JP3032141B2 - Transmission amplifier for telephones without self-power. - Google Patents
Transmission amplifier for telephones without self-power.Info
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Description
【０００１】[0001]
【発明の分野】本発明は発光ダイオード（ＬＥＤ）を備
える音声伝送増幅器に関する。より特定的には、電話機
におけるそのような集積増幅器内部のＬＥＤの制御に適
合する。FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to an audio transmission amplifier with a light emitting diode (LED). More specifically, it is compatible with controlling the LEDs inside such an integrated amplifier in a telephone.
【０００２】[0002]
【関連技術の説明】電話機では一般的に、エレクトロル
ミネセンスダイオードまたはＬＥＤが、キーパッドの照
明のため、またはホールドもしくはダイヤル状態の表示
のために使用される。通常、電話機はそれ自身の電源を
含まないが、電話線の電話信号の線電流により給電さ
れ、この線電流はまたＬＥＤの給電のために用いられ
る。電話信号は、電話交換機により供給され電話線で送
られて加入者の電話機により使用されるＤＣ成分を含
む。電話信号のＤＣ成分は、線の長さまたはその他の線
パラメータの関数として可変である。信号はまた、音声
信号の変調を原因とするＡＣ成分を含む。2. Description of the Related Art In telephones, electroluminescent diodes or LEDs are commonly used to illuminate a keypad or to indicate hold or dial status. Typically, the telephone does not include its own power supply, but is powered by the line current of the telephone signal on the telephone line, which line current is also used to power the LEDs. The telephone signal contains a DC component supplied by the telephone exchange and sent over the telephone line for use by the subscriber's telephone. The DC component of the telephone signal is variable as a function of line length or other line parameters. The signal also contains an AC component due to the modulation of the audio signal.
【０００３】従来的には、増幅器内部で、線電流の予め
定められた部分が用いられ、ＬＥＤに供給する。通常こ
の部分は線電流の約２５％である。このような場合、線
電流は線特性の関数として変化するため、ＬＥＤの照明
は一定ではない。実際、この照明は長い線に対しては弱
く、並列接続に対しては非常に弱い。逆に、線が短けれ
ば照明はあまりにも強すぎ、ＬＥＤの寿命を縮める。付
け加えて、電流はＤＣ成分に関して振動するため、線電
流の固定された部分を用いてＬＥＤを制御することによ
り、照明は所与の線に対して変化する。さらに、ＬＥＤ
が存在すると、音声信号の負の振れが大きい場合伝送さ
れる信号に歪が生じる。ごくわずかだが固定された量の
線電流をまた用いてＬＥＤを照明する場合がある。しか
しこの電流を大きくすることはできず、電流が大きけれ
ば線の電圧−電流特性を損なうことになるだろう。した
がって、このような場合ＬＥＤの照明は弱い。Conventionally, a predetermined portion of the line current is used inside the amplifier to supply the LED. Usually this portion is about 25% of the line current. In such cases, the illumination of the LED is not constant because the line current varies as a function of the line characteristics. In fact, this illumination is weak for long lines and very weak for parallel connections. Conversely, if the lines are short, the lighting will be too intense, reducing the life of the LED. In addition, because the current oscillates with respect to the DC component, by controlling the LED with a fixed portion of the line current, the illumination changes for a given line. Furthermore, LED
Is present, the transmitted signal is distorted when the negative swing of the audio signal is large. A very small but fixed amount of line current may also be used to illuminate the LED. However, this current cannot be increased, and a higher current would impair the voltage-current characteristics of the wire. Therefore, in such a case, the illumination of the LED is weak.
【０００４】[0004]
【発明の概要】本発明の目的は、既存の増幅器のＬＥＤ
制御に関する欠点を克服することである。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an LED for an existing amplifier.
Overcoming the disadvantages of control.
【０００５】本発明の他の目的は、ＬＥＤに定電流を供
給する音声増幅器を提供することである。It is another object of the present invention to provide an audio amplifier for supplying a constant current to an LED.
【０００６】本発明の他の目的は、音声増幅器にＬＥＤ
が存在することにより生じる音声信号の歪を避けること
である。Another object of the present invention is to provide an audio amplifier with an LED.
Is to avoid the distortion of the audio signal caused by the presence of.
【０００７】本発明は、１つの実施例において、自身の
電源を有さない電話機のための電話伝送増幅器を提供す
る。電話機は電話線に接続され電話線から電力を受ける
正端子および負端子を有し、電話線は線電圧で供給され
る線電流を有し、電話機はさらに、カソードと、電話線
の正端子に接続されるアノードとを有する発光ダイオー
ドとを含む。伝送増幅器は、電話線に結合され、線電流
と線電圧との間の比率を決定するための手段と、発光ダ
イオードのカソードに結合され、線電圧が所定の値より
も低いとき発光ダイオードを流れる電流を分流させる分
流回路とを含む。The present invention, in one embodiment, provides a telephone transmission amplifier for a telephone that does not have its own power supply. The telephone has a positive terminal and a negative terminal connected to and receiving power from the telephone line, the telephone line has a line current supplied by a line voltage, and the telephone further has a cathode and a positive terminal on the telephone line. A light emitting diode having an anode connected thereto. A transmission amplifier is coupled to the telephone line, means for determining the ratio between line current and line voltage, and coupled to the cathode of the light emitting diode, flowing through the light emitting diode when the line voltage is below a predetermined value. And a shunt circuit for shunting the current.
【０００８】本発明の実施例に従えば、伝送増幅器はさ
らに、ＬＥＤにおける電流を測定し、そのフィードバッ
クループがこの電流を基準電流発生器により定められる
値に制限する第１の演算増幅器を含む。In accordance with an embodiment of the present invention, the transmission amplifier further includes a first operational amplifier that measures the current in the LED and whose feedback loop limits the current to a value determined by a reference current generator.
