JP3061034B2 - Thermal flow meter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、熱式流量計に関し、例
えば内燃機関の吸入空気量の計測に用いられるものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a thermal type flow meter, and is used, for example, for measuring an intake air amount of an internal combustion engine.

【０００２】[0002]

【従来の技術】従来の熱線式流量計として、発熱する感
温抵抗体を流体流路中に設置し、この発熱する感温抵抗
体の温度を所定値に維持するように通電量を帰還制御す
ることで、その通電量により流体の流量を計測するよう
にしたものが知られている。また、ほとんど発熱しない
感温抵抗体を流体流路中に設け、上記の発熱する感温抵
抗体とともにブリッジ回路を構成させて、流体の温度変
化を補償するものも知られている。2. Description of the Related Art As a conventional hot-wire flowmeter, a heat-generating temperature-sensitive resistor is installed in a fluid flow path, and the amount of electricity is controlled by feedback so as to maintain the temperature of the heat-generating temperature-sensitive resistor at a predetermined value. In order to measure the flow rate of the fluid based on the amount of current, there is a known configuration. There is also known a device in which a temperature-sensitive resistor that generates little heat is provided in a fluid flow path, and a bridge circuit is formed together with the above-mentioned heat-generating temperature-sensitive resistor to compensate for a change in fluid temperature.

【０００３】例えば、特開昭５５−４３４４７号公報に
開示される熱線式流量計が知られている。この従来技術
では、発熱する感温抵抗体への通電量を制御する演算増
幅器（オペアンプ）と、温度補償用の感温抵抗体への通
電量を制御するオペアンプとの２つの演算増幅器（オペ
アンプ）を用いることで、安定した流量計測を可能にし
ている。[0003] For example, a hot wire type flow meter disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-43447 is known. In this prior art, there are two operational amplifiers (op-amps): an operational amplifier (op-amp) for controlling the amount of current supplied to the heat-generating temperature-sensitive resistor, and an operational amplifier for controlling the amount of current supplied to the temperature-sensitive resistor for temperature compensation. By using, stable flow rate measurement is enabled.

【０００４】[0004]

【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術による
と流体流路中の流量を計測することができる。しかし、
上記のような回路では、発熱する感温抵抗体が通電によ
って発熱するとともに、本来は発熱を予定していない温
度補償用の感温抵抗体にも、通電に伴って発熱を生じる
ため、この温度補償用の感温抵抗体の発熱に起因した計
測誤差を生じるという問題点があった。かかる計測誤差
は、温度補償用の感温抵抗体への印加電圧を下げ、そこ
に流れる電流を小さくすることで抑えることができる。According to the above prior art, the flow rate in the fluid flow path can be measured. But,
In the circuit as described above, the temperature-sensitive resistor that generates heat generates heat when energized, and also generates a temperature-sensitive resistor for temperature compensation, which is not originally scheduled to generate heat, with energization. There is a problem that a measurement error occurs due to heat generation of the compensation temperature sensitive resistor. Such a measurement error can be suppressed by lowering the voltage applied to the temperature compensation resistor for temperature compensation and reducing the current flowing therethrough.

【０００５】すなわち特開昭５５−４３４４７号に記載
の構成にあっては発熱する感温抵抗体と並列に接続され
た分圧回路の分圧比を大きくすることで温度補償用の感
温抵抗体への印加電圧を下げることができる。しかし、
上記分圧回路の分圧比を大きくすると、オペアンプの入
力オフセット電圧の誤差の影響が計測誤差に大きくあら
われるという問題点があった。かかるオペアンプの入力
オフセット電圧としては、温度変化によるドリフト成
分、回路の径年変化による成分などが含まれる。That is, in the configuration described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-43447, the temperature-sensitive resistor for temperature compensation is increased by increasing the voltage dividing ratio of a voltage-dividing circuit connected in parallel with the temperature-sensitive resistor that generates heat. Voltage to be applied can be reduced. But,
When the voltage dividing ratio of the voltage dividing circuit is increased, there is a problem that the influence of the error of the input offset voltage of the operational amplifier greatly appears in the measurement error. The input offset voltage of the operational amplifier includes a drift component due to a change in temperature, a component due to a change in the diameter of the circuit, and the like.

【０００６】本発明は上記のような従来の問題点に鑑
み、計測誤差の少ない熱式流量計を提供することを目的
としてなされたものである。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and has as its object to provide a thermal type flow meter having a small measurement error.

【０００７】[0007]

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、流体流路中に設置される第１感温抵抗体
と、前記第１感温抵抗体と直列に設けられ、電源からの
供給電力を調節する第１電力調節回路と、流体流路中に
設置される第２感温抵抗体と、前記第２感温抵抗体に直
列に設けられ、前記第２感温抵抗体への供給電力を調節
する第２電力調節回路と、前記第１感温抵抗体と前記第
２感温抵抗体との検出信号が入力されるオペアンプを含
み、前記第１感温抵抗体と前記第２感温抵抗体との温度
差を所定値に維持するように前記第１電力調節回路を制
御し、前記第１感温抵抗体への供給電力を調節する第１
制御回路と、前記第２感温抵抗体への供給電力が前記第
１感温抵抗体への供給電力に対して所定比率少なくなる
ように前記第２電力調節回路を制御し、前記第２感温抵
抗体への供給電力を調節する第２制御回路とを備え、前
記第２制御回路は、前記第２感温抵抗体の両端に加わる
電圧を、前記第１感温抵抗体の両端に加わる電圧（ＶＢ
Ｒ−ＶＭ）の１／１０から１／２０程度とするよう構成
されていることを特徴とする熱式流量計という技術的手
段を採用する。In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a first temperature-sensitive resistor provided in a fluid flow path, and provided in series with the first temperature-sensitive resistor. A first power adjustment circuit for adjusting power supplied from a power supply, a second temperature-sensitive resistor provided in a fluid flow path, and a second temperature-sensitive resistor provided in series with the second temperature-sensitive resistor; A second power adjustment circuit that adjusts power supplied to the body; and an operational amplifier to which detection signals of the first temperature-sensitive resistor and the second temperature-sensitive resistor are input. A first power control circuit that controls the first power adjustment circuit to maintain a temperature difference from the second temperature sensitive resistor at a predetermined value, and adjusts power supplied to the first temperature sensitive resistor.
A control circuit, and controlling the second power adjusting circuit so that power supplied to the second temperature-sensitive resistor is reduced by a predetermined ratio with respect to power supplied to the first temperature-sensitive resistor; A second control circuit that adjusts power supplied to the resistance thermometer, wherein the second control circuit applies a voltage applied to both ends of the second resistance thermometer to both ends of the first resistance thermometer. Voltage (VB
(R-VM) is adopted so as to be about 1/10 to 1/20.

【０００８】なお、前記第２制御回路は、前記第１感温
抵抗体の両端に加わる電圧（ＶＢＲ−ＶＭ）を検出する
分圧回路（１０、１１）と、この分圧回路の検出信号が
入力されるオペアンプとを含み、前記分圧回路により、
前記第２感温抵抗体の両端に加わる電圧を、前記第１感
温抵抗体の両端に加わる電圧（ＶＢＲ−ＶＭ）の１／１
０から１／２０程度に設定していることを特徴とする請
求項１記載の熱式流量計という技術的手段を採用して構
成することができる。[0008] The second control circuit includes a voltage dividing circuit (10, 11) for detecting a voltage (VBR-VM) applied to both ends of the first temperature sensitive resistor, and a detection signal of the voltage dividing circuit. And an operational amplifier to be input, and the voltage divider circuit
The voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor is set to 1/1 of the voltage (VBR-VM) applied to both ends of the first temperature-sensitive resistor.
It can be configured by adopting the technical means of the thermal type flow meter according to claim 1, wherein the value is set to about 0 to 1/20.

【０００９】[0009]

【作用】上記本発明の構成による作用を説明する。本発
明の構成では、第１感温抵抗体と第２感温抵抗体との温
度差が所定温度差に維持されるように第１感温抵抗体へ
の供給電力が、第１電力調節回路と第１制御回路により
帰還制御される。これにより、供給電力を検出すること
で流体の流量が計測される。また、第２制御回路は、第
２感温抵抗体への供給電力を第１感温抵抗体への供給電
力に対して所定比率小さくするように第２電力調節回路
を制御する。これにより、第２感温抵抗体への供給電力
を安定化でき、第２感温抵抗体の誤差を少なくして、流
体の温度変化による流量の測定誤差が高精度に補償され
る。また、第２制御回路は、第２感温抵抗体の両端に加
わる電圧を、第１感温抵抗体の両端に加わる電圧（ＶＢ
Ｒ−ＶＭ）の１／１０から１／２０程度とする。かかる
値を採用することで、第２感温抵抗体の両端に加わる電
圧を十分に低く抑えてこの第２感温抵抗体の発熱に伴う
計測誤差が抑えられる。しかも、第２感温抵抗体の両端
に加わる電圧が過剰に小さくされないため、制御回路に
含まれるオペアンプの入力オフセット電圧の計測誤差に
与える影響が抑えられる。すなわち、上記数値範囲を採
用することで、第２感温抵抗体の発熱に伴う計測誤差
と、オペアンプの入力オフセット電圧による計測誤差と
を共に抑えることができる。The operation of the present invention will be described. In the configuration of the present invention, the power supplied to the first temperature-sensitive resistor is controlled by the first power adjustment circuit so that the temperature difference between the first temperature-sensitive resistor and the second temperature-sensitive resistor is maintained at a predetermined temperature difference. And the first control circuit performs feedback control. Thus, the flow rate of the fluid is measured by detecting the supplied power. In addition, the second control circuit controls the second power adjustment circuit so that the power supplied to the second temperature-sensitive resistor is reduced by a predetermined ratio with respect to the power supplied to the first temperature-sensitive resistor. This makes it possible to stabilize the power supplied to the second temperature sensitive resistor, reduce errors in the second temperature sensitive resistor, and compensate for a flow rate measurement error due to a fluid temperature change with high accuracy. Further, the second control circuit converts the voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor into the voltage (VB) applied to both ends of the first temperature-sensitive resistor.
R-VM) is set to about 1/10 to 1/20. By adopting such a value, the voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor is suppressed to a sufficiently low level, and the measurement error accompanying the heat generation of the second temperature-sensitive resistor is suppressed. Moreover, since the voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor is not excessively reduced, the influence on the measurement error of the input offset voltage of the operational amplifier included in the control circuit can be suppressed. That is, by employing the above numerical range, it is possible to suppress both the measurement error due to the heat generation of the second temperature sensitive resistor and the measurement error due to the input offset voltage of the operational amplifier.

【００１０】なお、第２感温抵抗体の両端に加わる電圧
は、第１感温抵抗体の両端に加わる電圧（ＶＢＲ−Ｖ
Ｍ）を検出する分圧回路によって設定することができ
る。The voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor is equal to the voltage (VBR-V) applied to both ends of the first temperature-sensitive resistor.
M) can be set by a voltage divider circuit that detects

【００１１】[0011]

【実施例】以下本発明を適用した実施例を説明する。な
お、この明細書の中では、差動増幅回路とその出力回路
とを含む回路を演算増幅器あるいはオペアンプと称する
ものとする。図１および図２は第１実施例の回路図であ
り、図１の左端Ａ−Ａ線から図２の右端Ａ−Ａ線に連な
る一連の回路図を示している。この第１実施例は、内燃
機関の吸気通路に設けられたバイパス通路に感温抵抗体
を設け、内燃機関の吸入空気量を測定するものである。Embodiments of the present invention will be described below. In this specification, a circuit including a differential amplifier circuit and an output circuit thereof is referred to as an operational amplifier or an operational amplifier. FIGS. 1 and 2 are circuit diagrams of the first embodiment, and show a series of circuit diagrams extending from the left end AA line in FIG. 1 to the right end AA line in FIG. In the first embodiment, a temperature-sensitive resistor is provided in a bypass passage provided in an intake passage of an internal combustion engine, and the amount of intake air of the internal combustion engine is measured.

