JP3075433B2 - Optical frequency domain reflectometer - Google Patents
Optical frequency domain reflectometerInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、光ファイバおよび光フ
ァイバ部品の損失分布測定並びに障害点探索に使用する
光周波数領域反射測定装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an optical frequency domain reflection measuring apparatus used for measuring the loss distribution of optical fibers and optical fiber components and searching for fault points.
【０００２】[0002]
【従来の技術】光周波数領域反射測定とは、光のキャリ
ア周波数に位置の情報を反映させ、その反射強度に物理
量を反映させる、高い距離分解能を有する分布センシン
グ技術の一つである。2. Description of the Related Art Optical frequency domain reflection measurement is one of distributed sensing techniques having a high distance resolution, in which positional information is reflected on a carrier frequency of light and a physical quantity is reflected on the reflection intensity.
【０００３】具体的には、光周波数領域反射測定装置に
おいて、図２に示すように、時間に対して直線的に、一
定の時間Ｔ１および一定の周波数範囲Ｆ１で周波数を掃
引した狭線幅レーザ光を被測定物体に入射し、この被測
定物体内で反射乃至後方散乱された光を、予め同一光源
より分岐しておいた参照光を局発光としてヘテロダイン
検波することにより測定する。More specifically, in an optical frequency domain reflection measuring device, as shown in FIG. 2, a narrow linewidth laser whose frequency is swept linearly with respect to time over a certain time T1 and a certain frequency range F1. The light is incident on the object to be measured, and the light reflected or backscattered in the object to be measured is measured by heterodyne detection using, as local light, reference light branched in advance from the same light source.
【０００４】前述したように、レーザ光の周波数は時間
に対して直線的に変化しているので、測定光と参照光と
のビート周波数は両光の光路長差に比例した一定の値と
なる。従って、その周波数差から被測定物体内での反射
位置を知ることができる。また、参照光強度は一定であ
るため局発光と測定光強度の積に比例するビート信号強
度から被測定物理量の大きさを知ることができる。As described above, since the frequency of the laser light changes linearly with time, the beat frequency between the measurement light and the reference light has a constant value proportional to the optical path length difference between the two lights. . Therefore, the reflection position in the measured object can be known from the frequency difference. In addition, since the reference light intensity is constant, the magnitude of the physical quantity to be measured can be known from the beat signal intensity proportional to the product of the local light and the measured light intensity.
【０００５】このような従来の光周波数領域反射測定で
は、高い距離分解能を実現することが可能な反面、干渉
性の極めて優れたコヒーレント光を用いているため、距
離分解能の範囲内に分布した複数個の散乱体による反射
光がその位相関係に応じて相互に干渉し合う結果、測定
信号波形にはスペックルパターンが現れる、いわゆるフ
ェーディング現象が起こる。In such a conventional optical frequency domain reflection measurement, a high distance resolution can be realized, but coherent light with extremely excellent coherence is used. As a result of the reflected lights of the individual scatterers interfering with each other according to their phase relationship, a so-called fading phenomenon, in which a speckle pattern appears in the measurement signal waveform, occurs.
【０００６】即ち、測定信号波形は、各々の分解能単位
内においてランダムに分布した複数個の散乱体による反
射光間の位相関係の、時間的に固定されたランダム性を
反映して、空間的に激しく揺らぐことになる。このよう
なフェーディングによる測定信号波形の揺らぎのパター
ンは、入射する光の波長（周波数）を変えることにより
変化する。これは光の周波数に比例して揺らぎのパター
ンが変化するためである。従って、被測定物体に入射す
る光の周波数を広い範囲で変化させながら多数回に亘っ
て測定を行い、その値を加算平均化処理することにより
フェーディングによる測定信号の揺らぎを実効的に低減
することができる（これを周波数シフト加算平均化処理
と呼ぶことにする）。That is, the measurement signal waveform is spatially reflected by the temporally fixed randomness of the phase relationship between the reflected lights of a plurality of scatterers randomly distributed within each resolution unit. It will shake violently. The fluctuation pattern of the measurement signal waveform due to such fading changes by changing the wavelength (frequency) of incident light. This is because the fluctuation pattern changes in proportion to the frequency of light. Therefore, measurement is performed a number of times while changing the frequency of light incident on the object to be measured in a wide range, and the values are added and averaged, thereby effectively reducing the fluctuation of the measurement signal due to fading. (This is called a frequency shift averaging process).