【０００９】本発明の実施例に従えば、ＬＥＤのカソー
ドは第１の増幅器の非反転入力に接続される。According to an embodiment of the present invention, the cathode of the LED is connected to the non-inverting input of the first amplifier.
【００１０】本発明の実施例に従えば、基準電流発生器
は、電話線の第１の端子に接続されたエミッタと前記第
１の演算増幅器の反転入力に接続されたコレクタとを有
する、バイポーラＰＮＰトランジスタを含む。According to an embodiment of the present invention, a reference current generator has an emitter connected to a first terminal of a telephone line and a collector connected to an inverting input of the first operational amplifier. Includes PNP transistor.
【００１１】本発明の実施例に従えば、分流回路は、そ
のフィードバックループがＬＥＤの電流を分流させるス
イッチを制御する相互コンダクタンス増幅器を含む。According to an embodiment of the present invention, the shunt circuit includes a transconductance amplifier whose feedback loop controls a switch that shunts the LED current.
【００１２】本発明の実施例に従えば、スイッチは、そ
のコレクタが線の第１の端子に接続され、そのエミッタ
が低値抵抗器を通してＬＥＤのカソードに接続されたＮ
ＰＮトランジスタをを含む。According to an embodiment of the present invention, the switch comprises an N-type switch whose collector is connected to the first terminal of the line and whose emitter is connected to the cathode of the LED through a low value resistor.
Includes PN transistor.
【００１３】本発明の実施例に従えば、線電流と線電圧
との間の比率を決定するための回路は、第２の演算増幅
器を含み、その反転入力は、伝送され、電話交換機によ
り供給される線電圧のＤＣ成分に加えられる音声信号を
受取る。According to an embodiment of the present invention, the circuit for determining the ratio between line current and line voltage includes a second operational amplifier, the inverting input of which is transmitted and supplied by the telephone switch. Audio signal added to the DC component of the applied line voltage.
【００１４】本発明の実施例に従えば、第２の演算増幅
器のフィードバックループは、ダーリントン接続を構成
する第１および第２のＮＰＮトランジスタと直列接続さ
れる第１および第２のダイオードとを含み、第２のトラ
ンジスタのコレクタは相互コンダクタンス増幅器の反転
入力に接続され、相互コンダクタンス増幅器の非反転入
力は第２のダイオードのアノードに接続される。According to an embodiment of the present invention, the feedback loop of the second operational amplifier includes first and second diodes connected in series with the first and second NPN transistors forming a Darlington connection. , The collector of the second transistor is connected to the inverting input of the transconductance amplifier, and the non-inverting input of the transconductance amplifier is connected to the anode of the second diode.
【００１５】本発明の実施例に従うＬＥＤは伝送増幅器
または音声回路と直列であるため、ＬＥＤは音声回路を
通る電流にいかなる変化も導入しない。[0015] Because the LED according to an embodiment of the present invention is in series with a transmission amplifier or audio circuit, the LED does not introduce any change in the current through the audio circuit.
【００１６】本発明の実施例に従うＬＥＤには定電流が
供給されるため、様々な加入者の電話機は線の長さがい
かなるものであっても同じ特性を受けるだろう。電話線
の電圧があまりにも低くなるとＬＥＤ電流は分流される
ため、音声伝送増幅器にＬＥＤが存在してもＡＣ信号を
歪ませることはないこのようにして、ＬＥＤの動作を最
適化する一方で、ＬＥＤが存在しても動作が変化しない
音声伝送増幅器が得られる。Because the LEDs according to embodiments of the present invention are supplied with a constant current, various subscriber telephone sets will experience the same characteristics regardless of line length. If the telephone line voltage becomes too low, the LED current will be shunted, so that the presence of the LED in the audio transmission amplifier will not distort the AC signal, thus optimizing the operation of the LED, An audio transmission amplifier whose operation does not change even when the LED is present is obtained.
【００１７】本発明の目的、特徴、利点およびその他
は、添付の図面と関連付けて以下に非限定的に行なわれ
る好ましい実施例の説明において述べられる。The objects, features, advantages and others of the present invention will be set forth in the following description of preferred embodiments, taken in a non-limiting manner, in conjunction with the accompanying drawings.
【００１８】[0018]
【詳細な説明】本発明の実施例の特徴は、ＬＥＤが音声
回路と直列接続されていることである。DETAILED DESCRIPTION A feature of an embodiment of the present invention is that the LEDs are connected in series with the audio circuit.
【００１９】図１は、本発明の実施例に従い、ＬＥＤ１
と伝送増幅器１１との間の接続を概略的に示す。FIG. 1 shows an LED 1 according to an embodiment of the present invention.
2 schematically shows the connection between the transmission amplifier 11 and the transmission amplifier 11.
【００２０】電話線は回路の２つの端子ＡとＢとの間の
発生器２により示され、端子Ｂは回路の接地に対応す
る。実際は、ブリッジおよびダイヤルパルサー（図示せ
ず）が電話線と端子ＡとＢとの間に接続されてもよい。The telephone line is indicated by a generator 2 between two terminals A and B of the circuit, terminal B corresponding to the circuit ground. In practice, a bridge and dial pulser (not shown) may be connected between the telephone line and terminals A and B.
【００２１】ＬＥＤ１のアノードは端子Ａに接続され、
ＬＥＤ１のカソードは伝送増幅器１１の第１の端子に接
続され、伝送増幅器１１の第２の端子は端子Ｂに接続さ
れる。The anode of LED 1 is connected to terminal A,
The cathode of LED1 is connected to the first terminal of transmission amplifier 11, and the second terminal of transmission amplifier 11 is connected to terminal B.
