＣの電圧が高くなったときには、コンデ
ンサＣ₁₇の充電電流が大きくなり、トランジスタＱ₃ の
オン期間が短くなって予熱量が小さくなり、逆に交流電
源ＡＣの電圧が低い場合には、上述の場合と逆の動作
で、予熱量が大きくなり、よって交流電源ＡＣの電圧変
動に対して予熱時におけるトランジスタＱ ₃ のオン期間
を適正に制御できるのである。Incidentally, the monostable multi
Set the period during which the vibrator output goes high
In the time constant circuit, the resistance R₅₁Through the capacitor C
₁Output capacitor C₁₇Is charging. This is
Transient during preheating against voltage fluctuations of the AC power supply
Star Q_ThreeThis is for properly controlling the on-period. Toes
When the voltage of the AC power supply AC rises,
Sensor C₁₇Charging current of the transistor Q_Threeof
The ON period is shortened, the amount of preheating is reduced,
When the voltage of the source AC is low, the operation is the reverse of the above.
As a result, the amount of preheating increases, and the voltage of the AC power supply AC changes.
Transistor Q when preheating against motion _ThreeOn period
Can be properly controlled.

【００４７】ところで、上記予熱時間を計時するタイマ
回路と構成を共用し、昇圧チョッパ１の動作を開始する
時点を計時するタイマ回路を設けてある。ここで、この
タイマ回路は、コンデンサＣ₂₂、ダイオードＤ₂₃及び抵
抗Ｒ₆₁〜Ｒ₆₄を予熱用のタイマと兼用し、コンデンサＣ
₂₂の両端電圧と抵抗Ｒ₆₁〜Ｒ₆₄による分圧電圧とを比較
するオペアンプＯＰ₃ で構成したコンパレータを用いて
ある。なお、このタイマ回路のコンパレータの基準電圧
は上記予熱用のタイマ回路よりも高くなっているので、
出力がハイレベルとなる期間が一定時間遅れることにな
る。Incidentally, the timer circuit for counting the preheating time has a common configuration, and a timer circuit for counting the time when the operation of the step-up chopper 1 is started is provided. Wherein the timer circuit is also used as the capacitor C _22, a diode D ₂₃ and the resistor R ₆₁ to R ₆₄ and timer for preheating, capacitor C
It is used comparator and an operational amplifier OP ₃ for comparing the divided voltage across voltage ₂₂ and the resistor R ₆₁ to R _64. Since the reference voltage of the comparator of the timer circuit is higher than that of the timer circuit for preheating,
The period during which the output is at the high level is delayed by a certain time.

【００４８】このタイマ回路の出力をダイオードＤ₂₆を
介してＩＣ３１の１４番端子に接続することにより、昇
圧チョッパ１が限時動作期間中に動作しないようにして
ある。また、上記タイマ回路の出力をダイオードＤ₂₅を
介してソフトスタート回路のトランジスタＱ₂₃のベース
に接続し、トランジスタＱ₂₃をオンすることにより、コ
ンデンサＣ₁₆を充電して起動時にソフトスタートさせる
ことに備える。[0048] By connecting the output of the timer circuit through the diode D ₂₆ to Pin 14 of the IC 31, the boost chopper 1 are to avoid work during time limit operation period. Further, connected to the base of the transistor Q ₂₃ of the soft start circuit through the diode D ₂₅ the output of the timer circuit, by turning on the transistor Q _23, to be soft start at startup to charge the capacitor C ₁₆ Prepare.

【００４９】以下、本実施例の動作を説明する。まず、
電源が投入されると、電源回路６から制御回路４及び制
御回路３の起動停止回路に電源が供給される。この際
に、制御回路４の動作制御回路の働きにより、電源回路
６から供給される電圧が安定するまでは制御回路４の動
作は停止状態に保たれる。この上記状態を図３における
ｔ₀ 〜ｔａに示す。The operation of this embodiment will be described below. First,
When the power is turned on, the power is supplied from the power supply circuit 6 to the control circuit 4 and the start / stop circuit of the control circuit 3. At this time, the operation of the control circuit 4 is stopped by the operation of the operation control circuit of the control circuit 4 until the voltage supplied from the power supply circuit 6 is stabilized. This state is shown at t _{0 to} ta in FIG.

