JP3106718B2

JP3106718B2 - スピーカ駆動装置

Info

Publication number: JP3106718B2
Application number: JP23556992A
Authority: JP
Inventors: 和也岩田; 克芳藤井; 正彦畠中
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1992-09-03
Filing date: 1992-09-03
Publication date: 2000-11-06
Anticipated expiration: 2015-11-06
Also published as: JPH0686382A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、スピーカ装置を駆動す
るスピーカ駆動装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタルソースやＡＶソースの
普及に伴いスピーカ装置の広帯域化（特に低域方向の周
波数帯域の拡大）が要求されている。同時に、ＡＶ機器
の普及に伴い多チャンネル化が進み、スピーカ装置の小
型化も要求されている。

【０００３】従って、同一のスピーカ装置からより広帯
域な再生音を得るために、スピーカ装置を駆動するパワ
ーアンプに各種の信号処理回路を付加したスピーカ駆動
装置が開発されている。

【０００４】ところで、一般的に密閉型のスピーカ装置
はスピーカキャビネットの最低共振周波数を境に低域の
音圧が低下する。更に、キャビネットを小型化するとこ
の最低共振周波数は高くなる。また、バスレフ型スピー
カ装置は、ヘルムホルツの共鳴器の原理を用いてキャビ
ネット内の空気の振動を駆動源としポートを共振させ、
ポートから放射される音圧を利用することで、同一容積
の密閉型スピーカ装置と比較して低域再生限界の拡大を
図ることができる。しかし、キャビネットの容積やスピ
ーカユニットの特性によりポートから放射される音圧の
大きさが決定されるため、ポートの共振周波数を低く設
定しても低域の再生帯域の拡大には限界がある。

【０００５】そこで、従来より雑誌「ＪＡＳジャーナ
ル」（日本オーディオ協会発行）19990年9月号pp.14〜p
p.20及び1991年3月号pp.25〜pp.33に記載されているよ
うなＭＦＢ（Motional Feed Back）方式を用いたスピー
カ駆動装置があった。

【０００６】以下に、従来のＭＦＢ方式を用いたスピー
カ駆動装置について説明する。図６は従来のＭＦＢ方式
を用いたスピーカ駆動装置を示すものである。６１はス
ピーカを駆動する増幅器、６２はスピーカ、６３はスピ
ーカ６２の振動状態を検出する検出器、６４は検出器６
３の出力を基にスピーカ６２の振動板の振動加速度、速
度及び振幅に比例した信号を生成する特性補正回路、６
５は入力信号、６６は入力信号６５の周波数特性を操作
するイコライザ、６７はイコライザ６６の出力と特性補
正回路６４の出力との差を算出する引き算器であり、増
幅器６１は引き算器６７の出力を入力とする。

【０００７】検出器６３としては、スピーカ６２の振動
状態を機械的に、音響的に、光学的に或いは電気的に検
出する手法が知られている。図７は検出器に電気的な手
法を用いた場合のブリッジ方式である。他に電流検出方
式も考えられるが、これに関しては後述する実施例で説
明する。図７において、７１はスピーカ６１のボイスコ
イルの電気インピーダンス（Ｒ_v＋ｓＬ_v）、７２はボイ
スコイルに発生する逆起電力、７３，７４，７５及び７
６はブリッジ回路を構成する抵抗器Ｒ₁，Ｒ₂，Ｒ_f及び
コンデンサＣ₂、７７は抵抗器７４と抵抗器７５のそれ
ぞれに発生する電圧間の差を算出する引き算器である。
但し、Ｂｌはスピーカの力係数、ｖ_cはボイスコイルの
振動速度である。

【０００８】ブリッジ方式の検出器の動作を説明する。
Ｒ_fの両端に発生する電圧Ｅ_fは、増幅器１による駆動電
流と逆起電力（−Ｂｌ・ｖ_c）による電流との合成電流で
ある。また、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｃ₂は逆起電力が発生しない時
のＲ_fに発生する電圧Ｅ₂をＲ₂の両端に発生するように
定数が設定されておりその条件は（数１）、（数２）と
なる。

【０００９】

【数１】

【００１０】

【数２】

【００１１】従って、Ｅ₂とＥ_fの差を引き算器７７で算
出することで差電圧Ｅ₀は（数３）となり、ボイスコイ
ルの振動速度ｖ_cに比例した電圧が得られる。

【００１２】

【数３】

【００１３】次に、特性補正回路６４は（数４）に示す
伝達関数β（ｓ）を持ち、検出器６３から出力される速
度信号からスピーカ６２の特性を補正するために加速度
信号、速度信号及び振幅信号に比例した電圧を出力す
る。ただし、β_aは加速度係数、β_vは速度係数、β_xは
振幅係数、ｓ＝ｊωである。

