JP3042727B2 - 行選択パルス用パルス発生回路及びその発生方法 - Google Patents
行選択パルス用パルス発生回路及びその発生方法Info
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Description
ection pulse) を発生するパルス発生回路及び行選択パ
ルスを発生するパルス発生方法に関する。
流励起薄膜エレクトロルミネセント(AC-excited thin-f
ilm electroluminescent: ACTFEL) ディスプレイに適用
される。本発明が特に目的とするのは、対称駆動方式(s
ymmetric drive schemes) と関連して行選択パルスを発
生する新規な回路を実現することにある。
によって特徴づけられる。通常100pF/mm2のオーダー
の高キャパシタンスのディスプレイ、行(row) 及び列
(column) ラインからなるマトリクス構成、及び連続的
な行毎の行書き込み、これにより現在選択されている行
は正又は負の直流電圧(Vwrp又はVwrn)から交
互に生成される行選択パルスによって駆動される。選択
されなかった行は浮動状態(floating)におかれたままと
なる。行選択パルスの有効時間の間、選択された行にお
いてアドレスされた画素の所望の輝度レベルに応じて、
全列ラインは0乃至Vmの振幅範囲内の列変調パルスに
よって同時に駆動される。直前の行における極性と反対
の極性の行選択パルスで次の行を選択することによって
書き込みシーケンスは続行される。その後、この方法に
よって全ての画素について書き込みが行なわれる。全て
の行について書き込みが終了した後、即ち、全フィール
ドについて書き込みがなされた後、同様の方法で次のフ
ィールドについての書き込みが行なわれる。ここでは、
第1の行から書き込みが開始されるが、直前のフィール
ドの書き込み極性とは反対の極性を有する行選択パルス
が使用される。
のオン/オフアドレスのための駆動電圧の発生シーケン
スについて説明する。行選択パルスが負の極性を有して
いるならば、画素を「オン」状態に駆動する列ラインは
変調電圧Vmを受け、一方画素を「オフ」状態に駆動す
る列ラインは接地電位(ground potential)に接続され
る。正の極性を有する行選択パルスにより駆動される次
の行のため、画素を「オン」状態に駆動する列ラインは
対応して接地電位に接続され、画素を「オフ」状態に駆
動する列ラインは変調電圧Vmまで励起される。これに
より、正の極性の行選択パルスのため、「オン」状態の
画素は電圧Vwrpによって励起され「オフ」状態の画
素は電圧Vwrp−Vmによって励起される。負の極性
の行選択パルスのため、これら励起電圧は夫々Vm−V
wrn及びVwrnとなる。
下の文献に示されている。 (1) フィンランド特許第62,447号(以下文献(1)
と称する。) (2) エス・ハラダ(S.Harada)、ティー・オオバ(T.Ohb
a)、ワイ・カナタニ(Y.Kanatani)及びエッチ・ウエダ
(H.Ueda)による"Japan Display 86"(以下文献(2)と称
する。) (3) テキサス・インスツルメント(Texas Instruments)
社による"Linear andInterface Circuit Applications
1986"(以下文献(3) と称する。) (4) マービン・エル・ヒギンス(Marvin L. Higgins) に
よる"A Low-PowerDrive Scheme for AC TFEL Displays:
SID 1985 DIGEST"(以下、文献(4) と称する。) (5) ラリー・エフ・ウェーバー(Larry F. Weber)及びマ
ーク・ビー・ウッド(Mark B. Wood)による"Eergy Recov
ery Sustain Circuit for the AC Plasma Display:SID
1987 DIGEST"(以下文献(5) と称する。)
原理は、例えば文献(1) に示されている。図1はディス
プレイのための電子回路のブロック図である。
回路は公知ではないが、文献(2) に開示される対称駆動
方式に関する説明等から推測し得る。同文献において
は、行選択パルスの立ち上げ相(phase) の間に電圧立上
速度(rate-of-rise)を制限するため直列抵抗が用いられ
ているスイッチを使用した行パルス発生器が示されてい
る。行パルスのディスチャージ相は、明らかに行駆動回
路を利用して駆動されている。
eme)のため、一般的に、行パルス発生器は、電圧立上速
度及び立下速度(rate-of-fall)が直列抵抗により制限さ
れているスイッチ(文献(3) )又は定電流(constant-cu
rrent)スイッチ(文献(4) )のどちらかを使用する構成
となっている。
ルスを発生する際には、パルス発生回路中にインダクタ
を使用することによって電力消費を抑制することができ
る。従来技術で開示される回路においては、列パルス発
生器(文献(4) )中及びプラズマディスプレイの持続パ
ルス発生器(文献(5) )中にインダクタが設けられてい
るが、行パルス発生器中には設けられていない。
onant-type) の列パルス発生器である。このパルス発生
器においては、インダクタが駆動されるべき負荷と直列
に接続されており、更に4つのスイッチS1乃至S4及
び4つのクランプダイオードと共に構成されている。ス
