JP3111680B2 - 復調装置 - Google Patents
復調装置Info
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- JP3111680B2 JP3111680B2 JP04234752A JP23475292A JP3111680B2 JP 3111680 B2 JP3111680 B2 JP 3111680B2 JP 04234752 A JP04234752 A JP 04234752A JP 23475292 A JP23475292 A JP 23475292A JP 3111680 B2 JP3111680 B2 JP 3111680B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明はデジタル位相変調受信
信号を復調する蓄積一括復調方式の特性を改良する復調
装置に関する。
信号を復調する蓄積一括復調方式の特性を改良する復調
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】たとえば文献（本多他：ＰＳＫ信号の計
算的復調法に関する検討、信学技報、ＣＳ８７−１０
９、１９８７）に示す従来例のバースト復調装置は図９
のように構成されていた。準同期検波器１は、デジタル
位相変調バースト受信信号１１に搬送波近似周波数をも
つ非同期の参照搬送波で準同期検波を施す。アナログ／
デジタル変換器２は、準同期検波器１からの検波後のバ
ーストモード変調波に高速クロック（たとえばシンボル
周期当たり１６サンプル程度以上）で標本化と量子化演
算を施す。バッファメモリ３は、アナログ／デジタル変
換器２からのサンプル点データに対し、受信フィルタで
波形整形した後、バーストごとにすべてのサンプル点デ
ータを一旦蓄積する。デジタル信号処理形復調器１０
は、バッファメモリ３からのサンプル点データ信号１２
に対して復調処理を行い、復調データ信号１９を判定結
果として出力する。
算的復調法に関する検討、信学技報、ＣＳ８７−１０
９、１９８７）に示す従来例のバースト復調装置は図９
のように構成されていた。準同期検波器１は、デジタル
位相変調バースト受信信号１１に搬送波近似周波数をも
つ非同期の参照搬送波で準同期検波を施す。アナログ／
デジタル変換器２は、準同期検波器１からの検波後のバ
ーストモード変調波に高速クロック（たとえばシンボル
周期当たり１６サンプル程度以上）で標本化と量子化演
算を施す。バッファメモリ３は、アナログ／デジタル変
換器２からのサンプル点データに対し、受信フィルタで
波形整形した後、バーストごとにすべてのサンプル点デ
ータを一旦蓄積する。デジタル信号処理形復調器１０
は、バッファメモリ３からのサンプル点データ信号１２
に対して復調処理を行い、復調データ信号１９を判定結
果として出力する。
【０００３】デジタル信号処理形復調器１０における復
調処理においては、データの判定を行うための最適な位
相を推定するが、上記従来例のバースト復調装置は、こ
の位相推定誤差を小さくするために高速サンプリングで
最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を採る。
調処理においては、データの判定を行うための最適な位
相を推定するが、上記従来例のバースト復調装置は、こ
の位相推定誤差を小さくするために高速サンプリングで
最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を採る。
【０００４】デジタル信号処理形復調器１０は図１０の
ように、まずバッファメモリからのサンプル点データ信
号１２に対し、そのデータ系列から搬送波推定手段４で
搬送波を推定しデータの周波数と位相を補正する。つぎ
に周波数と位相を補正したデータ信号からタイミング推
定手段７ａで推定する最適位相点（ナイキスト点に最近
の推定サンプル点）のデータだけをサンプラ７ｂで抽出
する。さらにデータ判定手段８で判定し復調データ信号
１９として出力する。タイミング推定手段７ａは、つぎ
のように最適位相点を推定する。まず２相位相シフトキ
ーイング（以下、ＢＰＳＫという）の場合には、図１１
のようにＢＰＳＫの受信信号を１シンボル当たり１サン
プルしたとき（実線は振幅ａでシンボル周期Ｔの受信信
号の波形を示す。ｄは送信データ（−１又は１）を表
し、ここでは１，１，−１，１からなる一連の送信デー
タの例を示す。ｙはサンプルされた信号を表し、ここで
はｙ1 、ｙ2 だけ図示する）、サンプル点が本来のナイ
キスト点からτ（０≦τ＜Ｔ）だけずれていると仮定
し、サンプルされた信号ｙはその時刻における信号成分
と符号間干渉の成分との和で表されるが、ここでは前後
のそれぞれｋシンボルまでの符号間干渉の影響があると
すると、受信フィルタのインパルス応答をつぎのように