【００２２】本発明の実施例に従えば、音声伝送増幅器
１１は、ＬＥＤ１を流れる電流を分流させるための手段
を含む。このような手段は、たとえばそのコレクタが端
子Ａに接続され、そのエミッタが好ましくは低値抵抗器
（図１では図示せず）を通してＬＥＤ１のカソードに接
続されるＮＰＮトランジスタＴ３を含む。トランジスタ
Ｔ３は増幅器１１により制御され、電話線の電圧が予め
定められた値よりも低くなったときＬＥＤ１を分流す
る。According to an embodiment of the present invention, the audio transmission amplifier 11 includes means for shunting the current flowing through the LED 1. Such means include, for example, an NPN transistor T3 whose collector is connected to terminal A and whose emitter is preferably connected to the cathode of LED1 through a low value resistor (not shown in FIG. 1). Transistor T3 is controlled by amplifier 11 and shunts LED1 when the telephone line voltage falls below a predetermined value.
【００２３】図２に示される音声伝送増幅器は主として
３つのフィードバックループを含む。第１のループは線
電流ＩＬと線電圧ＶＬとの間の比率を制御する。第２の
ループはＬＥＤ１を流れる電流ＩLED を測定し、この電
流を予め定められた値に制限する。第３のループは、Ｌ
ＥＤ１を流れる電流を分流させることにより、交流の負
の部分の間音声信号が適切に振れることを可能にする。The audio transmission amplifier shown in FIG. 2 mainly includes three feedback loops. The first loop controls the ratio between line current IL and line voltage VL. The second loop measures the current I LED flowing through LED 1 and limits this current to a predetermined value. The third loop is L
Dividing the current through ED1 allows the audio signal to swing properly during the negative portion of the alternating current.
【００２４】第１のループは第１の演算増幅器Ａｌ ３
を含んでもよい。増幅器３の非反転入力は、電圧発生器
４と抵抗器Ｒ１とを通して回路の第１の正の端子Ａに接
続される。電圧発生器４は、回路の２つの入力端子Ｍ＋
およびＭ−に対応し、電話のマイクロホン（図示せず）
からの増幅された信号を表わす。マイクロホン信号の負
の入力端子Ｍ−は増幅器３の非反転入力に接続され、正
の入力端子Ｍ＋は抵抗器Ｒ１に接続される。増幅器３の
反転入力は、第１の分極電流発生器５を通して端子Ａに
接続される。この反転入力はまた、ダイオードＤ２に直
列接続されたダイオードＤ１のアノードに接続される。
ダイオードＤ２のカソードは、抵抗器Ｒ５を通して回路
の接地端子Ｂに、および抵抗器Ｒ２を通してマイクロホ
ン信号４の正の入力端子Ｍ＋に接続される。The first loop is composed of a first operational amplifier Al 3
May be included. The non-inverting input of the amplifier 3 is connected to the first positive terminal A of the circuit through the voltage generator 4 and the resistor R1. The voltage generator 4 has two input terminals M +
And M-, telephone microphone (not shown)
Represents the amplified signal from The negative input terminal M- of the microphone signal is connected to the non-inverting input of the amplifier 3, and the positive input terminal M + is connected to the resistor R1. The inverting input of the amplifier 3 is connected to the terminal A through the first polarization current generator 5. This inverting input is also connected to the anode of diode D1, which is connected in series with diode D2.
The cathode of diode D2 is connected to ground terminal B of the circuit through resistor R5 and to the positive input terminal M + of microphone signal 4 through resistor R2.
【００２５】演算増幅器３のフィードバックループは、
２つのダイオードＤ１およびＤ２ならびに２つのＮＰＮ
トランジスタＴ１およびＴ２を含む。増幅器３の出力は
トランジスタＴ１のベースに接続され、トランジスタＴ
１のコレクタは端子Ａに接続される。トランジスタＴ１
のエミッタはトランジスタＴ２のベースに接続され、ト
ランジスタＴ２のコレクタは抵抗器Ｒ３およびＬＥＤ１
を通して端子Ａに接続される。トランジスタＴ２のエミ
ッタはダイオードＤ２のカソードに接続される。第１の
ループの周波数補償のためのキャパシタＣ２は、トラン
ジスタＴ１のベースとトランジスタＴ２のコレクタとの
間に接続される。The feedback loop of the operational amplifier 3 is
Two diodes D1 and D2 and two NPN
Includes transistors T1 and T2. The output of the amplifier 3 is connected to the base of the transistor T1,
One collector is connected to terminal A. Transistor T1
Is connected to the base of transistor T2, and the collector of transistor T2 is connected to resistor R3 and LED1.
Through to the terminal A. The emitter of the transistor T2 is connected to the cathode of the diode D2. A capacitor C2 for frequency compensation of the first loop is connected between the base of the transistor T1 and the collector of the transistor T2.
【００２６】第２のループは第２の演算増幅器Ａ２ ６
を含む。増幅器６の非反転入力はＬＥＤ１のカソードに
接続される。増幅器６の反転入力は、基準電流発生器７
を通して端子Ａに接続され、抵抗器Ｒ４を通して第１の
ループのトランジスタＴ２のコレクタに接続される。The second loop is a second operational amplifier A26.
including. The non-inverting input of amplifier 6 is connected to the cathode of LED1. The inverting input of the amplifier 6 is connected to a reference current generator 7.
To the terminal A, and to the collector of the transistor T2 of the first loop through the resistor R4.