イッチS1はインダクタを介してライン負荷をチャージ
するため使用され、スイッチS2はライン負荷のエネル
ギーをディスチャージするため使用され、そしてスイッ
チS3は供給電圧から全振幅維持電圧をインダクタと負
荷の接合点へ送り更に起こり得る逆方向発振の禁止を援
助するため使用される。スイッチS4はインダクタと負
荷との接合点から接地の間に配置され、その結果ディス
チャージ相後の更なる発振を禁止することができ、また
リフレッシュパルスが発生している期間中全ての列を接
地電位へ接続することができる。インダクタの両端部は
ダイオードD1乃至D4によって接地(アース)及び供
給電圧へ接続され、供給電圧と接地電位間の発振を制限
する。
えられる回路構成の効率を改善しそして電流パルスのピ
ーク値を同時に減じさせるためスイッチの最適タイミン
グが利用され得る方法である。スイッチの複雑な駆動方
式を回避するため、文献(5)の著者は他に採り得る回路
構成を提供している。この回路構成は、キャパシタンス
とインダクタの直列回路中のキャパシタンスを超える電
圧が入力ステップ機能振幅の二重折返し値(two-fold va
lue)を上昇させるという公知のLC回路の特徴を採用し
ている。従って、必要な駆動パルス振幅の1/2の第2
の供給電圧によって駆動回路を補足することにより、そ
して文献(4) の回路で採用されているスイッチS1及び
S2をインダクタと上記特別の電圧供給との間の単方向
性スイッチで置き代えることにより、スイッチ制御信号
の詳細なタイミング要求が緩和されることになる。
の欠点が存在する。
持続時間はACTFELディスプレイの輝度を制御する
要素となっている。ディスプレイマトリクスが大きいと
き、即ち400画素行以上を有するようなときは文献
(2) のように、行選択パルスは駆動コンセプトにおいて
多重相チャージング方式(multiphase charging scheme)
のため不必要に狭小となる。従って、本願明細書の前提
部分及び文献(1) で論じられている駆動コンセプトは実
用目的のためより好都合である。しかしながら、これは
文献(2) に開示されるような単純な行パルス発生器では
達成し得ず、その代りに別個のパルス発生回路が夫々正
及び負パルス発生器用に採用されなければならない。
めに抵抗素子を使用すること(文献(3))は、ディスプ
レイ輝度(luminance) に関してみれば不十分な解決方法
である。かかる抵抗素子を使用することによって、パル
ス幅が狭くなり、特に選択画素の輝度閾値電圧以上とな
るからである。ここで、文献(4) の定電流回路における
場合と同様に、電力消費が高くなることが更に別の欠点
となる。かかる高電力消費は、リフレッシュタイプの回
路に関しては対称駆動形式のより高いラインキャパシタ
ンスに起因するものである。対称行駆動形式で要求され
るプッシュプル(push-pull) タイプの駆動回路は、自ら
の出力キャパシタンスによって更に容量性負荷に寄与す
る。
は、単一の選択された行のキャパシタンスと行駆動回路
キャパシタンスとの結合によってロードされる(loade
d)。例えば、480行ディスプレイにおいて、行ライン
のキャパシタンスは3.5nFであり、そして行駆動回
路はそれに4.2nFのキャパシタンスを付加する。行
選択パルスのための通常180V振幅を仮定すると、電
力回復回路なしにパルス発生器から要求される電力は次
のようになる。
ウント型のスイッチコンポーネントを実際に遮断するそ
れら電力損失の1/4、即ち単一のスイッチで1.8W
の負担を負うことになる。
スの使用に基づいた実施は2つの重大な欠点をもたらし
ている。
ネルギーをディスチャージするための実際の回路が実現
されていないということである。
ていない浮動行ラインの電位以下から接地電位に至るま
では、極端に高い電力損失を生じさせることなく行ライ
ンをディスチャージすることができないという制限があ
る。その理由は、画素データに依存して、上記浮動する
行ラインの電圧は0乃至Vmの範囲内で変化し、そして
この電圧はプッシュプルタイプ行駆動回路の上側クラン
プダイオードを介してダンプ(dumped)され、その結果、
最悪の場合全体のパネルキャパシタンスが駆動手段に対
する負荷として働くことになるため、極端な電力損失を
もたらすことになるからである。
チャージ相の実施は問題のあるものとなっている。市販
の行駆動回路を使用すると、選択されなかった行ライン
が正電圧行選択パルスの持続時間の間ずっと駆動回路の
低(LOW) 状態に保持されることになる。その結果、電力
消費の不都合な拡大を回避するために、負電圧行選択パ
ルス出力は電圧範囲0乃至Vmの間で浮動状態となるこ
とを許容しなければならない。
な欠点は、この種の回路において動作開始及び誤動作時
の保護手段がないということである。コスト及びパッケ
ージの点で最適なデザインが望まれ場合の基本的な重要
事項は、動作開始及び誤動作時のためのパルス発生スイ
ッチを過度寸法(overdimensioning)とする必要がないと
いうことである。
正電圧パルス発生器回路へ発達させる過程における更な
る欠点は、低効率並びに行ライン駆動のチャージ及びデ
ィスチャージ相の終了時の高ピーク電流によってもたら
される。かかる欠点は、行電極コネクタの寿命及びEM
Iエミッション(EMI emissions) の制限について不利益
をもたらしている。
妨げる更なる欠点は、同パルス発生器が予備供給電圧を
必要とすることに起因する。予備電圧供給は単なるキャ