【００５０】そして、電源回路６から制御回路４に供給
される電圧が安定した後に、動作が停止している昇圧チ
ョッパ１のインダクタンス素子Ｌ₁ の出力側から電力の
供給を受ける起動回路により単安定マルチバイブレータ
に起動がかかる。このため、トランジスタＱ₃ が一定時
間オンとなり、インバータ２が発振動作を開始する。但
し、この際のトランジスタＱ₃ のオン時間は、予熱用タ
イマが計時動作中であるので、予熱制御回路の働きでト
ランジスタＱ₃ のオン期間は短く制御され、インバータ
２の出力が小さく抑えられる。このときに、放電灯Ｌａ
に印加される電圧は始動電圧以下に制御され、放電灯Ｌ
ａは始動点灯することなく、先行予熱される。この先行
予熱状態は図４のｔａ〜ｔｂに示す。[0050] Then, the monostable by the activation circuit voltage supplied from the power supply circuit 6 to the control circuit 4 is stable after the operation is supplied with power from the output side of the inductance element L ₁ of the step-up chopper 1 is stopped The multivibrator starts up. Therefore, the transistor Q ₃ is fixed time turned on, the inverter 2 starts oscillation operation. However, the ON time of the transistor Q _{3 at} this time is controlled by the operation of the preheating control circuit, so that the ON period of the transistor Q ₃ is controlled to be short, and the output of the inverter 2 is suppressed to a small value. At this time, the discharge lamp La
Is controlled to be lower than the starting voltage, and the discharge lamp L
a is preheated without starting lighting. This pre-heating state is shown at ta to tb in FIG.

【００５１】そして、上記予熱時間の計時用のタイマ回
路の計時動作が終了すると、このタイマ回路の出力がハ
イレベルとなることによりトランジスタＱ₃₅がオフとな
り、予熱制御回路によるインバータ２の出力を小さく抑
える制御が解除される。但し、この際には予熱制御回路
のコンデンサＣ₂₀に蓄積された電荷が存在する間、この
電荷を電源として、抵抗Ｒ₅₁とは別経路でコンデンサＣ
₁₇が充電されるので、時間経過と共に徐々にトランジス
タＱ₃ のオン時間が長くなる。このようにしてインバー
タ２の出力が増大する（図４のｔｂ〜ｔｃに示す）と、
やがてはインバータ２の放電灯Ｌａに印加される出力電
圧が始動電圧に達し、時刻ｔｃで放電灯Ｌａが始動点灯
する。[0051] Then, when the counting operation of the timer circuit for counting of the preheating time is completed, the transistor Q ₃₅ is turned off by the output of the timer circuit becomes high level, reducing the output of the inverter 2 by the preheating control circuit The suppression control is released. However, during this time the charge stored in the capacitor C ₂₀ of the preheating control circuit is present in the charge as a power supply, a capacitor C and resistor R ₅₁ by another route
Since ₁₇ is charged, gradually ON time of the transistor Q ₃ becomes longer over time. As described above, when the output of the inverter 2 increases (shown at tb to tc in FIG. 4),
Eventually, the output voltage applied to the discharge lamp La of the inverter 2 reaches the starting voltage, and the discharge lamp La is turned on at time tc.

【００５２】その後に、抵抗Ｒ₅₁とコンデンサＣ₁₇の時
定数で決まるオン期間でトランジスタＱ₃ がオンされ、
トランジスタＱ₂ ，Ｑ₃ は交互にオン，オフされる安定
状態となる。このようにしてインバータ２が安定動作す
るようになった場合、昇圧チョッパ１の動作停止期間を
計時するタイマ回路の限時動作が終了し、昇圧チョッパ
が動作可能状態となる。そして、トランジスタＱ₂ のオ
ンによりダイオードＤ₂ ，Ｄ ₃ の接続点の電圧がコンデ
ンサＣ₁ に充電された電圧（ダイオードブリッジＤＢの
出力電圧のピーク電圧（Ｖ_ACP ））に達したとき、ＩＣ
３１に起動回路により起動がかかり、昇圧チョッパ１が
昇圧動作を開始する。但し、この場合、ソフトスタート
回路の働きで昇圧チョッパ１の出力が徐々に増大し、や
がては出力が一定電圧に安定する。Thereafter, the resistance R₅₁And capacitor C₁₇time
Transistor Q with ON period determined by constant_ThreeIs turned on,
Transistor Q_Two, Q_ThreeIs turned on and off alternately
State. In this way, the inverter 2 operates stably.
In this case, the operation stop period of the step-up chopper 1 is
The timed operation of the timer circuit that measures the time ends, and the boost chopper
Becomes operable. And the transistor Q_TwoNo
Diode D_Two, D _ThreeVoltage at the connection point
Sensor C₁Voltage (diode bridge DB
Peak voltage of output voltage (V_ACP)), IC
31 is activated by the activation circuit, and the boost chopper 1
Start the boost operation. However, in this case, soft start
The output of the boost chopper 1 gradually increases due to the operation of the circuit,
Eventually, the output stabilizes at a constant voltage.