表せば ｈ(τ)＝sin(πτ/Ｔ)・cos(πατ/Ｔ)/{(πτ/Ｔ)・(１−(２ατ/Ｔ) 2 )} α:受信フィルタのロールオフ率 たとえばｙ1 は ｙ1 ＝ｄ1 ａｈ（τ）＋ｄ2 ａｈ（τ＋Ｔ）＋…＋ｄk+1 ａｈ（τ＋ｋＴ） ＋ｄ0 ａｈ（τ−Ｔ）＋…＋ｄ-k+1ａｈ（τ−ｋＴ） となり、同様にしてｍ番目のサンプルされた信号ｙm は
一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ） −ｋ≦l ≦ｋの ように表せる。また図１２のようにＢＰＳＫの受信信
号を１シンボル当たりＸサンプルしたとき、簡単のため
に初期位相差＝０とすると、τ＝（ｎ−１）Ｔ／Ｘと表
わすことができるので、ｍシンボル目におけるｎ（１≦
ｎ≦Ｘ）番目の受信信号ｙm は一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −ｋ≦l ≦ｋ のように表せる。いま１バーストのシンボル数をＬと
し、各シンボルにおけるそれぞれｎ番目のサンプルの振
幅の絶対２乗値を累積したｎ番目の累積値Ｐｎは Ｐｎ＝Σm ｜Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦ｊ）は存在しな
いが、後での式の近似を考えてｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦
ｊ）は疑似雑音（ＰＮ）パターンであるとする。つぎに
４相位相シフトキーイング（以下、ＱＰＳＫという）の
場合には、同相と直交成分の２系列ありそれぞれ互いに
独立であるから、ＢＰＳＫの場合と同じに求めたＰｎは Ｐｎ＝Σm ［｛Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ＋｛Σl ｄ m+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ］ １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄ、ｄ はそれぞれ同相と直交成分のデ
ータ系列を表す。振幅ａ＝１とし、Ｌが十分大きくデー
タがランダムとすると、上式は簡単に Ｐｎ＝２ＬΣl ｈ2 （τ＋l Ｔ） ＝２ＬΣl ｈ2 ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −ｋ≦l ≦ｋ となる。上式でＰｎはτ＝０（ｎ＝１）の時最大となる
から、ナイキスト点をサンプルした時Ｐｎは最大となる
が、実際の動作において初期位相差が０であるとは限ら
ないから、Ｐｎを最大にするｎを求め、その点をナイキ
スト点と推定し、最適位相点とする。
ように、まずバッファメモリからのサンプル点データ信
号１２に対し、そのデータ系列から搬送波推定手段４で
搬送波を推定しデータの周波数と位相を補正する。つぎ
に周波数と位相を補正したデータ信号からタイミング推
定手段７ａで推定する最適位相点（ナイキスト点に最近
の推定サンプル点）のデータだけをサンプラ７ｂで抽出
する。さらにデータ判定手段８で判定し復調データ信号
１９として出力する。タイミング推定手段７ａは、つぎ
のように最適位相点を推定する。まず２相位相シフトキ
ーイング（以下、ＢＰＳＫという）の場合には、図１１
のようにＢＰＳＫの受信信号を１シンボル当たり１サン
プルしたとき（実線は振幅ａでシンボル周期Ｔの受信信
号の波形を示す。ｄは送信データ（−１又は１）を表
し、ここでは１，１，−１，１からなる一連の送信デー
タの例を示す。ｙはサンプルされた信号を表し、ここで
はｙ1 、ｙ2 だけ図示する）、サンプル点が本来のナイ
キスト点からτ（０≦τ＜Ｔ）だけずれていると仮定
し、サンプルされた信号ｙはその時刻における信号成分
と符号間干渉の成分との和で表されるが、ここでは前後
のそれぞれｋシンボルまでの符号間干渉の影響があると
すると、受信フィルタのインパルス応答をつぎのように
表せば ｈ(τ)＝sin(πτ/Ｔ)・cos(πατ/Ｔ)/{(πτ/Ｔ)・(１−(２ατ/Ｔ) 2 )} α:受信フィルタのロールオフ率 たとえばｙ1 は ｙ1 ＝ｄ1 ａｈ（τ）＋ｄ2 ａｈ（τ＋Ｔ）＋…＋ｄk+1 ａｈ（τ＋ｋＴ） ＋ｄ0 ａｈ（τ−Ｔ）＋…＋ｄ-k+1ａｈ（τ−ｋＴ） となり、同様にしてｍ番目のサンプルされた信号ｙm は
一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ） −ｋ≦l ≦ｋの ように表せる。また図１２のようにＢＰＳＫの受信信
号を１シンボル当たりＸサンプルしたとき、簡単のため
に初期位相差＝０とすると、τ＝（ｎ−１）Ｔ／Ｘと表
わすことができるので、ｍシンボル目におけるｎ（１≦
ｎ≦Ｘ）番目の受信信号ｙm は一般的に ｙm ＝Σl ｄm+1 ａｈ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −ｋ≦l ≦ｋ のように表せる。いま１バーストのシンボル数をＬと
し、各シンボルにおけるそれぞれｎ番目のサンプルの振
