JP3032141B2 - Transmission amplifier for telephones without self-power. - Google Patents
Transmission amplifier for telephones without self-power.Info
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Description
【0001】[0001]
【発明の分野】本発明は発光ダイオード(LED)を備
える音声伝送増幅器に関する。より特定的には、電話機
におけるそのような集積増幅器内部のLEDの制御に適
合する。FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to an audio transmission amplifier with a light emitting diode (LED). More specifically, it is compatible with controlling the LEDs inside such an integrated amplifier in a telephone.
【0002】[0002]
【関連技術の説明】電話機では一般的に、エレクトロル
ミネセンスダイオードまたはLEDが、キーパッドの照
明のため、またはホールドもしくはダイヤル状態の表示
のために使用される。通常、電話機はそれ自身の電源を
含まないが、電話線の電話信号の線電流により給電さ
れ、この線電流はまたLEDの給電のために用いられ
る。電話信号は、電話交換機により供給され電話線で送
られて加入者の電話機により使用されるDC成分を含
む。電話信号のDC成分は、線の長さまたはその他の線
パラメータの関数として可変である。信号はまた、音声
信号の変調を原因とするAC成分を含む。2. Description of the Related Art In telephones, electroluminescent diodes or LEDs are commonly used to illuminate a keypad or to indicate hold or dial status. Typically, the telephone does not include its own power supply, but is powered by the line current of the telephone signal on the telephone line, which line current is also used to power the LEDs. The telephone signal contains a DC component supplied by the telephone exchange and sent over the telephone line for use by the subscriber's telephone. The DC component of the telephone signal is variable as a function of line length or other line parameters. The signal also contains an AC component due to the modulation of the audio signal.
【0003】従来的には、増幅器内部で、線電流の予め
定められた部分が用いられ、LEDに供給する。通常こ
の部分は線電流の約25%である。このような場合、線
電流は線特性の関数として変化するため、LEDの照明
は一定ではない。実際、この照明は長い線に対しては弱
く、並列接続に対しては非常に弱い。逆に、線が短けれ
ば照明はあまりにも強すぎ、LEDの寿命を縮める。付
け加えて、電流はDC成分に関して振動するため、線電
流の固定された部分を用いてLEDを制御することによ
り、照明は所与の線に対して変化する。さらに、LED
が存在すると、音声信号の負の振れが大きい場合伝送さ
れる信号に歪が生じる。ごくわずかだが固定された量の
線電流をまた用いてLEDを照明する場合がある。しか
しこの電流を大きくすることはできず、電流が大きけれ
ば線の電圧−電流特性を損なうことになるだろう。した
がって、このような場合LEDの照明は弱い。Conventionally, a predetermined portion of the line current is used inside the amplifier to supply the LED. Usually this portion is about 25% of the line current. In such cases, the illumination of the LED is not constant because the line current varies as a function of the line characteristics. In fact, this illumination is weak for long lines and very weak for parallel connections. Conversely, if the lines are short, the lighting will be too intense, reducing the life of the LED. In addition, because the current oscillates with respect to the DC component, by controlling the LED with a fixed portion of the line current, the illumination changes for a given line. Furthermore, LED
Is present, the transmitted signal is distorted when the negative swing of the audio signal is large. A very small but fixed amount of line current may also be used to illuminate the LED. However, this current cannot be increased, and a higher current would impair the voltage-current characteristics of the wire. Therefore, in such a case, the illumination of the LED is weak.
【0004】[0004]
【発明の概要】本発明の目的は、既存の増幅器のLED
制御に関する欠点を克服することである。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an LED for an existing amplifier.
Overcoming the disadvantages of control.
【0005】本発明の他の目的は、LEDに定電流を供
給する音声増幅器を提供することである。It is another object of the present invention to provide an audio amplifier for supplying a constant current to an LED.
【0006】本発明の他の目的は、音声増幅器にLED
が存在することにより生じる音声信号の歪を避けること
である。Another object of the present invention is to provide an audio amplifier with an LED.
Is to avoid the distortion of the audio signal caused by the presence of.
【0007】本発明は、1つの実施例において、自身の
電源を有さない電話機のための電話伝送増幅器を提供す
る。電話機は電話線に接続され電話線から電力を受ける
正端子および負端子を有し、電話線は線電圧で供給され
る線電流を有し、電話機はさらに、カソードと、電話線
の正端子に接続されるアノードとを有する発光ダイオー
ドとを含む。伝送増幅器は、電話線に結合され、線電流
と線電圧との間の比率を決定するための手段と、発光ダ
イオードのカソードに結合され、線電圧が所定の値より
も低いとき発光ダイオードを流れる電流を分流させる分
流回路とを含む。The present invention, in one embodiment, provides a telephone transmission amplifier for a telephone that does not have its own power supply. The telephone has a positive terminal and a negative terminal connected to and receiving power from the telephone line, the telephone line has a line current supplied by a line voltage, and the telephone further has a cathode and a positive terminal on the telephone line. A light emitting diode having an anode connected thereto. A transmission amplifier is coupled to the telephone line, means for determining the ratio between line current and line voltage, and coupled to the cathode of the light emitting diode, flowing through the light emitting diode when the line voltage is below a predetermined value. And a shunt circuit for shunting the current.
【0008】本発明の実施例に従えば、伝送増幅器はさ
らに、LEDにおける電流を測定し、そのフィードバッ
クループがこの電流を基準電流発生器により定められる
値に制限する第1の演算増幅器を含む。In accordance with an embodiment of the present invention, the transmission amplifier further includes a first operational amplifier that measures the current in the LED and whose feedback loop limits the current to a value determined by a reference current generator.
【0009】本発明の実施例に従えば、LEDのカソー
ドは第1の増幅器の非反転入力に接続される。According to an embodiment of the present invention, the cathode of the LED is connected to the non-inverting input of the first amplifier.
【0010】本発明の実施例に従えば、基準電流発生器
は、電話線の第1の端子に接続されたエミッタと前記第
1の演算増幅器の反転入力に接続されたコレクタとを有
する、バイポーラPNPトランジスタを含む。According to an embodiment of the present invention, a reference current generator has an emitter connected to a first terminal of a telephone line and a collector connected to an inverting input of the first operational amplifier. Includes PNP transistor.
【0011】本発明の実施例に従えば、分流回路は、そ
のフィードバックループがLEDの電流を分流させるス
イッチを制御する相互コンダクタンス増幅器を含む。According to an embodiment of the present invention, the shunt circuit includes a transconductance amplifier whose feedback loop controls a switch that shunts the LED current.
【0012】本発明の実施例に従えば、スイッチは、そ
のコレクタが線の第1の端子に接続され、そのエミッタ
が低値抵抗器を通してLEDのカソードに接続されたN
PNトランジスタをを含む。According to an embodiment of the present invention, the switch comprises an N-type switch whose collector is connected to the first terminal of the line and whose emitter is connected to the cathode of the LED through a low value resistor.
Includes PN transistor.
