JP3037025B2 - Quadrature modulator - Google Patents
Quadrature modulatorInfo
- Publication number
- JP3037025B2 JP3037025B2 JP5163896A JP16389693A JP3037025B2 JP 3037025 B2 JP3037025 B2 JP 3037025B2 JP 5163896 A JP5163896 A JP 5163896A JP 16389693 A JP16389693 A JP 16389693A JP 3037025 B2 JP3037025 B2 JP 3037025B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- quadrature
- input signal
- component input
- amplitude
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル無線通信の送
信に用いる直交変調器に関し、特に、変調信号の歪を自
動的に除くことができるように構成したものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a quadrature modulator used for transmitting digital radio communication, and more particularly to a quadrature modulator configured to automatically remove distortion of a modulation signal.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の直交変調器は、図４に示すよう
に、同相成分入力信号Ｉ(ｔ)が印加される同相成分入力
端子１と、直交成分入力信号Ｑ(ｔ)が印加される直交成
分入力端子２と、直交成分入力信号の振幅をマニュアル
で制御するための可変利得増幅器17と、搬送波信号を発
生する発振器６と、発振器６の出力と同相成分入力信号
Ｉ(ｔ)とを乗算する乗算器４と、発振器６の出力をπ／
２位相シフトする移相器７と、移相器７の出力と可変利
得増幅器17の出力とを乗算する乗算器５と、乗算器４の
出力と乗算器５の出力とを加算する加算器８と、加算器
８の出力を直交変調出力Ｓ(ｔ)として出力する出力端子
11とを備えている。2. Description of the Related Art In a conventional quadrature modulator, as shown in FIG. 4, an in-phase component input terminal 1 to which an in-phase component input signal I (t) is applied and a quadrature component input signal Q (t) are applied. A quadrature component input terminal 2, a variable gain amplifier 17 for manually controlling the amplitude of the quadrature component input signal, an oscillator 6 for generating a carrier signal, and an output of the oscillator 6 and an in-phase component input signal I (t). The output of the multiplier 4 for multiplication and the output of the oscillator 6 are π /
A phase shifter 7 that shifts two phases, a multiplier 5 that multiplies the output of the phase shifter 7 and the output of the variable gain amplifier 17, and an adder 8 that adds the output of the multiplier 4 and the output of the multiplier 5 And an output terminal for outputting the output of the adder 8 as the quadrature modulation output S (t)
11 and.
【０００３】この直交変調器の乗算器４および乗算器５
の乗算係数を各々Ａ、Ｂ、また、可変利得増幅器17のゲ
インをＫとするとき、直交変調器出力Ｓ(ｔ)は、次の数
式１によって表わされる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｋ(Ｂ／Ａ)Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (１) 上式において、Ｂ／Ａは乗算器４、５の乗算係数のアン
バランスによって生じる同相成分と直交成分の間の振幅
比である。可変利得増幅器のゲインＫを調整して、この
振幅比の逆数であるＡ／Ｂに設定することにより、振幅
のアンバランスが補償され、次の数式２で表わされる無
歪の直交変調信号が得られる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (２) このように、従来の直交変調器では、直交成分の振幅を
可変利得増幅器17でマニュアル調整し、同相成分と直交
成分との間の振幅のアンバランスを補償することによっ
て無歪の変調信号を得ていた。A multiplier 4 and a multiplier 5 of the quadrature modulator
, And the gain of the variable gain amplifier 17 is K, the quadrature modulator output S (t) is represented by the following equation (1). S (t) = A (I (t) cos (ωct) + K (B / A) Q (t) sin (ωct)) (1) In the above equation, B / A is the multiplication coefficient of the multipliers 4 and 5 It is the amplitude ratio between the in-phase and quadrature components caused by imbalance. By adjusting the gain K of the variable gain amplifier and setting it to A / B, which is the reciprocal of this amplitude ratio, the imbalance in amplitude is compensated, and a distortion-free quadrature modulation signal represented by the following equation 2 is obtained. Can be S (t) = A (I (t) cos (ωct) + Q (t) sin (ωct)) (2) As described above, in the conventional quadrature modulator, the amplitude of the quadrature component is manually adjusted by the variable gain amplifier 17. Then, a distortion-free modulated signal has been obtained by compensating for the amplitude imbalance between the in-phase component and the quadrature component.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の直交変
調器は、可変利得増幅器のゲインの調整をマニュアルに
頼っているため、調整者の技量の差によって調整結果に
バラツキが生じたり、調整をし忘れる事態が起こったり
する。また、同相成分と直交成分との間の振幅比が温度
等の変動で変化することがあるが、従来の直交変調器
は、こうした環境変化に起因する特性の変動に対して追
従して補償することができない。However, since the conventional quadrature modulator relies on manual adjustment of the gain of the variable gain amplifier, the adjustment results may vary due to differences in the skill of the adjuster or the adjustment may not be possible. Forget things happen. In addition, the amplitude ratio between the in-phase component and the quadrature component may change due to variations in temperature or the like, but the conventional quadrature modulator follows and compensates for the variation in characteristics due to such environmental changes. Can not do.
