JP3091413B2 - 磁気センサ - Google Patents
磁気センサInfo
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- JP3091413B2 JP3091413B2 JP08149427A JP14942796A JP3091413B2 JP 3091413 B2 JP3091413 B2 JP 3091413B2 JP 08149427 A JP08149427 A JP 08149427A JP 14942796 A JP14942796 A JP 14942796A JP 3091413 B2 JP3091413 B2 JP 3091413B2
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- cmos
- impedance element
- circuit
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
- G01R33/02—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux
- G01R33/06—Measuring direction or magnitude of magnetic fields or magnetic flux using galvano-magnetic devices
- G01R33/09—Magnetoresistive devices
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- Hall/Mr Elements (AREA)
- Recording Or Reproducing By Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measuring Volume Flow (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、小型、高感度、高
速応答、低消費電力形の磁気センサに関するものであ
る。更に詳しくは、コンピュータ及び情報機器の磁気記
録ヘッドやロータリエンコーダ用磁気センサヘッド、フ
ァクトリオートメーションの物流計測や非破壊磁気探傷
用の磁気センサヘッドなどの高性能マイクロ磁気センサ
に関するものである。
速応答、低消費電力形の磁気センサに関するものであ
る。更に詳しくは、コンピュータ及び情報機器の磁気記
録ヘッドやロータリエンコーダ用磁気センサヘッド、フ
ァクトリオートメーションの物流計測や非破壊磁気探傷
用の磁気センサヘッドなどの高性能マイクロ磁気センサ
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】コンピュータや情報機器は、マルチメデ
ィア技術に対応して記憶容量を飛躍的に高めることが要
求されており、磁気ディスクでは、磁気ヘッドを磁気抵
抗効果（ＭＲ）素子に置き換える動きが急である。また
巨大磁気抵抗効果（ＧＭＲ）を高感度磁気ヘッドとして
用い、２０１０年頃には１インチ四方で１０ギガビット
のハードディスクを期待する動きもある。それ以上の高
密度ディスクに対応できる磁気ヘッドとしては、磁気イ
ンピーダンス（ＭＩ）素子が有望視されている。
ィア技術に対応して記憶容量を飛躍的に高めることが要
求されており、磁気ディスクでは、磁気ヘッドを磁気抵
抗効果（ＭＲ）素子に置き換える動きが急である。また
巨大磁気抵抗効果（ＧＭＲ）を高感度磁気ヘッドとして
用い、２０１０年頃には１インチ四方で１０ギガビット
のハードディスクを期待する動きもある。それ以上の高
密度ディスクに対応できる磁気ヘッドとしては、磁気イ
ンピーダンス（ＭＩ）素子が有望視されている。
【０００３】また、例えば、多くの工業計測・制御分野
や医用電子、環境、防災、非破壊磁気検査などの計測分
野では、磁界の強さでマイクロガウス〜数ガウス、周波
数で０〜１０メガヘルツの磁界を検出する要求が非常に
高まっている。一方、ヨーロッパ連合では、平成８年１
月から電子機器の電磁雑音発生、被爆に関する規制が開
始され、微弱電磁波のセンサの要求が広がっている。
や医用電子、環境、防災、非破壊磁気検査などの計測分
野では、磁界の強さでマイクロガウス〜数ガウス、周波
数で０〜１０メガヘルツの磁界を検出する要求が非常に
高まっている。一方、ヨーロッパ連合では、平成８年１
月から電子機器の電磁雑音発生、被爆に関する規制が開
始され、微弱電磁波のセンサの要求が広がっている。
【０００４】このような電磁波の大きさと周波数の磁界
を検出するセンサ素子は、ホール素子やＭＲ素子ではマ
イクロ寸法ヘッドであるが、感度が不足しており、フラ
ックスゲートセンサでは応答速度が不足している。ま
た、フラックスゲートセンサでは、マイクロ寸法ヘッド
にすると感度も著しく不足する。これに対して、本願発
明者の発明による磁気インピーダンス（ＭＩ）素子（特
開平７−１８１２３９号公報）は、マイクロ寸法ヘッド
でマイクロガウスの分解能、１メガヘルツの高速応答性
を示し、要求される磁界の検出の広い領域をカバーする
ものである。消費電力は、３０〜５０ｍＷ程度で低消費
電力である。
を検出するセンサ素子は、ホール素子やＭＲ素子ではマ
イクロ寸法ヘッドであるが、感度が不足しており、フラ
ックスゲートセンサでは応答速度が不足している。ま
た、フラックスゲートセンサでは、マイクロ寸法ヘッド
にすると感度も著しく不足する。これに対して、本願発
明者の発明による磁気インピーダンス（ＭＩ）素子（特
開平７−１８１２３９号公報）は、マイクロ寸法ヘッド
でマイクロガウスの分解能、１メガヘルツの高速応答性
を示し、要求される磁界の検出の広い領域をカバーする
ものである。消費電力は、３０〜５０ｍＷ程度で低消費
電力である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記したＭＩマイクロ
磁気センサは、マイクロガウスの高分解能、１メガヘル
ツの高速応答性を兼備する新高性能センサであり、産業
界の多くの分野で新しく要求されている磁気検出の技術
課題の多くを解決する性能を有している。したがって、
現在まで大量に使用されているＭＲ素子やホール素子及
びフラックスゲートセンサは、近い将来ＭＩ素子に置き
換えられ、システムの高度化が進められて行くことが予
想される。