【００１４】

【数４】

【００１５】入力信号６５はイコライザ６６により周波
数補償（低域ブースト）が行われる。そして、引き算器
６７は特性補正回路６４から出力される信号との差を算
出して、増幅器６１に入力する。ところでイコライザ６
６が必要な理由は、本従来例のスピーカ駆動装置は、負
帰還動作のため帰還を行った帯域（特性改善を行う低
域）では、帰還を行わなかった帯域（中高域）と比較し
て、帰還した分だけ音圧が低下する。そのため、イコラ
イザで低域ブーストを行い中高域と同等の音圧が得られ
るように補償している。

【００１６】更に、電流検出方式を用いたこのＭＦＢ方
式として雑誌「無線と実験」（誠文堂新光社発行）1989
年４月号pp.80〜pp.86に記載されているようなヤマハ
(株)のアクティブサーボを用いたスピーカ駆動装置があ
った。

【００１７】以下に、従来のアクティブサーボを用いた
スピーカ駆動装置について説明する。

【００１８】図８は、従来のアクティブサーボを用いた
スピーカ駆動装置を示すものである。図８において、８
１はスピーカ（入力端子からみたインピーダンスをＲ_S
とする。）、８２はスピーカ８１を定電圧駆動する増幅
器（増幅率はＡ）、８３は抵抗器(Ｒ₀)、８４は抵抗器
（Ｒ_F）、８５はスピーカ８１に流れる電流を検出する
検出抵抗（純抵抗ｒ）、８６は検出抵抗８５の両端に発
生する電圧を増幅する増幅器（増幅率はβ）、８７は抵
抗器（Ｒ₁）、８８は抵抗器（Ｒ₂）、８９はスピーカ駆
動装置に入力される入力信号の周波数特性を変化させる
イコライザ（ＥＱ）、８１０は抵抗器（Ｒ₀）である。

【００１９】次に、本従来例の動作を説明する。増幅器
８２（増幅率Ａは抵抗器８３及び８４の比で決まる。）
でスピーカ８１を定電圧駆動すると、電流Ｉ(S)がスピ
ーカ８１に流れる。検出抵抗８５は、スピーカ８１に流
れる電流Ｉ(S)を検出するため、スピーカ８１に直列に
接続されている。従って、増幅器８２の出力電圧をＥ_O
とし、ｒ＜＜Ｒ₂とすれば、

【００２０】

【数５】

【００２１】が成立する。従って、スピーカ８１に流れ
る電流Ｉ(S)は検出抵抗８５の両端に発生する電圧をＥ_r
とすれば、

【００２２】

【数６】

【００２３】として求められる。この検出した電圧Ｅ_r
は増幅器８６（増幅率βは抵抗器８７及び８８の比で決
まる。）により増幅される。ここで、検出抵抗８５は純
抵抗であるため、電圧Ｅ_rの波形はスピーカ電流Ｉ(S)の
波形と相似である。また、イコライザ８９は後述する理
由によりスピーカ駆動装置に入力される入力信号の周波
数特性を変化させる。イコライザ８９の出力信号Ｅ_inと
増幅器８６の出力との和を増幅器８２と抵抗器８３及び
８１０で求め、この和を増幅（増幅率はＡ）している。
ここで、増幅器８６の出力電圧をＥ_F、スピーカ８１の
両端にかかる電圧をＥ_Sとすれば（数７）〜（数１２）
が成立する。

【００２４】

【数７】

【００２５】

【数８】

【００２６】

【数９】

【００２７】

【数１０】

【００２８】

【数１１】

【００２９】

【数１２】

【００３０】従って、（数５）〜（数１２）より

【００３１】

【数１３】

【００３２】となる。以上より、このスピーカ駆動装置
の出力インピーダンスＲ_Oは、Ｅ_in＝０として、

【００３３】

【数１４】

【００３４】となり、Ａ・β＞０とすれば開放安定型負
性インピーダンスとなる。また、Ａ・β＞１で、Ａ及び
β共に平坦な周波数特性を持てば負性抵抗となり、Ａま
たはβに周波数特性を持たせれば出力インピーダンスに
周波数特性をもたせることができる。

【００３５】本従来例では、スピーカ８１はヘルムホル
ツ共鳴器ポートを持つバスレフ型のスピーカ装置であ
る。今、ポートの共振周波数をｆｐとすれば、ポートか
らの音圧は、ｆｐを中心とした−６ｄＢ／ｏｃｔの単峰
特性となり、スピーカユニットとポートからの音圧の位
相は同相であるため、スピーカユニットの音圧特性が−
６ｄＢ／ｏｃｔである帯域では、スピーカユニットとポ
ートの音圧が合成されフラットとなるが、それ以外の帯
域では、合成された音圧はフラットでない。そのためイ
コライザ８９を用い、入力信号の周波数特性を補正する
ことで全体域でフラットな音圧特性が得られるようにし
ている。従って、上記の方法によりスピーカユニットの
ボイスコイルのインピーダンスをスピーカ駆動装置の負
性インピーダンスで打ち消し、低域でのスピーカの駆動
能力を高め低い共振周波数持つポートでも充分な音圧が
再生できるようにすることで、広帯域(特に低域方向)な
再生音を得ている。