【０００５】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、同相成分と直交成分との間の振幅のアン
バランスを適応的に補償し、変調信号の歪みを抑えるこ
とができる直交変調器を提供することを目的としてい
る。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves such a conventional problem. Quadrature modulation capable of adaptively compensating for amplitude imbalance between an in-phase component and a quadrature component and suppressing distortion of a modulation signal. The purpose is to provide a vessel.
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、同
相成分入力信号または直交成分入力信号の少なくとも一
方のゲインを調整する利得調整手段を備えた直交変調器
において、直交変調器の出力から包絡線信号を検出する
包絡線検出手段と、包絡線信号、同相成分入力信号およ
び直交成分入力信号に基づいて同相成分と直交成分との
間の振幅のアンバランスに相当する振幅比を計算して利
得調整手段におけるゲインを前記振幅比の逆数となるよ
うに制御する利得制御手段とを設けている。SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, the present invention provides a quadrature modulator provided with gain adjusting means for adjusting the gain of at least one of an in-phase component input signal and a quadrature component input signal. An envelope detection means for detecting a line signal; and calculating an amplitude ratio corresponding to an imbalance in amplitude between the in-phase component and the quadrature component based on the envelope signal, the in-phase component input signal and the quadrature component input signal, to obtain a gain. Gain control means for controlling the gain in the adjustment means to be the reciprocal of the amplitude ratio.
【０００７】また、この利得制御手段には、包絡線信
号、同相成分入力信号および直交成分入力信号から一定
周期毎に短い時間差を置いて二つの値をサンプリングす
るサンプリング手段と、サンプリングされたサンプル値
の各々を２乗する２乗振幅演算手段とを設け、この２乗
振幅演算手段が演算した２乗振幅値に基づいて前記振幅
比を計算している。The gain control means includes sampling means for sampling two values at a short time difference from the envelope signal, the in-phase component input signal and the quadrature component input signal at regular intervals, and a sampled sampled value. And a square amplitude calculating means for squaring each of the above, and the amplitude ratio is calculated based on the square amplitude value calculated by the square amplitude calculating means.
【０００８】[0008]
【作用】そのため、利得制御手段は、直交変調器出力の
包絡線信号、同相成分入力信号および直交成分入力信号
の各信号に基づいて利得調整手段のゲインを適応的に制
御し、その結果、同相成分と直交成分との振幅のアンバ
ランスが即時的に補償される。従って、温度変動などの
環境変化に対しても追従してアンバランスを補償するこ
とができる。Therefore, the gain control means adaptively controls the gain of the gain adjustment means based on the envelope signal of the quadrature modulator output, the in-phase component input signal and the quadrature component input signal. Imbalance in amplitude between the component and the quadrature component is immediately compensated. Therefore, the imbalance can be compensated by following an environmental change such as a temperature change.
【０００９】[0009]
【実施例】本発明の実施例における直交変調器は、図１
に示すように、直交成分入力信号の振幅を制御する可変
利得制御増幅器３と、出力される直交変調信号Ｓの包絡
線信号を検出する包絡線検波回路９と、可変利得制御増
幅器３のゲインを制御するゲイン制御回路10とを備えて
いる。その他の構成は、従来の直交変調器(図４)と変わ
りがない。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A quadrature modulator according to an embodiment of the present invention is shown in FIG.