磁気センサは、マイクロガウスの高分解能、１メガヘル
ツの高速応答性を兼備する新高性能センサであり、産業
界の多くの分野で新しく要求されている磁気検出の技術
課題の多くを解決する性能を有している。したがって、
現在まで大量に使用されているＭＲ素子やホール素子及
びフラックスゲートセンサは、近い将来ＭＩ素子に置き
換えられ、システムの高度化が進められて行くことが予
想される。
【０００６】しかしながら、この過程で解決すべきいく
つかの課題がある。その課題の１つは、ＭＩ素子が高周
波技術を要するためのセンサ回路の設計に問題があり、
その課題の他の１つは、ＭＩ素子を多数個使用する場合
の消費電力の問題である。前者に対しては、これまでコ
ルピッツ発振回路やマルチバイブレータ発振回路などで
高周波発振型磁気ヘッドを構成することにより基本的に
解決されている。
つかの課題がある。その課題の１つは、ＭＩ素子が高周
波技術を要するためのセンサ回路の設計に問題があり、
その課題の他の１つは、ＭＩ素子を多数個使用する場合
の消費電力の問題である。前者に対しては、これまでコ
ルピッツ発振回路やマルチバイブレータ発振回路などで
高周波発振型磁気ヘッドを構成することにより基本的に
解決されている。
【０００７】しかし、電子回路素子数のより一層の減少
を図ることが望ましい。後者の問題は、現在１個のＭＩ
素子当たりの消費電力が３０〜５０ｍＷであるので、セ
ンサデバイス単体としては十分な低消費電力性を示して
いるが、情報機器分野などで多数個使用する場合、更に
低消費電力性（例えば１ｍＷ以下）が必要になると考え
られる。
を図ることが望ましい。後者の問題は、現在１個のＭＩ
素子当たりの消費電力が３０〜５０ｍＷであるので、セ
ンサデバイス単体としては十分な低消費電力性を示して
いるが、情報機器分野などで多数個使用する場合、更に
低消費電力性（例えば１ｍＷ以下）が必要になると考え
られる。
【０００８】これらの課題を解決する手段としては、ま
ず、トランジスタとしてバイポーラトランジスタ（ＢＰ
Ｔ）の代わりに、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ，ＭＯ
ＳＦＥＴ）を使用することが考えられるが、磁性体の機
能を十分に発揮させるためには、一般に磁性体に数ｍＡ
以上の励磁電流を通電する必要があるので、単純にＢＰ
ＴをＦＥＴ，ＭＯＳＦＥＴに置き換えても問題は解決で
きない。
ず、トランジスタとしてバイポーラトランジスタ（ＢＰ
Ｔ）の代わりに、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ，ＭＯ
ＳＦＥＴ）を使用することが考えられるが、磁性体の機
能を十分に発揮させるためには、一般に磁性体に数ｍＡ
以上の励磁電流を通電する必要があるので、単純にＢＰ
ＴをＦＥＴ，ＭＯＳＦＥＴに置き換えても問題は解決で
きない。
【０００９】本発明は、上記問題点を解決するために、
センサ回路として相補形ＭＯＳＦＥＴ（ＣＭＯＳ）発振
回路を用い、ＣＭＯＳの過渡状態の鋭いパルス電流（５
〜８ナノ秒幅）で、アモルファスワイヤなどのＭＩ素子
を十分に励磁し、定常状態ではＣＭＯＳには電流が流れ
ない特性を利用して、低消費電力性を達成し得る磁気セ
ンサを提供することを目的とする。
センサ回路として相補形ＭＯＳＦＥＴ（ＣＭＯＳ）発振
回路を用い、ＣＭＯＳの過渡状態の鋭いパルス電流（５
〜８ナノ秒幅）で、アモルファスワイヤなどのＭＩ素子
を十分に励磁し、定常状態ではＣＭＯＳには電流が流れ
ない特性を利用して、低消費電力性を達成し得る磁気セ
ンサを提供することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、 〔１〕磁気センサにおいて、直流電源と、ＰＭＯＳＦＥ
ＴとＮＭＯＳＦＥＴが直列に接続された２個のＣＭＯＳ
インバータと抵抗とコンデンサによって構成されたマル
チバイブレータ回路と、磁気インピーダンス素子とを備
え、前記ＣＭＯＳインバータのスイッチング時の過渡状
態で流れるナノ秒のオーダーの時間幅の鋭いパルス電流
（ＶDD＝２Ｖで約２０ｍＡピーク）を前記磁気インピー
ダンス素子に通電することにより、前記磁気インピーダ
ンス素子を十分に励磁し、定常状態では前記ＣＭＯＳイ
ンバータにより電流を遮断し、低消費電力で外部磁界を
検出するようにしたものである。
成するために、 〔１〕磁気センサにおいて、直流電源と、ＰＭＯＳＦＥ
ＴとＮＭＯＳＦＥＴが直列に接続された２個のＣＭＯＳ
インバータと抵抗とコンデンサによって構成されたマル
チバイブレータ回路と、磁気インピーダンス素子とを備
え、前記ＣＭＯＳインバータのスイッチング時の過渡状
態で流れるナノ秒のオーダーの時間幅の鋭いパルス電流
（ＶDD＝２Ｖで約２０ｍＡピーク）を前記磁気インピー
ダンス素子に通電することにより、前記磁気インピーダ
ンス素子を十分に励磁し、定常状態では前記ＣＭＯＳイ
ンバータにより電流を遮断し、低消費電力で外部磁界を
検出するようにしたものである。
【００１１】〔２〕上記〔１〕記載の磁気センサにおい
て、前記マルチバイブレータ回路として自己発振回路を
用いるようにしたものである。 〔３〕上記〔２〕記載の磁気センサにおいて、前記自己
発振回路として無安定マルチバイブレータ回路を用いる
ようにしたものである。この場合、ＭＩ素子は電源ライ
ンに挿入するので、ＭＩ素子の挿入は、発振条件には影
響を与えない。
て、前記マルチバイブレータ回路として自己発振回路を
用いるようにしたものである。 〔３〕上記〔２〕記載の磁気センサにおいて、前記自己
発振回路として無安定マルチバイブレータ回路を用いる
ようにしたものである。この場合、ＭＩ素子は電源ライ
ンに挿入するので、ＭＩ素子の挿入は、発振条件には影
響を与えない。
【００１２】従って、発振動作は安定である。 〔４〕上記〔１〕記載の磁気センサにおいて、前記磁気
インピーダンス素子の出力端子にショットキーバリアダ
イオードＳＢＤと、検波回路を接続して出力電圧を得る
ようにしたものである。 〔５〕上記〔１〕記載の磁気センサにおいて、前記磁気
インピーダンス素子を、第１の前記マルチバイブレータ
回路の出力端子に接続される第１の磁気インピーダンス
素子と、第２の前記マルチバイブレータ回路の出力端子
に接続される第２の磁気インピーダンス素子とを設け
て、前記第１の磁気インピーダンス素子と第２の磁気イ
ンピーダンス素子との磁界の差を検出するようにしたも
のである。