【００３６】即ち、検出抵抗でスピーカのボイスコイル
に流れる電流を検出する。検出した電流はボイスコイル
の振動速度に比例するため、検出抵抗の両端に発生した
電圧を増幅して入力に帰還するいわゆる速度帰還を行う
ことで、スピーカの帯域拡大を図っている。

【００３７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、スピーカの振動板の振動の状態を検出する
のに増幅器とスピーカ間に抵抗器を直列に挿入する必要
がある。そのため抵抗器挿入による電力ロスが生じると
言う問題点と、電力ロスを少なくするには検出用抵抗器
の抵抗値を小さくする必要があり、抵抗値を小さくする
ことで検出電圧が小さくなり外部雑音等の影響が大きく
なり誤検出が生じると言う問題点と、イコライザで低域
を補償するため、中域と同等の音圧をスピーカから得る
には出力の大きい増幅器が必要であり、増幅器が大型化
すると言う問題点とを有していた。

【００３８】本発明は上記従来の問題点を解決するもの
で、増幅器に高効率に電力増幅ができるＤ級増幅器を用
いることで増幅器の小型化を可能とすることと、スピー
カユニットの振動の状態を検出する検出器にＤ級増幅器
内のパルス増幅器の出力に接続されるローパスフィルタ
のコイルを用いるため検出用抵抗器が不要となり検出抵
抗器による電力ロスをなくすことを可能とすることと、
また、検出器にパルス増幅器の出力に接続されるローパ
スフィルタのコイルに流れる電流を検出する検出コイル
用い、検出コイルの巻き数を増減することで検出レベル
を最適化でき、後段に接続される増幅器を省略すること
を可能とするスピーカ駆動装置を提供することを目的と
する。

【００３９】

【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明のスピーカ駆動装置は、アナログ信号を二値状
態変調信号に変換する二値状態変調手段と、二値状態変
調信号を電力増幅するパルス増幅手段と、パルス増幅手
段の出力を入力とし必要な周波数帯域のみを通過させる
第１のローパスフィルタと、第１のローパスフィルタの
コイルの両端間の信号を入力とし必要な周波数帯域のみ
を通過させる第２のローパスフィルタと、第２のローパ
スフィルタの出力を増幅する増幅手段と、第２のローパ
スフィルタの出力を積分増幅する第１の積分手段と、第
１の積分手段の出力を積分増幅する第２の積分手段と、
入力信号と増幅手段の出力と第１の積分手段の出力と第
２の積分器の出力とを加算する演算手段とを備え、演算
手段の出力を二値状態変調手段に入力する構成としたも
のである。

【００４０】また、本発明のスピーカ駆動装置は、アナ
ログ信号を二値状態変調信号に変換する二値状態変調手
段と、二値状態変調信号を電力増幅するパルス増幅手段
と、パルス増幅手段の出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第１のローパスフィルタと、第１のロ
ーパスフィルタのコイルに流れる電流値を検出する電流
検出コイルと、電流検出コイルの出力を入力とし必要な
周波数帯域のみを通過させる第２のローパスフィルタ
と、第２のローパスフィルタの出力を積分増幅する第１
の積分手段と、第１の積分手段の出力を積分増幅する第
２の積分手段と、入力信号と第２のローパスフィルタの
出力と第１の積分手段の出力と第２の積分器の出力とを
加算する演算手段とを備え、演算手段の出力を二値状態
変調手段に入力する構成としたものである。

【００４１】

【作用】本発明は上記した構成により、以下のような作
用をする。即ち、二値状態変調手段はアナログ信号を二
値状態変調信号に変換する。パルス増幅手段はこの二値
状態変調信号を電力増幅する。第１のローパスフィルタ
は、パルス増幅手段の出力を処理し、オーディオ帯域の
信号を通過させ、スピーカを駆動する。このとき第１の
ローパスフィルタを構成するコイルにはスピーカに流れ
た電流を含む電流が流れる。そして、第２のローパスフ
ィルタはこのコイルの両端に発生する電圧を入力とし、
オーディオ帯域の信号を通過させる。第２のローパスフ
ィルタの出力はスピーカユニットのボイスコイルの振動
加速度に比例している。増幅手段はこの加速度信号を増
幅する。第１の積分手段は、加速度信号を積分増幅し、
速度信号を生成する。更に第２の積分手段は速度信号を
積分増幅し振幅信号を生成する。そして、演算手段は、
入力信号、増幅手段、第１の積分手段及び第２の積分手
段の出力を加算し、二値状態変調手段に入力するように
している。