【0013】本発明の実施例に従えば、線電流と線電圧
との間の比率を決定するための回路は、第2の演算増幅
器を含み、その反転入力は、伝送され、電話交換機によ
り供給される線電圧のDC成分に加えられる音声信号を
受取る。According to an embodiment of the present invention, the circuit for determining the ratio between line current and line voltage includes a second operational amplifier, the inverting input of which is transmitted and supplied by the telephone switch. Audio signal added to the DC component of the applied line voltage.
【0014】本発明の実施例に従えば、第2の演算増幅
器のフィードバックループは、ダーリントン接続を構成
する第1および第2のNPNトランジスタと直列接続さ
れる第1および第2のダイオードとを含み、第2のトラ
ンジスタのコレクタは相互コンダクタンス増幅器の反転
入力に接続され、相互コンダクタンス増幅器の非反転入
力は第2のダイオードのアノードに接続される。According to an embodiment of the present invention, the feedback loop of the second operational amplifier includes first and second diodes connected in series with the first and second NPN transistors forming a Darlington connection. , The collector of the second transistor is connected to the inverting input of the transconductance amplifier, and the non-inverting input of the transconductance amplifier is connected to the anode of the second diode.
【0015】本発明の実施例に従うLEDは伝送増幅器
または音声回路と直列であるため、LEDは音声回路を
通る電流にいかなる変化も導入しない。[0015] Because the LED according to an embodiment of the present invention is in series with a transmission amplifier or audio circuit, the LED does not introduce any change in the current through the audio circuit.
【0016】本発明の実施例に従うLEDには定電流が
供給されるため、様々な加入者の電話機は線の長さがい
かなるものであっても同じ特性を受けるだろう。電話線
の電圧があまりにも低くなるとLED電流は分流される
ため、音声伝送増幅器にLEDが存在してもAC信号を
歪ませることはないこのようにして、LEDの動作を最
適化する一方で、LEDが存在しても動作が変化しない
音声伝送増幅器が得られる。Because the LEDs according to embodiments of the present invention are supplied with a constant current, various subscriber telephone sets will experience the same characteristics regardless of line length. If the telephone line voltage becomes too low, the LED current will be shunted, so that the presence of the LED in the audio transmission amplifier will not distort the AC signal, thus optimizing the operation of the LED, An audio transmission amplifier whose operation does not change even when the LED is present is obtained.
【0017】本発明の目的、特徴、利点およびその他
は、添付の図面と関連付けて以下に非限定的に行なわれ
る好ましい実施例の説明において述べられる。The objects, features, advantages and others of the present invention will be set forth in the following description of preferred embodiments, taken in a non-limiting manner, in conjunction with the accompanying drawings.
【0018】[0018]
【詳細な説明】本発明の実施例の特徴は、LEDが音声
回路と直列接続されていることである。DETAILED DESCRIPTION A feature of an embodiment of the present invention is that the LEDs are connected in series with the audio circuit.
【0019】図1は、本発明の実施例に従い、LED1
と伝送増幅器11との間の接続を概略的に示す。FIG. 1 shows an LED 1 according to an embodiment of the present invention.
2 schematically shows the connection between the transmission amplifier 11 and the transmission amplifier 11.
【0020】電話線は回路の2つの端子AとBとの間の
発生器2により示され、端子Bは回路の接地に対応す
る。実際は、ブリッジおよびダイヤルパルサー(図示せ
ず)が電話線と端子AとBとの間に接続されてもよい。The telephone line is indicated by a generator 2 between two terminals A and B of the circuit, terminal B corresponding to the circuit ground. In practice, a bridge and dial pulser (not shown) may be connected between the telephone line and terminals A and B.
【0021】LED1のアノードは端子Aに接続され、
LED1のカソードは伝送増幅器11の第1の端子に接
続され、伝送増幅器11の第2の端子は端子Bに接続さ
れる。The anode of LED 1 is connected to terminal A,
The cathode of LED1 is connected to the first terminal of transmission amplifier 11, and the second terminal of transmission amplifier 11 is connected to terminal B.
【0022】本発明の実施例に従えば、音声伝送増幅器
11は、LED1を流れる電流を分流させるための手段
を含む。このような手段は、たとえばそのコレクタが端
子Aに接続され、そのエミッタが好ましくは低値抵抗器
(図1では図示せず)を通してLED1のカソードに接
続されるNPNトランジスタT3を含む。トランジスタ
T3は増幅器11により制御され、電話線の電圧が予め
定められた値よりも低くなったときLED1を分流す
る。According to an embodiment of the present invention, the audio transmission amplifier 11 includes means for shunting the current flowing through the LED 1. Such means include, for example, an NPN transistor T3 whose collector is connected to terminal A and whose emitter is preferably connected to the cathode of LED1 through a low value resistor (not shown in FIG. 1). Transistor T3 is controlled by amplifier 11 and shunts LED1 when the telephone line voltage falls below a predetermined value.
【0023】図2に示される音声伝送増幅器は主として
3つのフィードバックループを含む。第1のループは線
電流ILと線電圧VLとの間の比率を制御する。第2の
ループはLED1を流れる電流ILED を測定し、この電
流を予め定められた値に制限する。第3のループは、L
ED1を流れる電流を分流させることにより、交流の負
の部分の間音声信号が適切に振れることを可能にする。The audio transmission amplifier shown in FIG. 2 mainly includes three feedback loops. The first loop controls the ratio between line current IL and line voltage VL. The second loop measures the current I LED flowing through LED 1 and limits this current to a predetermined value. The third loop is L
Dividing the current through ED1 allows the audio signal to swing properly during the negative portion of the alternating current.
【0024】第1のループは第1の演算増幅器Al 3
を含んでもよい。増幅器3の非反転入力は、電圧発生器
4と抵抗器R1とを通して回路の第1の正の端子Aに接
続される。電圧発生器4は、回路の2つの入力端子M+
およびM−に対応し、電話のマイクロホン(図示せず)
からの増幅された信号を表わす。マイクロホン信号の負
の入力端子M−は増幅器3の非反転入力に接続され、正
の入力端子M+は抵抗器R1に接続される。増幅器3の
反転入力は、第1の分極電流発生器5を通して端子Aに
接続される。この反転入力はまた、ダイオードD2に直
列接続されたダイオードD1のアノードに接続される。
ダイオードD2のカソードは、抵抗器R5を通して回路
の接地端子Bに、および抵抗器R2を通してマイクロホ
ン信号4の正の入力端子M+に接続される。The first loop is composed of a first operational amplifier Al 3
May be included. The non-inverting input of the amplifier 3 is connected to the first positive terminal A of the circuit through the voltage generator 4 and the resistor R1. The voltage generator 4 has two input terminals M +
And M-, telephone microphone (not shown)
Represents the amplified signal from The negative input terminal M- of the microphone signal is connected to the non-inverting input of the amplifier 3, and the positive input terminal M + is connected to the resistor R1. The inverting input of the amplifier 3 is connected to the terminal A through the first polarization current generator 5. This inverting input is also connected to the anode of diode D1, which is connected in series with diode D2.
The cathode of diode D2 is connected to ground terminal B of the circuit through resistor R5 and to the positive input terminal M + of microphone signal 4 through resistor R2.