インピーダンス素子の出力端子にショットキーバリアダ
イオードＳＢＤと、検波回路を接続して出力電圧を得る
ようにしたものである。 〔５〕上記〔１〕記載の磁気センサにおいて、前記磁気
インピーダンス素子を、第１の前記マルチバイブレータ
回路の出力端子に接続される第１の磁気インピーダンス
素子と、第２の前記マルチバイブレータ回路の出力端子
に接続される第２の磁気インピーダンス素子とを設け
て、前記第１の磁気インピーダンス素子と第２の磁気イ
ンピーダンス素子との磁界の差を検出するようにしたも
のである。
【００１３】上記したように、構成したので、 〔Ａ〕ＣＭＯＳ動作の特徴である過渡状態の鋭いパルス
電流をＭＩ素子の表皮効果励磁に利用することによっ
て、超低消費電力で高速応答が可能になり、高感度、高
安定な磁界センサを得ることができる。 〔Ｂ〕センサ回路として相補形ＭＯＳＦＥＴ（ＣＭＯ
Ｓ）発振回路を用い、ＣＭＯＳの過渡状態の鋭いパルス
電流（５〜８ナノ秒）でアモルファスワイヤなどのＭＩ
素子を十分に励磁し、定常状態ではＣＭＯＳには電流が
流れない特性を利用して２０μＷ〜０．５ｍＷの超低消
費電力化を図ることができる。
電流をＭＩ素子の表皮効果励磁に利用することによっ
て、超低消費電力で高速応答が可能になり、高感度、高
安定な磁界センサを得ることができる。 〔Ｂ〕センサ回路として相補形ＭＯＳＦＥＴ（ＣＭＯ
Ｓ）発振回路を用い、ＣＭＯＳの過渡状態の鋭いパルス
電流（５〜８ナノ秒）でアモルファスワイヤなどのＭＩ
素子を十分に励磁し、定常状態ではＣＭＯＳには電流が
流れない特性を利用して２０μＷ〜０．５ｍＷの超低消
費電力化を図ることができる。
【００１４】〔Ｃ〕このＣＭＯＳ発振回路としては、Ｃ
ＭＯＳインバータ２個による無安定マルチバイブレータ
回路を用いる。ＣＭＯＳはＰＭＯＳとＮＭＯＳの閾値の
温度変化の係数が互いに逆の関係にあるため、温度安定
性が高いこと、さらにＭＩ素子は電源ラインに挿入する
ため発振に影響を与えないので、安定なセンサ回路を構
成することができる。
ＭＯＳインバータ２個による無安定マルチバイブレータ
回路を用いる。ＣＭＯＳはＰＭＯＳとＮＭＯＳの閾値の
温度変化の係数が互いに逆の関係にあるため、温度安定
性が高いこと、さらにＭＩ素子は電源ラインに挿入する
ため発振に影響を与えないので、安定なセンサ回路を構
成することができる。
【００１５】〔Ｄ〕ＭＩ素子としては、直径が３０ミク
ロン以下のアモルファスワイヤ及び、スパッタによるア
モルファス薄膜素子などのマイクロ寸法のＭＩ素子を用
いることができる。 〔Ｅ〕このＣＭＯＳの過渡状態のパルス電流によるＭＩ
素子の誘起電圧波形も鋭いパルス波形であるので、検出
磁界の変化に対する応答がサンプリング定理により、Ｃ
ＭＯＳマルチバイブレータ発振周波数に一致することに
なり、高速応答が可能な磁気センサを得ることができ
る。
ロン以下のアモルファスワイヤ及び、スパッタによるア
モルファス薄膜素子などのマイクロ寸法のＭＩ素子を用
いることができる。 〔Ｅ〕このＣＭＯＳの過渡状態のパルス電流によるＭＩ
素子の誘起電圧波形も鋭いパルス波形であるので、検出
磁界の変化に対する応答がサンプリング定理により、Ｃ
ＭＯＳマルチバイブレータ発振周波数に一致することに
なり、高速応答が可能な磁気センサを得ることができ
る。
【００１６】〔Ｆ〕ＣＭＯＳＭＩマイクロ磁気センサは
消費電力が著しく小さく回路自身の自己加熱が非常に小
さい。このため温度安定性が高く、自己発生電気雑音も
小さいため磁界検出時に高いＳ／Ｎ比が得られる。
消費電力が著しく小さく回路自身の自己加熱が非常に小
さい。このため温度安定性が高く、自己発生電気雑音も
小さいため磁界検出時に高いＳ／Ｎ比が得られる。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。図１はＣＭＯＳイン
バータによるマルチバイブレータ発振回路を用いたＭＩ
マイクロ磁気センサを構成する基礎回路の説明図であ
り、図１（ａ）はＣＭＯＳインバータ回路（ＮＯＴ回
路）、図１（ｂ）はその論理（ＮＯＴ）ゲート記号を示
す図、図１（ｃ）は２個のＣＭＯＳインバータと抵抗
Ｒ、コンデンサＣによる無安定マルチバイブレータ回路
とその電源ラインにＭＩ素子を挿入したＭＩマイクロセ
ンサの基礎回路を示す図である。
て図面を参照して詳細に説明する。図１はＣＭＯＳイン
バータによるマルチバイブレータ発振回路を用いたＭＩ
マイクロ磁気センサを構成する基礎回路の説明図であ
り、図１（ａ）はＣＭＯＳインバータ回路（ＮＯＴ回
路）、図１（ｂ）はその論理（ＮＯＴ）ゲート記号を示
す図、図１（ｃ）は２個のＣＭＯＳインバータと抵抗
Ｒ、コンデンサＣによる無安定マルチバイブレータ回路
とその電源ラインにＭＩ素子を挿入したＭＩマイクロセ
ンサの基礎回路を示す図である。
【００１８】図１（ａ）に示すように、ＰＭＯＳＦＥＴ
１とＮＭＯＳＦＥＴ２が直列に接続されるＣＭＯＳイン
バータ（反転増幅回路）〔図１（ｂ）参照〕３を設け、
図１（ｃ）に示すように、上記ＣＭＯＳインバータ３を
２個直列に設けるとともに、抵抗Ｒ、コンデンサＣを接
続することによって無安定マルチバイブレータ回路を構
成し、このマルチバイブレータ回路において、ＣＭＯＳ
のオンとオフの過渡状態で電源ラインに流れる数ナノ秒
幅の鋭いパルス電流を、アモルファスワイヤなどのＭＩ
素子５に通電するよう、ＭＩ素子５をＣＭＯＳとアース
の間に挿入する。なお、ＭＩ素子５は、図示しないが、
直流電源電圧ＶCCとＣＭＯＳとの間に挿入するようにし
てもよい。
１とＮＭＯＳＦＥＴ２が直列に接続されるＣＭＯＳイン
バータ（反転増幅回路）〔図１（ｂ）参照〕３を設け、
図１（ｃ）に示すように、上記ＣＭＯＳインバータ３を
２個直列に設けるとともに、抵抗Ｒ、コンデンサＣを接
続することによって無安定マルチバイブレータ回路を構
成し、このマルチバイブレータ回路において、ＣＭＯＳ
のオンとオフの過渡状態で電源ラインに流れる数ナノ秒
幅の鋭いパルス電流を、アモルファスワイヤなどのＭＩ
素子５に通電するよう、ＭＩ素子５をＣＭＯＳとアース
の間に挿入する。なお、ＭＩ素子５は、図示しないが、
直流電源電圧ＶCCとＣＭＯＳとの間に挿入するようにし
てもよい。
【００１９】ここで、より具体的に回路動作を説明す
る。図１（ｃ）で、マルチバイブレータの定常発振状態
では、左側のＣＭＯＳインバータの入力電圧Ｖ1 及び右
側のＣＭＯＳインバータの出力電圧Ｖ0 が零（またはＶ
cc）のときは、左側のＣＭＯＳインバータの出力電圧で