パシタによって置き代えることができるが、これは動作
開始のためのスイッチ素子が過度寸法となることを強制
することになる。加えて、キャパシタの極端な空間占位
と高コストをももたらすことになる。更に、かかる欠点
は、動作開始時に駆動回路と行電極コンタクトにストレ
スを与える異常に急峻なパルスを発生させることにな
る。回路のより簡単な集積化を行なうことが可能となれ
ば、これら2つの重大な欠点は回避するよって余計なコ
ストがかかるという迷惑を今後もたらすことになる。
技術における欠点を解消すること、並びに行選択パルス
を発生する新規な回路及びそのパルス発生方法を提供す
ることにある。
の発生を2つのパルス、一つは正電圧行選択パルスを発
生し他の一つは負電圧行選択パルスを発生する、に分け
るというコンセプトに基づいてなされたものである。パ
ルス発生器の負荷は、直列インダクタL1、L1Nを介
してフィードされる。インダクタを介して負荷キャパシ
タンスをチャージするため、スイッチ素子S1、S2N
がインダクタと行パルス発生器電圧供給Vwrp,Vw
rnとの間に配置されている。全値まで振幅を上げてそ
こで維持するのは、供給電圧及びインダクタと負荷の結
合点の間に配置されたスイッチ素子S3、S3Nによっ
てなされる。負荷キャパシタンスに格納されたエネルギ
ーは、インダクタを介して、インダクタと接地との間に
配置されたスイッチS2、S1Nによってディスチャー
ジされる。更に、チャージ及びディスチャージ相の間に
インダクタL1(L1N)に格納されたエネルギーを回
復させそして出力過渡電圧を制限するため、ダイオード
D1乃至D4(D1N乃至D4N)はインダクタの両端
部からそれぞれ供給電圧Vwrp(Vwrn)と接地ま
で接続されている。スイッチは共に好都合に2つの外部
制御信号PosWR1,PosWR2(NegWR1,
NegWR2)で制御される。更に、各スイッチの予備
フィードバック回路FB1乃至FB3(FB1N乃至F
B3N)が供給電圧に結合されて、オン状態へのターン
オン相(phase) 及びオン状態からのターンオフ相を作用
させる。
部分の記載によって特徴づけられるものであり、また本
発明による方法は請求項4の特徴部分の記載によって特
徴づけられるものである。
選択パルスの発生はタスクを2つのパルス発生器、即ち
正電圧行パルス発生器(positive-voltage row pulser)
及び負電圧行パルス発生器(negative-voltage row puls
er)に分けることによって達成される。この方式(schem
e)は、上記両者の輝度(brightness)変調パルスの列への
行パルス駆動による同時フィードを促進させ、列駆動回
路の高周波制御信号のシステム領域からの分離の必要性
を不要なものとする。
体としての電力消費を減じさせるため、本発明の回路
は、容量性負荷と直列なインダクタにより構成される従
来のLC共振回路コンセプトの利用に基づいている。
インダクタの両端部から接地電位及び電力供給ライン
(共に行パルス発生タイプ)へ接続されるクランプダイ
オードD1乃至D4、D1N乃至D4Nを採用してい
る。各スイッチ素子S1乃至S3(S1N乃至S3N)
は、オン状態へのターンオン及びオン状態からのターン
オフを行なうパルス発生器の出力電圧から独立したフィ
ードバックループと共に設けられている。
(path)を設けるため、図2の回路は供給電圧Vwrpと
インダクタL1との間に配置されたスイッチS1を採用
している。スイッチの外部制御入力PosWR1及びパ
ルス発生回路の内部フィードバック回路FB1は、スイ
ッチの制御回路SC1へ導かれている。外部禁止入力P
osWR2はダイオードD5を介してSC1のフィード
バック入力へ集約されている。行選択パルス電圧の全値
への振幅上昇及び逆方向発振の禁止は、図2において、
負荷と供給電圧Vwrpとの間に配置されたスイッチS
3によって達成される。フィードバック回路FB3と同
様に、外部制御入力PosWR1はスイッチS3の制御
回路SC3に接続される。ディスチャージ相のため、図
2の回路は、インダクタから接地へ直列に接続されるス
イッチSとその制御スイッチSCS2を有する。制御ス
イッチSCS2に更に接続されるのはフィードバック回
路FB2及び外部制御入力PosWR1である。行選択
パルス振幅が接地電位と電圧Vwrpとの範囲内で全て
の状態において維持されるようにするため、負荷から電
圧Vwrpへ接続されるダイオードD3及び負荷から接
地へ接続されるダイオードD4をこの回路をターンオフ
した後にインダクタL1に格納されているエネルギーを
負荷へ転送するため、回路中の接地からインダクタまで
にダイオードD2が付加されている。それぞれが、フィ
ードバック回路FB2がスイッチS2をターンオフした
瞬間の後にインダクタ内に格納されているエネルギーの
援助によりディスチャージ相を引き伸ばすため、回路は
インダクタから電圧VwrpまでにダイオードD1を組
み込んでいる。インダクタL1は、動作周波数において
負荷キャパシタンスと共振するよう好都合に整合されて
いる。通常、動作周波数は480行ディスプレイで30
kHzであり、これは通常負荷キャパシタンスが約7n
Fであることを示しており、その結果インダクタのイン
ダクタンスは約2mHとなる(図4参照)。更に一般的
に、インダクタL1のインダクタンスが選択され、その
結果インダクタと負荷キャパシタンスによって構成され
