JP3036807B2 - 基準信号伝送装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、基準信号を伝送する装置に関し、特に基準
信号の伝送路における遅延時間を測定・記録することが
できる基準信号伝送装置に関する。

本発明の基準信号伝送装置は、電波測量における電波
干渉計の高精度化、あるいは時刻の高精度伝送等に利用
できる。例えばGPS（Global Positioning System）を利
用した測量装置のなかの１チャンネルシーケンシャル型
電波干渉計に分類される装置で測量を実施するとき、基
準信号を本装置で伝送すれば衛星の軌道が正確なら、数
mmの測距精度が実現できる。なおGPSについては、「GPS
−人工衛星による精密測位システム−」（日本測地学会
編著 社会法人 日本測量協会発行 1989年）に記載さ
れているので、ここでは、その詳細説明を省略する。

〔従来の技術〕

従来、基準信号（通常は1MHz、5MHzあるいは10MHzの
正弦波）を離れた地点へ伝送する手段として、第６図に
示すような基準信号入力端子7aを備えた同軸ケーブル７
及び同軸ケーブル７で生じた減衰量を補償するための増
幅器８と基準信号出力端子8bからなる同軸ケーブル伝送
方式がとられていた。そして、同軸ケーブル（伝送路）
における遅延時間は一定であるとして測定データの処理
が行われていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかし、同軸ケーブルが布設されている空間の気温が
変動すると同軸ケーブで伝送されている基準信号の遅延
時間が変動してしまい、その変動は同軸ケーブルの温度
１℃の変化に対して10^-4程度であることが知られてい
る。

例えば100m離れた地点へ基準信号を伝送するとき同軸
ケーブルの温度が１℃変化すると、遅延時間は約 100×10^-4/c≒33 psec だけ変化する。ここでｃは真空中の光速度３×10⁸m/sec
である。

この変動は電波干渉計を構成する際には無視できな
い。

ところが、従来の同軸ケーブル伝送方式では、この変
動を測定・記録することができず、同軸ケーブルにおけ
る遅延時間は一定であるとして取り扱わざるを得ないと
いう問題が有った。そして、このことは測距精度が向上
しないという問題に繋がっていた。

本発明はこれらの課題を解決するために成されたもの
であり、気温の変動等によって基準信号の遅延時間が変
動してもその遅延時間の変動を高精度に測定・記録でき
る基準信号伝送装置を提供するものである。

〔課題を解決するための手段〕

前述の課題を解決するために、本発明の基準信号伝送
装置は、分配器と、反射波検出器と、伝送路と、信号変
換器と、位相差測定器と、記録手段とを設け、伝送路を
通して送られてきた基準信号が信号変換器の入力（即ち
伝送路の終端）で反射された反射波を反射波検出器で検
出し、該反射波と分配器により位相差測定器に分配され
た基準信号との位相差を位相差測定器において測定し、
得られた位相差データを記録手段で記録するようにして
いる。

〔作用〕

電波干渉計を構成する２局のうち１局（主局）に基準
信号発生器を設置し他局（従局）へ基準信号を本発明の
基準信号伝送装置を使って伝送し、同一の波源を受信す
ると同時に主局において伝送路の遅延時間を測定し記録
する。

こうすることにより、遅延時間が変動しても、２局の
受信データの一重差（２局間位相差）を計算するときに
補正を行うことができる。

以下、少し詳しく説明する。

基準信号伝送装置を構成するもののうち分配器１、反
射波検出器２、位相差測定器５及び記録手段６は１局
（主局）に置かれ、信号変換器４は、基準信号を伝送さ
れる他局（従局）に置かれる。２局間は伝送路３で接続
される。

伝送路３の布設された空間の気温変化（周囲の温度変
化）によって伝送路３の始端より終端に至る基準信号の
遅延時間τは変動してしまう。

τ＝τ（ｔ） −（１） 但し、t;時刻 従って信号変換器４の出力から取り出される基準信号
には位相変動２π f_c τ（ｔ）が発生する。ここでf_cは
基準信号の周波数である。

伝送路３の始端に注入された基準信号の電力は終端に
接続された信号変換器４の入力において少なくとも一部
が反射され反射波となって、再び伝送路３の始端に戻
る。

始端に戻った反射波は反射波検出器２において100％
吸収され反射波出力端子に出現する。従って、反射波出
力端子に出現する反射波は、 となる。但し、 ２τ（ｔ）；伝送路３の往復の遅延時間 θ₀ ；反射波検出器２で生じる位相誤差 V_R ；反射波の振幅 分配器１の複数の出力信号はどれも同一で 但し、V_I ；出力信号の振幅 とすると、位相差測定器５で得られる位相差データθ
（t_n）は θ（t_n）＝−２π f_c・２τ（t_n）＋θ_０ （ｎ＝1,2,3………） −（４） となる。θ（t_n）は記録手段６によって逐次記録され
る。