あり右側のＣＭＯＳインバータの入力電圧であるＶ2 は
Ｖcc（または零）である。
る。図１（ｃ）で、マルチバイブレータの定常発振状態
では、左側のＣＭＯＳインバータの入力電圧Ｖ1 及び右
側のＣＭＯＳインバータの出力電圧Ｖ0 が零（またはＶ
cc）のときは、左側のＣＭＯＳインバータの出力電圧で
あり右側のＣＭＯＳインバータの入力電圧であるＶ2 は
Ｖcc（または零）である。
【００２０】マルチバイブレータのインバータのスイッ
チング（転流）は、入力電圧が閾値電圧Ｖthより大きい
場合は、ｐＭＯＳがオフ、ｎＭＯＳがオン（飽和）にな
り、一方、入力電圧が閾値電圧Ｖthより小さい場合は、
ｐＭＯＳがオン（飽和）、ｎＭＯＳはオフになることに
よって行われる。閾値電圧Ｖthは直流電源電圧Ｖccの３
０〜６０％である。
チング（転流）は、入力電圧が閾値電圧Ｖthより大きい
場合は、ｐＭＯＳがオフ、ｎＭＯＳがオン（飽和）にな
り、一方、入力電圧が閾値電圧Ｖthより小さい場合は、
ｐＭＯＳがオン（飽和）、ｎＭＯＳはオフになることに
よって行われる。閾値電圧Ｖthは直流電源電圧Ｖccの３
０〜６０％である。
【００２１】マルチバイブレータ回路では、電圧Ｖ1 ，
Ｖ0 がＶccで、電圧Ｖ2 が零になった直後、Ｖcc−Ｖ0
−Ｃ−Ｒ−Ｖ2 −アースの経路でＣが充電されて行き、
電圧Ｖ1 がＶccから零に向かって約ＣＲの時定数で閾値
電圧Ｖthまで減少してくると、左側のＣＭＯＳインバー
タ３がスイッチして電圧Ｖ2 がＶccへスイッチし、右側
のＣＭＯＳインバータ３がスイッチしてＶ0 が零にスイ
ッチする。
Ｖ0 がＶccで、電圧Ｖ2 が零になった直後、Ｖcc−Ｖ0
−Ｃ−Ｒ−Ｖ2 −アースの経路でＣが充電されて行き、
電圧Ｖ1 がＶccから零に向かって約ＣＲの時定数で閾値
電圧Ｖthまで減少してくると、左側のＣＭＯＳインバー
タ３がスイッチして電圧Ｖ2 がＶccへスイッチし、右側
のＣＭＯＳインバータ３がスイッチしてＶ0 が零にスイ
ッチする。
【００２２】すると、次いで、Ｖcc−Ｖ2 −Ｒ−Ｃ−Ｖ
0 −アースの経路でＣが逆方向に約ＣＲの時定数で充電
されて行き、Ｖ1 が閾値電圧Ｖth以上に達すると、左側
のＣＭＯＳインバータがスイッチしてＶ2 が零、Ｖ0 が
Ｖccにスイッチする。このスイッチングを繰り返して、
Ｖ0 は周波数が約１／２．２ＣＲでＶccと零を交互に繰
り返す方形波電圧となる。このＣＭＯＳマルチバイブレ
ータ発振回路では、ＣＭＯＳインバータのスイッチから
次のスイッチまでの定常状態では、ｐＭＯＳとｎＭＯＳ
のどちらか一方は必ずオフであるから、電源電流は零で
ある。しかし、ＣＭＯＳインバータのスイッチ時には、
数ナノ秒の短時間であるが、ｐＭＯＳとｎＭＯＳが同時
にオン（不飽和）となり鋭いパルス状の電源電流が流れ
る。
0 −アースの経路でＣが逆方向に約ＣＲの時定数で充電
されて行き、Ｖ1 が閾値電圧Ｖth以上に達すると、左側
のＣＭＯＳインバータがスイッチしてＶ2 が零、Ｖ0 が
Ｖccにスイッチする。このスイッチングを繰り返して、
Ｖ0 は周波数が約１／２．２ＣＲでＶccと零を交互に繰
り返す方形波電圧となる。このＣＭＯＳマルチバイブレ
ータ発振回路では、ＣＭＯＳインバータのスイッチから
次のスイッチまでの定常状態では、ｐＭＯＳとｎＭＯＳ
のどちらか一方は必ずオフであるから、電源電流は零で
ある。しかし、ＣＭＯＳインバータのスイッチ時には、
数ナノ秒の短時間であるが、ｐＭＯＳとｎＭＯＳが同時
にオン（不飽和）となり鋭いパルス状の電源電流が流れ
る。
【００２３】したがって、このパルス電流をアモルファ
スワイヤなどのＭＩ素子５に通電すれば、表皮効果を利
用した磁気−インピーダンス効果を発生させることがで
き、同時に電力消費の発生時間がマルチバイブレータ発
振の１周期当り数ナノ秒に限定された超低消費電力のマ
イクロ磁気センサが構成されることになる。ここで、Ｍ
Ｉ素子に関しては、本願発明者は先に、磁性細線に高周
波電流を通電して表皮効果を利用する高感度で、高速応
答が可能なマイクロ寸法ヘッド磁気センサ素子「磁気イ
ンピーダンス（ＭＩ）素子」を既に提案している（特開
平７−１８１２３９号公報参照）。
スワイヤなどのＭＩ素子５に通電すれば、表皮効果を利
用した磁気−インピーダンス効果を発生させることがで
き、同時に電力消費の発生時間がマルチバイブレータ発
振の１周期当り数ナノ秒に限定された超低消費電力のマ
イクロ磁気センサが構成されることになる。ここで、Ｍ
Ｉ素子に関しては、本願発明者は先に、磁性細線に高周
波電流を通電して表皮効果を利用する高感度で、高速応
答が可能なマイクロ寸法ヘッド磁気センサ素子「磁気イ
ンピーダンス（ＭＩ）素子」を既に提案している（特開
平７−１８１２３９号公報参照）。
【００２４】このＭＩ素子は、直径２０〜５０ミクロン
のアモルファスワイヤなどの細長磁性体や、厚さ１〜４
μｍのアモルファス磁性薄膜などは、このＣＭＯＳの過
渡状態の鋭いパルス電流で表皮効果を生じ、これらの磁
性体の長さ方向に印加される外部磁界Ｈｅｘに対してイ
ンピーダンスが敏感に増加する磁気インピーダンス効果
を示す。
のアモルファスワイヤなどの細長磁性体や、厚さ１〜４
μｍのアモルファス磁性薄膜などは、このＣＭＯＳの過
渡状態の鋭いパルス電流で表皮効果を生じ、これらの磁
性体の長さ方向に印加される外部磁界Ｈｅｘに対してイ
ンピーダンスが敏感に増加する磁気インピーダンス効果
を示す。
【００２５】ＣＭＯＳのオンまたはオフの定常状態では
電流は流れないので、直流電源の消費電力は非常に小さ
い。ＣＭＯＳの過渡状態のパルス電流のパルス幅（５〜
８ナノ秒）はマルチバイブレータの発振周波数ｆ≒０．
４５／ＣＲによらないので、ＭＩ効果すなわち磁界検出
感度は発振周波数によらずほぼ一定である。したがっ
て、発振周波数を低くすると、一周期内の電源電流の平
均値は小さくなり、磁界検出感度は減少せず、消費電力
は小さくなる。
電流は流れないので、直流電源の消費電力は非常に小さ
い。ＣＭＯＳの過渡状態のパルス電流のパルス幅（５〜
８ナノ秒）はマルチバイブレータの発振周波数ｆ≒０．
４５／ＣＲによらないので、ＭＩ効果すなわち磁界検出
感度は発振周波数によらずほぼ一定である。したがっ
て、発振周波数を低くすると、一周期内の電源電流の平
均値は小さくなり、磁界検出感度は減少せず、消費電力
は小さくなる。
【００２６】このように、ＣＭＯＳ発振回路において、