幅の絶対２乗値を累積したｎ番目の累積値Ｐｎは Ｐｎ＝Σm ｜Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦ｊ）は存在しな
いが、後での式の近似を考えてｄj （ｊ≦０，Ｌ＋１≦
ｊ）は疑似雑音（ＰＮ）パターンであるとする。つぎに
４相位相シフトキーイング（以下、ＱＰＳＫという）の
場合には、同相と直交成分の２系列ありそれぞれ互いに
独立であるから、ＢＰＳＫの場合と同じに求めたＰｎは Ｐｎ＝Σm ［｛Σl ｄm+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ＋｛Σl ｄ m+1 ａｈ（τ＋l Ｔ）｝2 ］ １≦ｍ≦Ｌ， −ｋ≦l ≦ｋ となる。ここでｄ、ｄ はそれぞれ同相と直交成分のデ
ータ系列を表す。振幅ａ＝１とし、Ｌが十分大きくデー
タがランダムとすると、上式は簡単に Ｐｎ＝２ＬΣl ｈ2 （τ＋l Ｔ） ＝２ＬΣl ｈ2 ｛（ｎ−１）Ｔ／Ｘ＋l Ｔ｝ −ｋ≦l ≦ｋ となる。上式でＰｎはτ＝０（ｎ＝１）の時最大となる
から、ナイキスト点をサンプルした時Ｐｎは最大となる
が、実際の動作において初期位相差が０であるとは限ら
ないから、Ｐｎを最大にするｎを求め、その点をナイキ
スト点と推定し、最適位相点とする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のバ
ースト復調装置では、位相推定誤差を小さくするために
高速サンプリング（たとえばシンボル周期当たり１６サ
ンプル程度以上）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調
方式を採るから、伝送速度が高速になるとアナログ／デ
ジタル変換器は高速動作を要し、バッファメモリは膨大
な蓄積データ数となり、デジタル信号処理形復調器は演
算量が多くなる問題点があった。
ースト復調装置では、位相推定誤差を小さくするために
高速サンプリング（たとえばシンボル周期当たり１６サ
ンプル程度以上）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調
方式を採るから、伝送速度が高速になるとアナログ／デ
ジタル変換器は高速動作を要し、バッファメモリは膨大
な蓄積データ数となり、デジタル信号処理形復調器は演
算量が多くなる問題点があった。
【０００６】この発明が解決しようとする課題は、バー
スト復調装置が負荷を軽減しかつ位相推定誤差を小さく
するように、低速サンプリングで最適位相点を抽出する
蓄積一括復調方式を提供することにある。
スト復調装置が負荷を軽減しかつ位相推定誤差を小さく
するように、低速サンプリングで最適位相点を抽出する
蓄積一括復調方式を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明の復調装置は、
上記課題を解決すろため、準同期検波されたデジタル位
相変調受信信号をサンプリングし、アナログ／デジタル
変換するアナログ／デジタル変換器と、このアナログ／
デジタル変換器からのサンプリングデータに演算を施し
てナイキスト点を推定し複数の補間タイミング情報を生
成する補間タイミング生成手段と、この補間タイミング
生成手段からの前記複数の補間タイミング情報で前記サ
ンプリングデータ信号に補間演算を施してナイキスト点
データを推定しこれらを複数の仮復調データ系列として
生成するデータ補正手段と、このデータ補正手段からの
前記複数の仮復調データ系列を比較判定して復調データ
系列を選択するタイミング決定手段と、このタイミング
決定手段からの前記復調データ系列を判定し復調データ
信号として出力するデータ判定手段とを設けるものであ
る。
上記課題を解決すろため、準同期検波されたデジタル位
相変調受信信号をサンプリングし、アナログ／デジタル
変換するアナログ／デジタル変換器と、このアナログ／
デジタル変換器からのサンプリングデータに演算を施し
てナイキスト点を推定し複数の補間タイミング情報を生
成する補間タイミング生成手段と、この補間タイミング
生成手段からの前記複数の補間タイミング情報で前記サ
ンプリングデータ信号に補間演算を施してナイキスト点
データを推定しこれらを複数の仮復調データ系列として
生成するデータ補正手段と、このデータ補正手段からの
前記複数の仮復調データ系列を比較判定して復調データ
系列を選択するタイミング決定手段と、このタイミング
決定手段からの前記復調データ系列を判定し復調データ
信号として出力するデータ判定手段とを設けるものであ
る。
【０００８】また、タイミング決定手段で、データ補正
手段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、そ
のデータ振幅の絶対値または絶対２乗値の累積加算値を
比較判定して復調データ系列を選択する。
手段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、そ
のデータ振幅の絶対値または絶対２乗値の累積加算値を
比較判定して復調データ系列を選択する。