式（４）において、t₁,t₂,t₃……は位相差を測定した
時刻であり一般には、 t_n＝t₀＋nT（ｎ＝1,2,3……） −（５） 但し、T:標本化周期 の等間隔サンプリングが使用される。

また、θ_０は、充分短く、精密な、τが既知で一定で
あるような伝送路（例えばエアーライン）を使用して逆
算によって決定することができる。

あるいは、第５図（ａ）のように反射波検出器２の伝
送路出力端子2bを、メス型同軸コネクタとし（例えばNJ
型）信号変換器４の入力端子4aをオス型同軸コネクタ
（例えばNP型）とし、伝送路３として始端にオス型同軸
コネクタ（例えばNP型）、終端にメス型同軸コネクタ
（例えばNJ型）をとりつけた同軸ケーブルを用意する。

次に、第５図（ｂ）のように反射波検出器２の伝送路
出力端子2bと信号変換器４の入力端子4aを直結する。こ
の状態がτ＝０の状態であって θ（t_n）＝θ_０ −（６） が測定できる。

実際の使用には前記同軸ケーブルを第５図（ｃ）のよ
うに反射波検出器２の伝送路出力端子2bと信号変換器４
の入力端子4aとの間に入れる。

ここで式（２）のV_R及び式（３）のV_Iについて付け加
えると、信号変換器４からの反射は必ずしも100％では
なく、また、伝送路３の損失や反射波検出器２の損失も
あるので、V_RはV_Iの40％〜20％程度である。

第４図に本発明の利用形態を示し、遅延時間の補正の
方法を簡単に説明する。

衛星（Ｓ）31から従局に設置された受信装置（Ｂ）33
に至るベクトルを ▲▼ 衛星（Ｓ）31から主局に設置された受信装置（Ａ）32
に至るベクトルを ▲▼ とする。

衛星（Ｓ）31と受信装置（Ｂ）33、衛星（Ｓ）31と受
信装置（Ａ）31、受信装置（Ｂ）33と受信装置（Ａ）32
それぞれの距離を r₁＝｜▲▼|,r₂＝｜▲▼｜ Ｌ＝｜▲▼−▲▼｜＝｜▲▼｜ とする。||はノルムを示す。衛星（Ｓ）31の位置は時々
刻々変化するので、r₁,r₂は時刻ｔの函数であるが受信
装置（Ｂ）33,（Ａ）32間の距離は不変であるのでＬは
一定である。

簡単のために、 r₁≫L,r₂≫Ｌ とする。

▲▼と▲▼とのなす角度をΨとする。

受信装置（Ｂ）33,（Ａ）32は受信した信号と基準信
号との位相差Φを記録する。

衛星（Ｓ）31が信号ｓ（ｔ）を送信する。

ｓ（ｔ）＝sin ２πf₀t −（７） f₀は送信周波数である。

受信装置（Ｂ）33,（Ａ）32で受信される信号はr₁/c,
r₂/cだけ遅延していて以下のとおりである。

ここでｃは光速度である。

が受信装置（Ｂ）33,（Ａ）32において記録される衛星
（Ｓ）31から受信した信号と基準信号との位相差のデー
タである。

τは伝送路３の片道における基準信号の遅延時間、φ
_０は受信装置の組に固有の位相差である。

θ（t_n）も本発明の装置によって同時に記録される。

観測完了後、記録されたデータから一重差分Δが計算
される。

ここでλ_０は自由空間波長λ_０＝c/f₀である。

Ψ（ｔ）は▲▼と▲▼の角度だから 従局に設置された受信装置（Ｂ）33を同じ構成で受信装
置（Ａ）32の設置されている主局位置へ移動し受信装置
（Ａ）32のアンテナを両用して衛星（Ｓ）31の信号を受
信するとＬ＝０であるから、τ（ｔ）が分かれたφ_０が
Δ（ｔ）から計算できる。

従ってΨ（ｔ）が分かればＬが上式から計算できる。
またτ（ｔ）は１日前後の周期で変動することが予想さ
れ、Ψ（ｔ）はGPSなどの場合約12時間周期である。こ
のためτ（ｔ）を測定せずにΔ（ｔ）のみからＬを決定
すると誤差が増えるおそれがある。