As shown in the figure, the variable gain control amplifier 3 for controlling the amplitude of the quadrature component input signal, the envelope detection circuit 9 for detecting the envelope signal of the quadrature modulated signal S to be output, and the gain of the variable gain control amplifier 3 And a gain control circuit 10 for controlling. Other configurations are the same as those of the conventional quadrature modulator (FIG. 4).
【００１０】ゲイン制御回路10は、包絡線信号検波回路
９から出力される包絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉお
よび直交成分入力信号Ｑに基づいて、直交変調信号Ｓに
含まれる同相成分と直交成分とのアンバランスに相当す
る振幅比を計算する。そして、可変利得制御増幅器３の
ゲインをこの振幅比の逆数に設定するための制御信号Ｃ
を出力する。[0010] The gain control circuit 10 is configured to generate the quadrature modulated signal S based on the envelope signal R, the in-phase component input signal I, and the quadrature component input signal Q output from the envelope signal detection circuit 9. The amplitude ratio corresponding to the imbalance with the component is calculated. Then, a control signal C for setting the gain of the variable gain control amplifier 3 to the reciprocal of the amplitude ratio is set.
Is output.
【００１１】このゲイン制御回路10は、図２に示すよう
に、包絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉおよび直交成分
入力信号Ｑの各信号をサンプリングする連動スイッチ12
と、包絡線信号Ｒのサンプル値を２乗する２乗振幅演算
回路13と、同相成分入力信号Ｉのサンプル値を２乗する
２乗振幅演算回路14と、直交成分入力信号Ｑのサンプル
値を２乗する２乗振幅演算回路15と、各２乗振幅演算回
路13、14、15の出力に基づいて直交変調信号に含まれる
同相成分と直交成分との間のアンバランスに相当する振
幅比を計算し、この振幅比に応じた制御信号Ｃを発生す
るゲイン設定回路16とを備えている。As shown in FIG. 2, the gain control circuit 10 includes an interlocking switch 12 for sampling each of an envelope signal R, an in-phase component input signal I and a quadrature component input signal Q.
A square amplitude calculating circuit 13 for squaring the sample value of the envelope signal R, a square amplitude calculating circuit 14 for squaring the sample value of the in-phase component input signal I, and a sample value of the quadrature component input signal Q. A square amplitude calculating circuit 15 for squaring, and an amplitude ratio corresponding to an imbalance between the in-phase component and the quadrature component included in the quadrature modulated signal based on the outputs of the square amplitude calculating circuits 13, 14, and 15, A gain setting circuit 16 for calculating and generating a control signal C according to the amplitude ratio.
【００１２】連動スイッチ12は、図３に示すように、包
絡線信号Ｒ、同相成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信
号Ｑの各信号を周期Ｔ毎に、Ｔより十分短いτなる時間
差を置いて二つのサンプルをサンプリングする。As shown in FIG. 3, the interlocking switch 12 outputs the envelope signal R, the in-phase component input signal I, and the quadrature component input signal Q at intervals of a period T and a time difference τ sufficiently shorter than T. Sample two samples.
【００１３】この直交変調器の動作について説明する。
図１の乗算器４、５の特性が不均一であり、乗算係数が
各々異なる値Ａ、Ｂを持つものと仮定する。また、現時
点での可変利得制御増幅器３のゲインがＫn-1に設定さ
れているものと仮定する。この時、直交変調信号Ｓ(ｔ)
は、次の数式３によって表わされる。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｋn-1(Ｂ／Ａ)Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (３) このＳ(ｔ)を包絡線検波回路９で包絡線検波すると、出
力包絡線信号Ｒ(ｔ)は、次の数式４のようになる。 Ｒ(t)＝Ａ(Ｉ(t)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(t)2）1/2 (４) 一方、ゲイン制御回路10は、包絡線信号Ｒ(ｔ)、同相成
分入力信号Ｉ(ｔ)および直交成分入力信号Ｑ(ｔ)の各信
号を、連動スイッチ12を用いて、周期Ｔごとに、τなる
時間差を置いて二サンプルずつサンプリングする(図
３)。ここで、ｎＴ≦ｔ≦ｎＴ＋τの間は、Ａ、Ｂが変
動しないものと仮定する。The operation of the quadrature modulator will be described.