【００４２】また、本発明は上記した構成により、以下
のような作用をする。即ち、二値状態変調手段はアナロ
グ信号を二値状態変調信号に変換する。パルス増幅手段
はこの二値状態変調信号を電力増幅する。第１のローパ
スフィルタは、パルス増幅手段の出力を処理し、オーデ
ィオ帯域の信号を通過させ、スピーカを駆動する。この
とき第１のローパスフィルタを構成するコイルにはスピ
ーカに流れた電流を含む電流が流れる。その電流を電流
検出コイルで検出する。そして、第２のローパスフィル
タはこの電流検出コイルの両端に発生する電圧を入力と
し、オーディオ帯域の信号を通過させる。第２のローパ
スフィルタの出力はスピーカユニットのボイスコイルの
振動加速度に比例している。第１の積分手段は、加速度
信号を積分増幅し、速度信号を生成する。更に第２の積
分手段は速度信号を積分増幅し振幅信号を生成する。そ
して、演算手段は、入力信号、第２のローパスフィル
タ、第１の積分手段及び第２の積分手段の出力を加算
し、二値状態変調手段に入力するようにしている。

【００４３】

【実施例】以下、本発明の一実施例に付いて、図面を参
照しながら説明する。

【００４４】図１は本発明の第１の実施例におけるスピ
ーカ駆動装置のブロック図を示す。図１において、１は
アナログ信号を二値状態変調信号に変換する二値状態変
調器、２は二値状態変調器１の出力信号を電力増幅する
パルス増幅器、３はパルス増幅器２の出力からオーディ
オ帯域の信号を通過させるローパスフィルタ、４はロー
パスフィルタ３を構成するコイル、５はローパスフィル
タ３を構成するコンデンサ、６は本スピーカ駆動装置の
出力端子、７はスピーカ、８はコイル４の両端に生じる
電圧信号を入力とするローパスフィルタ、９はローパス
フィルタ８の出力を増幅する増幅器、１０はローパスフ
ィルタ８の出力を積分増幅する積分器、１１は積分器１
０の出力を積分増幅する積分器、１２は本スピーカ駆動
装置の入力端子、１３は入力端子１２から入力された入
力信号の周波数特性を操作するイコライザ、１４はイコ
ライザ１３の出力と増幅器９の出力と積分器１０の出力
と積分器１１の出力との和を算出する加算器である。

【００４５】図２は、第１の実施例におけるスピーカ駆
動装置の二値状態変調器１とパルス増幅器２を説明する
説明図であり、２１はアナログ信号を入力する入力端
子、２２はコンパレータ、２３は三角波発生器、２４は
ドライブアンプ、２５は電力増幅器、２６はパワーデバ
イス、２７はパワーデバイス、２８は出力端子である。
図９は、二値状態変調器１の動作を説明する説明図であ
る。図１０は、パルス増幅器２を説明する説明図であ
る。図１１は、線形増幅器の電力損失を説明する説明図
である。

【００４６】図３は、第１の実施例の具体的な回路の一
例であり、３１は電力増幅器、３２はコイル、３３はコ
ンデンサ、３４は出力端子、３５は入力端子、３６はイ
コライザ、３１０〜３２７は抵抗器、３３０〜３３２は
コンデンサ、３４１〜３４８は増幅器である。