【００５３】以降は、昇圧チョッパ１の昇圧出力を電源
としてインバータ２から放電灯Ｌａに電源を供給し、放
電灯Ｌａが光出力を一定とする状態で点灯保持される。
このように本実施例では、まず出力を小さく制限した状
態でインバータ２を動作させ、所望の時間後にインバー
タ２を所望の出力が得られる動作状態とし、さらにこの
インバータ２の動作状態が安定した後に昇圧チョッパ１
の動作を開始させているので、昇圧チョッパ１とインバ
ータ２とで過渡的な動作を行う期間の重合がなく、昇圧
チョッパ１及びインバータ２を安定に動作させることが
でき、且つ放電灯Ｌａの光出力を安定的に変化させるこ
とができ、しかも昇圧チョッパ１及びインバータ２を安
定に動作させることができるので、回路素子へのストレ
スの増大を防止できる。また、インバータ２が放電灯Ｌ
ａの予熱時に出力を制限できるので、昇圧チョッパ１の
出力電圧を高く設定する必要がなく、このため昇圧チョ
ッパ１及びインバータ２を安定に動作させて回路素子へ
のストレスを小さくできる点と相まって、昇圧チョッパ
１及びインバータ２の回路素子の耐量を小さくできる。Thereafter, power is supplied from the inverter 2 to the discharge lamp La using the boost output of the boost chopper 1 as a power source, and the discharge lamp La is lit and held in a state where the light output is constant.
As described above, in this embodiment, first, the inverter 2 is operated in a state where the output is limited to a small value, the inverter 2 is set to an operation state in which a desired output can be obtained after a desired time, and after the operation state of the inverter 2 is stabilized, Step-up chopper 1
Is started, there is no overlap in the period during which the transient operation is performed between the boost chopper 1 and the inverter 2, the boost chopper 1 and the inverter 2 can be operated stably, and the light of the discharge lamp La Since the output can be changed stably and the step-up chopper 1 and the inverter 2 can be operated stably, an increase in stress on the circuit element can be prevented. The inverter 2 is connected to the discharge lamp L
Since the output can be limited at the time of preheating of a, it is not necessary to set the output voltage of the boost chopper 1 to be high, and thus the stress on the circuit elements can be reduced by operating the boost chopper 1 and the inverter 2 stably. The tolerance of the circuit elements of the boost chopper 1 and the inverter 2 can be reduced.

【００５４】（実施例２）図４及び図５に本発明の他の
実施例を示す。本実施例では、図５に示すように、まず
インバータ２を放電灯Ｌａを予熱するように出力を制限
した状態で動作させ、そして所望の時間後のインバータ
２が放電灯Ｌａを予熱する状態にあるときに昇圧チョッ
パ１を起動し、この昇圧チョッパ１の出力が安定した時
点からインバータ２をソフトスタートさせて放電灯Ｌａ
を始動点灯するものである。(Embodiment 2) FIGS. 4 and 5 show another embodiment of the present invention. In the present embodiment, as shown in FIG. 5, first, the inverter 2 is operated in a state in which the output is limited so as to preheat the discharge lamp La, and after a desired time, the inverter 2 is brought into a state in which the inverter 2 preheats the discharge lamp La. At a certain time, the step-up chopper 1 is started, and when the output of the step-up chopper 1 becomes stable, the inverter 2 is soft-started to discharge the discharge lamp La.
To start lighting.

【００５５】このために、具体回路では予熱時間を計時
するタイマ回路と、昇圧チョッパ１の動作を停止する期
間を計時するタイマ回路との限時時間を異ならせ、昇圧
チョッパ１の動作停止期間を計時するタイマ回路の限時
時間を短くしてある。なお、このためにインバータ２の
出力が放電灯Ｌａを予熱する状態にあるときに、昇圧チ
ョッパ１の動作を開始させ、その後昇圧チョッパ１の動
作が安定した時点でインバータ２の出力電圧を放電灯Ｌ
ａを始動点灯する電圧に上げるように、図４における夫
々のタイマ回路を構成するコンパレータの基準電圧を設
定してある。なお、この設定は抵抗Ｒ₆₂’〜Ｒ₆₄’の定
数を選定して行っている。For this purpose, in the concrete circuit, the timer circuit for measuring the preheating time and the timer circuit for measuring the period during which the operation of the step-up chopper 1 is stopped are different from each other, and the operation stop period of the step-up chopper 1 is measured. The timer has a shorter time limit. For this reason, when the output of the inverter 2 is in a state of preheating the discharge lamp La, the operation of the boost chopper 1 is started, and then, when the operation of the boost chopper 1 is stabilized, the output voltage of the inverter 2 is reduced. L
The reference voltages of the comparators constituting the respective timer circuits in FIG. 4 are set so that a is increased to a voltage for starting lighting. Incidentally, this setting is performed by selecting the constant of resistor R ₆₂ '~R _64'.