It is assumed that the characteristics of the multipliers 4 and 5 in FIG. 1 are non-uniform and the multiplication coefficients have different values A and B, respectively. It is also assumed that the current gain of the variable gain control amplifier 3 is set to Kn-1 . At this time, the quadrature modulated signal S (t)
Is represented by the following Equation 3. S (t) = A (I (t) cos (ωct) + K n−1 (B / A) Q (t) sin (ωct)) (3) This S (t) is enveloped by the envelope detection circuit 9. Upon detection, the output envelope signal R (t) is as shown in the following Expression 4. R (t) = A (I (t) 2 + K n-1 2 (B / A) 2 Q (t) 2) 1/2 (4) On the other hand, the gain control circuit 10, the envelope signal R (t) , The in-phase component input signal I (t) and the quadrature component input signal Q (t) are sampled by the interlocking switch 12 at intervals of T every two samples at intervals of τ (FIG. 3). . Here, it is assumed that A and B do not change during nT ≦ t ≦ nT + τ.
【００１４】この時、２乗振幅演算回路13を通った２乗
包絡線信号のｔ＝ｎＴおよびｔ＝ｎＴ＋τにおけるサン
プル値は、それぞれ次の数式５および数式６によって表
わされる。At this time, the sample values at t = nT and t = nT + τ of the square envelope signal that has passed through the square amplitude calculation circuit 13 are represented by the following equations (5) and (6), respectively.
【００１５】 Ｒ(ｎＴ)2＝Ａ2(Ｉ(ｎＴ)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(ｎＴ)2) (５) Ｒ(ｎＴ＋τ)2＝Ａ2(Ｉ(ｎＴ＋τ)2＋Ｋn-1 2(Ｂ／Ａ)2Ｑ(ｎＴ＋τ)2） (６) この数式５と数式６とから同相成分と直交成分との間の
振幅比Ｂ／Ａは次の数式７によって求められる。[0015] R (nT) 2 = A 2 (I (nT) 2 + K n-1 2 (B / A) 2 Q (nT) 2) (5) R (nT + τ) 2 = A 2 (I (nT + τ) 2 + K n-1 2 (B / A) 2 Q (nT + τ) 2 ) (6) From Expressions 5 and 6, the amplitude ratio B / A between the in-phase component and the quadrature component is determined by the following Expression 7. Can be
【数７】 数式７において、Ｉ(ｎＴ)2、Ｑ(ｎＴ)2、Ｉ(ｎＴ＋τ)
2およびＱ(ｎＴ＋τ)2は、２乗振幅演算回路14、15の出
力として与えられる。(Equation 7) In Equation 7, I (nT) 2 , Q (nT) 2 , I (nT + τ)
2 and Q (nT + τ) 2 are provided as outputs of the square amplitude calculation circuits 14 and 15.
【００１６】数式３より、同相成分と直交成分との間の
振幅のアンバランスを補償するためには、可変利得制御
増幅器３のゲインを数式７の振幅比の逆数に設定すれば
よいことが分かる。即ち、可変利得制御増幅器３のゲイ
ンをＫn-1から、新たに次の数式８によって表わされる
Ｋnに更新すればよい。From equation (3), it can be seen that in order to compensate for the amplitude imbalance between the in-phase component and the quadrature component, the gain of the variable gain control amplifier 3 should be set to the reciprocal of the amplitude ratio in equation (7). . That is, the gain of the variable gain control amplifier 3 from K n-1, it may be updated to K n represented newly by the following equation 8.
【数８】 この時、出力直交変調信号Ｓ(ｔ)は、次の数式９のよう
になり、同相成分と直交成分との間の振幅のアンバラス
が補償される。 Ｓ(t)＝Ａ(Ｉ(t)ｃｏｓ(ωｃt)＋Ｑ(t)ｓｉｎ(ωｃt)) (９) 従って、ゲイン設定回路16では、数式７を用いて振幅比
Ｂ／Ａを計算し、この振幅比を基に可変利得制御増幅器
３のゲインを数式８のＫnに設定するための制御信号Ｃ
を出力する。(Equation 8) At this time, the output quadrature modulation signal S (t) is represented by the following equation 9, and the imbalance of the amplitude between the in-phase component and the quadrature component is compensated. S (t) = A (I (t) cos (ωct) + Q (t) sin (ωct)) (9) Accordingly, the gain setting circuit 16 calculates the amplitude ratio B / A using Expression 7, and control signals C for setting the gain of the variable gain control amplifier 3 to K n of equation 8 on the basis of the amplitude ratio
Is output.