ＣＭＯＳ過渡状態の鋭いパルス電流をＭＩ素子に通電す
る方法により、マイクロ寸法ヘッドを持ち、高感度で、
高速応答が可能な、著しい低消費電力型の新しい高性能
磁気センサを提供することができる。図２は本発明の第
２実施例を示すロータリエンコーダ用のＣＭＯＳ−ＭＩ
磁界センサの回路図、図３はそのＣＭＯＳ−ＭＩ磁界セ
ンサの出力電圧を示す図であり、図３（ａ）は外部磁界
Ｈｅｘが０の場合のＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサの出力電
圧を、図３（ｂ）は２Ｏｅの外部磁界Ｈｅｘが印加され
た場合のＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサの出力電圧を、それ
ぞれ示している。また、図４はそのＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサの外部磁界Ｈｅｘ〔Ｏｅ〕に対する検波電圧Ｅｏ
〔ｍＶ〕の特性を示す図である。
ＣＭＯＳ過渡状態の鋭いパルス電流をＭＩ素子に通電す
る方法により、マイクロ寸法ヘッドを持ち、高感度で、
高速応答が可能な、著しい低消費電力型の新しい高性能
磁気センサを提供することができる。図２は本発明の第
２実施例を示すロータリエンコーダ用のＣＭＯＳ−ＭＩ
磁界センサの回路図、図３はそのＣＭＯＳ−ＭＩ磁界セ
ンサの出力電圧を示す図であり、図３（ａ）は外部磁界
Ｈｅｘが０の場合のＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサの出力電
圧を、図３（ｂ）は２Ｏｅの外部磁界Ｈｅｘが印加され
た場合のＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサの出力電圧を、それ
ぞれ示している。また、図４はそのＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサの外部磁界Ｈｅｘ〔Ｏｅ〕に対する検波電圧Ｅｏ
〔ｍＶ〕の特性を示す図である。
【００２７】このＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサは、図２に
示すように、ＰＭＯＳＦＥＴとＮＭＯＳＦＥＴからなる
ＣＭＯＳインバータ１１と１２とを直列に接続するとと
もに、抵抗Ｒ、コンデンサＣによってマルチバイブレー
タ回路（図１参照）１３を構成し、このマルチバイブレ
ータ回路１３において、ＣＭＯＳのスイッチングの過渡
状態で流れる数ナノ秒の鋭いパルス電流をアモルファス
ワイヤなどのＭＩ素子１５に通電するよう、ＭＩ素子１
５をＣＭＯＳとアースの間に挿入する。この部分の回路
構成は、図１と同様である。
示すように、ＰＭＯＳＦＥＴとＮＭＯＳＦＥＴからなる
ＣＭＯＳインバータ１１と１２とを直列に接続するとと
もに、抵抗Ｒ、コンデンサＣによってマルチバイブレー
タ回路（図１参照）１３を構成し、このマルチバイブレ
ータ回路１３において、ＣＭＯＳのスイッチングの過渡
状態で流れる数ナノ秒の鋭いパルス電流をアモルファス
ワイヤなどのＭＩ素子１５に通電するよう、ＭＩ素子１
５をＣＭＯＳとアースの間に挿入する。この部分の回路
構成は、図１と同様である。
【００２８】すなわち、このＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサ
は、応答時間が約７．５ナノ秒の高速ＣＭＯＳインバー
タ６個を内蔵する市販のＩＣチップを使用して、その内
の２個のインバータ１１，１２と抵抗Ｒ、コンデンサＣ
によって構成した無安定マルチバイブレータ回路１３
と、アース間に直径２０μｍ、長さ２ｍｍの零磁歪アモ
ルファスワイヤ（冷間線引後、１ｋｇ／ｍｍ2 の張力下
で４７０℃、１分間加熱冷却）をＭＩ素子１５として挿
入したＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサである。
は、応答時間が約７．５ナノ秒の高速ＣＭＯＳインバー
タ６個を内蔵する市販のＩＣチップを使用して、その内
の２個のインバータ１１，１２と抵抗Ｒ、コンデンサＣ
によって構成した無安定マルチバイブレータ回路１３
と、アース間に直径２０μｍ、長さ２ｍｍの零磁歪アモ
ルファスワイヤ（冷間線引後、１ｋｇ／ｍｍ2 の張力下
で４７０℃、１分間加熱冷却）をＭＩ素子１５として挿
入したＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサである。
【００２９】直流電源電圧ＶCCを５Ｖとすると、ＭＩ素
子１５には周期的に半値幅が約８ナノ秒、約２０ｍＡの
鋭いパルス電流が流れ、この鋭いパルス電流による表皮
効果によって、図３に示すように、ＭＩ素子１５の両端
間の誘起パルス電圧の高さＶｐは磁気インピーダンス効
果によって、外部磁界Ｈｅｘに対して約７０％／Ｏｅの
高い変化率を示す。外部磁界Ｈｅｘの増減に対するＶｐ
の変化はほとんどヒステリシスを示さないが、これはア
モルファスワイヤを円周方向に保磁力以上に励磁できる
パルス電流が与えられているためである。
子１５には周期的に半値幅が約８ナノ秒、約２０ｍＡの
鋭いパルス電流が流れ、この鋭いパルス電流による表皮
効果によって、図３に示すように、ＭＩ素子１５の両端
間の誘起パルス電圧の高さＶｐは磁気インピーダンス効
果によって、外部磁界Ｈｅｘに対して約７０％／Ｏｅの
高い変化率を示す。外部磁界Ｈｅｘの増減に対するＶｐ
の変化はほとんどヒステリシスを示さないが、これはア
モルファスワイヤを円周方向に保磁力以上に励磁できる
パルス電流が与えられているためである。
【００３０】この外部磁界Ｈｅｘによって高さ変調され
たパルス電圧は、ショットキーバリアダイオードＳＢＤ
１６と抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ1 の検波回路１７でピー
クホールドされ、外部磁界Ｈｅｘに比例した検波電圧Ｅ
ｏとなる。ここで、マルチバイブレータ１３の発振周波
数ｆ0 は直流電源電圧ＶCCに比例し、ｆ0 ≒０．４５／
ＲＣであり、図４の場合、Ｃ＝１００ｐＦ，Ｒ＝２０ｋ
Ωのとき、約２２０ｋＨｚである。直流電源電圧ＶCC＝
２．５Ｖのとき、電源電流の平均値は約０．１９ｍＡで
あるので、電源消費電力は約０．４８ｍＷと非常に小さ
い値となる。なお、ＣＭＯＳとしては７４ＡＣ０４を、
検波回路１７の抵抗Ｒ1 は５１０ｋΩ、コンデンサＣ1
は１０００ｐＦである。