【００１２】図１，図２において、１は車載バッテリ、
２はノイズ除去用コンデンサ、３は抵抗器である。４は
バッテリの端子が逆接続された時等に装置の電源ライン
がグランドに対し負電圧となった場合に後述する感温抵
抗体７の焼損を保護するための保護ダイオードである。
５は２段のパワートランジスタであり、エミッタフォロ
ク回路を構成している。６はパワートランジスタ５のベ
ースに設けられた抵抗器である。７，８は感温抵抗体で
あり、空気の流路に配置される。また、感温抵抗体７，
８はセラミック等の絶縁体ボビンに白金線を巻回した同
一のものが用いられほぼ同一抵抗値であり、また熱容
量，形状等はほぼ同じである。第１の固定抵抗器９は、
第１の感温抵抗体７に流れる電流を電圧に変換して検出
する。抵抗器１０，１１は第１の感温抵抗体７の両端電
圧を分圧するための分圧回路を構成する。１２は抵抗器
１３，１４はノイズ除去用コンデンサ、１５，１６は抵
抗器である。１７は第２の固定抵抗器、１８は第３の固
定抵抗器である。１９，２０はノイズ除去用コンデン
サ、２１は回路保護用抵抗器、２２，２３は抵抗器、２
４，２５は後述する基準電圧源１０４の出力電圧Ｖｒｅ
ｆを分圧するための分圧抵抗器である。1 and 2, reference numeral 1 denotes a vehicle-mounted battery,
Reference numeral 2 denotes a noise removing capacitor, and reference numeral 3 denotes a resistor. Reference numeral 4 denotes a protection diode for protecting the below-described temperature-sensitive resistor 7 from burning when the power supply line of the device has a negative voltage with respect to the ground when the terminals of the battery are reversely connected.
Reference numeral 5 denotes a two-stage power transistor, which constitutes an emitter follower circuit. Reference numeral 6 denotes a resistor provided at the base of the power transistor 5. Reference numerals 7 and 8 denote temperature-sensitive resistors, which are arranged in the air flow path. In addition, the temperature-sensitive resistor 7,
Reference numeral 8 denotes an identical bobbin formed by winding a platinum wire around an insulating bobbin made of ceramic or the like, having substantially the same resistance value, and having substantially the same heat capacity and shape. The first fixed resistor 9 is
The current flowing through the first temperature-sensitive resistor 7 is converted into a voltage and detected. The resistors 10 and 11 constitute a voltage dividing circuit for dividing the voltage between both ends of the first temperature-sensitive resistor 7. Reference numeral 12 denotes resistors 13 and 14, capacitors for removing noise, and reference numerals 15 and 16 denote resistors. Reference numeral 17 denotes a second fixed resistor, and reference numeral 18 denotes a third fixed resistor. 19 and 20 are noise removing capacitors, 21 is a circuit protection resistor, 22 and 23 are resistors, 2
Reference numerals 4 and 25 denote an output voltage Vre of a reference voltage source 104 described later.
It is a voltage dividing resistor for dividing f.

【００１３】１００はモノリシックＩＣ化された範囲を
示し、１０１，１０２，１０３はバッテリー電圧の過電
圧に対してモノシリックＩＣ１００を保護するためのツ
ェナーダイオードである。１０４は基準電圧源であり、
バンドギャップ型基準電圧源回路である。１０５は演算
増幅器（以下オペアンプと称する）、１０６はトランジ
スタ、１０７〜１１０はダイオード、１１１，１１２は
抵抗器、１１３はダイオードであり、１０５〜１１３の
素子で、基準電圧源１０４の出力電圧Ｖｒｅｆを基準と
して定電圧電源回路を構成している。Reference numeral 100 denotes a monolithic IC, and reference numerals 101, 102, and 103 denote Zener diodes for protecting the monolithic IC 100 against overvoltage of the battery voltage. 104 is a reference voltage source,
This is a band gap type reference voltage source circuit. Reference numeral 105 denotes an operational amplifier (hereinafter referred to as an operational amplifier), reference numeral 106 denotes a transistor, reference numerals 107 to 110 denote diodes, reference numerals 111 and 112 denote resistors, reference numeral 113 denotes diodes, and reference numerals 105 to 113 denote an output voltage Vref of the reference voltage source 104. A constant voltage power supply circuit is configured as a reference.

【００１４】２００はオペアンプの範囲を示す。オペア
ンプ２００は、抵抗器２０１，２０２，一対のＰＮＰト
ランジスタ２０３，２０４、一対のＮＰＮトランジスタ
２０５，２０６、定電流源２０７、一対のＰＮＰトラン
ジスタ２０８，２０９、一対の定電流源２１０，２１
１、電流源２１２、一対のトランジスタ２１３，２１
４、位相補償用コンデンサ２１５、抵抗器２１６，２１
７，２１８定電流源２１７，２１８、電圧反転増幅用の
ＮＰＮトランジスタ２１９、抵抗器２２０，２２１およ
びＮＰＮトランジスタ２２２，２２３を備える。オペア
ンプ２００は、オペアンブ２００の出力端子であるトラ
ンジスタ２２３のエミッタを、抵抗２０１を介してトラ
ンジスタ２０３のベースに接続しており、ボルテージホ
ロワ回路となっている。また、前記電流源２０７，２１
０，２１１，２１２，２１７，２１８は電源電圧（Ｖ
Ｂ）の変化に依存しない一定電流を供給し、ＰＮＰトラ
ンジスタを用いたカレントミラー回路で構成している。Reference numeral 200 denotes a range of the operational amplifier. The operational amplifier 200 includes resistors 201 and 202, a pair of PNP transistors 203 and 204, a pair of NPN transistors 205 and 206, a constant current source 207, a pair of PNP transistors 208 and 209, and a pair of constant current sources 210 and 21.
1, current source 212, pair of transistors 213, 21
4. Phase compensation capacitor 215, resistors 216 and 21
7, 218 are provided with constant current sources 217, 218, an NPN transistor 219 for voltage inversion amplification, resistors 220, 221 and NPN transistors 222, 223. The operational amplifier 200 has a voltage follower circuit in which the emitter of the transistor 223, which is the output terminal of the operational amplifier 200, is connected to the base of the transistor 203 via the resistor 201. Further, the current sources 207 and 21
0, 211, 212, 217 and 218 are power supply voltages (V
A constant current that does not depend on the change in B) is supplied, and a current mirror circuit using a PNP transistor is used.

【００１５】３００はオペアンプの範囲を示す。オペア
ンプ３００は抵抗器３０１，３０２、一対のＰＮＰトラ
ンジスタ３０３，３０４、抵抗器３０５，３０６、定電
流源３０７、一対のＮＰＮトランジスタ３０８，３０
９、一対のＰＮＰトランジスタ３１０，３１１、一対の
定電流源３１２，３１３、定電流源３１４、一対のトラ
ンジスタ３１５，３１６、位相補償用のコンデンサ３１
７、抵抗器３１８、定電流源３１９，３２０、電圧反転
増幅用のＮＰＮトランジスタ３２１、ＰＮＰトランジス
タ３２２〜３２６、および定電流源３２７〜３３１を備
える。そして、抵抗器３０５と抵抗器３０６は基準電圧
源１０４の基準電圧Ｖｒｅｆを分圧し、トランジスタ３
０８のエミッタに抵抗器３０５が設けられることで、オ
ペアンプ３００にオフセット電圧を作用させている。前
記電流源３１２，３１３，３１４，３１９，３２０は電
源電圧（ＶＢ）の変化に依存しない一定電流を供給し、
具体的には、ＰＮＰトランジスタを用いたカレントミラ
ー回路で構成している。Reference numeral 300 denotes a range of the operational amplifier. The operational amplifier 300 includes resistors 301 and 302, a pair of PNP transistors 303 and 304, resistors 305 and 306, a constant current source 307, and a pair of NPN transistors 308 and 30.
9, a pair of PNP transistors 310 and 311, a pair of constant current sources 312 and 313, a constant current source 314, a pair of transistors 315 and 316, and a capacitor 31 for phase compensation
7, a resistor 318, constant current sources 319 and 320, an NPN transistor 321 for voltage inversion amplification, PNP transistors 322 to 326, and constant current sources 327 to 331. Then, the resistors 305 and 306 divide the reference voltage Vref of the reference voltage source 104, and
The offset voltage is applied to the operational amplifier 300 by providing the resistor 305 to the emitter 08. The current sources 312, 313, 314, 319, and 320 supply a constant current that does not depend on a change in the power supply voltage (VB).
Specifically, it is composed of a current mirror circuit using PNP transistors.

【００１６】４００，５００はオペアンプである。図１
に図示される回路のうち、オペアンプ２００，３００と
５〜１９の素子で構成される回路がブリッジ回路及びそ
の制御回路である。そして、オペアンプ４００，５００
と２０〜２５の素子で構成される回路が、ブリッジ回路
から流量と相関を持った電圧として検出される電圧ＶＭ
を増幅し出力するための出力回路である。Reference numerals 400 and 500 denote operational amplifiers. FIG.
Among the circuits shown in FIG. 2, a circuit composed of operational amplifiers 200 and 300 and elements 5 to 19 is a bridge circuit and a control circuit thereof. And operational amplifiers 400 and 500
And a circuit composed of 20 to 25 elements, a voltage VM detected as a voltage correlated with the flow rate from the bridge circuit.
Is an output circuit for amplifying and outputting.

【００１７】次に上記の構成による回路各部の作動を説
明する。装置１にバッテリ１から電源が供給されると、
基準電圧源１０４は基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。この
基準電圧はバンドギャップ型の回路で作られ、約１．２
Ｖの温度特性に優れた高精度な基準電圧である。このＶ
ｒｅｆ電圧を基準として、１０５〜１１３で構成される
定電圧電源回路で定電圧ＶＣＣを作り他の回路の電源と
して供給している。この定電圧回路において、ＶＣＣは
下記数式１で与えられる。Next, the operation of each part of the circuit according to the above configuration will be described. When power is supplied from the battery 1 to the device 1,
The reference voltage source 104 outputs a reference voltage Vref. This reference voltage is made by a band gap type circuit,
This is a high-precision reference voltage having excellent temperature characteristics of V. This V
With reference to the ref voltage, a constant voltage VCC is formed by a constant voltage power supply circuit composed of 105 to 113 and supplied as power for other circuits. In this constant voltage circuit, VCC is given by Equation 1 below.