【００４７】この様に構成された本発明の第１のスピー
カ駆動装置について、以下その動作について説明する。
二値状態変調器１は入力されるアナログオーディオ信号
を二値状態に変調し、パルス増幅器２はこの二値状態変
調信号を電力増幅する。二値状態変調器１とパルス増幅
器２は高効率電力増幅器であるＤ級電力増幅器を構成し
ている。このＤ級電力増幅器の動作を図２を用いて説明
する。図２はＰＷＭ（Pulse Width Modulation／パルス
幅変調）方式の電力増幅器である。入力端子２１から入
力されたアナログオーディオ信号は、コンパレータ２２
の反転入力に入力される。また、コンパレータ２２の非
反転入力には三角波発生器２３で発生される三角波信号
が入力される。図９に示すように、コンパレータ２２は
入力された２種類の信号の振幅を比較し、反転入力に入
力されたアナログオーディオ信号を１ビットのディジタ
ル信号に変換する。コンパレータの出力Ｃ_oは以下のよ
うになる。オーディオ信号≧三角波信号のときＣ_o＝０、オーディオ信号＜三角波信号のときＣ_o＝１、即ち、オーディオ信号は三角波信号の周波数をキャリア
とし、入力信号の持っていた振幅方向の情報をパルスの
幅と言う情報に置き換えた二値状態変調信号（パルス幅
変調）に変換される。コンパレータ２２の出力はドライ
ブアンプ２６及び電流増幅器２７で電力増幅される。図
１０に示すように、二値状態変調器１の出力に応じてド
ライブアンプ２４は電力増幅器２５を駆動する。即ち、
二値状態変調器１の出力が’１’の場合、電力増幅器２
５を構成するパワーデバイス２６をＯＮ状態にし、出力
端子２８には電力増幅器２５に供給される正負の電源電
圧の正側の電源電圧にほぼ等しい振幅まで増幅する。
（パワーデバイス２６のＯＮ抵抗と出力端子２８に接続
された負荷への負荷電流との積に相当する電圧降下分振
幅は小さくなるが、ＯＮ抵抗が十分小さいパワーデバイ
スを選択することにより、ＯＮ抵抗による電圧降下は無
視できるまでに小さくすることは可能である。）逆に二
値状態変調器１の出力が’０’の場合、電力増幅器２５
を構成するパワーデバイス２７をＯＮ状態にし、出力端
子２８には電力増幅器２５に供給される正負の電源電圧
の負側の電源電圧にほぼ等しい振幅まで増幅する。（同
様にパワーデバイス２７のＯＮ抵抗と出力端子２８に接
続された負荷への負荷電流との積に相当する電圧降下分
振幅は小さくなるが、ＯＮ抵抗が十分小さいパワーデバ
イスを選択することにより、ＯＮ抵抗による電圧降下は
無視できるまでに小さくすることは可能である。）即
ち、パルス増幅器２は、二値状態変調器１の出力信号
（パルス信号）を電力増幅器２７に供給される電源電圧
値に等しくなるように電力増幅する。そして、増幅され
たパルス信号は、パルス増幅器２の出力に接続されるロ
ーパスフィルタ３によりオーディオ帯域を通過させ電力
増幅されたオーディオ信号を取り出し、負荷に供給する
動作をする。ここで、入力信号（アナログ信号）を二値
状態変調器にてパルス信号（二値信号／ディジタル信
号）に変換し、パルス信号のまま電力増幅し、ローパス
フィルタにて再びアナログ信号に変換する理由は、パル
ス増幅器２を構成するパワーデバイスは、飽和状態で使
用され、飽和状態におけるＯＮ抵抗値が非常に小さいた
め、パワーデバイスにて発生する損失は非常に小さくな
る。また、ローパスフィルタ３には、直流抵抗値が小さ
く高周波特性の良いコイル及び高周波特性の良いコンデ
ンサを用いることで、ローパスフィルタにおける電力損
失も無視できるレベルに構成できる。そのため非常に電
力損失の小さな（電力効率９０％以上）電力増幅器を容
易に構成できるメリット（通常の線形電力増幅器は、図
１１に示すように無効となる電源電圧、即ちパワーデバ
イスで降下する電圧値が大きい。そのため、電力損失が
大きい。そして、最も電力効率の高い構成のＢ級電力増
幅器の最大理論電力効率値は７８．５％である。）があ
るためである。ここで、抵抗器２９の抵抗値をゼロ、抵
抗器３０の抵抗値を無限大とした場合の本増幅器の電圧
利得は、二値状態変調器１の出力信号の振幅値（通常５
Ｖ程度）と、電力増幅器２５に供給される電源電圧値の
比となる。例えば、二値状態変調器の出力信号レベルが
５Ｖ、電力増幅器２５への供給電圧が±３０Ｖであれ
ば、（３０＋３０）÷５＝１２倍となる。本例では、増
幅器出力信号を入力部に帰還しない無帰還構成に関して
説明したが帰還型の増幅器でも同様の効果（入力信号を
二値状態信号に変換し電力増幅し、ローパスフィルタに
てアナログ信号に変換する事で、電力効率の高い電力増
幅器を構成できること）が得られる。

【００４８】この様に電力増幅された二値状態変調信号
はコイル４及びコンデンサ５からなるローパスフィルタ
３で不必要な周波数成分が除去されオーディオ帯域の信
号が抽出される。即ち、二値状態変調器１に入力された
オーディオ信号が電力増幅されて出力端子６から出力さ
れる。この出力端子６に負荷としてスピーカ７を接続す
るとボイスコイルに電流が流れ振動板が振動して音波を
発生する。ところで、コイル４に流れる電流は、コンデ
ンサ５に流れる電流とスピーカ７のボイスコイルに流れ
る電流の和である。しかし、コンデンサ５にはオーディ
オ帯域の成分を持つ電流は流れないため、コイル４に流
れる電流の内オーディオ帯域の成分を持つ電流はスピー
カ７に流れる電流に等しい。また、スピーカ７に流れる
電流はボイスコイルの振動速度に比例している。従っ
て、コイル４に流れる電流に着目するればスピーカ７の
振動状態が検出できることになる。

【００４９】コイル４に電流が流れることによりコイル
４の両端には電圧が発生する。オーディオ帯域の信号を
通過させるローパスフィルタ８にコイル４の両端に発生
する電圧を入力すると、スピーカ７のボイスコイルに流
れる電流を微分したもの即ち、ボイスコイルの振動加速
度に比例した電圧が、ローパスフィルタ８から出力され
る。増幅器９はこの出力を増幅する。これは加速度成分
の帰還であり、帰還係数はコイル４のインダクタンスと
増幅器９の電圧利得で決まる。また、積分器１０はロー
パスフィルタ８の出力を積分増幅し、ボイスコイルの振
動速度に比例した信号を生成する。これは、速度成分の
帰還であり、帰還係数はコイル４のインダクタンスと積
分器１０の電圧利得で決まる。更に、積分器１１は積分
器１０の出力を積分増幅し、ボイスコイルの振動振幅に
比例した信号を生成する。これは、振幅成分の帰還であ
り、帰還係数はコイル４のインダクタンスと積分器１０
の電圧利得と積分器１１の電圧利得の積で決まる。