たパルス電圧は、ショットキーバリアダイオードＳＢＤ
１６と抵抗Ｒ1 ，コンデンサＣ1 の検波回路１７でピー
クホールドされ、外部磁界Ｈｅｘに比例した検波電圧Ｅ
ｏとなる。ここで、マルチバイブレータ１３の発振周波
数ｆ0 は直流電源電圧ＶCCに比例し、ｆ0 ≒０．４５／
ＲＣであり、図４の場合、Ｃ＝１００ｐＦ，Ｒ＝２０ｋ
Ωのとき、約２２０ｋＨｚである。直流電源電圧ＶCC＝
２．５Ｖのとき、電源電流の平均値は約０．１９ｍＡで
あるので、電源消費電力は約０．４８ｍＷと非常に小さ
い値となる。なお、ＣＭＯＳとしては７４ＡＣ０４を、
検波回路１７の抵抗Ｒ1 は５１０ｋΩ、コンデンサＣ1
は１０００ｐＦである。
【００３１】ＭＩ素子にバイアス磁界を印加しない場合
は、検波電圧Ｅｏは外部磁界Ｈｅｘに対して対称形にな
り、ロータリエンコーダのように磁極の正負によらず電
圧変化を検出する場合に都合が良い。直流バイアス磁界
をＭＩ素子に印加すると、検波電圧Ｅｏは外部磁界Ｈｅ
ｘに比例した線形磁界センサとなる。図５は本発明の第
３実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサ回路図、図６
はその磁界センサにより、ロータリエンコーダ用リング
磁石（１９ｍｍ直径、１０００極着磁）の表面磁界をリ
ング磁石駆動モータのロータ磁界を２個のＭＩ素子で相
殺しつつ検出した波形図である。
は、検波電圧Ｅｏは外部磁界Ｈｅｘに対して対称形にな
り、ロータリエンコーダのように磁極の正負によらず電
圧変化を検出する場合に都合が良い。直流バイアス磁界
をＭＩ素子に印加すると、検波電圧Ｅｏは外部磁界Ｈｅ
ｘに比例した線形磁界センサとなる。図５は本発明の第
３実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサ回路図、図６
はその磁界センサにより、ロータリエンコーダ用リング
磁石（１９ｍｍ直径、１０００極着磁）の表面磁界をリ
ング磁石駆動モータのロータ磁界を２個のＭＩ素子で相
殺しつつ検出した波形図である。
【００３２】図５において、アモルファスワイヤＭＩ素
子２１はＣＭＯＳマルチバイブレータ１３のアースライ
ンに、アモルファスワイヤＭＩ素子２２はＣＭＯＳマ
ルチバイブレータ１４のアースラインとの間にそれぞ
れ挿入され、それぞれ同方向に直流磁界バイアスが与え
られ、アースラインとの磁界の差を検出することが
できる。
子２１はＣＭＯＳマルチバイブレータ１３のアースライ
ンに、アモルファスワイヤＭＩ素子２２はＣＭＯＳマ
ルチバイブレータ１４のアースラインとの間にそれぞ
れ挿入され、それぞれ同方向に直流磁界バイアスが与え
られ、アースラインとの磁界の差を検出することが
できる。
【００３３】なお、ＭＩ素子としてのアモルファスワイ
ヤは２０μｍ径、１ｍｍ長の零磁歪ワイヤを用い、ＣＭ
ＯＳマルチバイブレータ回路のパラメータは、図２の場
合と同様である。なお、２３，２４はショットキーバリ
アダイオードＳＢＤ、２５，２６は抵抗Ｒ1 ，コンデン
サＣ1 の検波回路、２７は差動増幅器である。ＣＭＯＳ
マルチバイブレータの発振周波数は、約３００ｋＨｚ、
直流電源電圧ＶCCは５Ｖである。
ヤは２０μｍ径、１ｍｍ長の零磁歪ワイヤを用い、ＣＭ
ＯＳマルチバイブレータ回路のパラメータは、図２の場
合と同様である。なお、２３，２４はショットキーバリ
アダイオードＳＢＤ、２５，２６は抵抗Ｒ1 ，コンデン
サＣ1 の検波回路、２７は差動増幅器である。ＣＭＯＳ
マルチバイブレータの発振周波数は、約３００ｋＨｚ、
直流電源電圧ＶCCは５Ｖである。
【００３４】なお、各図における回路部品の値は、一例
を示したに過ぎない。また、本発明は上記実施例に限定
されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変
形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するも
のではない。例えば、電源ラインのパルス電流を利用せ
ず、マルチバイブレータ発振の方形波電圧を微分回路で
パルス電圧に変換した電圧を利用するようにしてもよ
い。
を示したに過ぎない。また、本発明は上記実施例に限定
されるものではなく、本発明の趣旨に基づいて種々の変
形が可能であり、これらを本発明の範囲から排除するも
のではない。例えば、電源ラインのパルス電流を利用せ
ず、マルチバイブレータ発振の方形波電圧を微分回路で
パルス電圧に変換した電圧を利用するようにしてもよ
い。
【００３５】
【発明の効果】以上、詳細に説明したように、本発明に
よれば、次のような効果を奏することができる。 〔Ａ〕ＣＭＯＳ動作の特徴である過渡状態の鋭いパルス
電流をＭＩ素子の表皮効果励磁に利用することによっ
て、超低消費電力で高速応答が可能になり、高感度、高
安定なマイクロ磁界センサを得ることができる。
よれば、次のような効果を奏することができる。 〔Ａ〕ＣＭＯＳ動作の特徴である過渡状態の鋭いパルス
電流をＭＩ素子の表皮効果励磁に利用することによっ
て、超低消費電力で高速応答が可能になり、高感度、高
安定なマイクロ磁界センサを得ることができる。
【００３６】〔Ｂ〕センサ回路として相補形ＭＯＳＦＥ
Ｔ（ＣＭＯＳ）発振回路を用い、ＣＭＯＳの過渡状態の
鋭いパルス電流（５〜８ナノ秒）でアモルファスワイヤ
などのＭＩ素子を十分に励磁し、定常状態ではＣＭＯＳ
には電流が流れない特性を利用して２０μＷ〜０．５ｍ
Ｗの超低消費電力化を図ることができる。 〔Ｃ〕このＣＭＯＳ発振回路としては、ＣＭＯＳインバ
ータ２個による無安定マルチバイブレータ回路を用い
る。ＣＭＯＳはｐＭＯＳとｎＭＯＳの閾値の温度変化の
係数が互いに逆の関係にあるため、温度安定性が高いこ
と、さらにＭＩ素子は電源ラインに挿入するため発振に
影響を与えないので、安定なセンサ回路を構成できる利
点がある。
Ｔ（ＣＭＯＳ）発振回路を用い、ＣＭＯＳの過渡状態の
鋭いパルス電流（５〜８ナノ秒）でアモルファスワイヤ
などのＭＩ素子を十分に励磁し、定常状態ではＣＭＯＳ
には電流が流れない特性を利用して２０μＷ〜０．５ｍ
Ｗの超低消費電力化を図ることができる。 〔Ｃ〕このＣＭＯＳ発振回路としては、ＣＭＯＳインバ
ータ２個による無安定マルチバイブレータ回路を用い
る。ＣＭＯＳはｐＭＯＳとｎＭＯＳの閾値の温度変化の
係数が互いに逆の関係にあるため、温度安定性が高いこ
と、さらにＭＩ素子は電源ラインに挿入するため発振に
影響を与えないので、安定なセンサ回路を構成できる利