る共振回路における発振サイクル時間Tresは好都合
に、行選択パルス立上及び立下相のため確保された付加
時間期間より100乃至200%長くなる。インダクタ
ンスは次の公式から計算することができる。
図中の負荷キャパシタンスである。
力PosWR1が有効(active)状態にセットされると、
スイッチS1がターンオンされて電流が電圧Vwrpか
らインダクタを介して負荷キャパシタンスまで流れはじ
める。同時に、フィードバック回路FB3が行選択パル
スの少なくとも行選択パルス振幅の1/2までの十分な
電圧昇圧を検出するとすぐに、スイッチS3がターンオ
ンされるようになる。正常な動作においては、インダク
タL1のエネルギーを負荷へフィードするためにスイッ
チS3がターンオンする前に、フィードバック回路FB
1の制御の下でスイッチS1がターンオフされる。一
方、何らかの誤動作が生じている場合、スイッチS1を
オフにセットするようフィードバック回路FB1を動作
させるのには十分となるまでは負荷以上の電圧が上昇し
ない。かかる状態で余分な電流が増加するのを避けるた
めに、制御信号PosWR2が現在のタイムアウト後に
スイッチをターンオフする。チャージ相の終了時、スイ
ッチS3が行選択振幅を全値まで強制的に上昇させ、デ
ィスチャージ相の開始まで電圧を維持する。制御信号P
osWR1が有効状態とならないときは、スイッチS3
がターンオフされスイッチS2がターンオンされる。負
荷以上の電圧が十分に落ちた場合、浮動行ラインの最高
電圧Vm以下までは落ちなくとも、フィードバック回路
FB2はスイッチS2をオフし、インダクタL1に格納
されているエネルギーがディスチャージ相を浮動行ライ
ンの電圧に至るまで伸ばす。この後、列駆動側の変調電
圧がゼロまで降下すると行ラインの電圧は他の浮動行の
電圧と共にゼロまで降下する。書込みサイクルの開始時
点でスイッチS1(S2N)はターンオンされ、遅くと
も負荷電圧が供給電圧と同じとなった時点でターンオフ
される。スイッチS2(S1N)はスイッチS3と共通
の外部入力を使用してターンオンされ、遅くとも正電圧
行パルス発生器の出力電圧が浮動非選択行ラインの電圧
に達した時点、又はそれに対応して負電圧パルス発生器
の出力電圧が接地電位となった時点でターンオフされ
る。スイッチS3(S3N)は負荷電圧が供給電圧レベ
ルの1/2に達する前にはターンオンされない。スイッ
チS3はタイムアウト期間Tが経過した後ターンオフさ
れる。タイムアウト期間Tの長さは全サイクル期間の約
60乃至70%である。
外部制御入力PosWR1及びPosWR2(NegW
R1及びNegWR2)がパルス発生器ごとに要求され
る。当然のことながら、有効(active)状態においては、
PosWR1(NegWR1)がスイッチS1及びS3
(S2N及びS3N)をターンオンさせ、スイッチ動作
がフィードバック回路によって禁止されることはない。
PosWR1(NegWR1)が非有効(nonactive) 状
態の場合、スイッチS2(S1N)はオン状態のままで
あり、この場合でもスイッチ動作がフィードバック回路
によって禁止されることはない。現在のタイムアウト経
過後にS1(S2N)をオン状態からオフへターンさせ
るのはPosWR2(NegWR2)の義務である。好
都合に、スイッチS1はブートストラップタイプ(boots
trap-type)のスイッチである。
e-voltage line pulser)の詳細な例を示す図である。図
2のブロックと相違するブロックに関する回路構成は以
下の通りである。ブートストラップタイプのスイッチS
1は、トランジスタT1、T2、ダイオードD1、D
3、D4、ツェナーダイオードZD1、キャパシタC
1、抵抗R1、R2、R3で構成される。制御回路SC
1は、トランジスタT3、T4、抵抗R4、R5、R1
0、R11で構成される。図2のダイオードD5は図4
ではダイオードD6に置き代えられている。フィードバ
ック回路FD1はツェナーダイオードZD4及び抵抗R
12を有している。スイッチS2はトランジスタT5及
び抵抗R6を有している。制御スイッチSCS2はトラ
ンジスタT6、T7、ダイオードD5、抵抗R7、R
8、R9を有している。フィードバック回路FB2はツ
ェナーダイオードZD3及び抵抗R13を有している。
スイッチS3は、トランジスタT8、T10、ダイオー
ドD7、D8、D9、ツェナーダイオードZD6、キャ
パシタC2、抵抗R14、R15、R18からなるブー
トストラップタイプのスイッチである。スイッチの制御
回路SC3はトランジスタT9、抵抗R17を有してい
る。フィードバックFB3はツェナーダイオードZD5
及び抵抗R16を適宜に有している。回路は、トランジ
スタT8のソース電圧が負荷電圧まで降下するよう抵抗
R20をもって構成されている。図2のダイオードD1
は図4ではダイオードD2に置き代えられている。それ
と対応して、ダイオードD2はトランジスタT5のボデ
ィダイオードと共に機能するツェナーダイオードZD2
に置き代えられている。更に、ダイオードD3はダイオ
ードD10によって、またダイオードD4はダイオード
D11によってそれぞれ置き代えられている。
はツェナーダイオードZD4及び抵抗R12を有してい
る。スイッチS1のレベルシフト(level-shift) トラン
ジスタT2のソース端末はトランジスタT4を介して接
地へ導かれている。フィードバック回路FB1は負荷か
らトランジスタT4のベースまで接続されている。トラ
ンジスタT4のベースはまたダイオードD6を介して第
2の制御入力から導かれ、それによって制御入力の有効
状態がスイッチS1をターンオフさせる。
は、ツェナーダイオードZD3及び抵抗R13の直列接
続として構成されている。スイッチS2に対する制御
は、トランジスタT5のソース端末と接地との間に接続
されるダーリントントランジスタ(Darlington transist
or) T6、T7によって達成される。フィードバック回
路FB2からの信号は駆動トランジスタT6のベースへ
送られる。
スイッチで構成される。そのフィードバック回路は、ツ
ェナーダイオードZD5と供給電圧Vwrpから(トラ
ンジスタT8のゲートからソースへ接続された)トラン
ジスタT9のベースに配置された抵抗R16との直列接
続を介して、スイッチトランジスタT8のドレインから
ソース(drain-to-source) を検知することによって構成
される。
2に示される正電圧パルス発生器と十分に類似する動作
原理及び回路を有している。インダクタを介して負荷か
らエネルギーをディスチャージするスイッチS1Nの制
御だけが、フィードバック回路FB1Nが現在の時点の
みスイッチをターンオンさせてそれを維持するために変
更されるのみである。現在の保護時間後にスイッチS1
Nが再びターンオンされ、それによりパルス発生器の出
力が停止状態において、例えばパルス発生器の内部電流
に起因して、負電位へドリフトしないようにすることを
確保する。
t states) が正電圧行選択パルスが発生している間に低
(low) 状態へ導かれると、負電圧パルス発生器において
クランプダイオードはVmとVwrnとの間のレベルを
とる。重大な電流反転を防ぐため、付加的なダイオード
D6NがスイッチS1Nと直列に配置される。負電圧パ
ルス発生器の出力における直流(DC)電圧レベルの上昇
は、フィードバック回路により制御されるスイッチS1
Nのオン状態の期間を短くすることによって防止され
る。
オードD5N、D6Nによる基本的な回路構成を有して
いるが、一方ダイオードD1N及びD4Nは接地の代わ
りに列パルス発生器の供給電圧Vmへ導かれる。かかる
種々の変更仕様の理由は次の通りである。市販の行駆動
回路の幾つかのタイプは、選択されなかった行駆動回路
の出力が正電圧行選択パルス発生期間において低(low)
に導かれる場合のみ適当に動作する。その結果、平均的
変調電圧において浮動する行ラインは、駆動出力段の低
電流沈下型(lower current-sinking) FET素子を介し
て、負電圧行パルス発生器の出力に接続される。電力消
費が拡大するのを避けるため、負電圧行パルス発生器の
出力は正電圧行選択パルスが発生している間0乃至Vm
の範囲内で浮動し得るように設定されなければならな
い。従って、ダイオードD6NはスイッチS1Nとの直
列接続に必要であり、一方クランプダイオードD1N及
びD4Nは供給電圧Vmに接続されなければならない。
浮動する行ラインの上昇方向に直流電圧がドリフトする
傾向によって別の問題が生じており、そのためディスプ
レイ上での画像バーンイン(image burn-in) を避けるべ
くドリフト防止が必要となる。このドリフト傾向は正電
圧行選択パルスの降下に由来するものであり、更に負電
圧行パルス発生器の出力における電圧も行駆動回路のキ
ャパシタンスが原因で降下する。スイッチS1Nがイン
ダクタの接地電位へ向かう一端でオン状態を維持される
と、インダクタを介して電流が流れ始め、またエネルギ
ーがインダクタ内に格納される。このエネルギーはその
後浮動する行ラインへ転送され、電圧を上昇させる。か
かる状態は、スイッチS1Nにおいてディスチャージ相
のオン状態が従来より短くなるように制御することによ
って好都合に回避することができ、その結果連続する次
の正電圧行選択パルスが負電圧パルス発生器の出力を接
地電位まで上昇させることができるのみである。
示す図であり、図3のブロックが以下のように流用され
る。スイッチS1NはトランジスタT12、ツェナーダ
イオードZD7、抵抗R23、R24を有している。ス
イッチの制御回路SC1は、トランジスタT11、キャ
パシタC3、C4、抵抗R20、R21、R22を有し
ている。フィードバック回路FB1Nは、キャパシタC
8、ダイオードD14、D15、抵抗R35、R36、
キャパシタC9を有している。図3のダイオードD6N
は図5ではダイオードD12に置き代えられている。ス
イッチS2Nは、トランジスタT13、ツェナーダイオ
ードZD8、キャパシタC5、抵抗R26、R27を有
している。スイッチS2Nの制御回路SCS2Nは、ト
ランジスタT14、キャパシタC6、抵抗R28乃至R
30を有している。フィードバック回路FB2Nはダイ
オードD18で構成されている。スイッチS3Nはトラ
ンジスタT15、抵抗R32を有している。スイッチの
制御回路SC3Nは抵抗R33、トランジスタT16を
有しており、一方フィードバック回路FB3Nは抵抗R
31、R32で構成されている。図3のダイオードD1
Nは図5ではダイオードD13で置き代えられており、
またこれに対応して、ダイオードD4NはダイオードD
16で置き代えられている。ダイオードD2Nは、トラ
ンジスタT13のボディダイオード(body diode)と共に
機能するツェナーダイオードZD9で構成されている。
ダイオードD3NはトランジスタT15のボディダイオ
ードによって提供されている。図3のダイオードD5N
は図5ではダイオードD17で置き代えられている。更
に、フィードバック回路FB1Nに属するキャパシタC
8と共にインダクタL2の緩衝回路(snubber circuit)
を形成する抵抗R25が回路に設けられている。
ルス発生器の出力とスイッチとの間に接続されたダイオ
ードD18によって構成され、その結果パルス発生器出
力におけるスイッチS2Nの制御電圧以下への電圧降下
がスイッチをターンオンさせる。駆動トランジスタT1
4がスイッチS2Nのソース端末へ付加される。
ダイオードD8及びパルス発生器出力とスイッチの制御
入力との間に配置されたキャパシタC8の直列接続によ
って構成される。それにより、接地とパルス出力との間
の電圧差がキャパシタC8に格納される電圧と等しくな
ったときスイッチS1Nはターンオンされる。インダク
タL2の緩衝回路中に含まれるキャパシタはキャパシタ
C8として動作することができる。
パルス発生器出力から供給電圧Vwrnへ接続される抵
抗分割器R31、R32によって構成される。直列接続
された抵抗の分割器結合点は、スイッチトランジスタT
15のゲート及びソース端末館に接続されている駆動ト
ランジスタT16のベースへ接続される。
る。制御信号NegWR1が高レベルとなり制御入力N
egWR2が高レベルとなると、トランジスタT13が
ターンオンされ、負荷キャパシタンスが負供給電圧Vw
rnへのチャージングを開始する。高レベルNegWR
1もまた、負荷以上の電圧が低レベルまで降下して駆動
トランジスタT16をターンオフさせると同時にトラン
ジスタT15をターンオンさせる。負荷以上の電圧が電
圧Vwrnに至るまで降下すると、ダイオードD18が
トランジスタのベース駆動を降下させ、それによりトラ
ンジスタT13がターンオフされる。この相において、
インダクタL2に格納されているエネルギーがトランジ
スタT15のボディダイオードとダイオードD13を介
して供給電圧ラインVm及びVwrnへ戻り始める。誤
動作状態での負荷以上の電圧が十分に低レベルまで降下
しないときは、トランジスタT15はターンオンされ
ず、そしてトランジスタT13は制御信号NegWR2
が低レベルになるまでターンオン状態を維持する。パル
ス発生器出力電圧が低レベルになると、フィードバック
キャパシタC8は電圧Vwrn/2までチャージされ
る。制御信号NegWR1が低レベルになると、トラン
ジスタT12がターンオンされ、それにより、負荷以上
の電圧がインダクタL2を介して接地電位までのディス
チャージを開始する。負荷以上の電圧がVwrn/2ま
で上昇すると、トランジスタT11がターンオンされ、
それによりトランジスタT12をターンオフする。ディ
スチャージ相(phase) は、トランジスタT13のボディ
ダイオード及びツェナーダイオードZD9を介して浮動
するインダクタに格納されるエネルギーの援助で継続さ
れる。パルス発生器出力電圧が上昇を停止すると、トラ
ンジスタT12は再びターンオンされる。この構成によ
って、誤動作状態においてパルス発生器出力がその内部
電流路に起因して負方向へドリフトするのを防ぐことが
できる。
可能な)構成を示す図である。同図の回路において、図
2のスイッチS1は、新たな回路によって置き代えられ
ている。この新たな回路は、その電圧が実際の動作電圧
のメイン電力供給によって供給される電圧の約1/2で
ある予備供給電圧Vwrp/2を利用している。スイッ
チS1及びダイオードD5は、チャージ相を援助すべく
直列にこの予備電力供給からインダクタへ接続されてい
る。低レベルの動作電圧のため、スイッチS1について
はフィードバックの必要はない。スイッチS2、S3及
びそれらのフィードバック回路は、ダイオード(D1乃
至D4)と同様に、基本的回路構成における方法と同じ
方法で接続されている。スイッチS1、S2及びS3は
単一の共通外部制御入力PosWR1を有しており、一
方スイッチS1は禁止入力PosWR2によって付加的
に制御される。それと二者択一的に、スイッチS1は与
えられた外部制御入力を有することが可能である。一
方、スイッチS2及びS3は共通制御入力によって制御
される。負パルス発生回路も類似の方法で構成すること
ができる。
部制御入力PosWR1が有効状態になると、スイッチ
S1、ダイオードD5及びインダクタによって構成され
る直列接続を介して、電流が予備電圧Vwrp/2から
負荷キャパシタンスへ流れ始める。フィードバック回路
が負荷以上(少なくとも電圧Vwrp/2以上)までの
十分な電圧上昇を検地すると同時に、スイッチS3はタ
ーンオンされ得る。LC回路における従来から公知の特
徴によると、インダクタに格納されたエネルギーは負荷
キャパシタンス以上となるまで電圧を上昇させ続け、損
失がない場合には、ステップ機能(step-function) 入力
電圧については二重折返し(two-fold)値まで上昇させ
る。現実には損失があるので、維持される電圧は僅かに
低レベルとなるので、パルス発生器出力電圧を電圧Vw
rpまで上昇させるためにスイッチS3が必要である。
誤動作状態において、インダクタに格納されるエネルギ
ーは電圧Vwrp/2以上の負荷を超える電圧まで上昇
させるには不十分なときは、スイッチS3がターンオン
となることができなくなる。禁止入力PosWR2が有
効となるとスイッチS1がターンオフされる。ディスチ
ャージ相の間の動作は図2の基本的回路について示され
た動作と同じである。
ッチS2及びそれに関連する素子を有する。それら関連
素子は、インダクタの入力端末から変調電圧Vmへ配置
されたスイッチS2とダイオードD6の直列接続によっ
て置き代えられている。この変更は、フィードバック回
路を不要にするのでスイッチS2の制御を僅かに簡素化
させる。欠点は電圧供給Vwrpにおいて電力消費が増
加することである。これは、インダクタのディスチャー
ジ相の間に格納されたエネルギーが、メイン供給電圧V
wrpの代わりに変調電圧供給Vmへ送られるためであ
る。
が発生している間にレベル低下したときは、浮動する行
ラインを立ち上げるという直流電圧レベルの傾向は、ダ
イオードD5Nを介しての負電圧パルス発生器出力と列
ラインパルス発生器出力との接続によって二者択一的に
防止することができる。
ETスイッチ素子で置き代えることが可能であり、また
その逆も可能である。
回路、例えばSC1、SCS2、SC3、は少なくとも
部分的に共通制御回路で置き代えることが可能である。
かかる制御回路には2つの外部制御信号PosWR1、
PosWR2及びスイッチ制御フィードバック信号FB
1、FB2、FB3が入力として送られ、また少なくと
も2つの制御信号がそこからスイッチへ送られる。
インスイッチS2、S2Nの制御入力へ接続される回路
で置き代えることが可能である。
るフィードバック回路は、その一例となる回路であって
本実施例で開示されるもの以外の如何なるスイッチとも
関連して使用され得るものを示すと理解されなければな
らない。
る。
で、表面マウント形式の素子の微細回路集積及び廉価回
路使用が可能となる。各スイッチへのフィードバック接
続のため、動作開始及び誤動作時の信頼性が従来の回路
と比較して改善される。画素輝度閾値電圧以上の電流出
力能力、即ち安定した輝度を維持するために極めて重要
な能力は高い。
際、行選択パルスのディスチャージ相及びゼロ電圧にお
ける列ラインに対する浮動行の直流(DC)レベルの維
持は、第4のスイッチS4を必要とせずに全ての回路実
装において達成されている。
め、制御回路のコストが減少しまた制御自体も簡素化さ
れている。スイッチS1(S2N)の動作時間の一時的
な中段のため禁止入力PosWR2(NegWR2)を
採用することは、スイッチ電流が誤動作中は過度に増え
ないという状態を確保することになる。
素子のソース端末を介するスイッチ制御はスイッチング
状態の変化を促進させる。これは、スイッチにおけるエ
ネルギー消費と電力消費をカットするのに必須である。
他の利点としては、バイポーラトランジスタの使用によ
り制御が簡易化するということが挙げられる。
S3としてブートストラップタイプのスイッチを採用す
ることは、より安価で手に入り易いN−FBTスイッチ
の使用を促進することになる。
てのフィードバックループの実装は供給電圧レベルとは
独立したスイッチ保護をもたらすことになる。
の制御ブロック図である。
発生器を示す図である。
あるパルス発生回路を示す図である。
す回路図である。
す回路図である。
形回路図である。
なる変形回路図である。
に適用されるタイミング図である。
Claims (10)
- 【請求項1】 交流励起薄膜エレクトロルミネセント
(ACTFEL)ディスプレイの対称制御路式の行選択
パルス用パルス発生回路であって、 供給電圧を該回路に供給する供給電圧源(Vwrp、V
wrn)と、 接地電位を確立する回路接地と、 該回路を制御する2つの制御入力(PosWR1,Po
sWR2)と、 負荷として動作する該ディスプレイへ行選択パルスを送
る出力と、 反対極性の行選択パルスを発生する、該回路接地に対し
て本質的に対称的な回路とからなる行選択パルス用パル
ス発生回路において、該回路はさらに、 負荷と直列に配置されたインダクタ(L1、L1N)と
からなり、該インダクタの大きさは、負荷の容量との共
振において、共振発振のサイクル時間が行選択パルスの
立上げ相及び立下げ相のために確保された時間周期の付
加された持続時間よりも100乃至200%長くなるよ
うな大きさであり、該回路はさらに、 該インダクタ(L1)と、該インダクタ(L1)を介し
て負荷キャパシタンスをチャージする該供給電圧(Vw
rp、Vwrn)又はその部分電圧(Vwrp/2、V
wrn/2)との間に配置されたスイッチ(S1、S2
N)と、 行選択パルスの振幅を全値まで上昇させるために、該供
給電圧(Vwrp、Vwrn)と該負荷との間に配置さ
れた第2のスイッチ(S3)と、 該インダクタ(L1)の入力端末と、接地電位又は接地
電位(Vm)に近似する電位との間に配置された第3の
スイッチ(S2、S1N)とからなり、該スイッチは、
該負荷容量にチャージされたエネルギーをディスチャー
ジするよう動作し、該回路はさらに、 負荷のチャージ及びディスチャージ相の間に該インダク
タに格納されたエネルギーを回復させ、そして出力電圧
を制限する、該インダクタ(L1)の両端部からより高
い及びより低い電位へ接続された所謂クランプダイオー
ド(D1乃至D4)と、 該インダクタ(L1)の出力端末から、スイッチをオン
又はオフさせる少なくとも1つのスイッチ(S3)への
フィードバック回路(F3)とからなることを特徴とす
る回路。 - 【請求項2】 負電圧行選択パルスのパルス発振器に特
に適する請求項1にに記載の回路において、逆方向バイ
アスダイオード(D1N、D4N)が該インダクタ(L
1N)の両端部から変調電圧電力供給ライン(Vm)へ
接続され、そしてダイオード(D6N)が該第3のスイ
ッチ(S1N)と直列に付加されて接地電位への負荷の
ディスチャージを行ない、それにより該変調電圧供給ラ
イン(Vm)によって供給された電圧と接地電位との範
囲内で正電圧行選択パルスが有効な間に負電圧行選択パ
ルス発振器の出力電圧が浮動できることを特徴とする回
路。 - 【請求項3】 請求項1又は2に記載の回路において、
該スイッチ(S1、S2とS3、S1N、S2NとS3
N)は所謂ブートストラップタイプのスイッチであるこ
とを特徴とする回路。 - 【請求項4】 請求項1又は2に記載の回路において、
行選択パルス電圧を全値まで上昇させる該第2のスイッ
チ(S3)に接続された該フィードバック回路(FB
3、FB3N)は、不可電圧が供給電圧(Vwrp、V
wrn)の1/2を超えるまで上昇した場合のみ該スイ
ッチ(S3)をオンとするよう構成されていることを特
徴とする回路。 - 【請求項5】 請求項1又は2に記載の回路において、
負荷キャパシタンスをチャージする該第1のスイッチ
(S1、S2N)は、少なくともその1の端末において
ダイオード(D5)を介して該インダクタ(L1)の入
力端末に接続され、一方他の端末は補助電圧供給(Vw
rp/2、Vwrn/2)に導かれており、ここで該補
助電圧供給(Vwrp/2、Vwrn/2)の出力電圧
は、有利なことにはメイン電圧供給(Vwrp、Vwr
n)の出力電圧の約1/2であることを特徴とする回
路。 - 【請求項6】 請求項1、2又は5に記載の回路におい
て、負荷キャパシタンスをディスチャージする該正電圧
行パルス発生器の該第3のスイッチ(S3)は、その1
の端末においてダイオード(D6)を介し該インダクタ
(L1)の入力端末に接続され、一方他の端末は変調電
圧供給(Vm)に導かれることを特徴とする回路。 - 【請求項7】 交流励起薄膜エレクトロルミネセント
(ACTFEL)ディスプレイ用の回路における行選択
パルス発生方法において、 行選択パルス(PosRowDrive)が3つの制御
可能スイッチ(S1、S2とS3、S1N、S2NとS
3N)とインダクタ(L1、L1N)によって生成さ
れ、負荷と直列に配置される該インダクタ(L1)が負
荷キャパシタンスと共振するよう整合され、その結果共
振発振のサイクル時間は行選択パルスの立上げ相及び立
下げ相用にリザーブされた時間周期の付加された持続時
間よりも100乃至200%長くなり、該パルスが発生
されることにより、 (1) 該インダクタ(L1、L1N)の入力端末と該供給
電圧(Vwrp、Vwrn)又はその部分電圧(Vwr
p/2、Vwrn/2)との間に配置された第1のスイ
ッチ(S1、S1N)を介して負荷キャパシタンスがチ
ャージされ、 (2) 該供給電圧(Vwrp、Vwrn)と該インダクタ
(L1)の出力端末との間に配置された第2のスイッチ
(S3、S3N)によって行選択パルスがその全振幅ま
で励起され、 (3) 該インダクタ(L1、L1N)の入力端末と接地電
位又は接地電位(Vm)に近似する電位との間に配置さ
れた第3のスイッチ(S2、S1N)によって負荷キャ
パシタンスがディスチャージされ、ここで該スイッチは
負荷キャパシタンス内に格納されたエネルギーをディス
チャージするよう動作し、 (4) チャージ相の間に該インダクタ(L1)内に格納さ
れたエネルギーを、負荷のチャージ相若しくはディスチ
ャージ相又はその両相を引き伸ばすことに利用するか、
又は、該エネルギーを該インダクタ(L1、L1N)の
両端部からより高い及びより低い電位へ接続される所謂
クランプダイオード(D1乃至D4、D1N乃至D4
N)を使用して該供給電圧ライン(Vwrp、Vwr
n、Vm)の一つに転送することに利用し、そして、 (5) 外部制御に加えて、該スイッチ(S1、S2とS
3、S1N、S2N、S3N)の一つが、該インダクタ
(L1、L1N)の出力端末を経由するフィードバック
回路(FB3)によって制御される、 ことを特徴とする行選択パルス発生方法。 - 【請求項8】 請求項7に記載の方法において、行選択
パルスは連続的に繰り返す相を介して生成され、 該第1のスイッチ(S1、S2N)が切り換えられて、
負荷電圧が供給電圧レベル(Vwrp、Vwrn)に達
するまでオン状態を維持するか、又は故障若しくは誤動
作状態のときには外部制御入力が該スイッチをオフと
し、 該第2のスイッチ(S3、S3N)が、負荷電圧が供給
電圧レベル(Vwrp、Vwrn)の少なくとも1/2
に達したときオンとされ、そして負荷の容量のディスチ
ャージ相を励起すべく該第3のスイッチ(S2、S2
N)がオンとされ、それにより該第2のスイッチ(S
3、S3N)が同時にオフとされることを特徴とする方
法。 - 【請求項9】 請求項7又は8に記載の方法において、
負荷キャパシタンスの接地電位へのディスチャージ相の
間に、負荷電圧が浮動する選択されなかったラインの電
圧レベルに達した場合よりも短期間に該第3のスイッチ
(S2、S3N)をオン状態に維持し、又はこれに対応
して負電圧パルス発生器の出力電圧が接地電位になるこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項10】 請求項7又は8に記載の方法におい
て、該第3のスイッチ(S2、S3N)が変調電圧(V
m)へディスチャージされ、連続する次の行選択パルス
がスタートするまで該スイッチをオン状態に維持するこ
とを特徴とする方法。
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