【0025】演算増幅器3のフィードバックループは、
2つのダイオードD1およびD2ならびに2つのNPN
トランジスタT1およびT2を含む。増幅器3の出力は
トランジスタT1のベースに接続され、トランジスタT
1のコレクタは端子Aに接続される。トランジスタT1
のエミッタはトランジスタT2のベースに接続され、ト
ランジスタT2のコレクタは抵抗器R3およびLED1
を通して端子Aに接続される。トランジスタT2のエミ
ッタはダイオードD2のカソードに接続される。第1の
ループの周波数補償のためのキャパシタC2は、トラン
ジスタT1のベースとトランジスタT2のコレクタとの
間に接続される。The feedback loop of the operational amplifier 3 is
Two diodes D1 and D2 and two NPN
Includes transistors T1 and T2. The output of the amplifier 3 is connected to the base of the transistor T1,
One collector is connected to terminal A. Transistor T1
Is connected to the base of transistor T2, and the collector of transistor T2 is connected to resistor R3 and LED1.
Through to the terminal A. The emitter of the transistor T2 is connected to the cathode of the diode D2. A capacitor C2 for frequency compensation of the first loop is connected between the base of the transistor T1 and the collector of the transistor T2.
【0026】第2のループは第2の演算増幅器A2 6
を含む。増幅器6の非反転入力はLED1のカソードに
接続される。増幅器6の反転入力は、基準電流発生器7
を通して端子Aに接続され、抵抗器R4を通して第1の
ループのトランジスタT2のコレクタに接続される。The second loop is a second operational amplifier A26.
including. The non-inverting input of amplifier 6 is connected to the cathode of LED1. The inverting input of the amplifier 6 is connected to a reference current generator 7.
To the terminal A, and to the collector of the transistor T2 of the first loop through the resistor R4.
【0027】増幅器6のフィードバックループは、抵抗
器R4、ダイオードD3および3つのバイポーラトラン
ジスタT3、T4、T5を含む。増幅器6の出力は、そ
のコレクタが端子Bに接続されたPNPトランジスタT
5のベースに接続される。トランジスタT5のエミッタ
はダイオードD3のカソードに接続され、ダイオードD
3のアノードはNPNトランジスタT4のベースに接続
される。トランジスタT4のベースはまた、第2の分極
電流発生器8を通して端子Aに接続される。トランジス
タT4のコレクタは端子Aに接続され、そのエミッタは
NPNトランジスタT3のベースに接続され、NPNト
ランジスタT3のコレクタはまた端子Aに接続される。
トランジスタT3のエミッタは第1のループのトランジ
スタT2のコレクタに接続され、抵抗器R4を通して増
幅器6の反転入力に接続される。第2のループの周波数
補償のためのキャパシタC3は、トランジスタT5のベ
ースと端子Aとの間に接続される。The feedback loop of the amplifier 6 includes a resistor R4, a diode D3 and three bipolar transistors T3, T4, T5. The output of amplifier 6 is a PNP transistor T whose collector is connected to terminal B.
5 base. The emitter of the transistor T5 is connected to the cathode of the diode D3.
The anode of No. 3 is connected to the base of NPN transistor T4. The base of transistor T4 is also connected to terminal A through a second polarization current generator 8. The collector of transistor T4 is connected to terminal A, the emitter is connected to the base of NPN transistor T3, and the collector of NPN transistor T3 is also connected to terminal A.
The emitter of transistor T3 is connected to the collector of transistor T2 in the first loop and to the inverting input of amplifier 6 through resistor R4. A capacitor C3 for frequency compensation of the second loop is connected between the base of the transistor T5 and the terminal A.
【0028】第3のループは相互コンダクタンス増幅器
gm9を含む。増幅器9の非反転入力は第1のループの
ダイオードD2のアノードに接続される。増幅器9の反
転入力は第1のループのトランジスタT2のコレクタに
接続される。The third loop includes a transconductance amplifier gm9. The non-inverting input of the amplifier 9 is connected to the anode of the first loop diode D2. The inverting input of amplifier 9 is connected to the collector of transistor T2 of the first loop.
【0029】相互コンダクタンス増幅器9のフィードバ
ックループは、第2のループのトランジスタT3および
PNPトランジスタT6を含む。増幅器9の出力は、そ
のエミッタが端子Aに接続されたトランジスタT6のベ
ースに接続される。トランジスタT6のコレクタはトラ
ンジスタT3のベースに接続され、トランジスタT3の
エミッタはトランジスタT2のコレクタおよび増幅器9
の反転入力に接続される。第3のループの周波数補償の
ために、キャパシタC4と直列接続された抵抗器R6は
増幅器9の出力とそのバイアス入力との間に接続され
る。The feedback loop of transconductance amplifier 9 includes a second loop transistor T3 and a PNP transistor T6. The output of amplifier 9 is connected to the base of transistor T6 whose emitter is connected to terminal A. The collector of the transistor T6 is connected to the base of the transistor T3, and the emitter of the transistor T3 is connected to the collector of the transistor T2 and the amplifier 9
Connected to the inverting input. For frequency compensation of the third loop, a resistor R6 connected in series with the capacitor C4 is connected between the output of the amplifier 9 and its bias input.
【0030】この回路はまた、端子BとM+との間に正
の温度係数の電流源10を含む。ダイナミック動作に対
し、この回路はまた複数のキャパシタを含む。キャパシ
タC1は電流発生器10と並列接続され、その負の端子
は端子Bに接続される。キャパシタC1は端子M+でA
C接地を与える。抵抗器R7と直列接続されたキャパシ
タC5は端子AとBとの間に接続される。キャパシタC
6は端子AとBとの間に接続される。キャパシタC5、
C6および抵抗器R7は交換機のAC終端を形成する。The circuit also includes a positive temperature coefficient current source 10 between terminals B and M +. For dynamic operation, the circuit also includes multiple capacitors. Capacitor C1 is connected in parallel with current generator 10 and its negative terminal is connected to terminal B. Capacitor C1 is A at terminal M +
Give C ground. The capacitor C5 connected in series with the resistor R7 is connected between the terminals A and B. Capacitor C
6 is connected between terminals A and B. Capacitor C5,
C6 and resistor R7 form the AC termination of the switch.
【0031】図3は、図1に示される回路の端子AとB
との間の電圧−電流特性曲線を示す。この特性は第1の
ループ、すなわち電流源10、演算増幅器3、抵抗器R
1、R2、R5、ダイオードD1、D2およびトランジ
スタT1、T2により決定される。FIG. 3 shows terminals A and B of the circuit shown in FIG.
5 shows a voltage-current characteristic curve between FIG. This characteristic is represented by the first loop, namely current source 10, operational amplifier 3, resistor R
1, R2, R5, diodes D1, D2 and transistors T1, T2.