【００１８】[0018]

【数１】 (Equation 1)

【００１９】なお、この数式１において、Ｒ１１１，Ｒ
１１２は各々抵抗器１１１，１１２の抵抗値を示し、Ｖ
Ｆは直列接続されたダイオード１０７〜１１０，１１３
の順方向電圧降下を示す。この順方向電圧降下ＶＦは−
２ｍＶ／℃程度の温度依存があり、従って、上式からわ
かるようにＶＣＣには温度依存性が与えられている。次
にブリッジ回路の作動を説明する。まず、装置に電源が
供給されたときのブリッジ回路の起動について説明す
る。装置に電源が供給されると、定電圧Ｖｃｃが供給さ
れる。この実施例では、パワートランジスタ５を駆動す
るオペアンプ３００の出力部にトランジスタ３２２〜３
２６によって構成されるエミッタホロワ回路を設け、ト
ランジスタ３２１のコレクタの電圧よりトランジスタ３
２６のエミッタの電圧を高めている。このため、トラン
ジスタ３２６のエミッタ端子の電圧は、オペアンプ３０
０の入力トランジスタ３０３、３０４のベースに加わる
電圧に関係なく所定範囲の電圧となる。このため、装置
に電源が供給された直後にも、トランジスタ３２６のエ
ミッタ端子の電圧は、オペアンプ３００の入力に関係な
く所定範囲の電圧となる。In the equation 1, R111, R111
Reference numeral 112 denotes resistance values of the resistors 111 and 112, respectively.
F denotes diodes 107 to 110 and 113 connected in series.
Shows the forward voltage drop of This forward voltage drop VF is-
There is a temperature dependence of about 2 mV / ° C., and therefore, as can be seen from the above equation, VCC is given a temperature dependence. Next, the operation of the bridge circuit will be described. First, activation of the bridge circuit when power is supplied to the device will be described. When power is supplied to the device, a constant voltage Vcc is supplied. In this embodiment, the transistors 322 through 322 are connected to the output of the operational amplifier 300 that drives the power transistor 5.
26 is provided, and the transistor 3
The voltage of the emitter 26 is increased. Therefore, the voltage at the emitter terminal of the transistor 326 is
The voltage is within a predetermined range regardless of the voltage applied to the bases of the 0 input transistors 303 and 304. Therefore, immediately after power is supplied to the device, the voltage of the emitter terminal of the transistor 326 becomes a voltage in a predetermined range regardless of the input of the operational amplifier 300.

【００２０】このトランジスタ３２６のエミッタ端子の
電圧ＶＥの最小値ＶＥ（ＭＩＮ）と最大値ＶＥ（ＭＡ
Ｘ）とは、トランジスタ３２２〜３２６の各々のエミッ
タ−ベース間の順方向電圧降下をＶＢＥ１とすると、下
記の数式２、数式３で表される。The minimum value VE (MIN) and the maximum value VE (MA) of the voltage VE at the emitter terminal of the transistor 326 are shown.
X) is expressed by the following Expressions 2 and 3, where VBE1 is the forward voltage drop between the emitter and the base of each of the transistors 322 to 326.

【００２１】[0021]

【数２】ＶＥ（ＭＩＮ）≒５×ＶＢＥ１## EQU2 ## VE (MIN) ≒ 5 × VBE1

【００２２】[0022]

【数３】ＶＥ（ＭＡＸ）≒５×ＶＢＥ１＋Ｖｃｃ 上記のようにしてトランジスタ３２６のエミッタ端子に
電圧が発生すると、エミッタホロワ回路を構成するトラ
ンジスタ５が導通し、トランジスタ５のエミッタ電圧が
オペアンプ３００の入力に関係なく所定範囲の電圧とな
る。## EQU3 ## VE (MAX) に 5 × VBE1 + Vcc When a voltage is generated at the emitter terminal of the transistor 326 as described above, the transistor 5 forming the emitter follower circuit conducts, and the emitter voltage of the transistor 5 is applied to the input of the operational amplifier 300. Regardless of the voltage, the voltage is within a predetermined range.

【００２３】このトランジスタ５のエミッタ電圧ＶＢＲ
の最小値ＶＢＲ（ＭＩＮ）と最大値ＶＢＲ（ＭＡＸ）と
は、下記の数式４、数式５で表される。The emitter voltage VBR of this transistor 5
The minimum value VBR (MIN) and the maximum value VBR (MAX) of are expressed by the following Expressions 4 and 5.

【００２４】[0024]

【数４】 ＶＢＲ（ＭＩＮ）＝５×ＶＢＥ１−２×ＶＢＥ２VBR (MIN) = 5 × VBE1-2 × VBE2

【００２５】[0025]

【数５】ＶＢＲ（ＭＡＸ）＝５×ＶＢＥ１＋ＶＣＣ−２
×ＶＢＥ２ なお、この数式４では、２段のダーリントン接続からな
るトランジスタ５の各トランジスタのベース−エミッタ
間の順方向電圧降下をＶＢＥ２として、トランジスタ５
のベース−エミッタ間の順方向電圧降下を２×ＶＢＥ２
としてある。VBR (MAX) = 5 × VBE1 + VCC-2
× VBE2 In Equation 4, the forward voltage drop between the base and the emitter of each transistor of the two-stage Darlington-connected transistor 5 is defined as VBE2,
Is 2 × VBE2
There is.

【００２６】ここで、常温におけるＶＢＥ１とＶＢＥ２
とをほぼ０．７（Ｖ）とすると、ＶＢＲは２．１〜ＶＣ
Ｃ＋２．１（Ｖ）の範囲の電圧となる。以上の作動によ
り、オペアンプ３００の入力状態に関係なく所定範囲の
電圧が感温抵抗体７、８を含むブリッジ回路に印加さ
れ、オペアンプ３００の入力となる電圧ＶＭとＶＫとが
発生する。この時は電源の供給直後であるため、第１の
感温抵抗体７はまだ発熱していないから、ＶＭ＞ＶＫと
なる。このため、オペアンプ３００の出力（トランジス
タ３２６のエミッタ電圧）はＶＣＣ＋５×ＶＢＥ１とな
り、トランジスタ５のエミッタ電圧は５×ＶＢＥ１＋Ｖ
ＣＣ−２×ＶＢＥ２の最大電圧となる。この結果、感温
抵抗体７には最大の電流が通電され、感温抵抗体７が発
熱して抵抗値が上昇し、電圧ＶＭが低下する。そして、
ＶＭ＝ＶＫとなるようにオペアンプ３００がトランジス
タ５を制御する。Here, VBE1 and VBE2 at normal temperature
Is approximately 0.7 (V), VBR is 2.1 to VC
The voltage is in the range of C + 2.1 (V). By the above operation, a voltage in a predetermined range is applied to the bridge circuit including the temperature-sensitive resistors 7 and 8 regardless of the input state of the operational amplifier 300, and the voltages VM and VK to be input to the operational amplifier 300 are generated. At this time, since the power is supplied immediately, the first temperature-sensitive resistor 7 has not yet generated heat, so that VM> VK. Therefore, the output of the operational amplifier 300 (the emitter voltage of the transistor 326) is VCC + 5 × VBE1, and the emitter voltage of the transistor 5 is 5 × VBE1 + V
The maximum voltage is CC-2 × VBE2. As a result, the maximum current flows through the temperature-sensitive resistor 7, the temperature-sensitive resistor 7 generates heat, the resistance value increases, and the voltage VM decreases. And
The operational amplifier 300 controls the transistor 5 so that VM = VK.

【００２７】以上に説明したように、この実施例ではト
ランジスタ５のエミッタ端子の電圧がとりうる最大値が
制限されているから、バッテリの電源電圧ＶＢが変動し
てもエミッタ端子の電圧ＶＢＲが過度に上昇することが
ない。例えば、バッテリの電圧が通常使用時の電圧より
はるかに高い電圧となったり、何らかの外乱ノイズによ
ってＶＭ、ＶＫが異常値をとるようなことがあっても、
電圧ＶＢＲが過度に上昇することがなく、感温抵抗体が
保護される。As described above, in this embodiment, since the maximum value of the voltage at the emitter terminal of the transistor 5 is limited, the voltage VBR at the emitter terminal becomes excessive even if the power supply voltage VB of the battery fluctuates. Never rise. For example, even if the battery voltage becomes much higher than the voltage in normal use, or VM or VK takes an abnormal value due to some disturbance noise,
The voltage VBR does not rise excessively, and the temperature sensitive resistor is protected.

【００２８】また、トランジスタのベース−エミッタ間
の順方向電圧降下ＶＢＥは公知のように−２（ｍＶ／°
Ｃ）程度の温度特性を有している。このため、電圧ＶＢ
Ｒは、上記の数式４、数式５に示したように、およそ３
×ＶＢＥの温度特性を有している。そこでこの実施例で
は、定電圧電源回路にダイオード１０７〜１１０、１１
３を使用することで、電圧ＶＣＣに＋６（ｍＶ／°Ｃ）
程度の温度特性を与え、上記の３×ＶＢＥの温度特性に
よる電圧ＶＢＲの最大値の変化をキャンセルしている。
これにより、電圧ＶＢＲの最大値を温度、および電源電
圧ＶＢに関係なくほぼ一定に維持することができる。The forward voltage drop VBE between the base and the emitter of the transistor is -2 (mV / °
It has a temperature characteristic of about C). Therefore, the voltage VB
R is approximately 3 as shown in Equations 4 and 5 above.
× VBE temperature characteristics. Therefore, in this embodiment, the diodes 107 to 110, 11
3, the voltage VCC is +6 (mV / ° C).
A degree of temperature characteristic is given to cancel a change in the maximum value of the voltage VBR due to the temperature characteristic of 3 × VBE.
As a result, the maximum value of voltage VBR can be maintained substantially constant regardless of the temperature and power supply voltage VB.

【００２９】なお、電圧ＶＢＲの最大値は、検出対象の
最大流量時に必要な電圧よりいくらか高く、かつ、感温
抵抗体等のブリッジ回路を保護する程度の値に設定され
る。次にブリッジ回路起動後の作動について説明する。
ブリッジ回路を構成する主要な部品は、オペアンプ２０
０，３００，トランジスタ５，感温抵抗器７，８，固定
抵抗器９〜１１，１７，１８である。以下、第１の感温
抵抗体７の抵抗値をＲＨ、第２の感温抵抗体８の抵抗値
をＲＫ、第１の固定抵抗器９の抵抗値をＲ９、第１の固
定抵抗器１７の抵抗値をＲ１７、第３の固定抵抗器１８
の抵抗値をＲ１８、固定抵抗器１０，１１の抵抗値をＲ
１０，Ｒ１１として表わす。また、図中のＶＢＲ，Ｖ
Ｍ，ＶＫはその記号の付してある部分の電圧を表わすも
のである。The maximum value of the voltage VBR is set to a value which is somewhat higher than the voltage required at the time of the maximum flow rate of the detection target and which protects a bridge circuit such as a temperature-sensitive resistor. Next, the operation after the activation of the bridge circuit will be described.
The main components that make up the bridge circuit are the operational amplifier 20
0, 300, transistor 5, temperature-sensitive resistor 7, 8, fixed resistor 9-11, 17, 18; Hereinafter, the resistance value of the first temperature-sensitive resistor 7 is RH, the resistance value of the second temperature-sensitive resistor 8 is RK, the resistance value of the first fixed resistor 9 is R9, and the first fixed resistor 17 is The resistance value of R17 and the third fixed resistor 18
Is R18, and the resistance values of the fixed resistors 10, 11 are R
Expressed as 10, R11. Also, VBR, V in the figure
M and VK represent the voltages of the portions marked with the symbols.

【００３０】上記の起動時の作動によりブリッジ回路に
通電されると、オペアンプ２００，３００の入力電圧が
発生し、オペアンプ３００の入力電圧には下記数式６の
条件が成立する。一方、オペアンプ２００の入力電圧に
は、下記数式７の条件が成立する。When the bridge circuit is energized by the above-described operation at the time of starting, input voltages of the operational amplifiers 200 and 300 are generated, and the input voltage of the operational amplifier 300 satisfies the following equation (6). On the other hand, the input voltage of the operational amplifier 200 satisfies the condition of Expression 7 below.

【００３１】[0031]

【数６】ＶＭ＋ＶＯＳ３＝ＶＫ[Formula 6] VM + VOS3 = VK

【００３２】[0032]

【数７】 (Equation 7)

【００３３】上記数式６に数式７を代入すると下記数式
８が導かれ、さらに下記数式９で表わされる電圧ＶＢＲ
を代入して整理すると下記数式１０が導かれる。この数
式１０が、ブリッジ回路の平衡条件式である。なお、Ｒ
Ｈ≪Ｒ１０＋Ｒ１１とする。By substituting equation (7) into equation (6), the following equation (8) is derived, and the voltage VBR expressed by the following equation (9) is obtained.
Substituting the above and rearranging leads to Equation 10 below. Equation 10 is an equilibrium condition equation of the bridge circuit. Note that R
H≪R10 + R11.

【００３４】[0034]

【数８】 (Equation 8)

【００３５】[0035]

【数９】 (Equation 9)

【００３６】[0036]

【数１０】 (Equation 10)

【００３７】上式においてＶＯＳ３はオペアンプ３００
のオフセット電圧である。この電圧ＶＯＳ３は基準電圧
源１０４の出力である電圧Ｖｒｅｆを抵抗３０６，３０
５からなる分圧回路で分圧したオフセット電圧ΔＶとオ
ペアンプ３００の内部回路で前記ΔＶ以外に発生する内
部オフセット電圧（ＶＯＳ３Ｄとする）とで決まり下記
の数式１１で表わされる。In the above equation, VOS3 is the operational amplifier 300
Offset voltage. The voltage VOS3 is obtained by changing the voltage Vref output from the reference voltage source 104 to the resistors 306 and 30.
5 and an internal offset voltage (referred to as VOS3D) generated in the internal circuit of the operational amplifier 300 other than the ΔV in the internal circuit of the operational amplifier 300, and is represented by the following equation (11).

【００３８】[0038]

【数１１】ＶＯＳ３＝ΔＶ＋ＶＯＳ３Ｄ 電圧ＶＯＳ３Ｄは主にトランジスタ３０３と３０４，３
０８と３０９，３１０と３１１のそれぞれのペア性の不
整合及び電流源３１２と３１３の不整合によって生じる
内部オフセット電圧である。電圧ＶＯＳ２はオペアンプ
２００の内部オフセット電圧であり、オペアンプ３００
の内部オフセット電圧ＶＯＳ３Ｄと同じ理由により生ず
る。VOS3 = ΔV + VOS3D The voltage VOS3D is mainly determined by the transistors 303, 304, and 3
The internal offset voltage is caused by the mismatch between the pairings 08 and 309, the pairs 310 and 311 and the mismatch between the current sources 312 and 313. The voltage VOS2 is an internal offset voltage of the operational amplifier 200, and
Occurs for the same reason as the internal offset voltage VOS3D.

【００３９】なお、以下の説明では作動説明を簡単にす
るために、ＶＯＳ２，ＶＯＳ３を０（Ｖ）として説明す
る。前述の数式１０においてＶＯＳ２，ＶＯＳ３を０
（Ｖ）として式を整理すると、ブリッジ平衡条件式は下
記数式１２となる。In the following description, VOS2 and VOS3 are assumed to be 0 (V) to simplify the operation. In the above equation 10, VOS2 and VOS3 are set to 0.
When the equations are arranged as (V), the bridge equilibrium condition equation becomes the following equation 12.

【００４０】[0040]

【数１２】 (Equation 12)

【００４１】上式の右辺は空気流路に設置される第２の
感温抵抗体８の抵抗値ＲＫと固定抵抗器の抵抗値Ｒ１
７，Ｒ１８，Ｒ１０，Ｒ１１で決まる。ここで空気流路
に設置される感温抵抗体７，８はほぼ同一抵抗でかつ、
同一熱容量を持つ感温抵抗体であるが、第２の感温抵抗
体８は自己発熱しないようそこに加わる電圧が調節され
ている。この実施例では、抵抗１０，１１の分圧回路と
オペアンプ２００によって、第２の感温抵抗体８の両端
に加わる電圧は、第１の感温抵抗体７の両端に加わる電
圧（ＶＢＲ−ＶＭ）の１／１０〜１／２０程度となるよ
う設定している。従って、上記数式１２の右辺は、第２
の感温抵抗体８の温度が空気流路を流れる空気温度にほ
ぼ等しくなることから、この空気温度によって決まる値
となる。The right side of the above equation is the resistance value RK of the second temperature sensitive resistor 8 installed in the air flow path and the resistance value R1 of the fixed resistor.
7, R18, R10 and R11. Here, the temperature-sensitive resistors 7 and 8 installed in the air passage have substantially the same resistance, and
Although the temperature sensing resistors have the same heat capacity, the voltage applied thereto is adjusted so that the second temperature sensing resistor 8 does not generate heat. In this embodiment, the voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor 8 is changed by the voltage dividing circuit of the resistors 10 and 11 and the operational amplifier 200 to the voltage (VBR-VM) applied to both ends of the first temperature-sensitive resistor 7. ) Is set to be about 1/10 to 1/20. Therefore, the right side of the above equation 12 is the second
Is substantially equal to the temperature of the air flowing through the air flow path, so that the value is determined by this air temperature.

【００４２】一方、数式１２の左辺のＲＨ／Ｒ９は、Ｒ
９が第１の固定抵抗であるから、第１の感温抵抗体７の
抵抗値ＲＨによって決まる値となる。第１の感温抵抗体
７は空気流路に設置されており、そこに流れる電流をＩ
とすると、Ｉ2 ＲＨの電力を消費し、発熱する。この発
熱電力Ｉ2 ＲＨは空気流路を流れる空気に放熱されるの
で、この流路を流れる空気流量が多いか、少ないかによ
って空気に奪われる熱量が変わってくる。このため、空
気量に応じて温度が変化し、抵抗値ＲＨも変化しようと
するが、第１の感温抵抗７の抵抗値ＲＨが変わらないよ
うオペアンプ３００がトランジスタ５からの通電量を制
御する。つまり、空気流量に応じて前記Ｉを変化させる
ことにより、Ｉ2 ＲＨを変化させＲＨが常に所定抵抗値
になるよう制御される。On the other hand, RH / R9 on the left side of Expression 12 is R
Since 9 is the first fixed resistor, the value is determined by the resistance value RH of the first temperature-sensitive resistor 7. The first temperature-sensitive resistor 7 is provided in the air flow path, and the current flowing therethrough is expressed by I
Then, the power of I2 RH is consumed and heat is generated. Since the generated power I2 RH is radiated to the air flowing through the air flow path, the amount of heat taken by the air changes depending on whether the flow rate of the air flowing through the flow path is large or small. Therefore, the temperature changes in accordance with the air amount, and the resistance value RH also tends to change. However, the operational amplifier 300 controls the amount of current supplied from the transistor 5 so that the resistance value RH of the first temperature-sensitive resistor 7 does not change. . That is, by changing I according to the air flow rate, I2 RH is changed so that RH is always controlled to a predetermined resistance value.

【００４３】具体的には、回路図中のＶＢＲを変化させ
ることにより、前述のＩを変化させる。従って、この電
流Ｉは空気流量に相関を持った値である。そしてこの実
施例では、第１の固定抵抗９の電圧降下電圧（Ｉ×Ｒ
９）を検出することにより、空気流量に相関を持った電
圧を検出している。この電圧（ＶＭ）を後述する出力回
路にて増幅し、流量信号電圧として図示せぬ燃料噴射量
制御装置に出力する。More specifically, I is changed by changing VBR in the circuit diagram. Therefore, the current I is a value having a correlation with the air flow rate. In this embodiment, the voltage drop of the first fixed resistor 9 (I × R
By detecting 9), a voltage correlated with the air flow rate is detected. This voltage (VM) is amplified by an output circuit described later, and is output as a flow signal voltage to a fuel injection amount control device (not shown).

【００４４】次に、第２の感温抵抗体８の役割について
詳細に説明する。前述のように第２の感温抵抗体８は、
ほぼ自己発熱させない（自己発熱は約１℃以下が望まし
い）ことが前提であり、この感温抵抗体８は空気流路を
流れる空気温度を計測しているものである。感温抵抗体
７，８の抵抗値は３８００ｐｐｍ／℃の温度依存性を有
している。この実施例では、この感温抵抗体８を有する
ことによって、流路を流れる空気温度変化を補償してお
り、流れる空気温度に関係することなく、流量に相関を
持った電圧（ＶＭ）を得ている。Next, the role of the second temperature sensitive resistor 8 will be described in detail. As described above, the second temperature-sensitive resistor 8 is
It is premised that self-heating is not substantially generated (self-heating is preferably about 1 ° C. or less), and the temperature-sensitive resistor 8 measures the temperature of air flowing through the air flow path. The resistance values of the temperature sensitive resistors 7 and 8 have a temperature dependency of 3800 ppm / ° C. In this embodiment, the temperature-sensitive resistor 8 compensates for a change in the temperature of the air flowing through the flow path, and obtains a voltage (VM) having a correlation with the flow rate regardless of the temperature of the flowing air. ing.

【００４５】具体的には、第２の感温抵抗体８の温度に
対し、第１の感温度抵抗体７の温度を常に一定温度高く
すれば良い。これは、数式１２においてＲ１７，Ｒ１８
を未知数として、具体的温度の２点について連立方程式
を立て、解くことにより、Ｒ１７，Ｒ１８を設定すれば
容易に実現できる。また第１，第２の感温抵抗体の温度
差に空気流路を流れる空気温度に応じて温度依存性を与
えることも前述の抵抗値Ｒ１７，Ｒ１８の前提により容
易に温度依存性を与えることもできる。More specifically, the temperature of the first temperature-sensitive resistor 7 may be always higher than the temperature of the second temperature-sensitive resistor 8 by a certain temperature. This is because R17, R18
Can be easily realized if R17 and R18 are set by setting and solving simultaneous equations for two points of the specific temperature, using as an unknown number. Also, the temperature difference can be given to the temperature difference between the first and second temperature-sensitive resistors according to the temperature of the air flowing through the air flow path, and the temperature dependency can be easily given by the above-described resistance values R17 and R18. Can also.

【００４６】次にＶＯＳ２，ＶＯＳ３を含めて回路の作
動を説明する。上記の数式１０に示されるブリッジ平衡
条件式を変形して、流量に相関を持った電圧ＶＭを求め
ると、下記数式１３となり、上述のＶＯＳ３＝ΔＶ＋Ｖ
ＯＳ３Ｄを代入すると数式１４となる。Next, the operation of the circuit including VOS2 and VOS3 will be described. When the voltage VM having a correlation with the flow rate is obtained by modifying the bridge equilibrium condition expression shown in Expression 10 above, the following Expression 13 is obtained, and the above-mentioned VOS3 = ΔV + V
Formula 14 is obtained by substituting OS3D.

【００４７】[0047]

【数１３】 (Equation 13)

【００４８】[0048]

【数１４】 [Equation 14]

【００４９】この数式１４をオフセット電圧について整
理すると下記の数式１５となる。The following Expression 15 is obtained by rearranging Expression 14 with respect to the offset voltage.

【００５０】[0050]

【数１５】 (Equation 15)

【００５１】この数式１５の右辺第２頁括弧内の式がこ
の実施例の回路構成における総合オフセット電圧ＶＯＳ
である。数式１５からわかるように、オペアンプ３００
の内部オフセット電圧ＶＯＳ３Ｄとオペアンプ２００の
内部オフセット電圧は相殺するよう作用する。すなわ
ち、ＶＯＳ３Ｄ及びＶＯＳ２は０（Ｖ）が理想である
が、現実的にはオペアンプ内のペア素子の不整合等によ
り必ずオフセット電圧が生じる。そこでこの実施例で
は、ＶＯＳ３ＤとＶＯＳ２とを相殺させている。そのた
めにこの実施例ではモノリックＩＣ１００内つまり、１
チップ上にオペアンプ２００，３００を作り、オペアン
プ２００，３００のチップ上への配置，素子サイズの最
適化等により、ＶＯＳ２≒ＶＯＳ３Ｄとしている。これ
により、総合オフセット電圧ＶＯＳを理想のＶＯＳ＝Δ
Ｖに近づけることができる。The expression in parentheses on the second page on the right side of Expression 15 is the total offset voltage VOS in the circuit configuration of this embodiment.
It is. As can be seen from Equation 15, the operational amplifier 300
And the internal offset voltage of the operational amplifier 200 act to cancel each other. That is, VOS3D and VOS2 are ideally 0 (V), but in reality, an offset voltage always occurs due to a mismatch between the pair elements in the operational amplifier. Therefore, in this embodiment, VOS3D and VOS2 are offset. For this reason, in this embodiment, in the monolithic IC 100,
The operational amplifiers 200 and 300 are formed on the chip, and VOS2 ≒ VOS3D is set by arranging the operational amplifiers 200 and 300 on the chip and optimizing the element size. As a result, the total offset voltage VOS is set to the ideal VOS = Δ
V can be approached.