【００２７】増幅器６のフィードバックループは、抵抗
器Ｒ４、ダイオードＤ３および３つのバイポーラトラン
ジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ５を含む。増幅器６の出力は、そ
のコレクタが端子Ｂに接続されたＰＮＰトランジスタＴ
５のベースに接続される。トランジスタＴ５のエミッタ
はダイオードＤ３のカソードに接続され、ダイオードＤ
３のアノードはＮＰＮトランジスタＴ４のベースに接続
される。トランジスタＴ４のベースはまた、第２の分極
電流発生器８を通して端子Ａに接続される。トランジス
タＴ４のコレクタは端子Ａに接続され、そのエミッタは
ＮＰＮトランジスタＴ３のベースに接続され、ＮＰＮト
ランジスタＴ３のコレクタはまた端子Ａに接続される。
トランジスタＴ３のエミッタは第１のループのトランジ
スタＴ２のコレクタに接続され、抵抗器Ｒ４を通して増
幅器６の反転入力に接続される。第２のループの周波数
補償のためのキャパシタＣ３は、トランジスタＴ５のベ
ースと端子Ａとの間に接続される。The feedback loop of the amplifier 6 includes a resistor R4, a diode D3 and three bipolar transistors T3, T4, T5. The output of amplifier 6 is a PNP transistor T whose collector is connected to terminal B.
5 base. The emitter of the transistor T5 is connected to the cathode of the diode D3.
The anode of No. 3 is connected to the base of NPN transistor T4. The base of transistor T4 is also connected to terminal A through a second polarization current generator 8. The collector of transistor T4 is connected to terminal A, the emitter is connected to the base of NPN transistor T3, and the collector of NPN transistor T3 is also connected to terminal A.
The emitter of transistor T3 is connected to the collector of transistor T2 in the first loop and to the inverting input of amplifier 6 through resistor R4. A capacitor C3 for frequency compensation of the second loop is connected between the base of the transistor T5 and the terminal A.
【００２８】第３のループは相互コンダクタンス増幅器
ｇｍ９を含む。増幅器９の非反転入力は第１のループの
ダイオードＤ２のアノードに接続される。増幅器９の反
転入力は第１のループのトランジスタＴ２のコレクタに
接続される。The third loop includes a transconductance amplifier gm9. The non-inverting input of the amplifier 9 is connected to the anode of the first loop diode D2. The inverting input of amplifier 9 is connected to the collector of transistor T2 of the first loop.
【００２９】相互コンダクタンス増幅器９のフィードバ
ックループは、第２のループのトランジスタＴ３および
ＰＮＰトランジスタＴ６を含む。増幅器９の出力は、そ
のエミッタが端子Ａに接続されたトランジスタＴ６のベ
ースに接続される。トランジスタＴ６のコレクタはトラ
ンジスタＴ３のベースに接続され、トランジスタＴ３の
エミッタはトランジスタＴ２のコレクタおよび増幅器９
の反転入力に接続される。第３のループの周波数補償の
ために、キャパシタＣ４と直列接続された抵抗器Ｒ６は
増幅器９の出力とそのバイアス入力との間に接続され
る。The feedback loop of transconductance amplifier 9 includes a second loop transistor T3 and a PNP transistor T6. The output of amplifier 9 is connected to the base of transistor T6 whose emitter is connected to terminal A. The collector of the transistor T6 is connected to the base of the transistor T3, and the emitter of the transistor T3 is connected to the collector of the transistor T2 and the amplifier 9
Connected to the inverting input. For frequency compensation of the third loop, a resistor R6 connected in series with the capacitor C4 is connected between the output of the amplifier 9 and its bias input.
【００３０】この回路はまた、端子ＢとＭ＋との間に正
の温度係数の電流源１０を含む。ダイナミック動作に対
し、この回路はまた複数のキャパシタを含む。キャパシ
タＣ１は電流発生器１０と並列接続され、その負の端子
は端子Ｂに接続される。キャパシタＣ１は端子Ｍ＋でＡ
Ｃ接地を与える。抵抗器Ｒ７と直列接続されたキャパシ
タＣ５は端子ＡとＢとの間に接続される。キャパシタＣ
６は端子ＡとＢとの間に接続される。キャパシタＣ５、
Ｃ６および抵抗器Ｒ７は交換機のＡＣ終端を形成する。The circuit also includes a positive temperature coefficient current source 10 between terminals B and M +. For dynamic operation, the circuit also includes multiple capacitors. Capacitor C1 is connected in parallel with current generator 10 and its negative terminal is connected to terminal B. Capacitor C1 is A at terminal M +
Give C ground. The capacitor C5 connected in series with the resistor R7 is connected between the terminals A and B. Capacitor C
6 is connected between terminals A and B. Capacitor C5,
C6 and resistor R7 form the AC termination of the switch.
【００３１】図３は、図１に示される回路の端子ＡとＢ
との間の電圧−電流特性曲線を示す。この特性は第１の
ループ、すなわち電流源１０、演算増幅器３、抵抗器Ｒ
１、Ｒ２、Ｒ５、ダイオードＤ１、Ｄ２およびトランジ
スタＴ１、Ｔ２により決定される。FIG. 3 shows terminals A and B of the circuit shown in FIG.
5 shows a voltage-current characteristic curve between FIG. This characteristic is represented by the first loop, namely current source 10, operational amplifier 3, resistor R
1, R2, R5, diodes D1, D2 and transistors T1, T2.