【0032】線電圧VLは、抵抗器R1,R2,R5に
かかる電圧の総和に等しい。R5にかかる電圧は、線電
流ILと抵抗R5との積に等しい。端子M+とM−との
間に音声信号がなければ、抵抗器R2にかかる電圧は2
Vbeに等しく、Vbeはトランジスタのベース−エミ
ッタ電圧降下を表わす(たとえば順方向バイアスされた
ダイオードD1およびD2の各々にかかる電圧降下であ
る)。抵抗器R1にかかる電圧は、抵抗器R1と、電源
10によりもたらされる電流Idcおよび抵抗器R2を
循環する電流の総和との積に等しい。抵抗器R2のこの
電流は2Vbe/R2に等しい。したがって、線電圧V
Lと線電流ILとの間の関係は以下のとおりとなる。The line voltage VL is equal to the sum of the voltages applied to the resistors R1, R2, R5. The voltage across R5 is equal to the product of line current IL and resistor R5. If there is no audio signal between the terminals M + and M-, the voltage applied to the resistor R2 is 2
Equal to Vbe, Vbe represents the base-emitter voltage drop of the transistor (eg, the voltage drop across each of forward-biased diodes D1 and D2). The voltage across resistor R1 is equal to the product of resistor R1 and the sum of the current Idc provided by power supply 10 and the current circulating through resistor R2. This current in resistor R2 is equal to 2Vbe / R2. Therefore, the line voltage V
The relationship between L and the line current IL is as follows.
【0033】 VL0=IL*R5+2(1+R1/R2)Vbe+Idc*R1 この特性曲線は、2(1+R1/R2)Vbe+1dc
*R1に対応する値V0からの、抵抗R5により決定さ
れる傾斜を示す。電流源10は、動作温度の関数として
の、ベース−エミッタ電圧Vbeの値の変化に対する補
償を行なう。したがって、V0は温度が補償された基準
電圧である。低電流では、すなわちIL<IS1では、
V0はIdcを徐々に減少させることにより減じられ
る。これは外部回路(図示せず)により制御される。な
お、「*」は乗算記号を示す。VL0 = IL * R5 + 2 (1 + R1 / R2) Vbe + Idc * R1 This characteristic curve is 2 (1 + R1 / R2) Vbe + 1dc
* Indicates a slope determined by resistor R5 from a value V0 corresponding to R1. The current source 10 compensates for changes in the value of the base-emitter voltage Vbe as a function of the operating temperature. Therefore, V0 is a temperature-compensated reference voltage. At low currents, ie, IL <IS1,
V0 is reduced by gradually decreasing Idc. This is controlled by an external circuit (not shown). Note that “*” indicates a multiplication symbol.
【0034】ダイナミック動作では、たとえば電圧発生
器4に音声信号が存在する場合は、線の電圧VLは、上
記の関係により決定される値VL0のまわりで振動す
る。In dynamic operation, for example, if an audio signal is present in the voltage generator 4, the line voltage VL oscillates around a value VL0 determined by the above relationship.
【0035】LED1の電流制御は、第2のループ、す
なわち電流源7、演算増幅器6、抵抗器R3、R4、ダ
イオードD3およびトランジスタT3、T4、T5を通
して行なわれる。抵抗器R3の値は低く、LED1の電
流ILED (構成部分1、R3、T2およびR5を流れ
る)を測定するために用いられる。この電流ILED は、
発生器7により発生され、抵抗器R4を流れる基準電流
と比較される。この第2のフィードバックループは、L
ED1に流れる線電流ILの制限された部分の制御を行
なう。したがって、図4に示されるように、線電流IL
がしきい値Is2よりも低い限りは、LED1の電流は
電流ILと同様に変化する。線電流ILが十分になると
すぐに、LED1の電流はこのしきい値Is2に制限さ
れる。The current control of LED1 is performed through a second loop, namely, current source 7, operational amplifier 6, resistors R3, R4, diode D3 and transistors T3, T4, T5. The value of resistor R3 is low and is used to measure the current I LED of LED1 (flowing through components 1, R3, T2 and R5). This current I LED is
It is compared with a reference current generated by generator 7 and flowing through resistor R4. This second feedback loop is L
Control of a limited portion of the line current IL flowing through ED1 is performed. Therefore, as shown in FIG.
Is lower than the threshold value Is2, the current of LED1 changes similarly to the current IL. As soon as the line current IL is sufficient, the current of LED1 is limited to this threshold Is2.
【0036】しきい値Is2は、抵抗器R3およびR4
の値ならびに基準電流源7により与えられる電流Ire
fの値により以下の様に決定される。The threshold value Is2 is determined by the resistors R3 and R4.
And the current Ire provided by the reference current source 7
It is determined as follows according to the value of f.
【0037】Is2=Iref*R4/R3 なお:
「*」は乗算記号をしめす。 線電流の残余の部分、すなわち線電流ILとしきい値電
流Is2との間の差分は、トランジスタT3に流れる。
しかしながら、ILがIs2よりも低くなれば、ループ
は飽和する。したがって、トランジスタT3はカットオ
フし、演算増幅器6の入力電圧はもはや等しくない。こ
のような場合、LED1の電流はILに等しい。Is2 = Iref * R4 / R3 where:
“*” Indicates a multiplication symbol. The remaining part of the line current, that is, the difference between the line current IL and the threshold current Is2 flows through the transistor T3.
However, if IL falls below Is2, the loop will saturate. Therefore, transistor T3 cuts off and the input voltage of operational amplifier 6 is no longer equal. In such a case, the current of LED1 is equal to IL.
【0038】第3のループは図1の回路を制御し、音声
信号の振幅の振れが大きい場合の歪を避ける。第3のル
ープは、音声信号の負の振れの値が、線電圧VLがしき
い値電圧Vs1よりも低くなるような値であるとき、L
ED1から電流を分流させる。したがって、トランジス
タT2は飽和せず、伝送される信号に歪を生じさせな
い。The third loop controls the circuit of FIG. 1 to avoid distortion when the amplitude of the audio signal is large. In the third loop, when the value of the negative swing of the audio signal is such that the line voltage VL becomes lower than the threshold voltage Vs1, L
Divide current from ED1. Therefore, the transistor T2 does not saturate and does not cause distortion in the transmitted signal.
【0039】相互コンダクタンス増幅器9の2つの入力
はそれぞれ、トランジスタT2のコレクタに、およびダ
イオードD2を通してエミッタに接続される。Vbeに
等しい最小電圧降下はしたがって、もし線電圧がしきい
値Vs1よりも低くなればトランジスタT2のコレクタ
とエミッタとの間で永久に維持される。実際このような
場合、増幅器9のフィードバックループはトランジスタ
T6をオンにする。したがって、トランジスタT3はL
ED1と抵抗器R3との直列接続を短絡させる。この第
3のループはまた、トランジスタT4を通して、LED
1の電流を制御する第2のループの動作をキャンセルす
る。The two inputs of the transconductance amplifier 9 are respectively connected to the collector of the transistor T2 and to the emitter through a diode D2. A minimum voltage drop equal to Vbe is therefore maintained permanently between the collector and the emitter of transistor T2 if the line voltage falls below threshold Vs1. In fact, in such a case, the feedback loop of amplifier 9 turns on transistor T6. Therefore, transistor T3 is L
Short the series connection of ED1 and resistor R3. This third loop also includes an LED through transistor T4.
The operation of the second loop for controlling the first current is canceled.
【0040】電圧VLがしきい値電圧Vs1よりも高い
とき、第3のループは飽和する。トランジスタT6はカ
ットオフする。したがって、第3のループは、線電圧V
Lの正の振れの間または低値の負の振れの間はアクティ
ブではない。When the voltage VL is higher than the threshold voltage Vs1, the third loop is saturated. The transistor T6 is cut off. Therefore, the third loop has the line voltage V
It is not active during positive swings of L or negative swings of low values.
【0041】第3のループの効果は基準電圧V0が低い
とき特に有効である。このような状況では、負の振れの
間にトランジスタT2を飽和させる危険は、もしLED
1が分流されなければ増大するが、その理由は第1のル
ープにより強制されたように、V0はまたLED降下、
プラストランジスタT2のコレクタ−エミッタ降下、プ
ラス抵抗器R3における降下に等しいからである。The effect of the third loop is particularly effective when the reference voltage V0 is low. In such a situation, the danger of saturating transistor T2 during the negative swing is if the LED
If one is not shunted, it will increase, because as forced by the first loop, V0 will also have an LED drop,
This is because the collector-emitter drop of the plus transistor T2 is equal to the drop in the plus resistor R3.
【0042】図4は、音声信号がない場合の、線電流I
Lの関数としてのLED1における電流Iledを示
す。FIG. 4 shows the line current I when there is no audio signal.
4 shows the current Iled in LED1 as a function of L.
【0043】線電流ILがしきい値電圧Vs1に対応す
る値Is1に達しない限り、LED1は分流され(フェ
イズ1)、ここでは電流が流れない。これは第3のルー
プの作用の結果であり、第2のループは飽和している。As long as the line current IL does not reach the value Is1 corresponding to the threshold voltage Vs1, the LED1 is shunted (phase 1), and no current flows here. This is the result of the action of the third loop, the second loop being saturated.
【0044】線電流がしきい値電流Is1としきい値電
流Is2との間の値を有するとき、Iled=IL(フ
ェイズ2)である。これは第1のループのみの作用の結
果であり、その他の2つのループは動作しない。When the line current has a value between the threshold current Is1 and the threshold current Is2, Iled = IL (Phase 2). This is the result of the action of the first loop only, the other two loops do not work.
【0045】線電流ILがしきい値Is2よりも高いと
き、IledはIs2に制限される(フェイズ3)。こ
れは第2のループの作用の結果であり、第3のループは
飽和している。When the line current IL is higher than the threshold value Is2, Iled is limited to Is2 (phase 3). This is the result of the action of the second loop, the third loop being saturated.
【0046】図5ないし8は音声信号の振れの関数とし
ての動作フェイズのタイミング図である。これらの図
は、LED1のアノード電位に対応する線電圧VLおよ
びLED1のカソードの電位Vkを表わす。これらの図
では、線電流ILは音声信号がない場合はしきい値Is
2よりも高いと仮定される。言い換えれば、回路は、図
3の電圧−電流特性の傾斜の低い部分にある。FIGS. 5 to 8 are timing diagrams of the operation phase as a function of the swing of the audio signal. These figures show the line voltage VL corresponding to the anode potential of LED1 and the potential Vk of the cathode of LED1. In these figures, the line current IL is equal to the threshold Is when there is no audio signal.
It is assumed to be higher than 2. In other words, the circuit is in the low slope portion of the voltage-current characteristic of FIG.
【0047】図5は、VL0のまわりでの小さな振幅を
有する音声信号である、線電圧VLの小さな振れを示
す。この場合、LED1は永久的に導通し、Vk=VL
−VDであり、VDはLED1の公称電圧降下である。
図5は、第2のループは動作するが第3のループは動作
しない図4のフェイズ3に対応する。FIG. 5 shows a small swing of the line voltage VL, which is an audio signal having a small amplitude around VL0. In this case, LED1 is permanently conducting and Vk = VL
−VD, where VD is the nominal voltage drop of LED1.
FIG. 5 corresponds to phase 3 of FIG. 4 in which the second loop operates but the third loop does not operate.
【0048】図6は、VLの負の振れがしきい値Vs1
に達するような、値VL0のまわりでの音声信号の大き
な振れを図示する。この場合、第3のループが動作する
ようになり、LED1を分流する(フェイズ1)。トラ
ンジスタT2のコレクタ−エミッタ電圧は、第3のルー
プによりVbeに維持される。したがって、LED1の
カソードの電位Vkはまた、Vbe、プラス抵抗器R5
における電圧降下に等しい電圧VS2(VS2=Vbe
+ILR5)で維持される。LEDを通る降下、すなわ
ちVL−Vkは今や、その公称値VDよりも低い。これ
はLEDを部分的に分流することに起因する。この状態
は、LEDが完全に分流される、すなわちLEDの降下
がVbe(3)+VCEsat(6)に等しくなるま
で、さらに大きな信号の動作範囲に対して続き、Vbe
(3)はトランジスタT3のベース−エミッタ電圧であ
り、VCEsat(6)はトランジスタT6の飽和コレ
クタ−エミッタ電圧である。FIG. 6 shows that the negative swing of VL is equal to the threshold value Vs1.
2 illustrates a large swing of the audio signal around the value VL0 such that In this case, the third loop operates, and the LED 1 is divided (phase 1). The collector-emitter voltage of transistor T2 is maintained at Vbe by the third loop. Therefore, the potential Vk of the cathode of LED1 is also Vbe, plus the resistor R5
VS2 (VS2 = Vbe)
+ ILR5). The drop through the LED, VL-Vk, is now lower than its nominal value VD. This is due to the partial diversion of the LED. This condition continues for a larger signal operating range until the LED is fully shunted, ie, the LED drop is equal to Vbe (3) + VCEsat (6), and Vbe
(3) is the base-emitter voltage of the transistor T3, and VCEsat (6) is the saturation collector-emitter voltage of the transistor T6.
【0049】もし音声信号の負の振れのために線電圧V
Lがさらに低い値となれば、LED1のカソードの電圧
VkはVS2では維持されないだろう。この理由は、第
3のループが今ではLEDが完全に分流されたままで飽
和し、したがって、トランジスタT2のコレクタ−エミ
ッタ電圧は降下してVbeよりも低くなるからである。
LED1のカソード電圧は今やVL−Vbe(3)−V
CEsat(6)に減少する。トランジスタT2が飽和
しない限り、Vkは、図7に示されるように下部分のV
kのクリップにより例示される線電圧VLの変化に従
う。このようにして、この回路は第1および第3のルー
プが図7に示されるようにアクティブであるときフェイ
ズ1に留まり、歪のない音声信号の伝送をもたらす。If a negative swing of the audio signal causes the line voltage V
If L becomes a lower value, the voltage Vk at the cathode of LED1 will not be maintained at VS2. The reason for this is that the third loop is now saturated with the LED fully shunted, and thus the collector-emitter voltage of transistor T2 drops below Vbe.
The cathode voltage of LED1 is now VL-Vbe (3) -V
CEsat (6). As long as the transistor T2 does not saturate, Vk will not
It follows the change in line voltage VL exemplified by k clips. In this way, the circuit remains in phase 1 when the first and third loops are active as shown in FIG. 7, resulting in the transmission of undistorted audio signals.