【００５２】また、このようにして作ったオペアンプの
内部オフセットの温度ドリフトもＶＯＳ２とＶＯＳ３Ｄ
でほぼ同じとなる。ここで、数式１５の右辺第２頁のＲ
１８／ＲＫ＋Ｒ１７＋Ｒ１８は、抵抗器１０，１１の分
圧比でほぼ決まるが、第２の感温抵抗体８の自己発熱が
ほとんど無視できる程度（自己発熱１℃以下）に抑えら
れると０．７〜０．９の値となる。The temperature drift of the internal offset of the operational amplifier thus produced is also reduced by VOS2 and VOS3D.
Is almost the same. Here, R on the second page on the right side of Expression 15
18 / RK + R17 + R18 is substantially determined by the voltage division ratio of the resistors 10 and 11, but is 0.7 to 0 when the self-heating of the second temperature-sensitive resistor 8 is suppressed to almost negligible level (self-heating 1 ° C. or less). .9.

【００５３】総合オフセット電圧ＶＯＳはブリッジ回路
を安定に作動させるために必要であり、正の電圧でなけ
ればならない。すなわちＶＯＳが負の場合はオペアンプ
３００の入力と出力の関係でみると正帰還がかかること
になり、不安定になり発振現象が発生する。以上の理由
によりＶＯＳは正の電圧である必要があるが、この正の
ＶＯＳの大小によってブリッジ回路の応答性が左右され
る。具体的には空気流路を流れる空気量が急激に変化し
た場合の流量信号である電圧ＶＭの応答が総合オフセッ
ト電圧ＶＯＳの値によって変わる。総合オフセット電圧
ＶＯＳが大きいとブリッジ回路の負帰還が強くなり応答
性は遅くなる。逆にＶＯＳが小さいほど負帰還は弱くな
り応答性は早くなる。応答性を早くすると過渡時にリン
ギング等が発生し好ましくない。応答性が遅いと過渡時
の流量が計れないので問題となる。そこで総合オフセッ
ト電圧ＶＯＳの最適化が必要であり、通常このＶＯＳは
数ｍＶに設定する。以上の理由によりＶＯＳはできる限
りバラツキの少ない所定電圧値であることが望ましい。
この実施例では、数式１５に示す総合オフセット電圧の
誤差要素であるオペアンプ２００のオフセット電圧ＶＯ
Ｓ２とオペアンプ３００の内部オフセット電圧ＶＯＳ３
Ｄが相殺するよう、作用するので総合オフセット電圧Ｖ
ＯＳの誤差を最小限に抑えている。The total offset voltage VOS is necessary for stable operation of the bridge circuit, and must be a positive voltage. That is, when VOS is negative, positive feedback is applied in view of the relationship between the input and output of the operational amplifier 300, and the operation becomes unstable, and an oscillation phenomenon occurs. For the above reasons, VOS needs to be a positive voltage, but the magnitude of this positive VOS affects the responsiveness of the bridge circuit. Specifically, the response of the voltage VM, which is the flow signal when the amount of air flowing through the air flow path changes abruptly, changes according to the value of the total offset voltage VOS. If the total offset voltage VOS is large, the negative feedback of the bridge circuit becomes strong, and the response becomes slow. Conversely, the smaller the VOS, the weaker the negative feedback and the faster the response. If the response is made faster, ringing or the like occurs during a transition, which is not preferable. If the response is slow, a problem arises because the flow rate during the transition cannot be measured. Therefore, it is necessary to optimize the total offset voltage VOS, and this VOS is usually set to several mV. For the above reasons, it is desirable that VOS be a predetermined voltage value with as little variation as possible.
In this embodiment, the offset voltage VO of the operational amplifier 200 which is an error element of the total offset voltage shown in Expression 15
S2 and the internal offset voltage VOS3 of the operational amplifier 300
D acts to cancel each other, so that the total offset voltage V
OS errors are minimized.

【００５４】また、この実施例では、第１の感温度抵抗
体７と抵抗器９，１０，１１に流す電流をトランジスタ
５を介して電源電圧ＶＢから得ている。これにより、第
１の感温抵抗体７に流す電流を、抵抗器３を通して得る
場合より、最低作動電圧を下げることができる。さらに
この実施例では、第２の感温抵抗体８と抵抗器１７，１
８との直列回路に流す電流もトランジスタ５のエミッタ
から供給している。すなわち、オペアンプ２００の出力
トランジスタ２２３のコレクタは、抵抗器１５を介して
トランジスタ５のエミッタに接続され、トランジスタ２
２３のエミッタは第２の感温抵抗体８に接続されてい
る。In this embodiment, the current flowing through the first temperature-sensitive resistor 7 and the resistors 9, 10, and 11 is obtained from the power supply voltage VB via the transistor 5. Thereby, the minimum operating voltage can be reduced as compared with the case where the current flowing through the first temperature-sensitive resistor 7 is obtained through the resistor 3. Further, in this embodiment, the second temperature-sensitive resistor 8 and the resistors 17, 1
8 is also supplied from the emitter of the transistor 5. That is, the collector of the output transistor 223 of the operational amplifier 200 is connected to the emitter of the transistor 5 via the resistor 15, and
The emitter 23 is connected to the second temperature-sensitive resistor 8.

【００５５】ここで、第２の感温抵抗体８に供給する電
流は数ｍＡ〜数十ｍＡになり、この電流を定電圧源のＶ
ＣＣから供給しようとすると、抵抗器３を流れる電流が
増加し、この抵抗器３における電圧降下が大きくなっ
て、回路が作動可能な最低作動電圧が高くなってしまう
という問題点が生じる。また、これを回避するために抵
抗器３の抵抗値を小さくすると、過電圧保護用のツェナ
ーダイオード１０１，１０２，１０３の容量を高める必
要が生じ、モノリシックＩＣ１００のチップサイズの大
型化，コストアップ等の問題点が生じる。Here, the current supplied to the second temperature-sensitive resistor 8 is several mA to several tens mA, and this current is supplied to the constant voltage source V
When the current is supplied from the CC, the current flowing through the resistor 3 increases, and the voltage drop at the resistor 3 becomes large, thereby causing a problem that the minimum operating voltage at which the circuit can operate becomes high. If the resistance of the resistor 3 is reduced to avoid this, the capacity of the Zener diodes 101, 102, and 103 for overvoltage protection needs to be increased, and the chip size of the monolithic IC 100 becomes large, the cost increases, and the like. Problems arise.

【００５６】しかし、この実施例の上記構成によると、
第２の感温抵抗体８の電流をトランジスタ５を介して電
源電圧ＶＢから得ているため、上述のごとき問題点を生
じることがない。なお、抵抗器１５はトランジスタ２２
３の消費電力を低減するための抵抗であり、これを取り
除いて回路を構成してもよい。前述の作動説明でわかる
ように、第１の感温抵抗体７の消費電力は、抵抗器９〜
１８，オペアンプ２００，３００，トランジスタ５等に
より構成される制御回路により、帰還制御される。この
帰還制御ループ内には以下に述べる電圧増幅回路が介在
している。However, according to the above configuration of this embodiment,
Since the current of the second temperature-sensitive resistor 8 is obtained from the power supply voltage VB via the transistor 5, the above-described problem does not occur. The resistor 15 is connected to the transistor 22
3 is a resistor for reducing power consumption, and may be removed to form a circuit. As can be seen from the above description of operation, the power consumption of the first temperature-sensitive resistor 7 is
18, a feedback control is performed by a control circuit including the operational amplifiers 200 and 300, the transistor 5, and the like. The voltage control circuit described below is interposed in the feedback control loop.

【００５７】オペアンプ２００内にはトランジスタ２０
５，２０６，２０８，２０９で構成される差動増幅回路
があり、これは、トランジスタ２０３と２０４のそれぞ
れのベース端子電圧の差電圧を電圧増幅しており、トラ
ンジスタ２０９のコレクタ端子に増幅後の電圧が出力さ
れ通常６０（ｄＢ）程度の増幅度を有している。また、
トランジスタ２２１では電圧反転増幅を行っている。こ
のトランジスタ２２１１個で通常６０（ｄＢ）前後の電
圧増幅度を有している。これらの２つの増幅回路の電源
は定電圧電源の定電圧ＶＣＣから電流源２１０〜２１
１，２１７を介して供給されている。オペアンプ２００
内のその他のトランジスタ２０３，２０４，２１３，２
１４，２２２，２２３はすべてエミッタフォロワ回路を
構成しており、電圧増幅作用はない（電圧増幅度は１
倍）。In the operational amplifier 200, the transistor 20
5, 206, 208, and 209, which amplifies the difference voltage between the base terminal voltages of the transistors 203 and 204, and applies the amplified voltage to the collector terminal of the transistor 209. A voltage is output and usually has an amplification degree of about 60 (dB). Also,
The transistor 221 performs voltage inversion amplification. These 2211 transistors typically have a voltage amplification of about 60 (dB). The power supply for these two amplifier circuits is derived from the constant voltage VCC of the constant voltage power supply to the current sources 210 to 21.
1 and 217. Operational amplifier 200
Other transistors 203, 204, 213, 2 in
14, 222 and 223 all constitute an emitter follower circuit and have no voltage amplification effect (the voltage amplification degree is 1
Times).

【００５８】次にオペアンプ３００はオペアンプ２００
と同様にトランジスタ３０８，３０９，３１０，３１１
で差動増幅回路を構成する。また、トランジスタ３２１
で電圧反転増幅回路を構成する。それらの電源は電流源
３１２〜３１４，３２０を介して定電圧電源の定電圧Ｖ
ＣＣから供給されている。その他のトランジスタ３０
３，３０４，３１５，３１６，３２２〜３２６はエミッ
タホロワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。Next, the operational amplifier 300 is
Transistors 308, 309, 310, 311
Constitute a differential amplifier circuit. In addition, the transistor 321
Constitute a voltage inversion amplifier circuit. These power supplies are connected to the constant voltage V
Supplied by CC. Other transistors 30
3, 304, 315, 316, 322 to 326 constitute an emitter follower circuit, and do not have a voltage amplification effect.

【００５９】またパワートランジスタ５はエミッタホロ
ワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。従って帰
還ループ内に介在する電圧増幅回路の電源はすべて定電
圧電源の定電圧ＶＣＣより供給しているので装置の電源
の電圧ＶＢが変動しても定電圧ＶＣＣに応じて制御され
る電圧ＶＢＲが変動することはない。次にバッテリー１
の電圧が低下した場合について説明する。つまり流量計
測するために必要なＶＢＲ電圧に対しバッテリー１の電
圧ＶＢは最低何（Ｖ）必要かについて述べる。抵抗器３
における電圧降下電圧をＶ１, 抵抗器６における電圧降
下電圧をＶ２, ダーリントン型パワートランジスタ５の
後段トランジスタのベース，エミッタ間の順方向電圧降
下電圧をＶＢＥ１，前段トランジスタのベースエミッタ
間の順方向電圧降下電圧をＶＢＥ２，電流源３３１の電
圧降下電圧の最小値をＶＣＥ（ＭＩＮ）とすると流量計
測に必要な最低電圧値は下記の数式１６で表わされる。The power transistor 5 forms an emitter follower circuit, and has no voltage amplification function. Therefore, since the power supply of the voltage amplifier circuit interposed in the feedback loop is all supplied from the constant voltage VCC of the constant voltage power supply, even if the voltage VB of the power supply of the device fluctuates, the voltage VBR controlled according to the constant voltage VCC changes. It does not fluctuate. Next, battery 1
Will be described. That is, the minimum (V) of the voltage VB of the battery 1 with respect to the VBR voltage required for measuring the flow rate is described. Resistor 3
, The voltage drop voltage at the resistor 6 is V2, the forward voltage drop between the base and the emitter of the subsequent transistor of the Darlington power transistor 5 is VBE1, and the forward voltage drop between the base and the emitter of the previous transistor is Assuming that the voltage is VBE2 and the minimum value of the voltage drop voltage of the current source 331 is VCE (MIN), the minimum voltage value required for the flow rate measurement is represented by the following equation (16).