【００３２】線電圧ＶＬは、抵抗器Ｒ１，Ｒ２，Ｒ５に
かかる電圧の総和に等しい。Ｒ５にかかる電圧は、線電
流ＩＬと抵抗Ｒ５との積に等しい。端子Ｍ＋とＭ−との
間に音声信号がなければ、抵抗器Ｒ２にかかる電圧は２
Ｖｂｅに等しく、Ｖｂｅはトランジスタのベース−エミ
ッタ電圧降下を表わす（たとえば順方向バイアスされた
ダイオードＤ１およびＤ２の各々にかかる電圧降下であ
る）。抵抗器Ｒ１にかかる電圧は、抵抗器Ｒ１と、電源
１０によりもたらされる電流Ｉｄｃおよび抵抗器Ｒ２を
循環する電流の総和との積に等しい。抵抗器Ｒ２のこの
電流は２Ｖｂｅ／Ｒ２に等しい。したがって、線電圧Ｖ
Ｌと線電流ＩＬとの間の関係は以下のとおりとなる。The line voltage VL is equal to the sum of the voltages applied to the resistors R1, R2, R5. The voltage across R5 is equal to the product of line current IL and resistor R5. If there is no audio signal between the terminals M + and M-, the voltage applied to the resistor R2 is 2
Equal to Vbe, Vbe represents the base-emitter voltage drop of the transistor (eg, the voltage drop across each of forward-biased diodes D1 and D2). The voltage across resistor R1 is equal to the product of resistor R1 and the sum of the current Idc provided by power supply 10 and the current circulating through resistor R2. This current in resistor R2 is equal to 2Vbe / R2. Therefore, the line voltage V
The relationship between L and the line current IL is as follows.
【００３３】 ＶＬ０＝ＩＬ＊Ｒ５＋２（１＋Ｒ１／Ｒ２）Ｖｂｅ＋Ｉｄｃ＊Ｒ１ この特性曲線は、２（１＋Ｒ１／Ｒ２）Ｖｂｅ＋１ｄｃ
＊Ｒ１に対応する値Ｖ０からの、抵抗Ｒ５により決定さ
れる傾斜を示す。電流源１０は、動作温度の関数として
の、ベース−エミッタ電圧Ｖｂｅの値の変化に対する補
償を行なう。したがって、Ｖ０は温度が補償された基準
電圧である。低電流では、すなわちＩＬ＜ＩＳ１では、
Ｖ０はＩｄｃを徐々に減少させることにより減じられ
る。これは外部回路（図示せず）により制御される。な
お、「＊」は乗算記号を示す。VL0 = IL * R5 + 2 (1 + R1 / R2) Vbe + Idc * R1 This characteristic curve is 2 (1 + R1 / R2) Vbe + 1dc
* Indicates a slope determined by resistor R5 from a value V0 corresponding to R1. The current source 10 compensates for changes in the value of the base-emitter voltage Vbe as a function of the operating temperature. Therefore, V0 is a temperature-compensated reference voltage. At low currents, ie, IL <IS1,
V0 is reduced by gradually decreasing Idc. This is controlled by an external circuit (not shown). Note that “*” indicates a multiplication symbol.
【００３４】ダイナミック動作では、たとえば電圧発生
器４に音声信号が存在する場合は、線の電圧ＶＬは、上
記の関係により決定される値ＶＬ０のまわりで振動す
る。In dynamic operation, for example, if an audio signal is present in the voltage generator 4, the line voltage VL oscillates around a value VL0 determined by the above relationship.
【００３５】ＬＥＤ１の電流制御は、第２のループ、す
なわち電流源７、演算増幅器６、抵抗器Ｒ３、Ｒ４、ダ
イオードＤ３およびトランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ５を通
して行なわれる。抵抗器Ｒ３の値は低く、ＬＥＤ１の電
流ＩLED （構成部分１、Ｒ３、Ｔ２およびＲ５を流れ
る）を測定するために用いられる。この電流ＩLED は、
発生器７により発生され、抵抗器Ｒ４を流れる基準電流
と比較される。この第２のフィードバックループは、Ｌ
ＥＤ１に流れる線電流ＩＬの制限された部分の制御を行
なう。したがって、図４に示されるように、線電流ＩＬ
がしきい値Ｉｓ２よりも低い限りは、ＬＥＤ１の電流は
電流ＩＬと同様に変化する。線電流ＩＬが十分になると
すぐに、ＬＥＤ１の電流はこのしきい値Ｉｓ２に制限さ
れる。The current control of LED1 is performed through a second loop, namely, current source 7, operational amplifier 6, resistors R3, R4, diode D3 and transistors T3, T4, T5. The value of resistor R3 is low and is used to measure the current I LED of LED1 (flowing through components 1, R3, T2 and R5). This current I LED is
It is compared with a reference current generated by generator 7 and flowing through resistor R4. This second feedback loop is L
Control of a limited portion of the line current IL flowing through ED1 is performed. Therefore, as shown in FIG.
Is lower than the threshold value Is2, the current of LED1 changes similarly to the current IL. As soon as the line current IL is sufficient, the current of LED1 is limited to this threshold Is2.
【００３６】しきい値Ｉｓ２は、抵抗器Ｒ３およびＲ４
の値ならびに基準電流源７により与えられる電流Ｉｒｅ
ｆの値により以下の様に決定される。The threshold value Is2 is determined by the resistors R3 and R4.
And the current Ire provided by the reference current source 7
It is determined as follows according to the value of f.
【００３７】Ｉｓ２＝Ｉｒｅｆ＊Ｒ４／Ｒ３ なお：
「＊」は乗算記号をしめす。 線電流の残余の部分、すなわち線電流ＩＬとしきい値電
流Ｉｓ２との間の差分は、トランジスタＴ３に流れる。
しかしながら、ＩＬがＩｓ２よりも低くなれば、ループ
は飽和する。したがって、トランジスタＴ３はカットオ
フし、演算増幅器６の入力電圧はもはや等しくない。こ
のような場合、ＬＥＤ１の電流はＩＬに等しい。Is2 = Iref * R4 / R3 where:
“*” Indicates a multiplication symbol. The remaining part of the line current, that is, the difference between the line current IL and the threshold current Is2 flows through the transistor T3.