【００５０】次に、イコライザ１３は入力端子１２から
入力されるオーディオ信号に対して従来例で説明した理
由のため周波数補正を行う。そして、加算器１４により
イコライザの出力と帰還信号である増幅器９の出力と積
分器１０の出力と積分器１１の出力の和を算出し、二値
状態変調器１に出力する。

【００５１】以上の構成を具体的な回路で現した図３に
ついて説明する。抵抗器３１０〜３１４、コンデンサ３
３０及び増幅器３４１，３４２はローパスフィルタ８を
構成する。このローパスフィルタ８の伝達関数Ｇ
₁（ｓ）は、遮断角周波数をω₁（＝１／Ｃ₁・Ｒ₁）とす
れば（数１５）となる。

【００５２】

【数１５】

【００５３】また、コイル３２のインダクタンスをＬ、
流れる電流をＩとすると、コイル３２の両端に発生する
電圧はｓ・Ｌ・Ｉとなり電流Ｉを微分した形となってい
る。そして、増幅器３４２の出力電圧Ｅ₃は、（数１
６）となる。

【００５４】

【数１６】

【００５５】抵抗器３１５〜３１８及び増幅器３４３，
３４４は増幅器９を構成し、電圧利得はＲ₄／Ｒ₃であ
る。増幅器３４４の出力電圧をＥ₂とすると（数１７）
が成立する。

【００５６】

【数１７】

【００５７】コイル３２はコンデンサ３３とともに増幅
器３１の出力信号の周波数帯域を制限するローパスフィ
ルタを構成するためそのインダクタンスＬは固定であ
る。よって、抵抗器３１７，３１８の比を変化させて加
速度帰還の定数を決定する。

【００５８】抵抗器３１９〜３２１、コンデンサ３３１
及び増幅器３４５，３４６は積分器１０を構成し、伝達
関数Ｇ₂（ｓ）は（数１８）、増幅器３４６の出力電圧
Ｅ₃は（数１９）となり、スピーカ７のボイスコイルの
振動速度に比例した電圧を出力する。速度帰還定数は、
コンデンサ３３１と抵抗器３１９で決定される。

【００５９】

【数１８】

【００６０】

【数１９】

【００６１】抵抗器３２２、コンデンサ３３２及び増幅
器３４７は積分器１１を構成し、増幅器３４７の出力電
圧Ｅ₄は（数２０）となり、スピーカ７のボイスコイル
の振動振幅に比例した電圧を出力する。振幅帰還定数
は、コンデンサ３３１，３３２、抵抗器３１９，３２２
で決定される。

【００６２】

【数２０】

【００６３】入力端子３５から入力されたオーディオ信
号はイコライザ３６で周波数特性を補正される。

【００６４】抵抗器３２３〜３２７及び増幅器３４８は
加算器１４を構成し、イコライザ３６の出力と増幅器３
４４の出力である加速度成分と増幅器３４６の出力であ
る速度成分と増幅器３４７の出力である振幅成分とを加
算し、電力増幅器３１に入力し、さらに、電力増幅器３
１によってスピーカ７を駆動する。

【００６５】以上のように、本発明の第１の実施例で
は、電力増幅器にＤ級増幅器を用いることで小型で高出
力な増幅器を実現し、スピーカのボイスコイルの振動加
速度をＤ級増幅器の出力に接続したローパスフィルタを
構成するコイルの両端に発生する電圧から生成してい
る。そして、この信号を積分しボイスコイルの振動速度
及び振動加速度を生成し、加速度、速度、振幅併用帰還
を行い、スピーカの低域特性を改善している。

【００６６】図４は本発明の第２の実施例におけるスピ
ーカ駆動装置のブロック図を示す。図４において、４１
はアナログ信号を二値状態変調信号に変換する二値状態
変調器、４２は二値状態変調器４１の出力信号を電力増
幅するパルス増幅器、４３はパルス増幅器４２の出力か
らオーディオ帯域の信号を通過させるローパスフィル
タ、４４はローパスフィルタ４３を構成するコイル、４
５はローパスフィルタ４３を構成するコンデンサ、４６
は本スピーカ駆動装置の出力端子、４７はスピーカ、４
８はコイル４４に流れる電流を検出する電流検出コイ
ル、４９はコイル４８の両端に生じる電圧信号を入力と
するローパスフィルタ、４１０はローパスフィルタ４９
の出力を積分増幅する積分器、４１１は積分器４１０の
出力を積分増幅する積分器、４１２は本スピーカ駆動装
置の入力端子、４１３は入力端子４１２から入力された
入力信号の周波数特性を操作するイコライザ、４１４は
イコライザ４１３の出力とローパスフィルタ４９の出力
と積分器４１０の出力と積分器４１１の出力との和を算
出する加算器である。

【００６７】図５は第２の実施例の具体的な回路の一例
であり、５１は電力増幅器、５２はコイル、５３はコン
デンサ、５４は出力端子、５５はコイル５２に流れる電
流を検出するコイル、５６は入力端子、５７はイコライ
ザ、５１０〜５１９は抵抗器、５２０〜５２２はコンデ
ンサ、５３０〜５３３は増幅器である。