τ（ｔ）＝−｛θ（ｔ）−θ_０｝/4π f_c −（12） であるから、測定・記録してあるθ（t_n）より、式（1
2）を用いてτ（ｔ）を計算し、式（13）を用いて一重
差を補正し、補正一重 を得ることができる。

であり、式（14）の第２項はＬ＝０とすることによって
分ることは既に述べた。

つまり、 となる。ここでΨ（ｔ）が何らかの手段で分かればＬが
決定できる。（例えばGPSの場合Ψ（ｔ）は衛星が放送
している値から分かる。） 〔実施例〕 第２図に本発明の第１の実施例を示す。

分配器11は入力を共通とする３台の増幅器11a,11b,11
cで構成される。

該増幅器11a,11b,11cは信号を増幅する目的もあるが
主として出力の負荷の変動や出力に印加された他の信号
を入力に伝達しない目的で使用されるアイソレーション
用増幅器である。S_ijを該増幅器のＳパラメータとする
と、基準信号の周波数f_CにおいてS₁₂,S₂₂は少なく、S₂₁
は大きい増幅器が適している。

増幅器11aの出力は反射波検出器12の入力へ接続され
る。増幅器11bの出力は位相差測定器15の参照波入力へ
接続される。増幅器11cの出力は他の装置への予備用で
ある。

伝送路13は本実施例では同軸ケーブルである。反射波
検出器12は、抵抗12a,12b,12cとから成るブリッジ回路
と、平衡不平衡変換用トランス12d、アイソレーション
用増幅器12eで構成される。

抵抗12b,12cが等しいとき伝送路13の始端から見たイ
ンピーダンスが純抵抗で抵抗12aと一致するとき反射波
出力が0Vになる。

前記反射波検出器12の伝送路出力端子12fにおける出
力インピーダンスが、伝送路13の特性インピーダンスと
一致するように抵抗は決定される。

信号変換器14は分圧用抵抗14a,14bとMOSFET14c、ドレ
イン負荷抵抗14d、増幅器14eから構成され入力インピー
ダンスが伝送路13の特性インピーダンスよりも十分高く
なるよう設計されている。伝送路の始端における反射係
数を０（整合状態）、終端における反射係数を１（全反
射状態）とすることによって、位相差測定精度を向上さ
せると同時に、伝送路の長さを変えても終端の開放電圧
が変わらないようになる。

位相差測定器15は本実施例においてはオフセット発振
器15g、アイソレーション用増幅器15e,15f、ミキサ15a,
15h同一特性のローパスフィルタ15b,15i、コンパレータ
15c,15j、ワンショット回路15d,15k、時間差計151から
構成されている。

前記オフセット発振器15gは基準信号の周波数f_c Hzよ
りもf_b Hzだけ異なった正弦波状の局発信号を発生す
る。該オフセット発振器15gは水晶発振器又は基準信号
を入力とする周波数シンセサイザ等で実現できる。アイ
ソレーション用増幅器15e,15fで前記局発信号は分配さ
れミキサ15a,15hの第１の入力に供給される。

ミキサ15a,15hはDBM（ダブルバランスミキサ）等で実
現できる。

ミキサ15a,15hの第２の入力端子はそれぞれ前記反射
波検出器12の反射波出力端子及び前記分配器11の出力端
子に接続されている。該ミキサ15a,15hの出力端子は前
記ローパスフィルタ15b,15iの入力端子に接続され、該
ローパスフィルタ15b,15iの出力端子は前記コンパレー
タ15c,15jの入力端子に接続される。

前記ローパスフィルタ15b,15iの出力信号はそれぞれ cos（２π f_b t） cos｛２π f_b t−２π f_C τ（ｔ）−θ_０｝ のような周波数f_b Hzのビート信号であり、他の信号成
分は抑圧される。

前記コンパレータ15c,15jは入力信号のレベルが正の
ときはＨレベル、入力信号のレベルが負のときはＬレベ
ルのロジック信号を出力する。

該コンパレータ15c,15jの出力端子は前記ワンショッ
ト回路15d,15kの入力端子に接続され、該ワンショット
回路15d,15kは前記ロジック信号がＬからＨに変化する
立ち上がりエッジにおいて所定の幅のパルスを出力す
る。

前記時間差計（Time Interval Counter）151のスター
ト信号入力端子は前記ワンショント回路15kの出力端子
に接続され、ストップ信号入力端子は前記ワンショット
回路15dの出力端子に接続されている。従って前記ロー
パスフィルタ15iの出力のビート信号が負から正に移っ
た瞬間の時刻から前記ローパスフィルタ15bの出力のビ
ート信号が負から正に移った瞬間の時刻に至る時間 が前記時間差計151で測定され位相差データとして出力
される。