【０００７】この周波数シフト加算平均化処理によるフ
ェーディング低減の効果は、周波数の可変範囲が大き
く、広い周波数可変範囲に亘って均一に、かつ、細か
く、測定データがスペクトラムアナライザーによってサ
ンプリングされる場合に顕著になる。The effect of fading reduction by this frequency shift averaging process is that the frequency variable range is large, and the frequency is uniformly and finely measured over a wide frequency variable range, and the measured data is sampled by a spectrum analyzer. Become noticeable.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
光周波数領域反射測定装置では、このようなフェーディ
ングによる測定信号波形の揺らぎを低減するための積極
的な工夫がなされておらず、このため測定物理量に対す
る測定精度を高くとることが困難で、以下に示すような
問題点があった。However, in the conventional optical frequency domain reflection measuring device, no positive measure has been taken to reduce the fluctuation of the measurement signal waveform due to such fading. It is difficult to increase the measurement accuracy for a physical quantity, and there are the following problems.
【０００９】１）従来の光周波数領域反射測定装置で
は、前述のようにビート周波数と距離を対応させるた
め、レーザの周波数掃引の時間に対する直線性を保つこ
とが重要である。しかしながら、極めて広い周波数範囲
に亘って、この直線性を保持しながら周波数を掃引する
ことは光源の特性上困難である。そのため、光源として
は広い周波数可変域を有しているにもかかわらず、その
広い可変範囲をフェーディング低減のために利用するこ
とができなかった。1) In the conventional optical frequency domain reflection measuring device, it is important to maintain linearity with respect to the time of laser frequency sweep in order to make the beat frequency correspond to the distance as described above. However, it is difficult to sweep the frequency while maintaining this linearity over an extremely wide frequency range due to the characteristics of the light source. Therefore, although the light source has a wide frequency variable range, the wide variable range cannot be used for fading reduction.
【００１０】２）加算平均化処理のため多数回の測定を
行うにあたり、各々の測定毎のサンプリング開始時点に
おける周波数の値が制御されておらず、加算平均化処理
により効果的に揺らぎの低減がなされているとは必ずし
もいえない。2) In performing a large number of measurements for the averaging process, the frequency value at the start of sampling for each measurement is not controlled, and the averaging process effectively reduces fluctuations. Not necessarily.
【００１１】本発明は、かかる事情に鑑みてなされたも
のであり、その目的は、フェーディングによる信号値の
揺らぎを小さくでき、信号強度を高精度に測定できる光
周波数領域反射測定装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide an optical frequency domain reflection measuring device capable of reducing fluctuations in signal value due to fading and measuring signal intensity with high accuracy. It is in.
【００１２】[0012]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、時間に対して任意に周波数の制御が可
能なレーザ光源と、周期Ｔ１で一定の基準周波数Ｆ０を
下限とした周波数可変範囲Ｆ１の鋸歯波形状に前記レー
ザ光源の周波数を制御するとともに、当該基準周波数Ｆ
０を繰り返し毎に変化させる、または当該鋸歯状波形の
位相を任意に変化させる周波数制御部とを有する光源系
と、前記レーザ光源の出射光を測定光と参照光とに分岐
する第１の光分岐手段と、被測定物体に入射する測定光
と当該測定物体内で反射された反射光とを分岐する第２
の光分岐手段と、前記参照光を局発光として前記反射光
をコヒーレント検波するヘテロダインレシーバと、前記
ヘテロダインレシーバの出力を入力とするスペクトラム
アナライザと、前記スペクトラムアナライザの出力を複
数回の測定に亘って加算平均化処理する信号処理系とを
備えた。In order to achieve the above object, the present invention provides a laser light source whose frequency can be arbitrarily controlled with respect to time, and a frequency variable whose lower limit is a fixed reference frequency F0 in a cycle T1. The frequency of the laser light source is controlled to have a sawtooth waveform in a range F1, and the reference frequency F
A light source system having a frequency control unit that changes 0 for each repetition or arbitrarily changes the phase of the sawtooth waveform, and a first light that splits the emission light of the laser light source into measurement light and reference light A branching unit, and a second branching unit that branches the measurement light incident on the measured object and the reflected light reflected in the measurement object.
An optical branching unit, a heterodyne receiver that coherently detects the reflected light with the reference light as local light, a spectrum analyzer that receives an output of the heterodyne receiver as an input, and outputs the spectrum analyzer over a plurality of measurements. A signal processing system for performing an averaging process.
【００１３】[0013]
【作用】本発明によれば、光源系のおけるレ−ザ光源の
発振周波数が、周波数制御部により、一定の基本掃引周
期Ｔ１、一定の基準周波数Ｆ０を下限として一定の周波
数可変範囲Ｆ１で、時間に対して鋸歯状に掃引を繰り返
すだけではなく、当該基準周波数Ｆ０が繰り返し毎に変
化させられ、あるいは当該鋸歯状波形の位相が任意に変
化させられて、複数回の測定に亘って周波数がシフトさ
れたレ−ザ光が出射される。According to the present invention, the oscillation frequency of the laser light source in the light source system is controlled by the frequency control unit to have a constant basic sweep period T1 and a constant frequency variable range F1 with a fixed reference frequency F0 as a lower limit. In addition to repeating the sweep in a sawtooth manner with respect to time, the reference frequency F0 is changed at each repetition, or the phase of the sawtooth waveform is arbitrarily changed, and the frequency is changed over a plurality of measurements. The shifted laser light is emitted.
【００１４】光源系から出射されたレ−ザ光は、第１の
光分岐手段により測定光と参照光に分岐され、測定光は
被測定物体に入射され、参照光はヘテロダインレシ−バ
に入射される。測定物体の任意の位置における反射光
は、第２の光分岐手段により入射測定光とは異なる光路
に分岐されてヘテロダインレシ−バに入射される。The laser light emitted from the light source system is split into measurement light and reference light by the first light splitting means, the measurement light is made incident on the object to be measured, and the reference light is made incident on the heterodyne receiver. Is done. The reflected light at an arbitrary position on the measurement object is split by the second light splitting unit into an optical path different from the incident measurement light and is incident on the heterodyne receiver.
【００１５】ヘテロダインレシ−バでは、参照光を局発
光として反射光がコヒ−レント検波される。ヘテロダイ
ンレシ−バの出力光は、スペクトラムアナライザにおい
てサンプリングされ、その出力は信号処理系により複数
回の測定に亘って加算平均化処理される。In the heterodyne receiver, the reflected light is coherently detected using the reference light as local light. The output light of the heterodyne receiver is sampled by a spectrum analyzer, and the output is subjected to an averaging process over a plurality of measurements by a signal processing system.
【００１６】[0016]
【実施例】図１は、本発明に係る光周波数領域反射測定
装置の一実施例を示す構成図である。図１において、１
は光源系で、時間に対して任意に周波数の制御が可能な
狭線幅レーザ光源と、この狭線幅レーザ光源の周波数を
制御する周波数制御部とにより構成されている。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of an optical frequency domain reflection measuring apparatus according to the present invention. In FIG. 1, 1
A light source system includes a narrow line width laser light source whose frequency can be arbitrarily controlled with respect to time, and a frequency control unit that controls the frequency of the narrow line width laser light source.
【００１７】図３は光源系１の具体的な構成例を示して
いる。図３の(a) は、狭線幅レーザ光源として注入電流
制御周波数可変半導体レーザ１１ａを用い、周波数制御
部として注入電流制御部１２ａを用いる場合の構成例を
示している。また、同図の(b) は、狭線幅レーザ光源と
して固体レーザ、気体レーザ、色素レーザなどのより一
般的な周波数可変レーザ１１ｂを用い、周波数制御部と
して高い周波数掃引をかけるための、例えばＬｉＮｂＯ
3 位相変調器などからなる外部周波数変調器１２ｂを用
いた構成例を示している。FIG. 3 shows a specific configuration example of the light source system 1. FIG. 3A shows a configuration example in which an injection current control frequency variable semiconductor laser 11a is used as a narrow linewidth laser light source and an injection current control unit 12a is used as a frequency control unit. (B) of the same figure uses a more general frequency-variable laser 11b such as a solid-state laser, a gas laser, or a dye laser as a narrow-line width laser light source, and performs a high frequency sweep as a frequency control unit. LiNbO
This shows a configuration example using an external frequency modulator 12b composed of a three- phase modulator or the like.
【００１８】２は第１の方向性結合器で、レーザ光源の
出射光を測定光ＭＳと参照光ＲＦとに分岐する。３は第
２の方向性結合器で、被測定物体７に入射する測定光Ｍ
Ｓと、測定物体７内で反射された反射光ＲＬとを分岐す
る。４はヘテロダインレシーバで、反射光ＲＬを、参照
光ＲＦを局発光としてコヒーレント検波する。５はスペ
ルクトラムアナライザで、ヘテロダインレシーバ４の出
力を入力とし、入力信号をサンプリングする。６は信号
処理系で、スペクトラムアナライザ５の出力を複数回の
測定に亘って加算平均化処理する。Reference numeral 2 denotes a first directional coupler, which branches the light emitted from the laser light source into the measurement light MS and the reference light RF. Reference numeral 3 denotes a second directional coupler, which is a measuring light M incident on the object 7 to be measured.
S and the reflected light RL reflected in the measurement object 7 are branched. Reference numeral 4 denotes a heterodyne receiver, which coherently detects the reflected light RL using the reference light RF as local light. Reference numeral 5 denotes a spectrum analyzer which inputs an output of the heterodyne receiver 4 and samples an input signal. Reference numeral 6 denotes a signal processing system which performs an averaging process on the output of the spectrum analyzer 5 over a plurality of measurements.
【００１９】次に、図４乃至図８を用いて光源系１の周
波数制御部の周波数制御波形設定の具体例について説明
する。Next, a specific example of setting a frequency control waveform of the frequency control unit of the light source system 1 will be described with reference to FIGS.
【００２０】まず、図４により二重周波数掃引の場合に
ついて説明する。図４は、基本周波数掃引周期Ｔ１、基
本周波数掃引範囲Ｆ１を持つ単一鋸歯状掃引波形に対し
て、さらに周波数掃引周期Ｔ２、周波数掃引範囲Ｆ２で
与えられる周波数掃引波形を重ね合わせたものである。
ここでＴ２＞Ｔ１、Ｆ２＞Ｆ１である。このとき個々の
掃引における掃引レートは、 Ｆ１／Ｔ１ ＋Ｆ２／Ｔ２ …(1) （一般には、Ｆ１／Ｔ１＞Ｆ２／Ｔ２である） で与えられ周波数変化範囲はＦ１であるが、全体として
の周波数変化範囲はＦ１＋Ｆ２となる。ここで、従来の
単一鋸歯状周波数掃引において、式(1) で与えられる値
に近い、高い掃引レートで、Ｆ１＋Ｆ２に亘って周波数
を掃引することは、光源の特性上極めて困難であるとい
う一般的状況に留意しておく。ここではＦ２／Ｔ２の掃
引レートでの周波数掃引は、広い周波数可変範囲に亘っ
てＴ１より長い時間、即ちゆっくり行われる。First, the case of double frequency sweep will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows a single sawtooth sweep waveform having a fundamental frequency sweep period T1 and a fundamental frequency sweep range F1 superimposed on a frequency sweep waveform given by a frequency sweep period T2 and a frequency sweep range F2. .
Here, T2> T1, and F2> F1. At this time, the sweep rate in each sweep is given by F1 / T1 + F2 / T2 (1) (generally, F1 / T1> F2 / T2), and the frequency change range is F1, but the overall frequency is The change range is F1 + F2. Here, in the conventional single-sawtooth frequency sweep, it is extremely difficult to sweep the frequency over F1 + F2 at a high sweep rate close to the value given by equation (1) due to the characteristics of the light source. Be aware of the target situation. Here, the frequency sweep at the sweep rate of F2 / T2 is performed for a longer time than T1, that is, slowly, over a wide frequency variable range.
【００２１】図４中、Ｓは特定のポイントのデータを、
スペクトラムアナライザ５および信号処理系６によりサ
ンプリングするサンプリング時間間隔である。スペクト
ラムアナライザ５において距離分解能の幅を有する１ポ
イントのデータをサンプリングするためには、受信帯域
幅の逆数で与えられる分解時間を要する。このとき、Ｎ
ポイントの測定データをとって一回の測定が終了するも
のとすると、特定ポイントの測定データを取り込んでゆ
くサンプリング時間間隔Ｓは受信帯域幅、測定ポイント
数Ｎによって一意に決定される。これに対して基本周波
数掃引時間Ｔ１は任意に設定が可能であるが、最も効果
的に周波数シフト加算平均化処理が行われるように設定
されることが望ましい。一例として、 Ｔ１＝Ｓ …(2) と設定した場合には、測定を繰り返す度に、測定ポイン
トからの反射光ＲＬのサンプリング開始時点における光
の周波数は Ｆstep＝（Ｆ２／Ｔ２）Ｓ …(3) ずつステップ状に変化してゆく。図中、四角「□」で示
す周波数掃引波形と破線との交点が、各サンプリング開
始時点における周波数である。測定回数 Ｍ＝Ｔ２／Ｓ …(4) に亘っての測定信号値の加算平均化は、同一周波数での
測定値が複数回サンプリングされることなく、高い周波
数掃引レートＦ１／Ｔ１＋Ｆ２／Ｔ２〜Ｆ１／Ｔ１を保
ったまま、広い周波数範囲Ｆ２の間で最も効率的に行わ
れ、測定信号値のフェーディングによる揺らぎは効果的
に低減される。In FIG. 4, S represents data of a specific point,
This is a sampling time interval for sampling by the spectrum analyzer 5 and the signal processing system 6. In order to sample one point of data having a range of the distance resolution in the spectrum analyzer 5, a decomposition time given by the reciprocal of the reception bandwidth is required. At this time, N
Assuming that one measurement is completed by taking the measurement data of the point, the sampling time interval S for taking in the measurement data of the specific point is uniquely determined by the reception bandwidth and the number N of the measurement points. On the other hand, the fundamental frequency sweep time T1 can be set arbitrarily, but it is desirable that the fundamental frequency sweep time T1 be set so that the frequency shift averaging process is performed most effectively. As an example, when T1 = S (2) is set, the frequency of the light at the start of sampling the reflected light RL from the measurement point is Fstep = (F2 / T2) S (3) each time the measurement is repeated. ) It changes step by step. In the figure, the intersection of the frequency sweep waveform indicated by the square “□” and the broken line is the frequency at the start of each sampling. The number of measurements M = T2 / S (4) The averaging of the measured signal values over the range (4) is performed without the measured values at the same frequency being sampled a plurality of times without increasing the frequency sweep rate F1 / T1 + F2 / T2 to F1. This is most efficiently performed over a wide frequency range F2 while maintaining / T1, and the fluctuation due to fading of the measurement signal value is effectively reduced.
【００２２】図３の(a) のように、注入電流制御周波数
可変半導体レーザ１１ａを用いる場合には、注入電流を
周期、変化量の異なる二つの鋸歯状掃引電流の重ね合わ
せとすればよい。もしくは基本掃引毎に、一定の段差と
時間間隔Ｔ１をもつステップ関数を単一鋸歯状掃引波形
に重ね合わせて行けばよい。特に、ＤＦＢレーザに代表
される周波数可変半導体レーザでは、広い周波数可変範
囲に亘って、高い掃引レートで直線性を保持しながら連
続的に掃引することは難しく、何段かに分けて不連続的
に条件を変えて周波数を制御している。しかし、本発明
を用いれば、半導体レーザの上記の欠点は、広い周波数
可変範囲をとるという目的に対して何ら妨げとはならな
い。As shown in FIG. 3A, when the injection current control frequency variable semiconductor laser 11a is used, the injection current may be a superposition of two sawtooth sweep currents having different periods and different amounts of change. Alternatively, a step function having a constant step and a time interval T1 may be superimposed on a single sawtooth sweep waveform for each basic sweep. In particular, with a frequency tunable semiconductor laser represented by a DFB laser, it is difficult to continuously sweep while maintaining linearity at a high sweep rate over a wide frequency variable range. The frequency is controlled by changing the conditions. However, with the present invention, the above-mentioned disadvantages of the semiconductor laser do not hinder the purpose of obtaining a wide frequency variable range.
【００２３】次に、図３の(b) のように、一般の周波数
可変レーザ１１ｂと外部周波数変調器１２ｂを用いる場
合について説明する。この場合、固体レーザ、気体レー
ザ、色素レーザなどでは、広い周波数可変範囲を有する
反面、温度変化による周波数制御などを行うため、掃引
レートを高くとることが難しい。一方で二重周波数掃引
におけるＦ２／Ｔ２の値には、大きな値は要求されてい
ない。従って、Ｆ２／Ｔ２の掃引は光源の直接周波数制
御により行い、Ｆ１／Ｔ１の基本周波数掃引は外部周波
数変調器１２ｂを用いて行えばよい。具体的には、位相
変化量が時間の二次関数となるように位相変調器を制御
する。Next, a case where a general frequency variable laser 11b and an external frequency modulator 12b are used as shown in FIG. 3B will be described. In this case, a solid-state laser, a gas laser, a dye laser, and the like have a wide frequency variable range, but perform frequency control or the like based on a temperature change, so that it is difficult to increase the sweep rate. On the other hand, a large value is not required for the value of F2 / T2 in the dual frequency sweep. Therefore, F2 / T2 can be swept by direct frequency control of the light source, and F1 / T1 can be swept by using the external frequency modulator 12b. Specifically, the phase modulator is controlled so that the amount of phase change is a quadratic function of time.
【００２４】図５は、図４の二重周波数掃引の方法に従
って周波数シフト加算平均化処理を行った場合の、“信
号強度分散値（＜σI ＞）ー信号強度平均値（＜Ｉ＞）
の比（揺らぎ振幅／測定信号値）”の測定回数依存性の
計算値を、周波数可変範囲Ｆ２、分解能ｚをパラメータ
として示している。また、図６は、図５の距離分解能、
周波数可変範囲と各数値グラフとの対応表を示してい
る。図５中の(a) 〜(e)は、それぞれパラメータの値が
図６の表に従って選択される場合に対応している。FIG. 5 shows "signal intensity variance (<.sigma.I>)-signal intensity average (<I>) when frequency shift addition and averaging is performed according to the double frequency sweeping method of FIG.
6 shows the calculated value of the number of measurements of the ratio (fluctuation amplitude / measured signal value) "as a parameter with the frequency variable range F2 and the resolution z as parameters.
4 shows a correspondence table between a frequency variable range and each numerical graph. (A) to (e) in FIG. 5 correspond to the case where the values of the parameters are selected according to the table in FIG.
【００２５】次に、図７を用いて上記した二重周波数掃
引とは異なる周波数制御波形の設定例について説明す
る。Next, an example of setting a frequency control waveform different from the above-described dual frequency sweep will be described with reference to FIG.
【００２６】図７は、基本周波数掃引周期Ｔ１、基本周
波数掃引範囲Ｆ１である単一鋸歯状周波数掃引波形（実
線で示す）に対して、周期Ｔ１の間は平坦であるような
ランダムなステップ波形（破線で示す）を重ね合わせる
波形設定例を示している。FIG. 7 shows a random step waveform that is flat during a period T1 with respect to a single sawtooth frequency sweep waveform (shown by a solid line) having a basic frequency sweep period T1 and a basic frequency sweep range F1. An example of a waveform setting for superimposing (indicated by a broken line) is shown.
【００２７】この場合、ステップの段差は光源の特性の
許す範囲で任意にとれるものとし、周波数はＦ２の範囲
で可変であるものとする。この設定例では、各測定時点
における周波数はランダムになるために周波数シフト加
算平均化処理の効率は基本周波数掃引周期Ｔ１には依存
しない。In this case, it is assumed that the step difference can be arbitrarily set within the range permitted by the characteristics of the light source, and the frequency is variable within the range of F2. In this setting example, since the frequency at each measurement time point is random, the efficiency of the frequency shift averaging process does not depend on the fundamental frequency sweep period T1.
【００２８】次に、図８を用いて上記した図４および図
７とは異なる周波数制御波形の設定例について説明す
る。Next, an example of setting a frequency control waveform different from those shown in FIGS. 4 and 7 will be described with reference to FIG.
【００２９】図８は、基本周波数掃引周期Ｔ１、基本周
波数掃引範囲Ｆ１である個々の単位掃引波形の間の間隔
ｔ（一般に、ｔ＜Ｔ１）を不規則に変化させる、もしく
は一定の変化量で階段状に変化させていく波形設定例を
示している。この場合、各サンプリング時点における周
波数は、ランダムもしくは規則的に、基本周波数掃引範
囲Ｆ１の一様に変化し、その結果、加算平均化処理が効
率的に行われることになる。FIG. 8 shows that the interval t (generally, t <T1) between the individual unit sweep waveforms, which is the fundamental frequency sweep period T1 and the fundamental frequency sweep range F1, is changed irregularly or by a fixed amount. An example of a waveform setting that changes stepwise is shown. In this case, the frequency at each sampling time varies randomly or regularly in the fundamental frequency sweep range F1, and as a result, the averaging process is performed efficiently.
【００３０】[0030]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来の光周波数領域反射測定における単一鋸歯状周波数
掃引波形に対して、さらに意図的に設定された時間的な
変調波形を重ね合わせ、複数回の測定に亘って周波数を
シフトさせながら、データのサンプリングを行い加算平
均化処理することにより、フェーディングによる測定信
号値の揺らぎを低減することができる。このようにし
て、距離分解能のみではなく、測定物理量に対しても高
い測定精度を達成することが可能となる。As described above, according to the present invention,
A single intentionally set time-modulated waveform is superimposed on a single sawtooth frequency sweep waveform in the conventional optical frequency domain reflection measurement, and the data is shifted while shifting the frequency over a plurality of measurements. By performing sampling and addition averaging processing, fluctuation of the measurement signal value due to fading can be reduced. In this way, it is possible to achieve high measurement accuracy not only for the distance resolution but also for the measured physical quantity.
【図１】本発明に係る光周波数領域反射測定装置の一実
施例を示す構成図FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of an optical frequency domain reflection measuring device according to the present invention.
【図２】従来の周波数掃引波形を示す図FIG. 2 is a diagram showing a conventional frequency sweep waveform.
【図３】本発明に係る光源系の構成例を示す図FIG. 3 is a diagram showing a configuration example of a light source system according to the present invention.
【図４】本発明に係る周波数制御波形の一設定例を示す
図（二重周波数掃引）FIG. 4 is a diagram showing a setting example of a frequency control waveform according to the present invention (double frequency sweep).
【図５】“揺らぎ振幅／測定信号値（信号強度分散値／
信号強度平均値）”の測定回数依存性の理論値を示す図FIG. 5 shows “fluctuation amplitude / measured signal value (signal intensity variance value /
Figure showing the theoretical value of the number of measurements of "signal intensity average)"
【図６】図５と各設定パラメータとの対応表を示す図FIG. 6 is a diagram showing a correspondence table between FIG. 5 and each setting parameter;
【図７】本発明に係る周波数制御波形の他の設定例を示
す図（鋸歯状掃引とランダムステップ波形の重ね合わ
せ）FIG. 7 is a diagram showing another setting example of the frequency control waveform according to the present invention (superposition of sawtooth sweep and random step waveform)
【図８】本発明に係る周波数制御波形の他の設定例を示
す図（鋸歯状掃引間隔の制御）FIG. 8 is a diagram showing another setting example of the frequency control waveform according to the present invention (control of a sawtooth sweep interval).
１…光源系、１１ａ…注入電流制御周波数可変半導体レ
ーザ、１１ｂ…周波数可変レーザ、１２ａ…注入電流制
御部、１２ｂ…外部周波数変調器、２…第１の方向性結
合器、３…第２の方向性結合器、４…ヘテロダインレシ
ーバ、５…スペクトラムアナライザ、６…加算平均化信
号処理系。DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Light source system, 11a ... Injection current control frequency variable semiconductor laser, 11b ... Frequency variable laser, 12a ... Injection current control part, 12b ... External frequency modulator, 2 ... 1st directional coupler, 3 ... 2nd Directional coupler, 4 heterodyne receiver, 5 spectrum analyzer, 6 averaged signal processing system.
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−13835（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−118136（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−125427（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01M 11/00 - 11/02 H04B 9/00 Continuation of the front page (56) References JP-A-3-13835 (JP, A) JP-A-57-118136 (JP, A) JP-A-55-125427 (JP, A) (58) Fields studied (Int .Cl. 7 , DB name) G01M 11/00-11/02 H04B 9/00
Claims (1)
なレーザ光源と、周期Ｔ１で一定の基準周波数Ｆ０を下
限とした周波数可変範囲Ｆ１の鋸歯波形状に前記レーザ
光源の周波数を制御するとともに、当該基準周波数Ｆ０
を繰り返し毎に変化させる、または当該鋸歯状波形の位
相を任意に変化させる周波数制御部とを有する光源系
と、 前記レーザ光源の出射光を測定光と参照光とに分岐する
第１の光分岐手段と、被測定物体に入射する測定光と当
該測定物体内で反射された反射光とを分岐する第２の光
分岐手段と、 前記参照光を局発光として前記反射光をコヒーレント検
波するヘテロダインレシーバと、 前記ヘテロダインレシーバの出力を入力とするスペクト
ラムアナライザと、 前記スペクトラムアナライザの出力を複数回の測定に亘
って加算平均化処理する信号処理系とを備えたことを特
徴とする光周波数領域反射測定装置。1. A laser light source whose frequency can be arbitrarily controlled with respect to time, and a frequency of the laser light source is controlled in a sawtooth wave shape in a frequency variable range F1 with a lower limit of a fixed reference frequency F0 in a cycle T1. And the reference frequency F0
A light source system having a frequency control unit for changing the phase of the sawtooth waveform arbitrarily or a first light branch for branching out the emission light of the laser light source into measurement light and reference light Means, second light splitting means for splitting measurement light incident on the measured object and reflected light reflected in the measured object, and a heterodyne receiver for coherently detecting the reflected light using the reference light as local light. An optical frequency domain reflection measurement, comprising: a spectrum analyzer that receives an output of the heterodyne receiver as an input; and a signal processing system that performs an averaging process on the output of the spectrum analyzer over a plurality of measurements. apparatus.
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