【００６８】この様に構成された本発明の第２のスピー
カ駆動装置について、以下その動作について説明する。
図４における二値状態変調器４１、パルス増幅器４２、
ローパスフィルタ４３、それを構成するコイル４４及び
コンデンサ４５、出力端子４６、スピーカ４７、積分器
４１０、積分器４１１、入力端子４１２、イコライザ４
１３及び加算器４１４は、それぞれ図１における二値状
態変調器１、パルス増幅器２、ローパスフィルタ３、そ
れを構成するコイル４及びコンデンサ５、出力端子６、
スピーカ７、積分器１０、積分器１１、入力端子１２、
イコライザ１３及び加算器１４と全く同一の動作を行
う。

【００６９】まず、二値状態変調器４１は入力されるア
ナログオーディオ信号を二値状態信号に変調し、パルス
増幅器４２はこの二値状態変調信号を電力増幅する。そ
して、電力増幅された二値状態変調信号はコイル４４及
びコンデンサ４５からなるローパスフィルタ４３で不必
要な周波数成分が除去されオーディオ帯域の信号が抽出
される。即ち、二値状態変調器４１に入力されたオーデ
ィオ信号が電力増幅されて出力端子４６から出力され
る。この出力端子４６に負荷としてスピーカ４７を接続
するとボイスコイルに電流が流れ振動板が振動して音波
を発生する。ところで、コイル４４に流れる電流は、コ
ンデンサ４５に流れる電流とスピーカ４７のボイスコイ
ルに流れる電流の和である。しかし、コンデンサ４５に
はオーディオ帯域の成分を持つ電流は流れないため、コ
イル４４に流れる電流のオーディオ帯域の成分を持つ電
流はスピーカ４７に流れる電流に等しい。また、スピー
カ４７に流れる電流はボイスコイルの振動速度に比例し
ている。従って、コイル４４に流れる電流に着目するれ
ばスピーカの振動状態が検出できることになる。

【００７０】一方、コイル４４に巻き付けた電流検出用
コイル４８は相互誘導作用によってコイル４４を流れる
電流を検出し、電流に比例したコイルの両端に発生した
電圧を検出信号として出力する。ローパスフィルタ４９
はこの検出信号からオーディオ帯域の信号を通過させる
ことで、スピーカ４７のボイスコイルの振動加速度に比
例した信号を生成する。電流検出コイル４８に発生する
検出信号のレベルは、電流検出用コイル４８の巻き数を
増減することにより増減できるため、本発明の第１の実
施例のように増幅器９は必要ない。これは図５を用いて
後に説明する。

【００７１】積分器４１０は、ローパスフィルタ４９の
出力を積分増幅してスピーカ４７のボイスコイルの振動
速度に比例した信号を生成する。さらに、積分器４１１
は、積分器４１０の出力を積分増幅してスピーカ４７の
ボイスコイルの振動振幅に比例した信号を生成する。

【００７２】また、入力端子４１２から入力されたオー
ディオ信号は従来例で述べた理由のためイコライザ４１
３で周波数特性を操作される。そして、イコライザ４１
３の出力である入力信号とローパスフィルタ４９の出力
である加速度信号と積分器４１０の出力である速度信号
と積分器４１１の出力である振幅信号とは加算器４１４
で加算される。加算器４１４の出力が二値状態変調器４
１に入力する加速度、速度、振幅併用帰還を行うように
なっている。

【００７３】以上の構成を具体的な回路で現した図５を
説明する。抵抗器５１０及びコンデンサ５２０はローパ
スフィルタ４９を構成する。このローパスフィルタ４９
の伝達関数は、ローパスフィルタ８と同一である。コイ
ル５２のインダクタンスをＬ、巻き数をＮ、流れる電流
をＩ、電流検出コイル５５の巻き数をＭとすると、電流
検出コイルの両端電圧をＥ₅は（数２１）となり、ロー
パスフィルタ４９の出力Ｅ₆は（数２２）となる。

【００７４】

【数２１】

【００７５】

【数２２】

【００７６】ローパスフィルタ４９の出力は、ボイスコ
イルの加速度信号に比例した信号であり、従って、電流
検出コイル５５の巻き数Ｍを変えることで、検出レベル
を変化させることができる。

【００７７】抵抗器５１１〜５１３、コンデンサ５２１
及び増幅器５３０，５３１は積分器４１０を構成し、伝
達関数は積分器１０と同一であり、出力電圧Ｅ₇は（数
２３）となる。スピーカ４７のボイスコイルの振動速度
に比例した電圧を出力する。

【００７８】

【数２３】

【００７９】抵抗器５１４、コンデンサ５２２及び増幅
器５３２は積分器４１１を構成し、増幅器５３２の出力
電圧Ｅ₈は（数２４）となり、スピーカ４７のボイスコ
イルの振動振幅に比例した電圧を出力する。