記録手段16はデータ収集用パーソナルコンピュータ16
aとフロッピーディスクドライブ16bとで構成され前記時
間差計151の位相差データを前記データ収集用パーソナ
ルコンピュータ16aで取り込みロッピーディスクに書き
込む。

第２の実施例を第３図に示す。

分配器21は同軸型Ｔコネクタ（例えばHP社11536A型）
から構成されている。

反射波検出器22はサム・ディファレンス型ハイブリッ
ド22b（例えば米国OLEKTRON社 Ｈ−30H型）と50Ω終端
器22aとを使用し、前記サム・ディファレンス型ハイブ
リッド22bのＡポートを伝送路側出力に使用しＢポート
を前記50Ω終端器22aにて終端する。Δポートは反射波
出力として使用し、Σポートは分配器21に接続し入力と
する。

位相差測定器25はベクトル電圧計25c（例えばHP社840
5A型）と同軸型Ｔコネクタ25aと50Ω終端器25bとから構
成される。

反射波出力信号は前記同軸型Ｔコネクタ25aを通過し
前記50Ω終端器25bで終端される。

前記分配器21の分岐出力端子は前記位相差測定器25を
構成する前記ベクトル電圧計25cの第１の入力プローブ
に接続されている。

また該ベクトル電圧計25cの第２の入力プローブは前
記同軸型Ｔコネクタ25aの分岐出力端子に接続される。

該ベクトル電圧計25cは２つの入力間の位相差を測定
して、位相差に比例した電圧を出力する。

記録手段26はアナログデジタル変換器26aとパーソナ
ルコンピュータ26bとで構成され、前記ベクトル電圧計2
5cの出力を該アナログデジタル変換器26aでデジタル信
号に変換し、前記パーソナルコンピュータ26bで該デジ
タル信号を取り込み内部RAMに測定時刻を示すタイムタ
グと共に記録する。

信号変換器24はOPアンプのボルテージホロワで実現さ
れている。

〔効果〕

以上、説明したように、本発明の基準信号伝送装置に
よれば、任意の長さの伝送路を使用して基準信号が伝送
できると共に、伝送路の遅延時間の測定・記録ができ
る。この記録を用いれば伝送路の周囲温度の変化等によ
る遅延時間の変動を正確に補正することができ、測距精
度の向上にもつながる。

また、本発明の構成から、次のことも効果として挙げ
られる。

基準信号が伝送される伝送路そのものの遅延時間が
測定できるので、高精度な遅延時間τ（ｔ）の測定が可
能である。

第２の実施例に示すように、ベクトル電圧計25cを
使用すると、きわめて簡単な構成で、基準信号の伝送と
遅延時間の測定とができる。

信号変換器４は高入力インピーダンスの増幅器MOSF
ETあるいはOPアンプ等で簡単に実現でき、伝送路３の長
さを代えても信号変換器４の出力は一定であるから、伝
送路の長さを変えてもまったく調整する必要がない。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明を示すブロック図、第２図は第１の実施
例を示すブロック図、第３図は第２の実施例を示すブロ
ック図、第４図は本発明の利用形態を示す図、第５図は
θ_０（反射波検出器２で生じる位相誤差）を求める方法
の一例を示す図、第６図は従来技術を示す図。 1,11,21……分配器、2,12,22……反射波検出器、3,13,2
3……伝送路、4,14,24,37……信号変換器、5,15,25……
位相差測定器、6,16,26……記録手段、7,36……伝送路
としての同軸ケーブル、８……増幅器、31……衛星
（Ｓ）、32……受信装置（Ａ）、33……受信装置
（Ｂ）、34……基準信号発生器、35……本発明の主局側
装置（分配器、反射波検出器、位相差測定器、記録手
段）。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準信号が入力され、該基準信号を複数の
   出力信号に分配する分配器（１）と、 該分配器の第１の出力信号を入力信号とし、伝送路出力
   端子と反射波出力端子とを備えた反射波検出器（２）
   と、 該反射波検出器の伝送路出力端子に始端が接続された伝
   送路（３）と、 該伝送路の終端に伝送路入力端子が接続され、基準信号
   出力端子を備え、入力信号の少なくとも一部が反射する
   信号変換器（４）と、 前記分配器の第２の出力信号を参照波入力信号とし、前
   記反射波検出器の反射波出力信号を測定波入力信号と
   し、前記参照波入力信号と測定波入力信号間の位相差を
   所定時間毎に測定し位相差データとして出力する位相差
   測定器（５）と、 該位相差測定器から出力される位相差データ信号を入力
   信号とし、位相差データを逐次記録する記録手段（６）
   とを備えた基準信号伝送装置。