【0050】図8は、線電圧VLがさらに低くなりトラ
ンジスタT2の飽和を生じさせるような、音声信号の振
動を示す。音声信号は、このように非常に低電圧な場合
は完全に分流されるLED1を流れる電流がなくても、
歪なしでさらに長時間伝送される。電圧VLに対するそ
の負の動作範囲における値ILR5+VCEsat
(2)(VCEsat(2)はトランジスタT2の飽和
コレクタ−エミッタ電圧である)はこのようにして、本
発明に従う増幅器の動作の制限をもたらし、歪のない信
号を伝送する。FIG. 8 shows the oscillation of the audio signal such that the line voltage VL is further reduced, causing saturation of the transistor T2. The audio signal is such that at very low voltages, there is no current through the LED 1 that is completely shunted,
It is transmitted for a longer time without distortion. The value ILR5 + VCEsat in its negative operating range with respect to the voltage VL
(2) (where VCEsat (2) is the saturated collector-emitter voltage of transistor T2) thus limits the operation of the amplifier according to the invention and transmits a signal without distortion.
【0051】例として、1つの実施例においてLED1
は2Vに等しい公称電圧VDを有してもよい。線上に、
IL=20mAおよび100mAに対しそれぞれ3.5
および5.5Vとの間で変化するDC線電圧VL0、な
らびに振れが2Vのピークよりも大きくない音声信号が
あると仮定する。したがって、抵抗器およびキャパシタ
に対し以下の値を選択することが可能である。As an example, in one embodiment, LED 1
May have a nominal voltage VD equal to 2V. On the line,
3.5 for IL = 20 mA and 100 mA, respectively
Assume that there is a DC line voltage VL0 that varies between and 5.5V, and an audio signal whose runout is no greater than a 2V peak. Therefore, it is possible to select the following values for the resistor and the capacitor.
【0052】 R1:17kΩ C1:4.7μF R2:39kΩ C2:5 pF R3:6 Ω C3:20 pF R4:5 kΩ C4:20 pF R5:20 Ω C5:100μF R6:9 kΩ C6:10 nF R7:600Ω IL=20mAに対し、トランジスタT2のコレクタ−
エミッタ電圧は約1.1Vである。これはIL=100
mAのとき1.5Vに等しい。第3のループがない場合
は、音声信号の振れが約0.9Vのピーク値に達するや
いなや(IL=20mAでは1.1V−VCEsat
(2)およびIL=100mAでは1.3V)、音声信
号に歪が生じるだろう。本発明を利用すれば、この信号
は歪まない。その理由は、2VというLED降下は、
0.9Vに等しいより低い電圧(Vbe(3)+VCE
sat(6))で分流されるという事実のためである。
したがって、トランジスタT2が飽和するにはさらに少
なくとも2.0−0.9=1.1Vの余地がある。R1: 17 kΩ C1: 4.7 μF R2: 39 kΩ C2: 5 pF R3: 6 Ω C3: 20 pF R4: 5 kΩ C4: 20 pF R5: 20 Ω C5: 100 μF R6: 9 kΩ C6: 10 nF R7 : 600Ω IL = 20mA, the collector of the transistor T2 −
The emitter voltage is about 1.1V. This is IL = 100
It is equal to 1.5 V at mA. In the absence of the third loop, as soon as the swing of the audio signal reaches a peak value of about 0.9 V (1.1 V-VCEsat at IL = 20 mA).
(2) and 1.3 V at IL = 100 mA), the audio signal will be distorted. Using the present invention, this signal is not distorted. The reason is that the LED drop of 2V
Lower voltage equal to 0.9 V (Vbe (3) + VCE
sat (6)) due to the fact that it is shunted.
Therefore, there is room for at least 2.0-0.9 = 1.1 V for the transistor T2 to be saturated.
【0053】図9は、図2の回路の詳細な実施の例を示
す。この回路は端子A、B、M+およびM−を含む。こ
の回路はまた、増幅器A1 3に対し別々のかつ安定し
た供給を行なう端子Vccを含む。Vcc供給は、端子
AとBとの間に直列接続された抵抗器R12およびキャ
パシタC7という手段により、線から得られる。Vcc
供給はまた、回路のいくつかのトランジスタ、特に増幅
器Al 3を構成するトランジスタのバイアス電流を発
生するために用いられる。これらの電流を獲得するため
の回路の詳細は示されていない。それぞれBias P
およびBiasNである2つの端子のみが図9に示され
る。FIG. 9 shows a detailed embodiment of the circuit of FIG. This circuit includes terminals A, B, M + and M-. The circuit also includes a terminal Vcc for providing a separate and stable supply to amplifier A13. The Vcc supply is obtained from the line by means of a resistor R12 and a capacitor C7 connected in series between terminals A and B. Vcc
The supply is also used to generate bias currents for some of the transistors in the circuit, especially the transistors that make up amplifier Al3. The details of the circuit for obtaining these currents are not shown. Each Bias P
And only two terminals BiasN are shown in FIG.
【0054】演算増幅器Al 3は11のバイポーラト
ランジスタT7−T17を含む。増幅器3の非反転入力
はNPNトランジスタT7のベースに対応する。その反
転入力はNPNトランジスタT8のベースに対応する。
その出力はPNPトランジスタT9のエミッタで取り込
まれる。トランジスタT7のコレクタは端子Vccに接
続され、そのエミッタはNPNトランジスタT10のコ
レクタに接続され、NPNトランジスタT10のエミッ
タは接地される(端子B)。トランジスタT7のエミッ
タはまた、PNPトランジスタT11のベースに接続さ
れる。トランジスタT11のエミッタは、PNPトラン
ジスタT12のエミッタとともに、そのエミッタが端子
Vccに接続されたPNPトランジスタT13のコレク
タに接続される。トランジスタT12のベースはそのコ
レクタが端子Vccに接続されそのベースが増幅器3の
反転入力を構成するトランジスタT8のエミッタに接続
される。トランジスタT8のエミッタはまた、そのエミ
ッタが接地されているNPNトランジスタT14のコレ
クタに接続される。トランジスタT11、T12のコレ
クタはそれぞれ、NPNトランジスタT15、T16の
コレクタに接続される。トランジスタT15、T16の
ベースはトランジスタT15のコレクタに接続され、そ
のエミッタは接地される。トランジスタT16のコレク
タは、そのコレクタが接地されたトランジスタT9のベ
ースに接続される。増幅器3の出力を構成するトランジ
スタT9のエミッタは、そのエミッタが端子Vccに接
続されたPNPトランジスタT17のコレクタに接続さ
れる。トランジスタT13およびT17のベースは端子
Bias Pに接続される。The operational amplifier Al3 includes eleven bipolar transistors T7-T17. The non-inverting input of amplifier 3 corresponds to the base of NPN transistor T7. Its inverting input corresponds to the base of NPN transistor T8.
The output is taken in by the emitter of the PNP transistor T9. The collector of the transistor T7 is connected to the terminal Vcc, the emitter is connected to the collector of the NPN transistor T10, and the emitter of the NPN transistor T10 is grounded (terminal B). The emitter of transistor T7 is also connected to the base of PNP transistor T11. The emitter of the transistor T11 is connected to the emitter of the PNP transistor T12 and the collector of the PNP transistor T13 whose emitter is connected to the terminal Vcc. The base of transistor T12 has its collector connected to terminal Vcc and its base connected to the emitter of transistor T8 which forms the inverting input of amplifier 3. The emitter of transistor T8 is also connected to the collector of NPN transistor T14, whose emitter is grounded. The collectors of the transistors T11 and T12 are connected to the collectors of NPN transistors T15 and T16, respectively. The bases of the transistors T15 and T16 are connected to the collector of the transistor T15, and the emitters are grounded. The collector of transistor T16 is connected to the base of transistor T9 whose collector is grounded. The emitter of the transistor T9 constituting the output of the amplifier 3 is connected to the collector of a PNP transistor T17 whose emitter is connected to the terminal Vcc. The bases of transistors T13 and T17 are connected to terminal BiasP.