【００６０】[0060]

【数１６】ＶＢ（ＭＩＮ）＝ＶＢＲ＋ＶＢＥ２＋ＶＢＥ
１＋Ｖ２＋ＶＣＥ（ＭＩＮ）＋Ｖ１ なお、ＶＣＥ（ＭＩＮ）は電流源３３１の電圧降下の最
小値を示し、トランジスタ５を正常作動させるために必
要なベース電流を供給できる最低の電圧を示す。VB (MIN) = VBR + VBE2 + VBE
1 + V2 + VCE (MIN) + V1 Note that VCE (MIN) indicates the minimum value of the voltage drop of the current source 331, and indicates the lowest voltage that can supply a base current necessary for normally operating the transistor 5.

【００６１】ここで、定電流源の詳細な回路を図３に示
す。図３における３２７〜３３１のＰＮＰトランジスタ
は、図１，図２の電流源３２７〜３３１の各々に相当す
る。図３の電流源回路は一般的なカレントミラー回路で
あり、基本電流Ｔ1 は下記の数式１７で決まる。Here, a detailed circuit of the constant current source is shown in FIG. PNP transistors 327 to 331 in FIG. 3 correspond to the current sources 327 to 331 in FIGS. The current source circuit shown in FIG. 3 is a general current mirror circuit, and the basic current T1 is determined by the following equation (17).

【００６２】[0062]

【数１７】 [Equation 17]

【００６３】なお、ＶＥＢ３５０はトランジスタ３５０
のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、ＶＥＢ３５１はト
ランジスタ３５１のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、
Ｒ３５２は抵抗３５２の抵抗値である。図３において、
電流Ｉ1 がトランジスタ３５０のコレクタ電流として流
れ、トランジスタ３２７〜３３１はそれぞれ基本電流Ｉ
1 をミラーして出力する。トランジスタ３２７〜３３１
の出力する電流値は、バイポーラＩＣの同一チップ上で
回路を構成する場合において、トランジスタ３５０とト
ランジスタ３２７〜３３２に同一素子を用いれば各トラ
ンジスタの出力電流はほぼ基本電流Ｉ1 と同一電流とな
る。本実施例における電流源３２７〜３３０は同一電流
値の電流源とし、電流源３３１の電流源はパワートラン
ジスタ５のベース電流を供給するために他の電流源３２
７〜３３０の電流に比べ、数十倍の電流値としている。
これはトランジスタ３５０の素子面積に対し、トランジ
スタ３３１の素子面積を大きくするか、あるいはトラン
ジスタ３５０と同一素子を並列に何個か接続することに
より容易に達成できる。The VEB 350 is a transistor 350
VEB 351 is the emitter-base voltage drop of the transistor 351;
R352 is the resistance value of the resistor 352. In FIG.
The current I1 flows as the collector current of the transistor 350, and the transistors 327 to 331 respectively supply the base current I
1 is mirrored and output. Transistors 327 to 331
When the same element is used for the transistor 350 and the transistors 327 to 332 when a circuit is formed on the same chip of the bipolar IC, the output current of each transistor becomes substantially the same as the basic current I1. The current sources 327 to 330 in the present embodiment are current sources having the same current value, and the current source of the current source 331 is another current source 32 for supplying the base current of the power transistor 5.
The current value is several tens times the current value of 7 to 330.
This can be easily achieved by increasing the element area of the transistor 331 with respect to the element area of the transistor 350, or by connecting several elements identical to the transistor 350 in parallel.

【００６４】次に出力回路について説明する。出力回路
はオペアンプ４００，５００と抵抗２１〜２５，コンデ
ンサ２０で構成されている。この出力回路はブリッジ回
路から流量に相関を持った電圧信号として電圧ＶＭをオ
ペアンプ５００の非反転入力端子に入力し、下記の数式
１８で表わされる出力電圧Ｖｏｕｔを出力するよう作用
する。なお、抵抗２１〜２５の抵抗値をＲ２１〜Ｒ２５
として表わし、電圧ＶＲは下記の数式１９で表わされ
る。Next, the output circuit will be described. The output circuit includes operational amplifiers 400 and 500, resistors 21 to 25, and a capacitor 20. This output circuit functions to input the voltage VM from the bridge circuit as a voltage signal having a correlation with the flow rate to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 500, and to output the output voltage Vout represented by the following equation (18). Note that the resistance values of the resistors 21 to 25 are R21 to R25.
And the voltage VR is represented by the following equation (19).

【００６５】[0065]

【数１８】 (Equation 18)

【００６６】[0066]

【数１９】 [Equation 19]

【００６７】上記の数式１８に示されるように、出力回
路は、電圧増幅作用を有する。また、数式１８のＶＲ及
びＲ２２／Ｒ２３を調整することにより、個々の製品に
固有のＶＭ特性値の違いを同一特性値に合わせ込むこと
ができる。これにより、出力電圧ＶｏｕｔをＡ／Ｄ変換
するＡ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換可能範囲にあわせた出力
電圧を出力することができ、Ａ／Ｄ変換器のＡ／Ｄ変換
可能範囲をむだなく使って、Ａ／Ｄ変換時のビット誤差
を小さくできる。また、出力電圧Ｖｏｕｔの信号電圧
と、外部から重畳するノイズ電圧とのＳ／Ｎを大きくと
ることができ、ノイズに強くすることができる。As shown in the above equation (18), the output circuit has a voltage amplifying function. In addition, by adjusting VR and R22 / R23 in Expression 18, it is possible to match the difference in the VM characteristic value unique to each product to the same characteristic value. This makes it possible to output an output voltage that matches the A / D convertible range of the A / D converter for A / D converting the output voltage Vout, and wastes the A / D convertible range of the A / D converter. Bit error during A / D conversion can be reduced. In addition, the S / N between the signal voltage of the output voltage Vout and the noise voltage superimposed from the outside can be increased, and the noise can be increased.

【００６８】以上の様にパワートランジスタ５のベース
電流を定電流源３３１より供給することにより、流量を
計測できるバッテリー電圧ＶＢの最低電圧値は、上記の
数式１６で示される電圧になる。ところで、従来の装置
では、パワートランジスタのベース電流は、オペアンプ
の出力トランジスタから与えられるのが通常であった。
従来のオペアンプの出力トランジスタには、ダーリント
ン接続のトランジスタが用いられるのが一般的であっ
た。このため、流量を計測できる最低電圧には、オペア
ンプの出力トランジスタの電圧降下も含む必要があっ
た。下記の数式２０は本実施例による最低電圧と、従来
装置の最低電圧との差を示している。この数式２０で
は、すべてのトランジスタのベース−エミッタ間電圧降
下を等しくみなして、ＶＢＥとしている。By supplying the base current of the power transistor 5 from the constant current source 331 as described above, the lowest voltage value of the battery voltage VB at which the flow rate can be measured is the voltage represented by the above equation (16). By the way, in the conventional device, the base current of the power transistor is usually given from the output transistor of the operational amplifier.
A Darlington-connected transistor is generally used as an output transistor of a conventional operational amplifier. For this reason, the minimum voltage at which the flow rate can be measured needs to include the voltage drop of the output transistor of the operational amplifier. Equation 20 below shows the difference between the lowest voltage according to the present embodiment and the lowest voltage of the conventional device. In this equation 20, the voltage drop between the base and the emitter of all transistors is regarded as equal, and is set as VBE.

【００６９】[0069]

【数２０】 (Equation 20)

【００７０】但し、Ｖ１ ，Ｖ２ ，ＶＣＥ（ＭＩＮ）
は従来装置と本実施例装置とで同じと仮定した。この数
式２０において、左辺第１項は本実施例の最低電圧を示
す数式１６に等しく、左辺第２項はダーリントン接続の
トランジスタからパワートランジスタにベース電流を供
給する従来技術の最低電圧を示す。そして、ダーリント
ン接続のトランジスタの電圧降下をＶＢＥ３，ＶＢＥ４
としている。従って、本実施例装置は従来装置に比べ２
ＶＢＥ（約１．４Ｖ）低いバッテリー電圧まで流量を計
測できる。However, V1, V2, VCE (MIN)
Is assumed to be the same in the conventional apparatus and the apparatus of the present embodiment. In Equation 20, the first term on the left side is equal to Equation 16 representing the lowest voltage of the present embodiment, and the second term on the left side represents the lowest voltage of the prior art for supplying the base current from the Darlington-connected transistor to the power transistor. Then, the voltage drop of the Darlington-connected transistor is represented by VBE3, VBE4
And Therefore, the apparatus of this embodiment is 2 times smaller than the conventional apparatus.
VBE (approximately 1.4V) can measure flow rates down to low battery voltage.

【００７１】図４は第２実施例の回路図である。図４は
定電流源の回路構成を示す。上述の第１実施例では、図
３の定電流源回路を用いたが、図４の定電流源回路を用
いてもよい。図３の回路では基本電流Ｉ1 が電源の電圧
ＶＢ１によって変化するのに対し、図４基本電流ｉ2 は
電源ＶＢ１の電圧に影響されない回路となっている。こ
の図４の回路では、抵抗器３５３，ダイオード３４７，
トランジスタ３５０により起動を構成している。そし
て、トランジスタ３４２，３４３，３４９，３５１，３
５２，ダイオード３４６，抵抗器３４５，３４８からな
る回路により電源電圧ＶＢ１の変化を補償して基本電流
ｉ２を作っている。この図４の回路で作られる基本電流
ｉ2 は、ＶＢ１の電圧に依存せず、また抵抗３４８，３
４５の抵抗値を選定することにより温度にもほとんど依
存しない基本電流とすることができる。FIG. 4 is a circuit diagram of the second embodiment. FIG. 4 shows a circuit configuration of the constant current source. In the above-described first embodiment, the constant current source circuit of FIG. 3 is used, but the constant current source circuit of FIG. 4 may be used. In the circuit shown in FIG. 3, the basic current I1 changes depending on the voltage VB1 of the power supply, whereas the basic current i2 in FIG. 4 is a circuit which is not affected by the voltage of the power supply VB1. In the circuit of FIG. 4, the resistor 353, the diode 347,
The activation is constituted by the transistor 350. Then, the transistors 342, 343, 349, 351, 3
52, a diode 346, and resistors 345 and 348 compensate for changes in the power supply voltage VB1 to generate a basic current i2. The basic current i2 produced by the circuit of FIG. 4 does not depend on the voltage of VB1, and the resistances 348, 3
By selecting a resistance value of 45, it is possible to obtain a basic current which hardly depends on temperature.