【０００９】あるいは、タイミング決定手段でデータ補
正手段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、
その絶対分散値を比較判定して復調データ系列を選択す
る。
正手段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、
その絶対分散値を比較判定して復調データ系列を選択す
る。
【００１０】また、タイミング決定手段でデータ補正手
段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その
既知パターン部分と所定の既知パターンとの相関値を比
較判定して復調データ系列を選択する。
段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その
既知パターン部分と所定の既知パターンとの相関値を比
較判定して復調データ系列を選択する。
【００１１】また、タイミング決定手段でデータ補正手
段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その
軟判定と硬判定とを施した軟判定データ系列と硬判定デ
ータ系列との相関値を比較判定して復調データ系列を選
択する。
段からの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その
軟判定と硬判定とを施した軟判定データ系列と硬判定デ
ータ系列との相関値を比較判定して復調データ系列を選
択する。
【００１２】また、前記アナログ／デジタル変換器から
の前記サンプリングデータ信号の平均値と分散値を算出
し搬送波電力対雑音電力比を測定する搬送波電力対雑音
電力比測定手段を設け、前記補間タイミング生成手段は
該搬送波電力対雑音電力比情報に対応して累積加算値に
対し演算を施し、ナイキスト点を推定し補間タイミング
情報を生成するものである。
の前記サンプリングデータ信号の平均値と分散値を算出
し搬送波電力対雑音電力比を測定する搬送波電力対雑音
電力比測定手段を設け、前記補間タイミング生成手段は
該搬送波電力対雑音電力比情報に対応して累積加算値に
対し演算を施し、ナイキスト点を推定し補間タイミング
情報を生成するものである。
【００１３】
【作用】この発明のバースト復調装置においては、アナ
ログ／デジタル変換器からのサンプリングデータに対
し、補間タイミング生成手段において演算が施されてナ
イキスト点が推定され、これから複数の補間タイミング
情報が生成される。この補間タイミング生成手段からの
前記複数の補間タイミング情報により、データ補正手段
で前記サンプリングデータ信号に対して補間演算を施し
てナイキスト点データが推定され、複数の仮復調データ
系列が生成される。このデータ補正手段からの前記複数
の仮復調データ系列が、タイミング決定手段において比
較判定されて復調データ系列が選択され、この復調デー
タ系列がデータ判定手段により判定されて復調データ信
号として出力される。
ログ／デジタル変換器からのサンプリングデータに対
し、補間タイミング生成手段において演算が施されてナ
イキスト点が推定され、これから複数の補間タイミング
情報が生成される。この補間タイミング生成手段からの
前記複数の補間タイミング情報により、データ補正手段
で前記サンプリングデータ信号に対して補間演算を施し
てナイキスト点データが推定され、複数の仮復調データ
系列が生成される。このデータ補正手段からの前記複数
の仮復調データ系列が、タイミング決定手段において比
較判定されて復調データ系列が選択され、この復調デー
タ系列がデータ判定手段により判定されて復調データ信
号として出力される。
【００１４】
【実施例】この発明を示す一実施例のバースト復調装置
を図１に示す。準同期検波器１とアナログ／デジタル変
換器２とバッファメモリ３と搬送波推定手段４とデータ
判定手段８は、上記従来例の図９と図１０に示したもの
と対応する。補間タイミング生成手段５は、搬送波推定
手段４からの補正データ信号１３に演算を施してナイキ
スト点を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成
する。データ補正手段６は、補間タイミング生成手段５
からの補間タイミング情報１４と１５で搬送波推定手段
４からの補正データ信号１３に補間演算を施してナイキ
スト点データを推定し、仮復調データ系列１６と１７と
して生成する。タイミング決定手段７は、データ補正手
段６から仮復調データ系列１６と１７それぞれに対し、
そのデータ振幅の絶対値または絶対２乗値をバーストご
とに累積加算した値を比較判定して復調データ系列１８
を選択し、データ判定手段８に出力する。
を図１に示す。準同期検波器１とアナログ／デジタル変
換器２とバッファメモリ３と搬送波推定手段４とデータ
判定手段８は、上記従来例の図９と図１０に示したもの
と対応する。補間タイミング生成手段５は、搬送波推定
手段４からの補正データ信号１３に演算を施してナイキ
スト点を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成
する。データ補正手段６は、補間タイミング生成手段５
からの補間タイミング情報１４と１５で搬送波推定手段
４からの補正データ信号１３に補間演算を施してナイキ
スト点データを推定し、仮復調データ系列１６と１７と
して生成する。タイミング決定手段７は、データ補正手
段６から仮復調データ系列１６と１７それぞれに対し、
そのデータ振幅の絶対値または絶対２乗値をバーストご
とに累積加算した値を比較判定して復調データ系列１８
を選択し、データ判定手段８に出力する。
【００１５】上記実施例のバースト復調装置は、低速サ
ンプリングで最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採る。
ンプリングで最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採る。
【００１６】補間タイミング生成手段５はたとえばＱＰ
ＳＫ時で図２のように、搬送波推定手段４からの補正デ
ータ信号１３に演算を施した累積加算値Ｐｎをナイキス
ト点からのづれτ（−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２）の関数と考
え正規化した累積加算値Ｐ（τ）に対してナイキスト点
を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成する。 Ｐ（τ）＝２ＬΣL ｈ2 （τ＋L Ｔ）／Ｐ（０） −ｋ≦L ≦ｋ たとえば図２でシンボル周期Ｔ当たり２サンプルした１
番目と２番目の累積加算値Ｐ１とＰ２の比Ｋは、Ｐ（３
Ｔ／１６）とＰ（１１Ｔ／１６）の場合とＰ（１３Ｔ／
１６）とＰ（２１Ｔ／１６）の場合とで区別がつかない
から、（１） Ｐ１とＰ２の外側にあり、Ｐ２のタイミング点
より５Ｔ／１６だけＰ２の外側（２） Ｐ１とＰ２の内側にあり、Ｐ１のタイミング点
より３Ｔ／１６だけＰ２の内側としてナイキスト点を推
定し、補間タイミング情報δ 1 １４とδ 2 １５として、
δ1 ＝５／８，δ2 ＝３／８を生成する。
ＳＫ時で図２のように、搬送波推定手段４からの補正デ
ータ信号１３に演算を施した累積加算値Ｐｎをナイキス
ト点からのづれτ（−Ｔ／２≦τ≦Ｔ／２）の関数と考
え正規化した累積加算値Ｐ（τ）に対してナイキスト点
を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成する。 Ｐ（τ）＝２ＬΣL ｈ2 （τ＋L Ｔ）／Ｐ（０） −ｋ≦L ≦ｋ たとえば図２でシンボル周期Ｔ当たり２サンプルした１
番目と２番目の累積加算値Ｐ１とＰ２の比Ｋは、Ｐ（３
Ｔ／１６）とＰ（１１Ｔ／１６）の場合とＰ（１３Ｔ／
１６）とＰ（２１Ｔ／１６）の場合とで区別がつかない
から、（１） Ｐ１とＰ２の外側にあり、Ｐ２のタイミング点
より５Ｔ／１６だけＰ２の外側（２） Ｐ１とＰ２の内側にあり、Ｐ１のタイミング点
より３Ｔ／１６だけＰ２の内側としてナイキスト点を推
定し、補間タイミング情報δ 1 １４とδ 2 １５として、
δ1 ＝５／８，δ2 ＝３／８を生成する。
【００１７】データ補正手段６はたとえばＢＰＳＫ時で
図３のように、補間タイミング生成手段５からのδ1 と
δ2 で搬送波推定手段４からの補正データ信号に１次補
間（たとえば内分）または２次補間（たとえばラグラン
ジェ法）演算を施してナイキスト点データを推定し、仮
復調データ系列１６と１７として生成する。たとえば図
３で（ｍ−１）シンボル目の２番目とｍシンボル目の１
番目の各サンプル点データｙ2 （ｍ−１）とｙ1 （ｍ）
間をδ1 ：（１−δ1 ）で内分し、仮復調データｕ1
（ｍ）を得る。同様に（ｍ−１）シンボル目の１番目と
２番目の各サンプル点データｙ1 （ｍ−１）とｙ2 （ｍ
−１）間をδ2 ：（１−δ2 ）で内分し、仮復調データ
ｕ2 （ｍ）を得る。ｕ1 （ｍ）とｕ2 （ｍ）から成るデ
ータ系列をそれぞれ仮復調データ系列１６と１７として
生成する。 ｕ1 （ｍ）＝（１−δ1 ）×ｙ2 （ｍ−１）＋δ1 ×ｙ1 （ｍ） ｕ2 （ｍ）＝（１−δ2 ）×ｙ1 （ｍ−１）＋δ2 ×ｙ2 （ｍ−１）
図３のように、補間タイミング生成手段５からのδ1 と
δ2 で搬送波推定手段４からの補正データ信号に１次補
間（たとえば内分）または２次補間（たとえばラグラン
ジェ法）演算を施してナイキスト点データを推定し、仮
復調データ系列１６と１７として生成する。たとえば図
３で（ｍ−１）シンボル目の２番目とｍシンボル目の１
番目の各サンプル点データｙ2 （ｍ−１）とｙ1 （ｍ）
間をδ1 ：（１−δ1 ）で内分し、仮復調データｕ1
（ｍ）を得る。同様に（ｍ−１）シンボル目の１番目と
２番目の各サンプル点データｙ1 （ｍ−１）とｙ2 （ｍ
−１）間をδ2 ：（１−δ2 ）で内分し、仮復調データ
ｕ2 （ｍ）を得る。ｕ1 （ｍ）とｕ2 （ｍ）から成るデ
ータ系列をそれぞれ仮復調データ系列１６と１７として
生成する。 ｕ1 （ｍ）＝（１−δ1 ）×ｙ2 （ｍ−１）＋δ1 ×ｙ1 （ｍ） ｕ2 （ｍ）＝（１−δ2 ）×ｙ1 （ｍ−１）＋δ2 ×ｙ2 （ｍ−１）
【００１８】タイミング決定手段７は図４のように、デ
ータ補正手段６からの仮復調データ系列１６と１７それ
ぞれに対し、累積加算器７１でそのデータ振幅の絶対値
または絶対２乗値をバーストごとに累積加算した値Ｓ1
とＳ2 を比較器７２で値の大きい方を正しい系列と判定
し、選択器７３で仮復調データ系列１６と１７のいずれ
かを復調データ系列１８として選択し、データ判定手段
８に出力する。 Ｓ1 ＝Σm ｜ｕ1 （ｍ）｜ または Σm ｜ｕ1 （ｍ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ Ｓ2 ＝Σm ｜ｕ2 （ｍ）｜ または Σm ｜ｕ2 （ｍ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ
ータ補正手段６からの仮復調データ系列１６と１７それ
ぞれに対し、累積加算器７１でそのデータ振幅の絶対値
または絶対２乗値をバーストごとに累積加算した値Ｓ1
とＳ2 を比較器７２で値の大きい方を正しい系列と判定
し、選択器７３で仮復調データ系列１６と１７のいずれ
かを復調データ系列１８として選択し、データ判定手段
８に出力する。 Ｓ1 ＝Σm ｜ｕ1 （ｍ）｜ または Σm ｜ｕ1 （ｍ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ Ｓ2 ＝Σm ｜ｕ2 （ｍ）｜ または Σm ｜ｕ2 （ｍ）｜2 １≦ｍ≦Ｌ
【００１９】なお上記実施例でタイミング決定手段７
は、累積加算器７１の代りに分散計算器７１またはパタ
ーン相関器７１で構成してもよい。分散計算器７１の場
合はデータ振幅の絶対分散値Ｖ1 とＶ2 、またパターン
相関器７１の場合は仮復調データ系列１６と１７の既知
パターン部分と所定の既知パターンとの相関値Ｄ1 とＤ
2 がそれぞれ演算される。そして演算結果を比較器７２
で比較し、値の小さい方または大きい方を正しい系列と
判定してもよい。
は、累積加算器７１の代りに分散計算器７１またはパタ
ーン相関器７１で構成してもよい。分散計算器７１の場
合はデータ振幅の絶対分散値Ｖ1 とＶ2 、またパターン
相関器７１の場合は仮復調データ系列１６と１７の既知
パターン部分と所定の既知パターンとの相関値Ｄ1 とＤ
2 がそれぞれ演算される。そして演算結果を比較器７２
で比較し、値の小さい方または大きい方を正しい系列と
判定してもよい。
【００２０】また上記実施例でタイミング決定手段７は
図５のように、累積加算器７１の代りに軟判定器７４と
硬判定器７５と相関器７６で構成してもよい。この場
合、軟判定器７４と硬判定器７５でそれぞれ軟判定と硬
判定とを施した軟判定データ系列｛ｕ1 ｝ｓと｛ｕ2 ｝
ｓおよび硬判定データ系列｛ｕ1 ｝ｈと｛ｕ2 ｝ｈを相
関器７６に入力し、相関器７６で演算した相関値Ｃ1 と
Ｃ2 を比較器７２で比較し、値の大きい方を正しい系列
と判定することになる。ここで軟判定データ系列とは、
仮復調データ系列の振幅を複数ビットで量子化したデー
タ系列であり、硬判定データ系列とは、１ビット量子化
の場合のデータ系列である。
図５のように、累積加算器７１の代りに軟判定器７４と
硬判定器７５と相関器７６で構成してもよい。この場
合、軟判定器７４と硬判定器７５でそれぞれ軟判定と硬
判定とを施した軟判定データ系列｛ｕ1 ｝ｓと｛ｕ2 ｝
ｓおよび硬判定データ系列｛ｕ1 ｝ｈと｛ｕ2 ｝ｈを相
関器７６に入力し、相関器７６で演算した相関値Ｃ1 と
Ｃ2 を比較器７２で比較し、値の大きい方を正しい系列
と判定することになる。ここで軟判定データ系列とは、
仮復調データ系列の振幅を複数ビットで量子化したデー
タ系列であり、硬判定データ系列とは、１ビット量子化
の場合のデータ系列である。
【００２１】また上記実施例で図６のように、搬送波電
力対雑音電力比測定手段９を設け、ここで搬送波推定手
段４からの補正データ信号１３の平均値として搬送波電
力（Ｃ）、分散値として雑音電力（Ｎ）をそれぞれ求
め、これらから搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）情報
２０を測定し、補間タイミング生成手段５はこのＣ／Ｎ
情報２０に対応した累積加算値Ｐ（τ）に対しナイキス
ト点を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成し
てもよい。たとえばＢＰＳＫ時で図７のようにＰ（τ）
の形状はＣ／Ｎの値に従って変化するから、Ｃ／Ｎに対
応するＰ（τ）からナイキスト点を推定する方が雑音重
畳信号に対して位相推定誤差を小さくできる効果があ
る。
力対雑音電力比測定手段９を設け、ここで搬送波推定手
段４からの補正データ信号１３の平均値として搬送波電
力（Ｃ）、分散値として雑音電力（Ｎ）をそれぞれ求
め、これらから搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）情報
２０を測定し、補間タイミング生成手段５はこのＣ／Ｎ
情報２０に対応した累積加算値Ｐ（τ）に対しナイキス
ト点を推定し、補間タイミング情報１４と１５を生成し
てもよい。たとえばＢＰＳＫ時で図７のようにＰ（τ）
の形状はＣ／Ｎの値に従って変化するから、Ｃ／Ｎに対
応するＰ（τ）からナイキスト点を推定する方が雑音重
畳信号に対して位相推定誤差を小さくできる効果があ
る。
【００２２】また上記実施例で補間タイミング生成手段
５は、搬送波推定手段４からの補正データ信号１３に演
算を施すとして説明したが、図８のようにバッファメモ
リ３からのサンプル点データ信号１２に演算を施しても
よい。演算は複素平面上のサンプル点データを用いるか
ら、準同期検波による残留周波数があっても累積加算値
Ｐ（τ）は同じになる。
５は、搬送波推定手段４からの補正データ信号１３に演
算を施すとして説明したが、図８のようにバッファメモ
リ３からのサンプル点データ信号１２に演算を施しても
よい。演算は複素平面上のサンプル点データを用いるか
ら、準同期検波による残留周波数があっても累積加算値
Ｐ（τ）は同じになる。
【００２３】また上記実施例でアナログ／デジタル変換
器２の出力に対し、波形整形をするとして説明したが、
折り返し等を考慮した受信フィルタであれば波形整形後
にアナログ／デジタル変換をしてもよいのはいうまでも
ない。
器２の出力に対し、波形整形をするとして説明したが、
折り返し等を考慮した受信フィルタであれば波形整形後
にアナログ／デジタル変換をしてもよいのはいうまでも
ない。
【００２４】
【発明の効果】上記のようなこの発明のバースト復調装
置では、低速サンプル（たとえばシンボル周期当たり２
サンプル）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採るから、従来のように高速サンプルによる方式と比べ
負荷を軽減でき、高速伝送化に対処できる。また補間タ
イミング生成手段の導入によるサンプル数の減少で位相
推定誤差を小さくできる効果がある。
置では、低速サンプル（たとえばシンボル周期当たり２
サンプル）で最適位相点を抽出する蓄積一括復調方式を
採るから、従来のように高速サンプルによる方式と比べ
負荷を軽減でき、高速伝送化に対処できる。また補間タ
イミング生成手段の導入によるサンプル数の減少で位相
推定誤差を小さくできる効果がある。
【図１】この発明を示す一実施例のバースト復調装置の
機能ブロック図。
機能ブロック図。
【図２】図１に示す補間タイミング生成手段の動作を説
明する図。
明する図。
【図３】図１に示すデータ補正手段の動作を説明する
図。
図。
【図４】図１に示すタイミング決定手段の機能ブロック
図。
図。
【図５】図１に示すタイミング決定手段の他の一実施例
の機能ブロック図。
の機能ブロック図。
【図６】この発明を示す搬送波電力対雑音電力比測定手
段を含む他の一実施例の機能ブロック図。
段を含む他の一実施例の機能ブロック図。
【図７】図６に示す搬送波電力対雑音電力比測定手段の
動作を説明する図。
動作を説明する図。
【図８】この発明を示す他の一実施例の機能ブロック
図。
図。
【図９】従来例のバースト復調装置の機能ブロック図。
【図１０】図９に示すデジタル信号処理形復調器の機能
ブロック図。
ブロック図。
【図１１】図１０に示すタイミング推定手段の１シンボ
ル当たり１サンプル動作を説明する図。
ル当たり１サンプル動作を説明する図。
【図１２】図１０に示すタイミング推定手段の１シンボ
ル当たりＸサンプル動作を説明する図。
ル当たりＸサンプル動作を説明する図。
１ 準同期検波器 ２ アナログ／デジタル変換器 ３ バッファメモリ ４ 搬送波推定手段 ５ 補間タイミング生成手段 ６ データ補正手段 ７ タイミング決定手段 ８ データ判定手段 ９ 搬送波電力対雑音電力比測定手段 １１ 受信信号 １２ サンプル点データ信号 １３ 補正データ信号 １４，１５ 補間タイミング情報 １６，１７ 仮復調データ系列 １８ 復調データ系列 １９ 復調データ信号
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (6)
- 【請求項１】 準同期検波されたデジタル位相変調受信
信号をサンプリングし、アナログ／デジタル変換するア
ナログ／デジタル変換器と、このアナログ／デジタル変
換器からのサンプリングデータに演算を施してナイキス
ト点を推定し複数の補間タイミング情報を生成する補間
タイミング生成手段と、この補間タイミング生成手段か
らの前記複数の補間タイミング情報で前記サンプリング
データ信号に補間演算を施してナイキスト点データを推
定しこれらを複数の仮復調データ系列として生成するデ
ータ補正手段と、このデータ補正手段からの前記複数の
仮復調データ系列を比較判定して復調データ系列を選択
するタイミング決定手段と、このタイミング決定手段か
らの前記復調データ系列を判定し復調データ信号として
出力するデータ判定手段とを設けることを特徴とする復
調装置。 - 【請求項２】 タイミング決定手段でデータ補正手段か
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、そのデー
タ振幅の絶対値または絶対２乗値の累積加算値を比較判
定して復調データ系列を選択することを特徴とする請求
項１記載の復調装置。 - 【請求項３】 タイミング決定手段でデータ補正手段か
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その絶対
分散値を比較判定して復調データ系列を選択することを
特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項４】 タイミング決定手段でデータ補正手段か
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その既知
パターン部分と所定の既知パターンとの相関値を比較判
定して復調データ系列を選択することを特徴とする請求
項１記載の復調装置。 - 【請求項５】 タイミング決定手段でデータ補正手段か
らの複数の仮復調データ系列それぞれに対し、その軟判
定と硬判定とを施した軟判定データ系列と硬判定データ
系列との相関値を比較判定して復調データ系列を選択す
ることを特徴とする請求項１記載の復調装置。 - 【請求項６】 前記アナログ／デジタル変換器からの前
記サンプリングデータ信号の平均値と分散値を算出し搬
送波電力対雑音電力比を測定する搬送波電力対雑音電力
比測定手段を設け、前記補間タイミング生成手段は該搬
送波電力対雑音電力比情報に対応して累積加算値に対し
演算を施し、ナイキスト点を推定し補間タイミング情報
を生成することを特徴とする請求項１記載の復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04234752A JP3111680B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | 復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04234752A JP3111680B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | 復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0685859A JPH0685859A (ja) | 1994-03-25 |
| JP3111680B2 true JP3111680B2 (ja) | 2000-11-27 |
Family
ID=16975802
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04234752A Expired - Fee Related JP3111680B2 (ja) | 1992-09-02 | 1992-09-02 | 復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3111680B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3434065B2 (ja) * | 1995-01-20 | 2003-08-04 | 株式会社安川電機 | 位置制御装置、位置制御システム |
| US5913981A (en) | 1998-03-05 | 1999-06-22 | Micron Technology, Inc. | Method of rinsing and drying semiconductor wafers in a chamber with a moveable side wall |
| EP1213852A1 (en) * | 2000-07-24 | 2002-06-12 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Receiving apparatus and receiving method for radio communication |
-
1992
- 1992-09-02 JP JP04234752A patent/JP3111680B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電子情報通信学会技術研究報告，Ｖｏｌ．９０，Ｎｏ．２１５，ＳＡＴ９０−３１，ｐ．１３−１８（１９９０−９−１９） |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0685859A (ja) | 1994-03-25 |
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