点がある。
【００３７】〔Ｄ〕ＭＩ素子としては、直径が３０ミク
ロン以下のアモルファスワイヤ及び、スパッタによるア
モルファス薄膜素子などのマイクロ寸法のＭＩ素子を用
いることができる。 〔Ｅ〕このＣＭＯＳの過渡状態のパルス電流によるＭＩ
素子の誘起電圧波形も鋭いパルス波形であるので、検出
磁界の変化に対する応答がサンプリング定理により、Ｃ
ＭＯＳマルチバイブレータ発振周波数に一致することに
なり、高速応答センサになる利点がある。
ロン以下のアモルファスワイヤ及び、スパッタによるア
モルファス薄膜素子などのマイクロ寸法のＭＩ素子を用
いることができる。 〔Ｅ〕このＣＭＯＳの過渡状態のパルス電流によるＭＩ
素子の誘起電圧波形も鋭いパルス波形であるので、検出
磁界の変化に対する応答がサンプリング定理により、Ｃ
ＭＯＳマルチバイブレータ発振周波数に一致することに
なり、高速応答センサになる利点がある。
【００３８】〔Ｆ〕電池で動作させることや、小型太陽
電池と小型蓄電池の組み合わせで動作させることができ
る携帯性、エネルギー自立性に富む高性能マイクロ磁界
センサを得ることができる。 〔Ｇ〕ＣＭＯＳＭＩマイクロ磁気センサは消費電力が著
しく小さく回路自身の自己加熱が非常に小さい。このた
め温度安定性が高く、自己発生電気雑音も小さいため磁
界検出時に高いＳ／Ｎ比が得られる。
電池と小型蓄電池の組み合わせで動作させることができ
る携帯性、エネルギー自立性に富む高性能マイクロ磁界
センサを得ることができる。 〔Ｇ〕ＣＭＯＳＭＩマイクロ磁気センサは消費電力が著
しく小さく回路自身の自己加熱が非常に小さい。このた
め温度安定性が高く、自己発生電気雑音も小さいため磁
界検出時に高いＳ／Ｎ比が得られる。
【００３９】このように、本発明の磁気センサは、コン
ピュータ・情報機器をはじめ多くの産業分野で必要な高
周波の微弱磁界の検出や高精度の方位や角度の検出、微
小磁石等と組み合わせた変位や速度、加速度の検出など
に広く使用することができる。
ピュータ・情報機器をはじめ多くの産業分野で必要な高
周波の微弱磁界の検出や高精度の方位や角度の検出、微
小磁石等と組み合わせた変位や速度、加速度の検出など
に広く使用することができる。
【図１】本発明の第１実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサの構成を示す図である。
センサの構成を示す図である。
【図２】本発明の第２実施例を示すロータリエンコーダ
用のＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサ回路図である。
用のＣＭＯＳ−ＭＩ磁界センサ回路図である。
【図３】本発明の第２実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサの出力電圧を示す図である。
センサの出力電圧を示す図である。
【図４】本発明の第２実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサの外部磁界Ｈｅｘに対する検波電圧Ｅｏの特性を
示す図である。
センサの外部磁界Ｈｅｘに対する検波電圧Ｅｏの特性を
示す図である。
【図５】本発明の第３実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサ回路図である。
センサ回路図である。
【図６】本発明の第３実施例を示すＣＭＯＳ−ＭＩ磁界
センサにより、ロータリエンコーダ用リング磁石の表面
磁界をリング磁石駆動モータのロータ磁界を相殺しつつ
検出した波形図である。
センサにより、ロータリエンコーダ用リング磁石の表面
磁界をリング磁石駆動モータのロータ磁界を相殺しつつ
検出した波形図である。
１，３，１１，１３ ＰＭＯＳＦＥＴ ２，４，１２，１４ ＮＭＯＳＦＥＴ ５，１５，２１，２２ ＭＩ素子 １６，２３，２４ ショットキーバリアダイオードＳ
ＢＤ １７，２５，２６ Ｒ1 ，Ｃ1 の検波回路 ２７ 差動増幅器 Ｒ 抵抗 Ｃ コンデンサ
ＢＤ １７，２５，２６ Ｒ1 ，Ｃ1 の検波回路 ２７ 差動増幅器 Ｒ 抵抗 Ｃ コンデンサ
Claims (5)
- 【請求項１】（ａ）直流電源と、 （ｂ）ＰＭＯＳ電界効果トランジスタとＮＭＯＳ電界効
果トランジスタが直列に接続された２個のＣＭＯＳイン
バータと抵抗とコンデンサによって構成されたマルチバ
イブレータ回路と、 （ｃ）磁気インピーダンス素子とを備え、 （ｄ）前記ＣＭＯＳインバータのスイッチング時の過渡
状態で流れるナノ秒のオーダーの時間幅の鋭いパルス電
流を前記磁気インピーダンス素子に通電することによ
り、前記磁気インピーダンス素子を十分に励磁し、定常
状態では前記ＣＭＯＳインバータにより電流を遮断し、
低消費電力で外部磁界を検出することを特徴とする磁気
センサ。 - 【請求項２】 請求項１記載の磁気センサにおいて、前
記マルチバイブレータ回路として自己発振回路を用いる
ことを特徴とする磁気センサ。 - 【請求項３】 請求項２記載の磁気センサにおいて、前
記自己発振回路として無安定マルチバイブレータ回路を
用いることを特徴とする磁気センサ。 - 【請求項４】 請求項１記載の磁気センサにおいて、前
記磁気インピーダンス素子の出力端子にショットキーバ
リアダイオードと、検波回路を接続して出力電圧を得る
ことを特徴とする磁気センサ。 - 【請求項５】 請求項１記載の磁気センサにおいて、前
記磁気インピーダンス素子を、第１の前記マルチバイブ
レータ回路の出力端子に接続される第１の磁気インピー
ダンス素子と、第２の前記マルチバイブレータ回路の出
力端子に接続される第２の磁気インピーダンス素子とを
設けて、前記第１の磁気インピーダンス素子と第２の磁
気インピーダンス素子との磁界の差を検出することを特
徴とする磁気センサ。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08149427A JP3091413B2 (ja) | 1996-06-11 | 1996-06-11 | 磁気センサ |
| US08/870,315 US5982175A (en) | 1996-06-11 | 1997-06-06 | Magnetic sensor with CMOS multivibrator |
| EP97109476A EP0813070B1 (en) | 1996-06-11 | 1997-06-11 | Magnetic sensor with CMOS multivibrator |