However, if IL falls below Is2, the loop will saturate. Therefore, transistor T3 cuts off and the input voltage of operational amplifier 6 is no longer equal. In such a case, the current of LED1 is equal to IL.
【００３８】第３のループは図１の回路を制御し、音声
信号の振幅の振れが大きい場合の歪を避ける。第３のル
ープは、音声信号の負の振れの値が、線電圧ＶＬがしき
い値電圧Ｖｓ１よりも低くなるような値であるとき、Ｌ
ＥＤ１から電流を分流させる。したがって、トランジス
タＴ２は飽和せず、伝送される信号に歪を生じさせな
い。The third loop controls the circuit of FIG. 1 to avoid distortion when the amplitude of the audio signal is large. In the third loop, when the value of the negative swing of the audio signal is such that the line voltage VL becomes lower than the threshold voltage Vs1, L
Divide current from ED1. Therefore, the transistor T2 does not saturate and does not cause distortion in the transmitted signal.
【００３９】相互コンダクタンス増幅器９の２つの入力
はそれぞれ、トランジスタＴ２のコレクタに、およびダ
イオードＤ２を通してエミッタに接続される。Ｖｂｅに
等しい最小電圧降下はしたがって、もし線電圧がしきい
値Ｖｓ１よりも低くなればトランジスタＴ２のコレクタ
とエミッタとの間で永久に維持される。実際このような
場合、増幅器９のフィードバックループはトランジスタ
Ｔ６をオンにする。したがって、トランジスタＴ３はＬ
ＥＤ１と抵抗器Ｒ３との直列接続を短絡させる。この第
３のループはまた、トランジスタＴ４を通して、ＬＥＤ
１の電流を制御する第２のループの動作をキャンセルす
る。The two inputs of the transconductance amplifier 9 are respectively connected to the collector of the transistor T2 and to the emitter through a diode D2. A minimum voltage drop equal to Vbe is therefore maintained permanently between the collector and the emitter of transistor T2 if the line voltage falls below threshold Vs1. In fact, in such a case, the feedback loop of amplifier 9 turns on transistor T6. Therefore, transistor T3 is L
Short the series connection of ED1 and resistor R3. This third loop also includes an LED through transistor T4.
The operation of the second loop for controlling the first current is canceled.
【００４０】電圧ＶＬがしきい値電圧Ｖｓ１よりも高い
とき、第３のループは飽和する。トランジスタＴ６はカ
ットオフする。したがって、第３のループは、線電圧Ｖ
Ｌの正の振れの間または低値の負の振れの間はアクティ
ブではない。When the voltage VL is higher than the threshold voltage Vs1, the third loop is saturated. The transistor T6 is cut off. Therefore, the third loop has the line voltage V
It is not active during positive swings of L or negative swings of low values.
【００４１】第３のループの効果は基準電圧Ｖ０が低い
とき特に有効である。このような状況では、負の振れの
間にトランジスタＴ２を飽和させる危険は、もしＬＥＤ
１が分流されなければ増大するが、その理由は第１のル
ープにより強制されたように、Ｖ０はまたＬＥＤ降下、
プラストランジスタＴ２のコレクタ−エミッタ降下、プ
ラス抵抗器Ｒ３における降下に等しいからである。The effect of the third loop is particularly effective when the reference voltage V0 is low. In such a situation, the danger of saturating transistor T2 during the negative swing is if the LED
If one is not shunted, it will increase, because as forced by the first loop, V0 will also have an LED drop,
This is because the collector-emitter drop of the plus transistor T2 is equal to the drop in the plus resistor R3.
【００４２】図４は、音声信号がない場合の、線電流Ｉ
Ｌの関数としてのＬＥＤ１における電流Ｉｌｅｄを示
す。FIG. 4 shows the line current I when there is no audio signal.
4 shows the current Iled in LED1 as a function of L.
【００４３】線電流ＩＬがしきい値電圧Ｖｓ１に対応す
る値Ｉｓ１に達しない限り、ＬＥＤ１は分流され（フェ
イズ１）、ここでは電流が流れない。これは第３のルー
プの作用の結果であり、第２のループは飽和している。As long as the line current IL does not reach the value Is1 corresponding to the threshold voltage Vs1, the LED1 is shunted (phase 1), and no current flows here. This is the result of the action of the third loop, the second loop being saturated.
【００４４】線電流がしきい値電流Ｉｓ１としきい値電
流Ｉｓ２との間の値を有するとき、Ｉｌｅｄ＝ＩＬ（フ
ェイズ２）である。これは第１のループのみの作用の結
果であり、その他の２つのループは動作しない。When the line current has a value between the threshold current Is1 and the threshold current Is2, Iled = IL (Phase 2). This is the result of the action of the first loop only, the other two loops do not work.
【００４５】線電流ＩＬがしきい値Ｉｓ２よりも高いと
き、ＩｌｅｄはＩｓ２に制限される（フェイズ３）。こ
れは第２のループの作用の結果であり、第３のループは
飽和している。When the line current IL is higher than the threshold value Is2, Iled is limited to Is2 (phase 3). This is the result of the action of the second loop, the third loop being saturated.
【００４６】図５ないし８は音声信号の振れの関数とし
ての動作フェイズのタイミング図である。これらの図
は、ＬＥＤ１のアノード電位に対応する線電圧ＶＬおよ
びＬＥＤ１のカソードの電位Ｖｋを表わす。これらの図
では、線電流ＩＬは音声信号がない場合はしきい値Ｉｓ
２よりも高いと仮定される。言い換えれば、回路は、図
３の電圧−電流特性の傾斜の低い部分にある。FIGS. 5 to 8 are timing diagrams of the operation phase as a function of the swing of the audio signal. These figures show the line voltage VL corresponding to the anode potential of LED1 and the potential Vk of the cathode of LED1. In these figures, the line current IL is equal to the threshold Is when there is no audio signal.