【００７２】図５は、図１、図２の実施例の回路各部を
ブロック的に図示した回路図である。この図５では、図
１、図２と同じ構成には同じ符号を付す。図５の定電圧
回路１２０は、図１、図２の符号１０５から１１３まで
の素子を含む回路である。また、図５のオペアンプ２３
０は、図１、図２の符号２０１から２１９までの素子を
含む回路であり、差動増幅回路とその出力回路とからな
る。また、図５のオペアンプ３６０は、図１、図２の符
号３０１から３２１までの素子を含む回路であり、差動
増幅回路とその出力回路、さらにオフセット電圧を設定
する抵抗器とからなる。FIG. 5 is a circuit diagram showing blocks of the circuits of the embodiment shown in FIGS. 1 and 2. In FIG. 5, the same components as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals. The constant voltage circuit 120 in FIG. 5 is a circuit including the elements denoted by reference numerals 105 to 113 in FIGS. The operational amplifier 23 shown in FIG.
Reference numeral 0 denotes a circuit including elements 201 to 219 in FIGS. 1 and 2 and includes a differential amplifier circuit and its output circuit. The operational amplifier 360 in FIG. 5 is a circuit including the elements 301 to 321 in FIGS. 1 and 2 and includes a differential amplifier circuit, its output circuit, and a resistor for setting an offset voltage.

【００７３】次に、比較例を示して実施例の作用効果を
再度説明する。図６は比較例の回路を示す回路図であ
る。この比較例では、発熱する感温抵抗体への電力を電
源から供給し、発熱しない温度補償用感温抵抗体への電
力を電源から電流制限用抵抗器と、過電圧保護用ダイオ
ードとを介して供給している。図６において、車両の内
燃機関の吸入空気量を計測する熱線式流量計は、車両の
バッテリ４００を電源として作動する。発熱する感温抵
抗体４０２と抵抗器４０４との直列回路には、パワート
ランジスタ４０６を介して電源から電力が供給される。
感温抵抗体４０２の両端電圧は抵抗器４０８と抵抗器４
１０との直列回路で分圧される。抵抗器４０４の電圧Ｖ
Ｍは抵抗器４１２を介してオペアンプ４１４の反転入力
端子に入力される。オペアンプ４１４の反転入力端子に
は、抵抗器４１６を介して定電圧ＶＲが印加され、抵抗
器４１２における電圧降下がオペアンプ４１４のオフセ
ット電圧として入力される。オペアンプ４１４の非反転
入力端子には抵抗器４１８が接続され、オペアンプ４１
４の出力端子と非反転入力端子との間には、発熱しない
感温抵抗体４２０と抵抗器４２２との直列回路が接続さ
れる。オペアンプ４２４の反転入力端子には、感温抵抗
体４０２の両端電圧を抵抗器４０８と抵抗器４１０とで
分圧した電圧ＶＡが入力される。オペアンプ４２４の非
反転入力端子にはオペアンプ４１４の出力が入力され
る。そして、オペアンプ４２４の出力はパワートランジ
スタ４０６に入力される。電源には、電流制限用抵抗器
４２６が直列に設けられ、さらに過電圧保護用ツェナー
ダイオード４２８、４３０、４３２が直列に設けられ
る。そして、これらの素子が電源回路４３４を構成し
て、オペアンプ４１４、４２４に電力が供給される。Next, the operation and effect of the embodiment will be described again by showing a comparative example. FIG. 6 is a circuit diagram showing a circuit of a comparative example. In this comparative example, power is supplied to the temperature-sensitive resistor that generates heat from the power supply, and power to the temperature-compensating temperature-sensitive resistor that does not generate heat is supplied from the power source via the current limiting resistor and the overvoltage protection diode. Supplying. In FIG. 6, a hot-wire flowmeter that measures the amount of intake air of an internal combustion engine of a vehicle operates using a battery 400 of the vehicle as a power supply. Power is supplied from a power supply to a series circuit of the heat-sensitive temperature-sensitive resistor 402 and the resistor 404 through a power transistor 406.
The voltage between both ends of the temperature-sensitive resistor 402 is the resistor 408 and the resistor 4
The voltage is divided by a series circuit with the reference numeral 10. Voltage V of resistor 404
M is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 414 via the resistor 412. A constant voltage VR is applied to the inverting input terminal of the operational amplifier 414 via the resistor 416, and a voltage drop in the resistor 412 is input as an offset voltage of the operational amplifier 414. A resistor 418 is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 414, and the operational amplifier 41
A series circuit of a temperature-sensitive resistor 420 and a resistor 422 that does not generate heat is connected between the output terminal of No. 4 and the non-inverting input terminal. The voltage VA obtained by dividing the voltage between both ends of the temperature-sensitive resistor 402 by the resistor 408 and the resistor 410 is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 424. The output of the operational amplifier 414 is input to a non-inverting input terminal of the operational amplifier 424. Then, the output of the operational amplifier 424 is input to the power transistor 406. The power supply is provided with a current limiting resistor 426 in series, and further provided with zener diodes 428, 430, and 432 for overvoltage protection in series. These elements constitute a power supply circuit 434, and power is supplied to the operational amplifiers 414 and 424.

【００７４】図６の回路によると、感温抵抗体４０２の
温度が感温抵抗体４２０の温度より所定温度高くなるよ
うに感温抵抗体４０２への通電量が帰還制御され、この
通電量が流量に対応した信号として出力される。上記の
図６の回路によると、感温抵抗体４２０への電流がすべ
てオペアンプ４１４から供給されているため、電源回路
４３４からオペアンプ４１４に流れる電流を大きくする
必要がある。しかし、この電流値が大きくなると、抵抗
器４２６における電圧降下が大きくなり、この抵抗器４
２６を介して電力を供給される回路が作動するために必
要な最低の電源電圧が高くなるという問題が生じる。ま
た、電流値を大きくして電圧降下を小さくするには、抵
抗器４２６の抵抗値を小さく設定する必要があるが、抵
抗器４２６の抵抗値を小さく設定するとツェナーダイオ
ード４２８、４３０、４３２として電流容量の大きい素
子を用いなければならない。このため、電源回路４３４
の大型化を招くという問題点がある。According to the circuit of FIG. 6, the amount of current supplied to the temperature-sensitive resistor 402 is feedback-controlled so that the temperature of the temperature-sensitive resistor 402 becomes higher than the temperature of the temperature-sensitive resistor 420 by a predetermined value. It is output as a signal corresponding to the flow rate. According to the circuit of FIG. 6 described above, since all the current to the temperature sensitive resistor 420 is supplied from the operational amplifier 414, it is necessary to increase the current flowing from the power supply circuit 434 to the operational amplifier 414. However, as this current value increases, the voltage drop across resistor 426 increases,
The problem arises that the minimum supply voltage required for the operation of the circuit powered via 26 is high. Also, in order to increase the current value and reduce the voltage drop, it is necessary to set the resistance value of the resistor 426 small. However, if the resistance value of the resistor 426 is set small, the currents of the Zener diodes 428, 430 and 432 become An element having a large capacity must be used. Therefore, the power supply circuit 434
There is a problem that the size of the device is increased.

【００７５】さらに、図６の回路では、オペアンプ４１
４、４２４の内部オフセット電圧の影響を小さくしよう
とすると感温抵抗体４２０への電流が大きくなり、さら
に電源回路４３４を流れる電流が大きくなるという問題
点がある。以下に、内部オフセット電圧の影響を少なく
するための構成について説明する。図６の回路におい
て、出力電圧ＶＭは、下記の数式２１で表される。な
お、感温抵抗体４０２の抵抗値をＲＨ、感温抵抗体４２
０の抵抗値をＲＫとし、各抵抗器の抵抗値を各抵抗器の
符号の下２桁を用いて表し、例えば抵抗器４０４の抵抗
値をＲ０４として表す。また、ＶＯＳ１がオペアンプ４
１４の内部オフセット電圧、ＶＯＳ２がオペアンプ４２
４の内部オフセット電圧である。なお、ＲＨ＜＜Ｒ０８
＋Ｒ１０とする。Further, in the circuit of FIG.
4 and 424, the effect of reducing the effect of the internal offset voltage increases the current to the temperature-sensitive resistor 420, and further increases the current flowing through the power supply circuit 434. Hereinafter, a configuration for reducing the influence of the internal offset voltage will be described. In the circuit of FIG. 6, the output voltage VM is represented by the following Expression 21. The resistance value of the temperature-sensitive resistor 402 is RH, and the temperature-sensitive resistor 42 is
The resistance value of 0 is represented by RK, and the resistance value of each resistor is represented by using the last two digits of the sign of each resistor. For example, the resistance value of the resistor 404 is represented by R04. VOS1 is the operational amplifier 4
14, the internal offset voltage VOS2 is the operational amplifier 42
4 is the internal offset voltage. Note that RH << R08
+ R10.

【００７６】[0076]

【数２１】 (Equation 21)

【００７７】上記の式において、右辺第３項と右辺第４
項とは、オペアンプの内部オフセット電圧による影響を
表している。そして、数式２１からわかるように抵抗値
Ｒ０８と抵抗値Ｒ１０との比Ｒ０８／１０を変更する
と、右辺第３項、右辺第４項の値も変化する。すなわ
ち、Ｒ０８／Ｒ１０を小さくすると右辺第３項、右辺第
４項の値も小さくなり、オペアンプの内部オフセット電
圧による影響を少なくできる。In the above equation, the third term on the right side and the fourth term on the right side
The term represents the effect of the internal offset voltage of the operational amplifier. When the ratio R08 / 10 between the resistance value R08 and the resistance value R10 is changed as can be seen from Expression 21, the values of the third term on the right side and the fourth term on the right side also change. That is, when R08 / R10 is reduced, the value of the third term on the right side and the value of the fourth term on the right side also decrease, and the influence of the internal offset voltage of the operational amplifier can be reduced.

【００７８】一方、図６に図示される電圧ＶＢは下記の
数式２２で表され、電流ｉ１は下記の数式２３で表され
る。この数式２３からわかるように、Ｒ０８／Ｒ１０が
小さくなると電流ｉ１が大きくなる。On the other hand, the voltage VB shown in FIG. 6 is represented by the following expression 22, and the current i1 is represented by the following expression 23. As can be seen from Expression 23, the current i1 increases as R08 / R10 decreases.

【００７９】[0079]

【数２２】 (Equation 22)

【００８０】[0080]

【数２３】 (Equation 23)

【００８１】従って、熱線式流量計として高精度な作動
を得るためには、オペアンプの内部オフセットの影響は
小さいほうがよい。しかし、内部オフセットの影響を少
なくするためにＲ０８／Ｒ１０を小さくすると、感温抵
抗体４２０に流れる電流ｉ１が増加し、オペアンプ４１
４に供給される電流が増加してしまうという新たな問題
点が発生する。なお、数式２１における△Ｖに関連する
右辺第２項はブリッジ回路の帰還量を表しており、Ｒ０
８／Ｒ１０を変更すると、右辺第２項の値も変化し、ブ
リッジ回路の帰還量が変化し、応答性が変化する。この
ため、△Ｖはブリッジ回路を安定動作させ、適度な応答
性が得られるように、抵抗器４１２と抵抗器４１６との
抵抗値を適宜変更して設定される。すなわち、所定の帰
還量を得るためには、Ｒ０８／Ｒ１０が大きければ△Ｖ
を小さくし、Ｒ０８／Ｒ１０が小さければ△Ｖを大きく
する。Therefore, in order to obtain a high-precision operation as a hot wire type flow meter, the influence of the internal offset of the operational amplifier should be small. However, if R08 / R10 is reduced to reduce the effect of the internal offset, the current i1 flowing through the temperature-sensitive resistor 420 increases, and the operational amplifier 41
A new problem arises in that the current supplied to 4 increases. Note that the second term on the right side related to ΔV in Expression 21 represents the feedback amount of the bridge circuit.
When 8 / R10 is changed, the value of the second term on the right side also changes, the feedback amount of the bridge circuit changes, and the responsiveness changes. Therefore, ΔV is set by appropriately changing the resistance values of the resistors 412 and 416 so that the bridge circuit operates stably and an appropriate responsiveness is obtained. That is, in order to obtain a predetermined feedback amount, if R08 / R10 is large, ΔV
, And if R08 / R10 is small, ΔV is increased.