【００１７】なお、図３に示すように、新しいゲインＫ
nは、ゲイン制御回路10がｔ＝ｎＴ＋τの時点で各サン
プル信号を取り込んでから、処理に要する遅延時間δの
経過後、可変利得制御増幅器３に設定され、Ｔの間保持
される。As shown in FIG. 3, a new gain K
n is set in the variable gain control amplifier 3 after elapse of the delay time δ required for processing after the gain control circuit 10 captures each sample signal at the time of t = nT + τ, and is held for T.
【００１８】このように、実施例の直交変調器では、ゲ
イン制御回路10が、直交変調出力の包絡線信号Ｒ、同相
成分入力信号Ｉおよび直交成分入力信号Ｑに基づいて可
変利得制御増幅器３のゲインを適応的に制御しているの
で、同相成分と直交成分との振幅のバランスを崩す温度
変動などの環境変化が生じても、それに追随してバラン
スの補償を行なうことができる。As described above, in the quadrature modulator of the embodiment, the gain control circuit 10 controls the variable gain control amplifier 3 based on the envelope signal R of the quadrature modulation output, the in-phase component input signal I and the quadrature component input signal Q. Since the gain is adaptively controlled, even if an environmental change such as a temperature change that breaks the balance between the amplitudes of the in-phase component and the quadrature component occurs, the balance can be compensated following the change.
【００１９】[0019]
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明の直交変調器は、同相成分と直交成分との振
幅のアンバランスを自動的に補償し、変調信号の歪を抑
えることができる。As is apparent from the above description of the embodiment, the quadrature modulator of the present invention automatically compensates for the imbalance of the amplitudes of the in-phase component and the quadrature component and suppresses the distortion of the modulation signal. Can be.
【００２０】この補償動作は適応的であり、温度変動な
どの環境変化に追従して前記アンバランスを補償するこ
とができる。This compensation operation is adaptive, and can compensate for the unbalance by following environmental changes such as temperature fluctuations.
【図１】本発明の一実施例における直交変調器の構成を
示すブロック図、FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a quadrature modulator according to an embodiment of the present invention;
【図２】実施例の直交変調器で用いるゲイン制御回路の
構成を示すブロック図、FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a gain control circuit used in the quadrature modulator according to the embodiment;
【図３】前記ゲイン制御回路における入力信号のサンプ
リング時期を示す図、FIG. 3 is a diagram showing a sampling time of an input signal in the gain control circuit;
【図４】従来の直交変調器の構成を示すブロック図であ
る。FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of a conventional quadrature modulator.
１ 同相成分入力端子 ２ 直交成分入力端子 ３ 可変利得制御増幅器 ４、５ 乗算器 ６ 発振器 ７ π／２移相部 ８ 加算器 ９ 包絡線検波回路 10 ゲイン制御回路 11 出力端子 12 連動スイッチ 13、14、15 ２乗振幅演算回路 16 ゲイン設定回路 17 可変利得増幅器 REFERENCE SIGNS LIST 1 In-phase component input terminal 2 Quadrature component input terminal 3 Variable gain control amplifier 4, 5 Multiplier 6 Oscillator 7 π / 2 phase shift unit 8 Adder 9 Envelope detection circuit 10 Gain control circuit 11 Output terminal 12 Link switch 13, 14 , 15 Square amplitude calculation circuit 16 Gain setting circuit 17 Variable gain amplifier
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−260105（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−287457（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−198555（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−153177（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−90264（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-5-260105 (JP, A) JP-A-4-287457 (JP, A) JP-A-3-198555 (JP, A) JP-A-5-1985 153177 (JP, A) JP-A-6-90264 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04L 27/00-27/38
Claims (2)
号の少なくとも一方のゲインを調整する利得調整手段を
備えた直交変調器において、 前記直交変調器の出力から包絡線信号を検出する包絡線
検出手段と、 前記包絡線信号、同相成分入力信号および直交成分入力
信号に基づいて、前記同相成分と直交成分との間の振幅
のアンバランスに相当する振幅比を計算し、前記利得調
整手段におけるゲインを前記振幅比の逆数となるように
制御する利得制御手段とを設けたことを特徴とする直交
変調器。1. A quadrature modulator comprising a gain adjusting means for adjusting at least one of an in-phase component input signal and a quadrature component input signal, wherein the envelope detecting means detects an envelope signal from an output of the quadrature modulator. And calculating, based on the envelope signal, the in-phase component input signal and the quadrature component input signal, an amplitude ratio corresponding to an imbalance in amplitude between the in-phase component and the quadrature component, and setting a gain in the gain adjustment unit. A quadrature modulator provided with gain control means for controlling so as to be a reciprocal of the amplitude ratio.