【0055】演算増幅器A2 6は5つのバイポーラト
ランジスタT18−T22を含む。増幅器6の非反転入
力はPNPトランジスタT18のベースに対応する。そ
の反転入力はPNPトランジスタT19のベースに対応
し、その出力はトランジスタT19のコレクタに対応す
る。トランジスタT18のエミッタは、トランジスタT
19のエミッタとともに、そのエミッタが端子Aに接続
されたPNPトランジスタT20のコレクタに接続され
る。トランジスタT18、T19のコレクタはそれぞ
れ、NPNトランジスタT21、T22のコレクタに接
続される。トランジスタT21、T22のベースはトラ
ンジスタT21のコレクタに接続され、それらのエミッ
タは接地される。The operational amplifier A26 includes five bipolar transistors T18-T22. The non-inverting input of amplifier 6 corresponds to the base of PNP transistor T18. Its inverting input corresponds to the base of PNP transistor T19, and its output corresponds to the collector of transistor T19. The emitter of the transistor T18 is connected to the transistor T18.
Along with the 19 emitters, the emitter is connected to the collector of a PNP transistor T20 connected to terminal A. The collectors of the transistors T18 and T19 are connected to the collectors of NPN transistors T21 and T22, respectively. The bases of the transistors T21 and T22 are connected to the collector of the transistor T21, and their emitters are grounded.
【0056】相互コンダクタンス増幅器gm9は6つの
バイポーラトランジスタT23−T28を含む。増幅器
9の非反転入力はPNPトランジスタT23のベースに
対応する。その反転入力はPNPトランジスタT24の
ベースに対応し、その出力は抵抗器R8を通してPNP
トランジスタT25のコレクタで取られる。トランジス
タT23のエミッタは、トランジスタT24のエミッタ
とともに、そのエミッタが端子Aに接続されたPNPト
ランジスタT26のコレクタに接続される。トランジス
タT23、T24のコレクタはそれぞれ、NPNトラン
ジスタT27、T28のコレクタに接続される。トラン
ジスタT27、T28のベースはそれ自身のコレクタに
接続され、一方それらのエミッタは接地される。トラン
ジスタT25のエミッタは接地され、そのベースはトラ
ンジスタT24のコレクタに接続される。抵抗器R9は
抵抗器R8と端子Aとの間に接続される。The transconductance amplifier gm9 includes six bipolar transistors T23-T28. The non-inverting input of amplifier 9 corresponds to the base of PNP transistor T23. Its inverting input corresponds to the base of PNP transistor T24 and its output is PNP through resistor R8.
Taken at the collector of transistor T25. The emitter of the transistor T23 is connected, together with the emitter of the transistor T24, to the collector of a PNP transistor T26 whose emitter is connected to the terminal A. The collectors of the transistors T23 and T24 are connected to the collectors of NPN transistors T27 and T28, respectively. The bases of transistors T27, T28 are connected to their own collectors, while their emitters are grounded. The emitter of the transistor T25 is grounded, and its base is connected to the collector of the transistor T24. Resistor R9 is connected between resistor R8 and terminal A.
【0057】基準電流発生器7ならびに分極発生器5お
よび8はそれぞれ、PNPトランジスタT29、T3
0、T31に対応する。トランジスタT29およびT3
1のエミッタは端子Aに接続され、トランジスタT30
のエミッタは端子Vccに接続される。各発生器5、
7、8の出力はそれぞれ、それぞれのトランジスタT3
0、T29、T31のコレクタに対応する。正の温度係
数の電流源10は、そのエミッタが接地されそのコレク
タがマイクロホンの増幅された信号の正の入力M+に接
続された、NPNトランジスタT32を含む。ダイオー
ドD1およびD2は、そのベースおよびコレクタが相互
接続されるそれぞれのNPNトランジスタT33、T3
4に対応する。この回路はまた、増幅器6および9のさ
まざまなトランジスタをバイアスするための3つのトラ
ンジスタT35、T36、T37を含む。PNPトラン
ジスタT35のエミッタは端子Aに接続され、そのコレ
クタはPNPトランジスタT36のベースおよびNPN
トランジスタT37のコレクタに接続される。トランジ
スタT37のエミッタは接地される。トランジスタT3
6のエミッタはトランジスタT35のベースに接続さ
れ、トランジスタT37のベースは端子BiasNに接
続される。トランジスタT20、T26、T29、T3
0、T31のベースはともにトランジスタT36のエミ
ッタに接続され、トランジスタT10、T14およびT
32のベースはトランジスタT37のベース(端子Bi
asN)に接続される。抵抗器R10は音声信号の入力
M+およびM−との間に配置され、抵抗器R11はトラ
ンジスタT3のベースとエミッタとの間に配置される。Reference current generator 7 and polarization generators 5 and 8 are respectively provided with PNP transistors T29 and T3.
0, corresponding to T31. Transistors T29 and T3
1 is connected to the terminal A and the transistor T30
Are connected to the terminal Vcc. Each generator 5,
The outputs of 7 and 8 are respectively the respective transistors T3
0, T29 and T31. The positive temperature coefficient current source 10 includes an NPN transistor T32 whose emitter is grounded and whose collector is connected to the positive input M + of the amplified signal of the microphone. Diodes D1 and D2 are connected to respective NPN transistors T33, T3 whose base and collector are interconnected.
Corresponds to 4. This circuit also includes three transistors T35, T36, T37 for biasing the various transistors of amplifiers 6 and 9. The emitter of the PNP transistor T35 is connected to the terminal A, and its collector is connected to the base of the PNP transistor T36 and NPN.
Connected to the collector of transistor T37. The emitter of the transistor T37 is grounded. Transistor T3
The emitter of transistor 6 is connected to the base of transistor T35, and the base of transistor T37 is connected to terminal BiasN. Transistors T20, T26, T29, T3
0, T31 are both connected to the emitter of transistor T36, and transistors T10, T14 and T
32 is connected to the base of the transistor T37 (terminal Bi).
asN). The resistor R10 is arranged between the audio signal inputs M + and M-, and the resistor R11 is arranged between the base and the emitter of the transistor T3.
【0058】図9に示されるその他の要素は、図2と同
じ参照番号で示されている。当然、当業者には本発明の
多くの変形および修正形が明らかであろう。特に、開示
された各構成部分(演算増幅器、相互コンダクタンス増
幅器、電流源、ダイオード等)は、同じまたは類似する
機能を有する1つまたは複数の要素と置換えることが可
能である。たとえば、トランジスタという手段により製
造される電流源は抵抗器という手段により製造可能であ
ろう。The other elements shown in FIG. 9 are designated by the same reference numerals as in FIG. Of course, many variations and modifications of the invention will be apparent to those skilled in the art. In particular, each disclosed component (operational amplifier, transconductance amplifier, current source, diode, etc.) can be replaced with one or more elements having the same or similar functions. For example, a current source made by means of a transistor could be made by means of a resistor.