It is assumed to be higher than 2. In other words, the circuit is in the low slope portion of the voltage-current characteristic of FIG.
【００４７】図５は、ＶＬ０のまわりでの小さな振幅を
有する音声信号である、線電圧ＶＬの小さな振れを示
す。この場合、ＬＥＤ１は永久的に導通し、Ｖｋ＝ＶＬ
−ＶＤであり、ＶＤはＬＥＤ１の公称電圧降下である。
図５は、第２のループは動作するが第３のループは動作
しない図４のフェイズ３に対応する。FIG. 5 shows a small swing of the line voltage VL, which is an audio signal having a small amplitude around VL0. In this case, LED1 is permanently conducting and Vk = VL
−VD, where VD is the nominal voltage drop of LED1.
FIG. 5 corresponds to phase 3 of FIG. 4 in which the second loop operates but the third loop does not operate.
【００４８】図６は、ＶＬの負の振れがしきい値Ｖｓ１
に達するような、値ＶＬ０のまわりでの音声信号の大き
な振れを図示する。この場合、第３のループが動作する
ようになり、ＬＥＤ１を分流する（フェイズ１）。トラ
ンジスタＴ２のコレクタ−エミッタ電圧は、第３のルー
プによりＶｂｅに維持される。したがって、ＬＥＤ１の
カソードの電位Ｖｋはまた、Ｖｂｅ、プラス抵抗器Ｒ５
における電圧降下に等しい電圧ＶＳ２（ＶＳ２＝Ｖｂｅ
＋ＩＬＲ５）で維持される。ＬＥＤを通る降下、すなわ
ちＶＬ−Ｖｋは今や、その公称値ＶＤよりも低い。これ
はＬＥＤを部分的に分流することに起因する。この状態
は、ＬＥＤが完全に分流される、すなわちＬＥＤの降下
がＶｂｅ（３）＋ＶＣＥｓａｔ（６）に等しくなるま
で、さらに大きな信号の動作範囲に対して続き、Ｖｂｅ
（３）はトランジスタＴ３のベース−エミッタ電圧であ
り、ＶＣＥｓａｔ（６）はトランジスタＴ６の飽和コレ
クタ−エミッタ電圧である。FIG. 6 shows that the negative swing of VL is equal to the threshold value Vs1.
2 illustrates a large swing of the audio signal around the value VL0 such that In this case, the third loop operates, and the LED 1 is divided (phase 1). The collector-emitter voltage of transistor T2 is maintained at Vbe by the third loop. Therefore, the potential Vk of the cathode of LED1 is also Vbe, plus the resistor R5
VS2 (VS2 = Vbe)
+ ILR5). The drop through the LED, VL-Vk, is now lower than its nominal value VD. This is due to the partial diversion of the LED. This condition continues for a larger signal operating range until the LED is fully shunted, ie, the LED drop is equal to Vbe (3) + VCEsat (6), and Vbe
(3) is the base-emitter voltage of the transistor T3, and VCEsat (6) is the saturation collector-emitter voltage of the transistor T6.
【００４９】もし音声信号の負の振れのために線電圧Ｖ
Ｌがさらに低い値となれば、ＬＥＤ１のカソードの電圧
ＶｋはＶＳ２では維持されないだろう。この理由は、第
３のループが今ではＬＥＤが完全に分流されたままで飽
和し、したがって、トランジスタＴ２のコレクタ−エミ
ッタ電圧は降下してＶｂｅよりも低くなるからである。
ＬＥＤ１のカソード電圧は今やＶＬ−Ｖｂｅ（３）−Ｖ
ＣＥｓａｔ（６）に減少する。トランジスタＴ２が飽和
しない限り、Ｖｋは、図７に示されるように下部分のＶ
ｋのクリップにより例示される線電圧ＶＬの変化に従
う。このようにして、この回路は第１および第３のルー
プが図７に示されるようにアクティブであるときフェイ
ズ１に留まり、歪のない音声信号の伝送をもたらす。If a negative swing of the audio signal causes the line voltage V
If L becomes a lower value, the voltage Vk at the cathode of LED1 will not be maintained at VS2. The reason for this is that the third loop is now saturated with the LED fully shunted, and thus the collector-emitter voltage of transistor T2 drops below Vbe.
The cathode voltage of LED1 is now VL-Vbe (3) -V
CEsat (6). As long as the transistor T2 does not saturate, Vk will not
It follows the change in line voltage VL exemplified by k clips. In this way, the circuit remains in phase 1 when the first and third loops are active as shown in FIG. 7, resulting in the transmission of undistorted audio signals.
【００５０】図８は、線電圧ＶＬがさらに低くなりトラ
ンジスタＴ２の飽和を生じさせるような、音声信号の振
動を示す。音声信号は、このように非常に低電圧な場合
は完全に分流されるＬＥＤ１を流れる電流がなくても、
歪なしでさらに長時間伝送される。電圧ＶＬに対するそ
の負の動作範囲における値ＩＬＲ５＋ＶＣＥｓａｔ
（２）（ＶＣＥｓａｔ（２）はトランジスタＴ２の飽和
コレクタ−エミッタ電圧である）はこのようにして、本
発明に従う増幅器の動作の制限をもたらし、歪のない信
号を伝送する。FIG. 8 shows the oscillation of the audio signal such that the line voltage VL is further reduced, causing saturation of the transistor T2. The audio signal is such that at very low voltages, there is no current through the LED 1 that is completely shunted,
It is transmitted for a longer time without distortion. The value ILR5 + VCEsat in its negative operating range with respect to the voltage VL
(2) (where VCEsat (2) is the saturated collector-emitter voltage of transistor T2) thus limits the operation of the amplifier according to the invention and transmits a signal without distortion.