同相成分入力信号および直交成分入力信号から一定周期
毎に短い時間差を置いて二つの値をサンプリングするサ
ンプリング手段と、サンプリングされたサンプル値の各
々を２乗する２乗振幅演算手段とを備え、前記２乗振幅
演算手段が演算した２乗振幅値に基づいて前記振幅比を
計算することを特徴とする請求項１に記載の直交変調
器。2. The gain control means according to claim 1, wherein said envelope control signal comprises:
Sampling means for sampling two values with a short time difference from the in-phase component input signal and the quadrature component input signal at regular intervals, and a square amplitude calculating means for squaring each of the sampled sample values; 2. The quadrature modulator according to claim 1, wherein the amplitude ratio is calculated based on a square amplitude value calculated by a square amplitude calculation unit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5163896A JP3037025B2 (en) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Quadrature modulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5163896A JP3037025B2 (en) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Quadrature modulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06350658A JPH06350658A (en) | 1994-12-22 |
| JP3037025B2 true JP3037025B2 (en) | 2000-04-24 |
Family
ID=15782875
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5163896A Expired - Fee Related JP3037025B2 (en) | 1993-06-10 | 1993-06-10 | Quadrature modulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3037025B2 (en) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09153882A (en) * | 1995-09-25 | 1997-06-10 | Victor Co Of Japan Ltd | Orthogonal frequency division multiple signal transmission system, transmitting device and receiving device |
| US6671336B1 (en) * | 2000-05-16 | 2003-12-30 | Motorola, Inc. | Gain controller for circuit having in-phase and quadrature channels, and method |
| JP4376689B2 (en) | 2004-04-21 | 2009-12-02 | 富士通株式会社 | Quadrature modulation system |
| JP4918927B2 (en) | 2006-04-21 | 2012-04-18 | 日本電気株式会社 | Signal processing circuit |
| US8385458B2 (en) | 2006-08-08 | 2013-02-26 | Nec Corporation | Signal processing circuit and signal processing method |
-
1993
- 1993-06-10 JP JP5163896A patent/JP3037025B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06350658A (en) | 1994-12-22 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0598585B1 (en) | Automatic calibration of the quadrature balance within a cartesian amplifier | |
| JP2513289B2 (en) | Modulator | |
| US7409004B2 (en) | Hybrid polar modulator differential phase Cartesian feedback correction circuit for power amplifier linearization | |
| US5905760A (en) | Method of correcting nonlinearities of an amplifier, and radio transmitter employing a method of this type | |
| EP0546322B1 (en) | Quadrature modulator | |
| EP1791310B1 (en) | Distortion compensating apparatus | |
| JPH08242263A (en) | Transmitter | |
| JPH0621990A (en) | Modulation signal transmission system | |
| JP2000286915A (en) | Signal modulation circuit and method | |
| EP1097508B1 (en) | Method and apparatus for compensating for distortion in iq modulators | |
| EP0507919A1 (en) | Controlled slew rate amplifier | |
| JP3268135B2 (en) | transceiver | |
| JP3037025B2 (en) | Quadrature modulator | |
| JP3732824B2 (en) | Communication device | |
| JPH10271175A (en) | Phase modulator | |
| JP3221326B2 (en) | Transmission device | |
| JP3344353B2 (en) | Phase locked loop circuit and receiving system | |
| JP4127639B2 (en) | Nonlinear compensator | |
| JP2000151731A (en) | Wide band iq splitter device and proofreading method therefor | |
| JP3436250B2 (en) | Transmission device | |
| JPS6310613B2 (en) | ||
| JP3211112B2 (en) | DC drift compensation circuit | |
| JPH0697920A (en) | Radio receiving equipment | |
| EP0588884B1 (en) | A method and an apparatus for determining phase and frequency deviation | |
| JPH0279613A (en) | Automatic equalizer |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |