JP3117549B2 - Transceiver for spread spectrum communication - Google Patents
Transceiver for spread spectrum communicationInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、スペクトラム拡散通信
用送受信機に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a transceiver for spread spectrum communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図２は、双方向データ伝送システムの一
従来例としての、光伝送路を用いた、スペクトラム拡散
多重伝送システムを示す概念図である。同図において、
１はデータ入力端子、２はＰＮ系列などの拡散符号発生
器（ＲＯＭ）、３は排他的論理和回路、４はＥ／Ｏ（電
気／光）変換器、５は光カプラ、６は光伝送路、７はコ
ネクタ、８はＯ／Ｅ（光／電気）変換器、９はＡ／Ｄ変
換器、１０は相関器（例えば排他的論理和回路および累
積器）、１１は送信側で用いた拡散符号を発生させる拡
散符号発生器（ＲＯＭ）、１２は復調信号出力端子を表
わしている。2. Description of the Related Art FIG. 2 is a conceptual diagram showing a spread spectrum multiplex transmission system using an optical transmission line as a conventional example of a bidirectional data transmission system. In the figure,
1 is a data input terminal, 2 is a spread code generator (ROM) such as a PN sequence, 3 is an exclusive OR circuit, 4 is an E / O (electrical / optical) converter, 5 is an optical coupler, and 6 is optical transmission Path, 7 is a connector, 8 is an O / E (optical / electrical) converter, 9 is an A / D converter, 10 is a correlator (for example, an exclusive OR circuit and an accumulator), and 11 is used on the transmission side. A spread code generator (ROM) 12 for generating a spread code represents a demodulated signal output terminal.
【０００３】次に図２の回路動作について説明する。ま
ず、入力端子１から入力されたデータ信号１ビットと、
拡散符号発生器２で発生したチャネル固有の拡散符号
を、拡散符号１ビット毎に排他的論理和回路３により、
排他的論理和をとることでスペクトラム拡散による変調
信号を作り、これをＥ／Ｏ変換器４により光強度変調す
る。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 2 will be described. First, one bit of the data signal input from the input terminal 1 is:
An exclusive OR circuit 3 converts the channel-specific spreading code generated by the spreading code generator 2 for each bit of the spreading code,
An exclusive OR is used to generate a modulated signal by spread spectrum, and the E / O converter 4 modulates the light signal.
【０００４】こうして送信機より出力された光強度変調
信号は、光カプラ５を介して光伝送路６に送出される。
光強度変調信号は光伝送路６上に複数存在するコネクタ
７を経由して相手局の光カプラ５を介し、Ｏ／Ｅ変換器
８により、電気信号に変換された後、Ａ／Ｄ変換器９に
よりディジタル信号に変換される。相関器１０におい
て、拡散符号発生器（ＲＯＭ）１１で発生した拡散符号
との相互相関をとり、相関値が復調信号として復調信号
出力端子１２より出力される。[0004] The light intensity modulated signal output from the transmitter is transmitted to the optical transmission line 6 via the optical coupler 5.
The light intensity modulated signal is converted into an electric signal by an O / E converter 8 via an optical coupler 5 of a partner station via a plurality of connectors 7 existing on an optical transmission line 6, and then converted by an A / D converter. 9 is converted into a digital signal. In the correlator 10, a cross-correlation with the spreading code generated by the spreading code generator (ROM) 11 is obtained, and a correlation value is output from a demodulation signal output terminal 12 as a demodulation signal.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】図２を参照して説明し
た双方向データ伝送システムでは、双方向の信号を分離
し復調するために、スペクトラム拡散通信方式を用いて
いる。スペクトラム拡散通信では、チャネル固有の拡散
符号と伝送されてきた信号との相互相関をとることによ
り、多重された信号からチャネルの信号を分離復調す
る。このため、チャネルに、それぞれ、割り当てられた
拡散符号が互いに相関を持たないことが望ましい。The bidirectional data transmission system described with reference to FIG. 2 uses a spread spectrum communication system to separate and demodulate bidirectional signals. In spread spectrum communication, a channel signal is separated and demodulated from a multiplexed signal by cross-correlating a channel-specific spreading code with a transmitted signal. Therefore, it is desirable that the spreading codes assigned to the channels have no correlation with each other.
【０００６】しかし、実際の拡散符号間には０でない相
互相関値が存在する。さらに、伝送路には光伝送路にお
けるコネクタやカプラのような反射点が存在するため、
０でない相互相関値に起因して反射点からの反射戻り信
号がチャネル間干渉としてチャネルの分離復調を妨害す
る。However, there is a non-zero cross-correlation value between actual spreading codes. Furthermore, since there are reflection points such as connectors and couplers on the optical transmission line in the transmission line,
The reflected return signal from the reflection point due to the non-zero cross-correlation value interferes with the separation and demodulation of the channel as inter-channel interference.
【０００７】従来技術では、このチャネル間干渉を抑え
る方法として、拡散符号長を大きな値に設定し、スペク
トラム拡散による処理利得を大きくすることにより、符
号間の相互相関値をできる限り小さな値に抑え、大きな
反射戻り信号が存在しても、チャネル間干渉がチャネル
の分離復調に対する障害とならないように対処してい
た。In the prior art, as a method of suppressing this inter-channel interference, the cross-correlation value between codes is suppressed to the smallest possible value by setting the spreading code length to a large value and increasing the processing gain by spectrum spreading. However, even if a large reflected return signal is present, countermeasures have been taken so that the inter-channel interference does not hinder the separation and demodulation of channels.
【０００８】しかし、処理利得を大きくする方法では必
要となる符号長が膨大となり、伝送効率が極端に低下す
るという欠点が存在した。このように従来技術では、ス
ペクトラム拡散を双方向データ伝送の多重化技術に利用
する際に上記の欠点が存在するため、実用的な方式の構
築が困難であった。However, the method of increasing the processing gain has a disadvantage that the required code length becomes enormous and the transmission efficiency is extremely reduced. As described above, in the related art, when the spread spectrum is used for the multiplexing technique of the bidirectional data transmission, the above-described disadvantage exists, and thus, it has been difficult to construct a practical scheme.
【０００９】本発明は、上記従来技術の問題点を解決し
て実用的なデータ伝送システムを実現することの可能な
手段を提供することを目的としている。An object of the present invention is to provide means capable of solving the above-mentioned problems of the prior art and realizing a practical data transmission system.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、上述の
問題点は前記特許請求の範囲に記載した手段により達成
される。According to the present invention, the above-mentioned problems are achieved by the means as set forth in the appended claims.
【００１１】すなわち、請求項１の発明は、連続する長
さｋビットの“１”と連続する長さｋビットの“０”を
交互に繰り返す符号長（２ｋ）ｎ×ｉ（ｎ＝２，３，…
ｉ＝１，２，…）の符号Ａと、連続する長さ（２ｋ）
ｎビット（ｎ＝２，３，…）の“１”と連続する長さ
（２ｋ）ｎビットの“０”を交互に繰り返す符号長（２
ｋ）ｎ×ｉ（ｉ＝１，２，…）の符号Ｂのいずれかをス
ペクトラム拡散通信における拡散符号に用い、１ビット
分の継続時間が、前記の拡散符号の１周期の継続時間に
等しいデータ信号と前記拡散符号との排他的論理和を拡
散符号の１ビット毎にとることにより変調信号を構成
し、これを送出する手投を備えたスペクトラム拡散通信
用送信機と、送信されてきたデータ信号の１ビット分の
変調信号に対し、データ信号１ビット分の継続時間にお
いて、自局の送信機側で用いたものと異なる前記符号Ａ
あるいはＢの拡散符号を用い、変調信号と拡散符号との
間で相互相関値を求める際、相関区間として、前記符号
長（２ｋ）ｎ×ｉの拡散符号を、（２ｋ）ｎビット毎の
ｉ個の固まりに分割し、このｉ個の固まりの各々におい
て、さらにｋビット毎の２ｎ個の固まりに分割し、先順
からｘ番目と（ｘ＋１）番目の２つのｋビットの固まり
を相関区間とする全相関区間長（２ｋ）×ｉビットの部
分相関区間をＰx とし（ｘ＝１，２，…，２ｎ−１）、
各Ｐx を用いた部分相関出力のうち、絶対値の分散の最
小となるものを復調信号として求める復調手段を備えた
スペクトラム拡散通信用受信機とからなるスペクトラム
拡散通信用送受信機である。That is, according to the first aspect of the present invention, a code length (2k) n × i (n = 2, 2) in which “1” of continuous k bits and “0” of continuous k bits are alternately repeated. 3, ...
i = 1, 2,...) and a continuous length (2k)
A code length (2) in which n-bit (n = 2, 3,...) “1” and a continuous length (2k) n-bit “0” are alternately repeated
k) Any one of n × i ( i = 1, 2,...) codes B is used as a spreading code in spread spectrum communication, and the duration of one bit is equal to the duration of one cycle of the spreading code. A modulated signal is formed by taking the exclusive OR of the data signal and the spreading code for each bit of the spreading code, and a transmitter for spread spectrum communication including a hand-thrower for transmitting the modulated signal has been transmitted. For the modulated signal of one bit of the data signal, the code A different from that used on the transmitter side of the own station in the duration of one bit of the data signal.
Alternatively, when a cross-correlation value is obtained between the modulated signal and the spread code using the spread code of B, the code
The spreading code of length (2k) n × i is divided into (2k) n bits
divided into i blocks, each of the i blocks
Is further divided into 2n blocks for each k bits,
X-th and (x + 1) -th two k-bit chunks
The overall correlation interval length for the correlation interval the (2k) × i bits of the partial correlation intervals and P x (x = 1,2, ... , 2n-1),
This is a spread spectrum communication transceiver including a demodulation means for obtaining, as a demodulated signal, a signal having a minimum absolute value dispersion among partial correlation outputs using each P x .
【００１２】[0012]
【００１３】[0013]
【作用】本発明においては、スペクトラム拡散に用いる
拡散符号に、“１”と“０”の交番する周期が１対２ｎ
（ｎ＝２，３，…）である２つの符号を用い、復調側で
は、複数の相関区間を用いる。反射戻り信号成分が、復
調信号の絶対値の分散として表われるため、複数の相関
区間からの出力レベルのうち、最も相関出力の絶対値の
分散の小さなものを復調信号とすることにより、反射戻
り信号成分の除去効果の大きい相関値を復調信号として
選択できる。In the present invention, the spread code used for the spread spectrum has an alternating cycle of "1" and "0" of 1: 2n.
(N = 2, 3,...), And a plurality of correlation sections are used on the demodulation side. Since the reflected return signal component appears as the variance of the absolute value of the demodulated signal, of the output levels from the plurality of correlation sections, the one having the smallest variance of the absolute value of the correlation output is used as the demodulated signal, and the reflected return signal is reflected. A correlation value having a large signal component removal effect can be selected as a demodulated signal.
【００１４】[0014]
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すブロック図で
ある。同図に示すものは、スペクトラム拡散の直接拡散
による変調回路、復調回路、変調回路から光伝送路に送
信される光信号と伝送路から復調回路に入力される光信
号を結合させる光カプラ、光伝送路および他の双方向光
信号の多重分離を行なう分岐ノードである。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention. FIG. 1 shows a modulation circuit, a demodulation circuit, and an optical coupler that couples an optical signal transmitted from the modulation circuit to an optical transmission line with an optical signal input from the transmission line to the demodulation circuit by direct spread spectrum spreading. This is a branch node for demultiplexing a transmission path and other bidirectional optical signals.
【００１５】図１において、１３はデータ入力端子、１
４は拡散符号を出力するＲＯＭ、１５は拡散符号とデー
タ信号から直接拡散変調信号を作る排他的論理和回路、
１６はＥ／Ｏ変換器、１７は双方向の光強度変調信号を
分離結合する光カプラ、１８は光伝送路、２９はコネク
タを表わしている。In FIG. 1, reference numeral 13 denotes a data input terminal;
4 is a ROM for outputting a spread code, 15 is an exclusive OR circuit for directly generating a spread modulation signal from the spread code and the data signal,
Reference numeral 16 denotes an E / O converter, 17 denotes an optical coupler for separating and coupling bidirectional light intensity modulation signals, 18 denotes an optical transmission line, and 29 denotes a connector.
【００１６】また、１９は光カプラ１７を介して受光さ
れた光強度変調信号を電気のアナログ信号に変換するＯ
／Ｅ変換器、２０はＡ／Ｄ変換器、２１は拡散符号と従
来のスペクトラム拡散の相関区間が記憶されているＲＯ
Ｍ、２２はＲＯＭ２１から出力された拡散符号とＡ／Ｄ
変換器２０によりディジタル化された受信信号との乗算
（排他的論理和）結果を累積し、従来と同様なスペクト
ラム拡散による復調信号を作る乗算累積器である。Reference numeral 19 denotes an O which converts a light intensity modulation signal received via the optical coupler 17 into an electric analog signal.
/ E converter, 20 is an A / D converter, 21 is an RO storing the correlation interval between the spread code and the conventional spread spectrum.
M and 22 are the spreading code output from the ROM 21 and the A / D
This is a multiplication accumulator that accumulates the result of multiplication (exclusive OR) with the received signal digitized by the converter 20 and generates a demodulated signal by spread spectrum as in the related art.
【００１７】更に、２３は拡散符号と相関区間が記憶さ
れているＲＯＭ、２４は乗算累積器２２と同様にディジ
タル受信信号と拡散符号との乗算結果を相関区間のみ累
積する乗算累積器、２５は乗算累積器２４から出力され
た相関による復調信号と乗算累積器２２から出力された
従来と同様のスペクトラム拡散による復調信号との、レ
ベル差を出力する引算回路、２６は引算回路２５からの
出力値を２乗し、累積する乗算累積器、２７は乗算累積
器２６からの出力結果から、最小値を検出し、乗算累積
器２４からの出力結果の一つを最終的な復調信号として
選択する最小値選択回路、２８は復調信号出力端子を表
わしている。Further, 23 is a ROM in which a spread code and a correlation section are stored, 24 is a multiplication accumulator which accumulates the result of multiplication of the digital reception signal and the spread code only in the correlation section similarly to the multiplication accumulator 22, 25 is A subtraction circuit for outputting a level difference between the demodulated signal based on the correlation output from the multiplier accumulator 24 and the demodulated signal based on the same spread spectrum output from the multiplier accumulator 22. A multiplication accumulator 27 for squaring and accumulating the output value, a detection unit 27 detects a minimum value from the output result from the multiplication accumulator 26, and selects one of the output results from the multiplication accumulator 24 as a final demodulated signal. A minimum value selection circuit 28 represents a demodulated signal output terminal.
【００１８】図１の回路における送信動作を説明する。
スペクトラム拡散変調信号の速度をｆ［ｂ／ｓ］とす
る。また、本実施例では、拡散符号として、請求の範囲
におけるｋ＝１，ｎ＝２，ｉ＝２である２つの符号、つ
まり、１ビットの“１”と“０”が交互に繰り返す２×
２×２ビットの符号｛１０１０１０１０｝と、連続する
４ビットの“１”と“０”が交互に繰り返す長さ４×２
ビットの符号｛１１１１００００｝を用いることとす
る。請求の範囲符号長が８ビットであることから、図１
におけるデータ信号の速度はｆ／８［ｂ／ｓ］である。The transmission operation in the circuit of FIG. 1 will be described.
The speed of the spread spectrum modulation signal is f [b / s]. Further, in the present embodiment, as the spreading code, two codes of k = 1, n = 2, and i = 2 in the claims, that is, 2 × 1 bit “1” and “0” are alternately repeated.
Length 4 × 2 in which 2 × 2 bit code {10101010} and continuous 4-bit “1” and “0” are alternately repeated
Bit code {11110000} is used. Since the claimed code length is 8 bits, FIG.
Is f / 8 [b / s].
【００１９】データ入力端子１３に入力された速度ｆ／
８［ｂ／ｓ］のデータ信号は、ＲＯＭ１４から出力され
る拡散符号の１周期、つまり、この実施例では８ビット
の周期と同期して、排他的論理和回路１５に入力され
る。速度ｆ［ｂ／ｓ］で他方の入力ポートから入力され
た拡散符号｛１０１０１０１０｝との排他的論理和が計
算され、スペクトラム拡散変調信号ができる。排他的論
理和回路１５から出力されたスペクトラム拡散変調信号
はＥ／Ｏ変換器１６により光信号に変換され、光カプラ
１７を介して、光伝送路１８へ伝送される。光伝送路１
８には、伝送路の他方端から、もう一つの拡散符号｛１
１１１００００｝を用いて作られた同じ速度（ｆ［ｂ／
ｓ］）のスペクトラム拡散変調信号が光信号に変換さ
れ、入力されるものとする。The speed f / inputted to the data input terminal 13
The 8 [b / s] data signal is input to the exclusive OR circuit 15 in synchronization with one cycle of the spread code output from the ROM 14, that is, in this embodiment, the 8-bit cycle. The exclusive OR with the spreading code {10101010} input from the other input port at the speed f [b / s] is calculated, and a spread spectrum modulated signal is generated. The spread spectrum modulated signal output from the exclusive OR circuit 15 is converted into an optical signal by the E / O converter 16 and transmitted to the optical transmission line 18 via the optical coupler 17. Optical transmission line 1
8 has another spreading code # 1 from the other end of the transmission path.
The same speed made using 1110000 ° (f [b /
s]) is converted into an optical signal and input.
【００２０】次に受信動作を説明する。伝送されてくる
受信信号の速度は、送信側の変調信号の速度に等しいｆ
［ｂ／ｓ］とする。伝送路１８で多重されている光強度
変調された双方向光信号のうち、相手側送信機から送信
された信号が方向性結合器１７により分離され、Ｏ／Ｅ
変換器１９を通してアナログの電気信号として、Ａ／Ｄ
変換器２０に入力される。Next, the receiving operation will be described. The speed of the received signal transmitted is f equal to the speed of the modulated signal on the transmitting side.
[B / s]. Of the optical intensity modulated bidirectional optical signals multiplexed on the transmission line 18, the signal transmitted from the other party's transmitter is separated by the directional coupler 17, and the O / E
A / D as an analog electric signal through the converter 19
Input to the converter 20.
【００２１】Ａ／Ｄ変換器２０により、ｘビットパラレ
ルのディジタル信号に変換された受信信号はまず、乗算
累積器２２の入力ポートに入力される。乗算累積器２２
の他方の入力ポートにはディジタルの受信信号と乗算
（排他的論理和）されるべき拡散符号がＲＯＭ２１より
入力される。この拡散符号は送信機において用いられた
｛１０１０１０１０｝とする。The received signal converted into an x-bit parallel digital signal by the A / D converter 20 is first input to the input port of the multiplier / accumulator 22. Multiply accumulator 22
A spreading code to be multiplied (exclusive OR) with the digital reception signal is input from the ROM 21 to the other input port of the. This spreading code is {10101010} used in the transmitter.
【００２２】ＲＯＭ２１には、乗算累積器２２に対し、
累積値を拡散符号の１周期毎にクリアする信号も記憶さ
れている。乗算累積器２２からは、従来のスペクトラム
拡散技術を用いた復調信号が出力される。このＲＯＭ２
１と乗算累積器２２により作られる従来のスペクトラム
拡散復調技術を用いた復調信号は、３つの相関区間の１
つを選択する参照値として用いられる。参照値は１つあ
ればよいため、ＲＯＭ２１と乗算累積器２２により１ビ
ットの復調信号が作られている期間、反射戻り信号、つ
まり、反対方向の送信信号は伝送路に出力されていない
ものとする。In the ROM 21, the multiplication accumulator 22
A signal for clearing the accumulated value for each period of the spreading code is also stored. Multiplier accumulator 22 outputs a demodulated signal using a conventional spread spectrum technique. This ROM2
A demodulated signal using the conventional spread-spectrum demodulation technique created by 1 and the multiplying accumulator 22 has one of three correlation intervals.
It is used as a reference value for selecting one. Since only one reference value is required, it is assumed that the reflected return signal, that is, the transmission signal in the opposite direction, is not output to the transmission path during the period in which the 1-bit demodulated signal is generated by the ROM 21 and the multiplier / accumulator 22. I do.
【００２３】参照値が得られた後、部分相関区間による
復調が行なわれる。部分相関区間Ｐ x のｘは１〜（２ｎ
−１）から、ｎ＝２の拡散符号に対して３つの部分相関
区間が用意される。Ａ／Ｄ変換器からのディジタル受信
信号は、従って３つの乗算累積器２４の入力ポートに入
力される。また乗算累積器２４の他方の入力ポートには
受信信号と乗算（排他的論理和）されるべき拡散符号
｛１０１０１０１０｝がＲＯＭ２３から入力される。After the reference value has been obtained, the
Demodulation is performed. Partial correlation interval P xX is 1 to (2n
From -1), three partial correlations for n = 2 spreading codes
A section is prepared. Digital reception from A / D converter
The signal therefore enters the input ports of the three accumulators 24.
Is forced. Also, the other input port of the accumulator 24
Spreading code to be multiplied (exclusive OR) with the received signal
{10101010} is input from the ROM 23.
【００２４】乗算累積器２４では拡散符号１ビット毎に
受信信号と排他的論理和が作られ、累積され、これを拡
散符号１周期（本実施例では８ビット）毎に出力され
る。このとき、３つの乗算累積器では、拡散符号１周期
の全てを累積するのではなく、一定の累積区間のみ累積
する。累積区間についても、ＲＯＭ２３に記憶されてお
り、３つのＲＯＭに記憶されている累積区間を、それぞ
れ、Ｐ1 ，Ｐ2 ，Ｐ3 とすれば、Ｐ1 ＝｛１〜２、５〜
６｝ビット目、Ｐ2 ＝｛２〜３、６〜７｝ビット目、Ｐ
3 ＝｛３〜４、７〜８｝ビット目である。The multiplication accumulator 24 forms an exclusive OR with the received signal for each bit of the spreading code, accumulates the result, and outputs the result for each period of the spreading code (8 bits in this embodiment). At this time, the three multiplying accumulators do not accumulate the entirety of one cycle of the spreading code, but accumulate only in a certain accumulation section. Cumulative interval is also stored in the ROM 23, the cumulative period stored in three ROM, respectively, if P 1, P 2, P 3 , P 1 = {1~2,5~
6th bit, P 2 = {2-3, 6-7} bit, P
3 = { 3rd to 4th, 7th to 8th} bits.
【００２５】３種類の拡散符号１周期毎の累積区間を図
３に示す。３つの乗算累積器２４からはそれぞれ図３に
示した異なる累積区間のみ、拡散符号と受信信号との乗
算結果を累積した値が出力される。３つの出力結果は引
算回路２５においてＲＯＭ２１と乗算累積器２２により
作られた参照値を引算され、その結果は乗算累積器２６
において２乗され、参照値からの分散が求められ、さら
に分散は累積される。FIG. 3 shows the cumulative sections for each period of the three types of spreading codes. Each of the three multiplying accumulators 24 outputs a value obtained by accumulating the results of multiplication of the spread code and the received signal only in different accumulation sections shown in FIG. The three output results are subtracted from the reference value generated by the ROM 21 and the multiplication accumulator 22 in the subtraction circuit 25, and the result is output to the multiplication accumulator 26.
, The variance from the reference value is determined, and the variance is accumulated.
【００２６】累積結果は、最小値選択回路２７に入力さ
れ、３つの累積値の中で最小値がいずれであるか判定さ
れる。最小値選択回路には３つの乗算累積器２４からの
出力結果が入力され、乗算累積器２２からの参照値から
の分散が最小と判定された復調信号が最小値選択回路２
７より復調信号として出力される。The accumulation result is input to the minimum value selection circuit 27, and it is determined which of the three accumulation values is the minimum value. Output values from the three accumulators 24 are input to the minimum value selection circuit, and the demodulated signal whose variance from the reference value from the multiplication accumulator 22 is determined to be the minimum is input to the minimum value selection circuit 2.
7 is output as a demodulated signal.
【００２７】図１において双方向の光信号が伝送路１８
で多重されている場合を考える。Ｅ／Ｏ変換器１９には
相手側送信機から送信された光信号の他に、反対方向の
光信号が光伝送路上のコネクタ等の反射点で反射し、反
射戻り信号として受信される。相手側送信機から伝送さ
れた変調信号には拡散符号｛１０１０１０１０｝が用い
られ、反射戻り信号には、拡散符号｛１１１１０００
０｝が用いられているものとする。反射点の位置を規定
できないため、相手側送信機からの変調信号におけるデ
ータ信号１ビットと反射戻り信号におけるデータ信号１
ビットの間には任意の位相差を仮定しなければならな
い。In FIG. 1, a bidirectional optical signal is transmitted through a transmission line 18.
Let's consider the case of multiplexing. In the E / O converter 19, in addition to the optical signal transmitted from the counterpart transmitter, the optical signal in the opposite direction is reflected at a reflection point such as a connector on the optical transmission line and received as a reflected return signal. The spread code {10101010} is used for the modulated signal transmitted from the other party transmitter, and the spread code {1111000} is used for the reflected return signal.
It is assumed that 0 ° is used. Since the position of the reflection point cannot be defined, one bit of the data signal in the modulation signal from the other party transmitter and one bit of the data signal in the reflection return signal
Any phase difference between bits must be assumed.
【００２８】２つの変調信号のデータ信号１ビットにお
ける位相差は、用いられている２つの拡散符号の１周期
における位相差である。本実施例では、拡散符号の長さ
が８ビットであるから、相手側送信機からの変調信号と
反射戻り信号の拡散符号間には０ビットから７ビットの
位相差が存在することになる。The phase difference in one bit of the data signal between the two modulated signals is the phase difference in one cycle of the two spread codes used. In this embodiment, since the length of the spread code is 8 bits, there is a phase difference of 0 to 7 bits between the spread code of the modulated signal from the partner transmitter and the spread code of the reflected return signal.
【００２９】Ｏ／Ｅ変換器１９により電気信号に変換さ
れた後の相手側からの変調信号の受信レベルをＲ
1 ［ｖ］とすると、本実施例における復調信号の出力レ
ベルは、部分相関区間、つまり、乗算累積器２４におけ
る累積区間が、拡散符号４ビット分であることから、ス
ペクトラム拡散の従来技術を用いた場合の復調レベル８
Ｒ1［ｖ］に対しその半分の４Ｒ1 ［ｖ］となる。The reception level of the modulated signal from the partner after being converted into an electric signal by the O / E converter 19 is represented by R
Assuming that 1 [v], the output level of the demodulated signal in the present embodiment is a partial correlation section, that is, the accumulation section in the multiplication accumulator 24 is equivalent to 4 bits of the spreading code. Demodulation level 8
To R 1 [v] a half of 4R 1 [v].
【００３０】この変調信号に対し、０ビットから７ビッ
トの位相差で受信される反射戻り信号は、Ｏ／Ｅ変換後
のレベルをＲ2 ［ｖ］とすると、本実施例の復調動作に
より、表１に示す値に復調される（最大値）。また、表
１には、従来技術を用いた場合の反射戻り信号の復調レ
ベル（最大値）も示す。表１から、従来技術を用いた場
合の反射戻り信号が、奇数ビット分の位相差において、
レベル２Ｒ2 ［ｖ］で復調され、Ｒ2 ＞４Ｒ1 であるな
らば、相手側送信機からの変調信号よりも反射戻り信号
の方が大きな復調レベルとなるために、復調は完全に失
敗することがわかる。When the level of the reflected return signal received from the modulated signal with a phase difference of 0 to 7 bits is R 2 [v] after the O / E conversion, the demodulation operation of this embodiment performs Demodulated to the values shown in Table 1 (maximum value). Table 1 also shows the demodulation level (maximum value) of the reflected return signal when the conventional technique is used. From Table 1, it can be seen that the reflected return signal in the case of using the conventional technique has a
If demodulation is performed at level 2R 2 [v] and R 2 > 4R 1 , demodulation completely fails because the reflected return signal has a higher demodulation level than the modulation signal from the other transmitter. You can see that.
【００３１】[0031]
【表１】 [Table 1]
【００３２】これに対し、本発明による復調動作では、
任意の位相について、反射戻り信号の復調レベルが０
［ｖ］となる相関区間が存在することがわかる。従っ
て、引算回路２５、乗算累積器２６、最小値選択回路２
７により、各データ信号毎の復調レベルの絶対値の分散
の最小となる相関区間を選択すれば、従来技術では奇数
ビット分の位相差が存在する場合、排除できなかった反
射戻り信号の影響を完全に排除することができる。On the other hand, in the demodulation operation according to the present invention,
For any phase, the demodulation level of the reflected return signal is 0
It can be seen that there is a correlation section represented by [v]. Therefore, the subtraction circuit 25, the multiplication accumulator 26, the minimum value selection circuit 2
By selecting the correlation section that minimizes the variance of the absolute value of the demodulation level for each data signal, the influence of the reflected return signal, which cannot be eliminated in the related art when there is a phase difference of an odd number of bits, according to the prior art. It can be completely eliminated.
【００３３】さらに、表１より、本発明の復調動作を用
いた場合、任意の２つの位相差の組み合わせについて、
反射戻り光の復調レベルを０［ｖ］とする相関区間が必
ず存在することから、相手側送信機からの変調信号より
も大きな受信レベルを持つ、任意の位置からの２つの反
射戻り信号が存在しても、この影響を完全に排除するこ
とができ、双方向信号の多重化が可能となる。Further, from Table 1, when the demodulation operation of the present invention is used, for any combination of two arbitrary phase differences,
Since there always exists a correlation section in which the demodulation level of the reflected return light is 0 [v], there are two reflected return signals from an arbitrary position having a reception level higher than the modulation signal from the counterpart transmitter. However, this effect can be completely eliminated, and multiplexing of bidirectional signals becomes possible.
【００３４】[0034]
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、スペク
トラム拡散による双方向信号の多重化について、“１”
と“０”の交番する周期が１対２ｎ（ｎ＝２，３，…）
となる２つの拡散符号を用い、復調時には、（２ｎ−
１）個の部分相関結果の中から、あるいはこれに符号長
を相関区間とする相関結果を含んだ、２ｎ個の相関結果
の中から、復調レベルの絶対値の分散の最小となるもの
を選択することにより、相手側送信機からの変調信号よ
りも大きな受信レベルを持つ、任意の位置からの２つの
反射戻り信号の影響を、完全に排除することができ、双
方向多重が可能となる。As described above, according to the present invention, multiplexing of bidirectional signals by spread spectrum is "1".
And an alternating cycle of “0” is 1: 2n (n = 2, 3,...)
Are used, and at the time of demodulation, (2n−
1) A partial correlation result or a correlation result having a code length as a correlation interval, and a correlation result having a minimum variance of an absolute value of a demodulation level are selected from 2n correlation results. By doing so, it is possible to completely eliminate the influence of two reflected return signals from an arbitrary position, which have a higher reception level than the modulation signal from the other party's transmitter, and to enable bidirectional multiplexing.
【００３５】さらに、従来のスペクトラム拡散技術に比
べ、最小で４ビットという極めて短い符号長を用いて、
双方向信号を多重化できるため、送受信機において動作
速度の遅い回路を使用することができる。Further, compared with the conventional spread spectrum technique, the code length is extremely short, at least 4 bits.
Since bidirectional signals can be multiplexed, a circuit having a low operation speed can be used in the transceiver.
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention.
【図２】光伝送路を用いた、スペクトラム拡散多重伝送
システムを示す概念図である。FIG. 2 is a conceptual diagram showing a spread spectrum multiplex transmission system using an optical transmission line.
【図３】実施例における部分相関区間を示す図である。FIG. 3 is a diagram illustrating a partial correlation section in the embodiment.
１，１３ データ入力端子 ２ 拡散符号発生器 ３，１５ 排他的論理和回路 ４，１６ Ｅ／Ｏ変換器 ５，１７ 光カプラ ６，１８ 光伝送路 ７，２９ コネクタ ８，１９ Ｏ／Ｅ変換器 ９，２０ Ａ／Ｄ変換器 １０ 相関器 １１ 拡散符号発生器 １２，２８ 復調信号出力端子 １４，２１，２３ ＲＯＭ ２２，２４，２６ 乗算累積器 ２５ 引算回路 ２７ 最小値選択回路 1,13 Data input terminal 2 Spread code generator 3,15 Exclusive OR circuit 4,16 E / O converter 5,17 Optical coupler 6,18 Optical transmission path 7,29 Connector 8,19 O / E converter 9,20 A / D converter 10 Correlator 11 Spread code generator 12,28 Demodulated signal output terminal 14,21,23 ROM 22,24,26 Multiply accumulator 25 Subtraction circuit 27 Minimum value selection circuit
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/69 - 1/713 H04J 13/00 - 13/06 Continuation of front page (58) Fields surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) H04B 1/69-1/713 H04J 13/00-13/06
Claims (1)
る長さｋビットの“０”を交互に繰り返す符号長（２
ｋ）ｎ×ｉ（ｎ＝２，３，… ｉ＝１，２，…）の符号
Ａと、連続する長さ（２ｋ）ｎビット（ｎ＝２，３，
…）の“１”と連続する長さ（２ｋ）ｎビットの“０”
を交互に繰り返す符号長（２ｋ）ｎ×ｉ（ｉ＝１，２，
…）の符号Ｂのいずれかをスペクトラム拡散通信におけ
る拡散符号に用い、１ビット分の継続時間が、前記の拡
散符号の１周期の継続時間に等しいデータ信号と前記拡
散符号との排他的論理和を拡散符号の１ビット毎にとる
ことにより変調信号を構成し、これを送出する手投を備
えたスペクトラム拡散通信用送信機と、 送信されてきたデータ信号の１ビット分の変調信号に対
し、データ信号１ビット分の継続時間において、自局の
送信機側で用いたものと異なる前記符号ＡあるいはＢの
拡散符号を用い、変調信号と拡散符号との間で相互相関
値を求める際、相関区間として、前記符号長（２ｋ）ｎ
×ｉの拡散符号を、（２ｋ）ｎビット毎のｉ個の固まり
に分割し、このｉ個の固まりの各々において、さらにｋ
ビット毎の２ｎ個の固まりに分割し、先順からｘ番目と
（ｘ＋１）番目の２つのｋビットの固まりを相関区間と
する全相関区間長（２ｋ）×ｉビットの部分相関区間を
Ｐx とし（ｘ＝１，２，…，２ｎ−１）、各Ｐx を用い
た部分相関出力のうち、絶対値の分散の最小となるもの
を復調信号として求める復調手段を備えたスペクトラム
拡散通信用受信機と、からなることを特徴とするスペク
トラム拡散通信用送受信機。A code length (2) that alternately repeats “1” having a continuous length of k bits and “0” having a continuous length of k bits.
k) a code A of n × i (n = 2, 3,..., i = 1, 2,...) and a continuous length (2k) n bits (n = 2, 3,
...) and "0" of a length (2k) n bits continuous with "1"
(2k) n × i ( i = 1,2,2)
..) Is used as a spreading code in spread spectrum communication, and the exclusive OR of a data signal having a duration of one bit equal to the duration of one cycle of the spreading code and the spreading code is used. Is generated for each bit of the spread code to form a modulated signal, and a spread-spectrum communication transmitter having a hand-thrower for transmitting the modulated signal, and a modulated signal for one bit of the transmitted data signal, In the duration of one bit of the data signal, the cross-correlation value between the modulated signal and the spread code is used by using the spread code of the code A or B different from that used on the transmitter side of the own station. When calculating , the code length (2k) n
X i spreading codes are divided into (2k) i groups of n bits.
, And in each of the i clusters, k
It is divided into 2n chunks per bit, and
The (x + 1) -th set of two k bits is defined as a correlation section.
The total correlation section length (2k) × i bits is defined as P x (x = 1, 2,..., 2n−1), and among the partial correlation outputs using each P x , the variance of the absolute value is calculated. A transmitter for spread spectrum communication, comprising: a receiver for spread spectrum communication, comprising a demodulation means for obtaining a minimum signal as a demodulated signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21253692A JP3117549B2 (en) | 1992-08-10 | 1992-08-10 | Transceiver for spread spectrum communication |
Applications Claiming Priority (1)
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Publications (2)
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| JPH0661970A JPH0661970A (en) | 1994-03-04 |
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