【００８０】

【数２４】

【００８１】入力端子５６から入力されたオーディオ信
号はイコライザ５７で周波数特性が補正される。

【００８２】抵抗器５１５〜５１９及び増幅器５３３は
加算器４１４を構成し、イコライザ５７の出力とコンデ
ンサ５２０の両端電圧である加速度成分と増幅器５３１
の出力である速度成分と増幅器５３２の出力である振幅
成分とを加算し、電力増幅器５１に入力し、さらに、電
力増幅器５１によってスピーカ４７を駆動する。

【００８３】以上のように、本発明の第２の実施例で
は、電力増幅器にＤ級増幅器を用いることで小型で高出
力な増幅器を実現し、スピーカのボイスコイルの振動加
速度をＤ級増幅器の出力に接続したローパスフィルタを
構成するコイルに流れる電流を電流検出コイルで検出し
ローパスフィルタで処理して生成している。そして、こ
の信号を積分しボイスコイルの振動速度及び振動加速度
を生成し、加速度、速度、振幅併用帰還を行い、スピー
カの低域特性を改善している。

【００８４】

【発明の効果】以上のように本発明は、スピーカのボイ
スコイルに流れる電流からボイスコイルの振動状態（加
速度、速度、振幅）を検出し、これを基にＭＦＢを行
い、スピーカの音圧特性の改善を図るもので、スピーカ
を高効率で電力増幅ができるＤ級増幅器で駆動すること
で増幅器の小型化を可能とする効果が得られる。

【００８５】また、スピーカユニットの振動の状態を検
出する検出器にＤ級増幅器内のパルス増幅器の出力に接
続されるオーディオ帯域の信号を通過させるローパスフ
ィルタを構成するコイルの両端に発生する電圧を用いる
ため検出用抵抗器が不要となり検出抵抗器による電力ロ
スをなくすことを可能とする効果が得られる。

【００８６】更に、検出器にパルス増幅器の出力に接続
されるローパスフィルタのコイルに流れる電流を検出す
る検出コイル用い、検出コイルの巻き数を増減すること
で検出レベルを最適化でき、後段に接続される増幅器を
省略することを可能とする効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動装
置の構成を示すブロック図

【図２】同第１の実施例におけるスピーカ駆動装置の二
値状態変調器及びパルス増幅器の構成を示す回路図

【図３】同第１の実施例のスピーカ駆動装置の具体的な
構成を示す回路図

【図４】本発明の第２の実施例におけるスピーカ駆動装
置の構成を示すブロック図

【図５】同第２の実施例におけるスピーカ駆動装置の具
体的な構成を示す回路図

【図６】従来のＭＦＢ方式を用いたスピーカ駆動装置の
構成を示すブロック図

【図７】同従来のブリッジ方式による検出器を示す回路
図

【図８】従来のアクティブサーボを用いたスピーカ駆動
装置の構成を示すブロック図

【図９】本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動装
置の二値状態変調器の動作を説明する説明図

【図１０】本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動
装置のパルス増幅器の動作を説明する説明図

【図１１】本発明の第１の実施例におけるスピーカ駆動
装置のパルス増幅器の動作を説明する説明図

【符号の説明】

１二値状態変調器２パルス増幅器３，８ローパスフィルタ４コイル５コンデンサ６出力端子７スピーカ９増幅器１０，１１積分器１２入力端子１３イコライザ１４加算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献特開昭59−181897（ＪＰ，Ａ) 特開昭52−20743（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04R 3/04 101

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】アナログ信号を二値状態変調信号に変換
する二値状態変調手段と、前記二値状態変調信号を電力増幅するパルス増幅手段
と、前記パルス増幅手段の出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第１のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタのコイルの両端間の信号を
入力とし必要な周波数帯域のみを通過させる第２のロー
パスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出力を増幅する増幅手段
と、前記第２のローパスフィルタの出力を積分増幅する第１
の積分手段と、前記第１の積分手段の出力を積分増幅する第２の積分手
段と、入力信号と前記増幅手段の出力と前記第１の積分手段の
出力と前記第２の積分器の出力とを加算する演算手段と
を備え、前記演算手段の出力を前記二値状態変調手段に入力する
構成としたことを特徴とするスピーカ駆動装置。
【請求項２】アナログ信号を二値状態変調信号に変換
する二値状態変調手段と、前記二値状態変調信号を電力増幅するパルス増幅手段
と、前記パルス増幅手段の出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第１のローパスフィルタと、前記第１のローパスフィルタのコイルに流れる電流値を
検出する電流検出コイルと、前記電流検出コイルの出力を入力とし必要な周波数帯域
のみを通過させる第２のローパスフィルタと、前記第２のローパスフィルタの出力を積分増幅する第１
の積分手段と、前記第１の積分手段の出力を積分増幅する第２の積分手
段と、入力信号と前記第２のローパスフィルタの出力と前記第
１の積分手段の出力と前記第２の積分器の出力とを加算
する第１の演算手段とを備え、前記演算手段の出力を前記二値状態変調手段に入力する
構成としたことを特徴とするスピーカ駆動装置。