【００８２】上記のようにオペアンプの内部オフセット
電圧の影響を低減するためにオペアンプ４１４に供給さ
れる電流が増加すると、抵抗器４２６における電圧降下
が大きくなり、オペアンプ４２４がパワートランジスタ
４０６を導通させて流量を計測するために必要な最低の
電源電圧が高くなり、電源電圧が低いときの流量測定が
できなくなるという問題点が生じる。また、抵抗器４２
６の電圧降下を小さくするためにその抵抗値を小さくす
ると、ツェナーダイオード４２８、４３０、４３２とし
て電流容量の大きい素子を用いなければならない。この
ため、電源回路４３４の大型化を招くという問題点があ
る。特に、高精度で品質の高い回路を低コストで構成す
るためにオペアンプ等の回路を１チップのモノリシック
ＩＣで構成すると、電流容量の大きいツェナーダイオー
ドは素子面積が大きいため、チップサイズが大型化し、
コスト高となる。As described above, when the current supplied to the operational amplifier 414 increases to reduce the effect of the internal offset voltage of the operational amplifier, the voltage drop in the resistor 426 increases, and the operational amplifier 424 causes the power transistor 406 to conduct. A problem arises in that the minimum power supply voltage required for measuring the flow rate increases, and the flow rate measurement cannot be performed when the power supply voltage is low. Also, the resistor 42
If the resistance value is reduced in order to reduce the voltage drop of 6, the element having a large current capacity must be used as the Zener diodes 428, 430, and 432. Therefore, there is a problem that the power supply circuit 434 is increased in size. In particular, when a circuit such as an operational amplifier is formed of a single-chip monolithic IC in order to form a high-precision, high-quality circuit at a low cost, a Zener diode having a large current capacity has a large element area, so the chip size becomes large.
The cost is high.

【００８３】また、図６の回路では、二つのオペアンプ
の内部オフセット電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２が共に正の電
圧としてＶＭに現れるため、出力電圧ＶＭは内部オフセ
ット電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２の両方の影響を受けて変化
する。このため、出力電圧ＶＭは、内部オフセット電圧
ＶＯＳ１、ＶＯＳ２の両方の温度ドリフトの影響を受け
て変動する。従って、感温抵抗体の温度を帰還制御する
制御回路全体での総合オフセット電圧は内部オフセット
電圧ＶＯＳ１、ＶＯＳ２の両方の影響を受けて変化し、
帰還制御回路の応答性等に影響を及ぼす。Further, in the circuit of FIG. 6, since the internal offset voltages VOS1 and VOS2 of the two operational amplifiers both appear as positive voltages in VM, the output voltage VM changes under the influence of both the internal offset voltages VOS1 and VOS2. I do. For this reason, the output voltage VM fluctuates under the influence of the temperature drift of both the internal offset voltages VOS1 and VOS2. Therefore, the total offset voltage of the entire control circuit for feedback-controlling the temperature of the temperature-sensitive resistor changes under the influence of both the internal offset voltages VOS1 and VOS2,
This affects the responsiveness of the feedback control circuit.

【００８４】しかし、上記の第１、第２実施例による
と、感温抵抗体８に流す電流はパワートランジスタ５の
エミッタから供給されている。このため、抵抗器１０と
抵抗器１１の抵抗値の比Ｒ１０／Ｒ１１は、抵抗器３で
の電圧降下の増加や、ツェナーダイオード１０１、１０
２、１０３の容量の増加を考慮することなく、オペアン
プ２００、３００の内部オフセット電圧の影響を少なく
するように小さく設定することができる。さらに、上記
の第１、第２実施例によると、感温抵抗体８に流れる電
流をパワートランジスタ５のエミッタから供給している
ため、抵抗器３の抵抗値を図６の回路より大きく設定で
きる。このため、装置の最低作動電源電圧を下げてしま
うことなくツェナーダイオードの容量を小さくできる。
特に、回路をＩＣ化する場合には、ツェナーダイオード
の素子面積を小さくでき、チップサイズを小さくして低
コストの熱線式流量計を提供できる。However, according to the first and second embodiments, the current flowing through the temperature-sensitive resistor 8 is supplied from the emitter of the power transistor 5. For this reason, the ratio R10 / R11 of the resistance values of the resistor 10 and the resistor 11 is determined by the increase in the voltage drop in the resistor 3 and the Zener diodes 101 and 10.
It can be set small so as to reduce the influence of the internal offset voltage of the operational amplifiers 200 and 300 without considering the increase in the capacitance of 2 and 103. Further, according to the first and second embodiments, since the current flowing through the temperature-sensitive resistor 8 is supplied from the emitter of the power transistor 5, the resistance value of the resistor 3 can be set larger than that of the circuit of FIG. . Therefore, the capacity of the Zener diode can be reduced without lowering the minimum operating power supply voltage of the device.
In particular, when the circuit is formed into an IC, the element area of the Zener diode can be reduced, the chip size can be reduced, and a low-cost hot-wire flowmeter can be provided.

【００８５】また、上記の第１、第２実施例によると、
二つのオペアンプ２００、３００の内部オフセット電圧
ＶＯＳ１、ＶＯＳ２が、出力電圧において互いに逆の極
性の電圧として現れるため、これらが互いに相殺され
る。このため、出力電圧への内部オフセット電圧ＶＯＳ
１、ＶＯＳ２の影響が低減される。特に上記の実施例で
は、二つのオペアンプ２００、３００を共に１チップの
ＩＣ上に構成しているため、これらの内部オフセット電
圧およびその温度ドリフトがほぼ等しくなる。このた
め、これらの内部オフセット電圧が相殺される結果、総
合オフセット電圧を基準電圧と抵抗器３０５、３０６に
よるオフセット電圧△Ｖにほぼ一致させることができ
る。According to the first and second embodiments,
Since the internal offset voltages VOS1 and VOS2 of the two operational amplifiers 200 and 300 appear as voltages of opposite polarities in the output voltage, they cancel each other. Therefore, the internal offset voltage VOS to the output voltage
1. The effect of VOS2 is reduced. In particular, in the above embodiment, since the two operational amplifiers 200 and 300 are both configured on a one-chip IC, their internal offset voltages and their temperature drifts are substantially equal. Therefore, as a result of these internal offset voltages being canceled out, the total offset voltage can be made substantially equal to the reference voltage and the offset voltage ΔV by the resistors 305 and 306.

【００８６】なお、上記の実施例では、オフセット電圧
△Ｖをオペアンプ３００の内部に設けられた一対のトラ
ンジスタ３０８、３０９の一方に作用させたが、このオ
フセット電圧はオペアンプ３００の外部から、反転入力
端子あるいは非反転入力端子に作用させてもよい。ま
た、オフセット電圧はオペアンプ２００の内部または外
部から作用させてもよい。In the above embodiment, the offset voltage ΔV is applied to one of the pair of transistors 308 and 309 provided inside the operational amplifier 300. It may be applied to the terminal or the non-inverting input terminal. Further, the offset voltage may be applied from inside or outside the operational amplifier 200.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明を適用した第１実施例の回路の一部を示
す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a part of a circuit according to a first embodiment to which the present invention is applied.

【図２】本発明を適用した第１実施例の回路の一部を示
す回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram showing a part of a circuit according to a first embodiment to which the present invention is applied.

【図３】定電流回路を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a constant current circuit.

【図４】第２実施例の定電流回路を示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing a constant current circuit according to a second embodiment.

【図５】本発明を適用した第１実施例の回路を示す回路
図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing a circuit of a first embodiment to which the present invention is applied.

【図６】本発明を適用していない比較例の回路を示す回
路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a circuit of a comparative example to which the present invention is not applied.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ バッテリ ５ パワートランジスタ ７ 第１の感温抵抗体 ８ 第２の感温抵抗体 １００ モノリッシクＩＣの範囲 ２００ 演算増幅器（オペアンプ） ３００ オペアンプ ４００ オペアンプ ５００ オペアンプ ２３０ オペアンプ ３６０ オペアンプ REFERENCE SIGNS LIST 1 battery 5 power transistor 7 first temperature-sensitive resistor 8 second temperature-sensitive resistor 100 range of monolithic IC 200 operational amplifier (op-amp) 300 op-amp 400 op-amp 500 op-amp 230 op-amp 360 op-amp

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−35315（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−88218（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−77619（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−124429（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−43447（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01F 1/68 Continuation of the front page (56) References JP-A-2-35315 (JP, A) JP-A-64-88218 (JP, A) JP-A-2-77619 (JP, A) JP-A-2-124429 (JP) , A) JP-A-55-43447 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁷ , DB name) G01F 1/68

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 流体流路中に設置される第１感温抵抗体
と、前記第１感温抵抗体と直列に設けられ、電源からの
供給電力を調節する第１電力調節回路と、 流体流路中に設置される第２感温抵抗体と、前記第２感
温抵抗体に直列に設けられ、前記第２感温抵抗体への供
給電力を調節する第２電力調節回路と、 前記第１感温抵抗体と前記第２感温抵抗体との検出信号
が入力されるオペアンプを含み、前記第１感温抵抗体と
前記第２感温抵抗体との温度差を所定値に維持するよう
に前記第１電力調節回路を制御し、前記第１感温抵抗体
への供給電力を調節する第１制御回路と、 前記第２感温抵抗体への供給電力が前記第１感温抵抗体
への供給電力に対して所定比率少なくなるように前記第
２電力調節回路を制御し、前記第２感温抵抗体への供給
電力を調節する第２制御回路とを備え、 前記第２制御回路は、前記第２感温抵抗体の両端に加わ
る電圧を、前記第１感温抵抗体の両端に加わる電圧（Ｖ
ＢＲ−ＶＭ）の１／１０から１／２０程度とするよう構
成されていることを特徴とする熱式流量計。A first temperature-sensitive resistor provided in a fluid flow path; a first power adjusting circuit provided in series with the first temperature-sensitive resistor for adjusting power supplied from a power source; A second temperature-sensitive resistor installed in the flow path, a second power adjustment circuit provided in series with the second temperature-sensitive resistor, and adjusting power supplied to the second temperature-sensitive resistor; An operational amplifier to which a detection signal of the first temperature-sensitive resistor and the detection signal of the second temperature-sensitive resistor are input is included, and a temperature difference between the first temperature-sensitive resistor and the second temperature-sensitive resistor is maintained at a predetermined value. A first control circuit that controls the first power adjustment circuit so as to adjust the power supplied to the first temperature-sensitive resistor; and that the power supplied to the second temperature-sensitive resistor is the first temperature-sensitive resistor. Controlling the second power adjustment circuit so as to reduce the power supplied to the resistor by a predetermined ratio; A second control circuit that adjusts the voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor by the voltage (V) applied to both ends of the first temperature-sensitive resistor.
(BR-VM) is set to about 1/10 to 1/20. 【請求項２】 前記第２制御回路は、前記第１感温抵抗
体の両端に加わる電圧（ＶＢＲ−ＶＭ）を検出する分圧
回路（１０、１１）と、この分圧回路の検出信号が入力
されるオペアンプとを含み、前記分圧回路により、前記
第２感温抵抗体の両端に加わる電圧を、前記第１感温抵
抗体の両端に加わる電圧（ＶＢＲ−ＶＭ）の１／１０か
ら１／２０程度に設定していることを特徴とする請求項
１記載の熱式流量計。2. The voltage dividing circuit (10, 11) for detecting a voltage (VBR-VM) applied to both ends of the first temperature sensing resistor, and a detection signal of the voltage dividing circuit is provided by the second control circuit. And an operational amplifier to be input, wherein the voltage dividing circuit changes the voltage applied to both ends of the second temperature-sensitive resistor from 1/10 of the voltage (VBR-VM) applied to both ends of the first temperature-sensitive resistor. 2. The thermal flow meter according to claim 1, wherein the thermal flow meter is set to about 1/20.