【００５６】なお、本実施例の場合には単安定マルチバ
イブレータのトランジスタＱ₃ のオン期間を設定する抵
抗Ｒ₅₁に直列にボリュームＶＲ₁ を挿入して、オン期間
を調整自在としてある。ところで、上述の説明では第２
のスイッチング回路がフルブリッジ構成のインバータで
ある場合について説明したが、フルブリッジ構成のイン
バータや一石式のインバータであってよく、さらに負荷
が放電灯以外のものである場合にも本発明を適用できる
ことは言うまでもなく、要は第１及び第２のスイッチン
グ回路からなり、第１及び第２のスイッチング回路の動
作タイミングの制御を上述したように行うものであれ
ば、すべて本発明に包含される。[0056] In the case of this embodiment to insert the volume VR ₁ in series with resistor R ₅₁ to set the ON period of the transistor Q ₃ of the monostable multivibrator, there the ON period as adjustable. By the way, in the above description, the second
Although the switching circuit described above is a full-bridge configuration inverter, the present invention can be applied to a case where a full-bridge configuration inverter or a single-type inverter is used, and the load is other than a discharge lamp. Needless to say, the present invention basically includes the first and second switching circuits, and any control of the operation timing of the first and second switching circuits as described above is included in the present invention.

【００５７】[0057]

【発明の効果】本発明は上述のように、交流電源から直
流電源を作成する第１のスイッチング回路と、この第１
のスイッチング回路から供給される直流電源を電源とし
負荷への供給電力を作成する第２のスイッチング回路と
からなり、スイッチング素子の駆動制御を行う制御回路
を第１及び第２のスイッチング回路が夫々備え、まず出
力を小さく制限した状態で第２のスイッチング回路を動
作させ、所望の時間後に第２のスイッチング回路を所望
の出力が得られる動作状態とし、さらにこの第２のスイ
ッチング回路の動作状態が安定した後に第１のスイッチ
ング回路の動作を開始させたものであり、第１及び第２
のスイッチング回路を共に出力を可変できるものとする
ことにより、第２のスイッチング回路の出力が固定さ
れ、第１のスイッチング回路の出力により負荷を所望動
作させるもののように、第１のスイッチング回路の出力
電圧を高く設定する必要がないようにして、第１及び第
２のスイッチング回路の回路素子の耐量を小さくでき、
また両スイッチング回路のいずれかの動作が安定した状
態で、他方のスイッチング回路で所望の動作を行わせる
ことにより、両スイッチング回路を安定的に動作させ
て、過渡的な動作の重合による回路素子へのストレスの
増大を防止できると共に、負荷を安定に動作させること
ができる。As described above, the present invention provides a first switching circuit for generating a DC power supply from an AC power supply,
And a second switching circuit for generating power to be supplied to the load by using a DC power supply supplied from the switching circuit as a power supply, and the first and second switching circuits each include a control circuit for controlling the driving of the switching element. First, the second switching circuit is operated in a state where the output is limited to a small value, and after a desired time, the second switching circuit is set to an operation state in which a desired output is obtained, and the operation state of the second switching circuit is stabilized. After that, the operation of the first switching circuit is started.
The output of the second switching circuit is fixed, and the output of the first switching circuit can be operated as desired by the output of the first switching circuit. By eliminating the need to set a high voltage, the tolerance of the circuit elements of the first and second switching circuits can be reduced,
In addition, when either operation of both switching circuits is stable, the other switching circuit performs a desired operation, thereby operating both switching circuits stably and forming a circuit element by overlapping transient operations. Can be prevented from increasing, and the load can be operated stably.

【００５８】なお、交流電源から直流電源を作成する第
１のスイッチング回路と、この第１のスイッチング回路
から供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を
作成する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチ
ング素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のス
イッチング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した
状態で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間
後に第１のスイッチング回路の動作を開始させ、この第
１のスイッチング回路の動作状態が安定した後に第２の
スイッチング回路を所望の出力が得られる動作状態とし
ても、上述の場合と同様の目的を達成することができ
る。A first switching circuit for producing a DC power supply from an AC power supply and a second switching circuit for producing power supplied to a load using the DC power supplied from the first switching circuit as a power supply. The first and second switching circuits each include a control circuit for controlling the driving of the switching element. The first switching circuit is operated in a state where the output is limited to a small value, and the first switching circuit is operated after a desired time. Is started, and after the operation state of the first switching circuit is stabilized, the second switching circuit is brought into an operation state in which a desired output can be obtained, and the same object as in the above case can be achieved.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の一実施例の概略回路構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic circuit configuration of an embodiment of the present invention.

【図２】同上の具体回路図である。FIG. 2 is a specific circuit diagram of the above.

【図３】同上の動作説明図である。FIG. 3 is an operation explanatory diagram of the above.

【図４】他の実施例を示す具体回路図である。FIG. 4 is a specific circuit diagram showing another embodiment.

【図５】同上の動作説明図である。FIG. 5 is an operation explanatory view of the above.

【図６】従来例の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a conventional example.

【図７】同上の動作説明図である。FIG. 7 is an operation explanatory view of the above.

【図８】他の従来例の回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of another conventional example.

【図９】同上の動作説明図である。FIG. 9 is an operation explanatory view of the above.

【図１０】図９の場合と動作制御を異ならせた場合の動
作説明図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of the operation when the operation control is different from the case of FIG. 9;

【符号の説明】[Explanation of symbols]

Ａ 第１のスイッチング回路 Ｂ 第２のスイッチング回路 ３，４ 制御回路 ５ 負荷 ＡＣ 交流電源 A first switching circuit B second switching circuit 3, 4 control circuit 5 load AC AC power supply

フロントページの続き (72)発明者 山中 幸男 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工 株式会社内 (72)発明者 小原 成乃亮 大阪市淀川区新高３丁目６番１号 明治 ナショナル工業株式会社内 (56)参考文献 特開 平３−141597（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−248969（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−298692（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−77860（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−27000（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H05B 41/282 H02M 7/48 Continued on the front page (72) Inventor Yukio Yamanaka 1048 Kadoma, Kadoma, Osaka Pref. Matsushita Electric Works, Ltd. (72) Inventor Narunoyo Ohara 3-6-1, Shintaka, Yodogawa-ku, Osaka Meiji National Industrial Co., Ltd. (56) References JP-A-3-141597 (JP, A) JP-A-1-248969 (JP, A) JP-A-1-298692 (JP, A) JP-A-62-77860 (JP, A) Kaihei 3-27,000 (JP, U) (58) Field surveyed (Int. Cl. ⁷ , DB name) H05B 41/282 H02M 7/48

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 交流電源から直流電源を作成する第１の
スイッチング回路と、この第１のスイッチング回路から
供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を作成
する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチング
素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のスイッ
チング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した状態
で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間後に
第２のスイッチング回路を所望の出力が得られる動作状
態とし、さらにこの第２のスイッチング回路の動作状態
が安定した後に第１のスイッチング回路の動作を開始さ
せて成ることを特徴とする電力変換装置。1. A first switching circuit for generating a DC power supply from an AC power supply, and a second switching circuit for generating power supplied to a load using a DC power supply supplied from the first switching circuit as a power supply. The first and second switching circuits are provided with control circuits for controlling the driving of the switching elements, respectively. First, the second switching circuit is operated in a state where the output is limited to a small value, and after a desired time, the second switching circuit is operated. In a power conversion device, wherein the operation state of the second switching circuit is stabilized and the operation of the first switching circuit is started after the operation state of the second switching circuit is stabilized. 【請求項２】 交流電源から直流電源を作成する第１の
スイッチング回路と、この第１のスイッチング回路から
供給される直流電源を電源とし負荷への供給電力を作成
する第２のスイッチング回路とからなり、スイッチング
素子の駆動制御を行う制御回路を第１及び第２のスイッ
チング回路が夫々備え、まず出力を小さく制限した状態
で第２のスイッチング回路を動作させ、所望の時間後に
第１のスイッチング回路の動作を開始させ、この第１の
スイッチング回路の動作状態が安定した後に第２のスイ
ッチング回路を所望の出力が得られる動作状態として成
ることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。2. A first switching circuit for generating a DC power supply from an AC power supply, and a second switching circuit for generating power supplied to a load using the DC power supplied from the first switching circuit as a power supply. The first and second switching circuits each include a control circuit for controlling the driving of the switching element. The first switching circuit is operated in a state where the output is limited to a small value, and the first switching circuit is operated after a desired time. 2. The power converter according to claim 1, wherein the operation is started, and after the operation state of the first switching circuit is stabilized, the second switching circuit is brought into an operation state in which a desired output is obtained.