| DE69734128T DE69734128T2 (de) | 1996-06-11 | 1997-06-11 | Magnetischer Fühler mit CMOS-Multivibrator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08149427A JP3091413B2 (ja) | 1996-06-11 | 1996-06-11 | 磁気センサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09329655A JPH09329655A (ja) | 1997-12-22 |
| JP3091413B2 true JP3091413B2 (ja) | 2000-09-25 |
Family
ID=15474878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08149427A Expired - Lifetime JP3091413B2 (ja) | 1996-06-11 | 1996-06-11 | 磁気センサ |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5982175A (ja) |
| EP (1) | EP0813070B1 (ja) |
| JP (1) | JP3091413B2 (ja) |
| DE (1) | DE69734128T2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4418040B2 (ja) * | 1998-10-01 | 2010-02-17 | アルプス電気株式会社 | 磁気センサ |
| KR100666292B1 (ko) * | 2003-08-25 | 2007-01-11 | 아이치 세이코우 가부시키가이샤 | 자기 센서 |
| US7145321B2 (en) | 2005-02-25 | 2006-12-05 | Sandquist David A | Current sensor with magnetic toroid |
| CN100508389C (zh) * | 2005-08-08 | 2009-07-01 | 晶豪科技股份有限公司 | 脉冲产生器和脉冲产生方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3719835A (en) * | 1971-12-01 | 1973-03-06 | Motorola Inc | Variable delay,mos,monostable pulse generating circuit |
| US4104619A (en) * | 1976-10-01 | 1978-08-01 | General Electric Company | Smoke detector |
| DE2753871C2 (de) * | 1976-12-03 | 1982-02-25 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd., Kawasaki, Kanagawa | Elektronische Temperaturmeßschaltung |
| US4305034A (en) * | 1979-04-09 | 1981-12-08 | Hughes Aircraft Company | Magnetic field intensity measuring device with frequency change indication |
| DE69029153T2 (de) * | 1989-01-18 | 1997-06-19 | Nippon Denso Co | Vorrichtung zur magnetischen Detektion und Vorrichtung zur Detektion einer physikalischen Grösse, die sie verwendet |
| EP0640840B1 (en) * | 1993-08-25 | 2002-10-30 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Magnetic field sensing method and apparatus |
| JP3197414B2 (ja) * | 1993-12-22 | 2001-08-13 | 科学技術振興事業団 | 磁気インピーダンス効果素子 |
| JP3096413B2 (ja) * | 1995-11-02 | 2000-10-10 | キヤノン電子株式会社 | 磁気検出素子、磁気センサー、地磁気検出型方位センサー、及び姿勢制御用センサー |
-
1996
- 1996-06-11 JP JP08149427A patent/JP3091413B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-06-06 US US08/870,315 patent/US5982175A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-11 EP EP97109476A patent/EP0813070B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-11 DE DE69734128T patent/DE69734128T2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0813070B1 (en) | 2005-09-07 |
| DE69734128T2 (de) | 2006-06-29 |
| JPH09329655A (ja) | 1997-12-22 |
| EP0813070A2 (en) | 1997-12-17 |
| DE69734128D1 (de) | 2005-10-13 |
| US5982175A (en) | 1999-11-09 |
| EP0813070A3 (en) | 2000-03-01 |
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