【0059】上記のように本発明の少なくとも1つの実
施例を説明したが、当業者にはさまざまな代替形、修正
形および改良形が容易に考案されるだろう。このような
代替形、修正形、および改良形は本発明の精神および範
囲の範疇であることが意図される。したがって、前述の
説明は例示のためのみであり、制限を意図するものでは
ない。本発明が制限されるのは、前掲の特許請求の範囲
およびその等価物において規定されるとおりのみにおい
てである。While at least one embodiment of the present invention has been described above, various alternatives, modifications and improvements will readily occur to those skilled in the art. Such alterations, modifications, and improvements are intended to be within the spirit and scope of the invention. Accordingly, the foregoing description is by way of example only and is not intended as limiting. The present invention is limited only as defined in the following claims and their equivalents.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図1】本発明に従う、LEDに関連する音声伝送増幅
器のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an audio transmission amplifier associated with an LED according to the present invention.
【図2】本発明に従う、音声伝送増幅器の実施例を概略
的に示す図である。FIG. 2 schematically shows an embodiment of an audio transmission amplifier according to the invention.
【図3】本発明に従う、伝送増幅器の電流−電圧曲線を
示す図である。FIG. 3 shows a current-voltage curve of a transmission amplifier according to the present invention.
【図4】線電流の関数としての、LEDにおける電流を
示す図である。FIG. 4 shows the current in an LED as a function of the line current.
【図5】音声信号のさまざまな振幅に対するLEDを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 5 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図6】音声信号のさまざまな振幅に対するLEDを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 6 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図7】音声信号のさまざまな振幅に対するLEDを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 7 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図8】音声信号のさまざまな振幅に対するLEDを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 8 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図9】図2の回路の詳細な実施例を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a detailed embodiment of the circuit of FIG. 2;
1 LED 3 演算増幅器 4 電圧発生器 7 基準電流発生器 1 LED 3 operational amplifier 4 voltage generator 7 reference current generator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 593209954 STMicroelectronics Pte Ltd. (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) H04M 1/00 H04M 19/08 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (73) Patent holder 593209954 STMicroelectronics Pte Ltd. (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04M 1/00 H04M 19/08
Claims (9)
話機は電話線に結合され電話線から電力を受ける正端子
および負端子を有し、前記電話線は線電圧で供給される
線電流を有し、前記電話機はさらに、カソードと、電話
線の正端子に接続されるアノードとを有する発光ダイオ
ードを含み、 前記伝送増幅器は、 前記電話線に結合され、前記線電流と前記線電圧との間
の比率を決定するための手段と、 前記発光ダイオードのカソードに結合され、線電圧が所
定の値よりも低いとき前記発光ダイオードを流れる電流
を分流させるための分流回路とを備える、伝送増幅器。1. A transmission amplifier for a telephone, the telephone having a positive terminal and a negative terminal coupled to a telephone line for receiving power from the telephone line, the telephone line providing a line current supplied by a line voltage. The telephone further includes a light emitting diode having a cathode and an anode connected to a positive terminal of the telephone line, wherein the transmission amplifier is coupled to the telephone line and comprises a line current and a line voltage. and means for determining the ratio between, coupled to the cathode of the light emitting diode, the line voltage and the shunt circuit of the order divert current Ru is flow to the light emitting diode is lower than a predetermined value, Transmission amplifier.
ための電源手段をさらに含み、前記分流回路はまた前記
電源手段を切断することができる、請求項1に記載の伝
送増幅器。2. The transmission amplifier according to claim 1, further comprising power supply means for supplying a constant current to said light emitting diode, wherein said shunt circuit can also disconnect said power supply means.
電流(Iled)を測定し、そのフィードバックループ
がこの電流(Iled)を基準電流発生器により決定さ
れる値(Is2)に制限する第1の演算増幅器(6)を
含む、請求項2に記載の伝送増幅器。3. The power supply means measures a current (Iled) of the light emitting diode, and a feedback loop for limiting the current (Iled) to a value (Is2) determined by a reference current generator. Transmission amplifier according to claim 2, comprising an operational amplifier (6).
1の演算増幅器(6)の非反転入力に接続される、請求
項3に記載の伝送増幅器。4. Transmission amplifier according to claim 3, wherein the cathode of the light emitting diode is connected to the non-inverting input of the first operational amplifier (6) .
1の端子(A)に接続されたエミッタと前記第1の演算
増幅器(6)の反転入力に接続されたコレクタとを有す
るバイポーラPNPトランジスタ(T29)を含む、請
求項3または4に記載の伝送増幅器。5. The reference current generator has an emitter connected to a first terminal (A) of the telephone line and a collector connected to an inverting input of the first operational amplifier (6). The transmission amplifier according to claim 3, further comprising a bipolar PNP transistor (T29) having:
ープが、前記発光ダイオードの電流を分流させるスイッ
チを制御する相互コンダクタンス増幅器を含む、請求項
1または2に記載の伝送増幅器。Wherein said shunt circuit, the feedback loop comprises a transconductance amplifier for controlling the switch or switches for which it divert current of the light emitting diode, the transmission amplifier according to claim 1 or 2.
話線の第1の端子(A)に接続され、そのエミッタが低
値抵抗器(R3)を介して前記発光ダイオードのカソー
ドに接続されたNPNトランジスタ(T3)を含む、請
求項6に記載の伝送増幅器。7. The switch has a collector connected to the power supply.
7. A light emitting diode (T3) according to claim 6, comprising an NPN transistor (T3) connected to a first terminal (A) of the speech line and having an emitter connected to the cathode of the light emitting diode via a low value resistor (R3). Transmission amplifier.
するための前記手段は、その反転入力が、伝送され電話
交換器により供給される線電圧のDC成分に加えられる
音声信号を受取る、第2の演算増幅器(3)を含む、請
求項1ないし7のうちのいずれか1つに記載の伝送増幅
器。8. The means for determining the ratio between the line current and the line voltage comprises a signal whose inverting input is added to the DC component of the line voltage transmitted and supplied by the telephone exchange. Transmission amplifier according to any one of the preceding claims, comprising a receiving second operational amplifier (3) .
バックループは、ダーリントン接続を構成する第1およ
び第2のNPNトランジスタおよび直列接続される第1
および第2のダイオードを含み、前記第2のNPNトラ
ンジスタのコレクタは相互コンダクタンス増幅器の反転
入力に接続され、相互コンダクタンス増幅器の非反転入
力は第2のダイオードのアノードに接続される、請求項
6および8に記載の伝送増幅器。9. The feedback loop of the second operational amplifier (3), Oyo first constituting the Darlington connection
And a second NPN transistor and a first NPN transistor connected in series.
And a second diode, wherein the collector of said second NPN transistor is connected to the inverting input of a transconductance amplifier, and the non-inverting input of the transconductance amplifier is connected to the anode of the second diode. 9. The transmission amplifier according to 8.
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