【００５１】例として、１つの実施例においてＬＥＤ１
は２Ｖに等しい公称電圧ＶＤを有してもよい。線上に、
ＩＬ＝２０ｍＡおよび１００ｍＡに対しそれぞれ３．５
および５．５Ｖとの間で変化するＤＣ線電圧ＶＬ０、な
らびに振れが２Ｖのピークよりも大きくない音声信号が
あると仮定する。したがって、抵抗器およびキャパシタ
に対し以下の値を選択することが可能である。As an example, in one embodiment, LED 1
May have a nominal voltage VD equal to 2V. On the line,
3.5 for IL = 20 mA and 100 mA, respectively
Assume that there is a DC line voltage VL0 that varies between and 5.5V, and an audio signal whose runout is no greater than a 2V peak. Therefore, it is possible to select the following values for the resistor and the capacitor.
【００５２】 Ｒ１：１７ｋΩ Ｃ１：４．７μＦ Ｒ２：３９ｋΩ Ｃ２：５ ｐＦ Ｒ３：６ Ω Ｃ３：２０ ｐＦ Ｒ４：５ ｋΩ Ｃ４：２０ ｐＦ Ｒ５：２０ Ω Ｃ５：１００μＦ Ｒ６：９ ｋΩ Ｃ６：１０ ｎＦ Ｒ７：６００Ω ＩＬ＝２０ｍＡに対し、トランジスタＴ２のコレクタ−
エミッタ電圧は約１．１Ｖである。これはＩＬ＝１００
ｍＡのとき１．５Ｖに等しい。第３のループがない場合
は、音声信号の振れが約０．９Ｖのピーク値に達するや
いなや（ＩＬ＝２０ｍＡでは１．１Ｖ−ＶＣＥｓａｔ
（２）およびＩＬ＝１００ｍＡでは１．３Ｖ）、音声信
号に歪が生じるだろう。本発明を利用すれば、この信号
は歪まない。その理由は、２ＶというＬＥＤ降下は、
０．９Ｖに等しいより低い電圧（Ｖｂｅ（３）＋ＶＣＥ
ｓａｔ（６））で分流されるという事実のためである。
したがって、トランジスタＴ２が飽和するにはさらに少
なくとも２．０−０．９＝１．１Ｖの余地がある。R1: 17 kΩ C1: 4.7 μF R2: 39 kΩ C2: 5 pF R3: 6 Ω C3: 20 pF R4: 5 kΩ C4: 20 pF R5: 20 Ω C5: 100 μF R6: 9 kΩ C6: 10 nF R7 : 600Ω IL = 20mA, the collector of the transistor T2 −
The emitter voltage is about 1.1V. This is IL = 100
It is equal to 1.5 V at mA. In the absence of the third loop, as soon as the swing of the audio signal reaches a peak value of about 0.9 V (1.1 V-VCEsat at IL = 20 mA).
(2) and 1.3 V at IL = 100 mA), the audio signal will be distorted. Using the present invention, this signal is not distorted. The reason is that the LED drop of 2V
Lower voltage equal to 0.9 V (Vbe (3) + VCE
sat (6)) due to the fact that it is shunted.
Therefore, there is room for at least 2.0-0.9 = 1.1 V for the transistor T2 to be saturated.
【００５３】図９は、図２の回路の詳細な実施の例を示
す。この回路は端子Ａ、Ｂ、Ｍ＋およびＭ−を含む。こ
の回路はまた、増幅器Ａ１ ３に対し別々のかつ安定し
た供給を行なう端子Ｖｃｃを含む。Ｖｃｃ供給は、端子
ＡとＢとの間に直列接続された抵抗器Ｒ１２およびキャ
パシタＣ７という手段により、線から得られる。Ｖｃｃ
供給はまた、回路のいくつかのトランジスタ、特に増幅
器Ａｌ ３を構成するトランジスタのバイアス電流を発
生するために用いられる。これらの電流を獲得するため
の回路の詳細は示されていない。それぞれＢｉａｓ Ｐ
およびＢｉａｓＮである２つの端子のみが図９に示され
る。FIG. 9 shows a detailed embodiment of the circuit of FIG. This circuit includes terminals A, B, M + and M-. The circuit also includes a terminal Vcc for providing a separate and stable supply to amplifier A13. The Vcc supply is obtained from the line by means of a resistor R12 and a capacitor C7 connected in series between terminals A and B. Vcc
The supply is also used to generate bias currents for some of the transistors in the circuit, especially the transistors that make up amplifier Al3. The details of the circuit for obtaining these currents are not shown. Each Bias P
And only two terminals BiasN are shown in FIG.
【００５４】演算増幅器Ａｌ ３は１１のバイポーラト
ランジスタＴ７−Ｔ１７を含む。増幅器３の非反転入力
はＮＰＮトランジスタＴ７のベースに対応する。その反
転入力はＮＰＮトランジスタＴ８のベースに対応する。
その出力はＰＮＰトランジスタＴ９のエミッタで取り込
まれる。トランジスタＴ７のコレクタは端子Ｖｃｃに接
続され、そのエミッタはＮＰＮトランジスタＴ１０のコ
レクタに接続され、ＮＰＮトランジスタＴ１０のエミッ
タは接地される（端子Ｂ）。トランジスタＴ７のエミッ
タはまた、ＰＮＰトランジスタＴ１１のベースに接続さ
れる。トランジスタＴ１１のエミッタは、ＰＮＰトラン
ジスタＴ１２のエミッタとともに、そのエミッタが端子
Ｖｃｃに接続されたＰＮＰトランジスタＴ１３のコレク
タに接続される。トランジスタＴ１２のベースはそのコ
レクタが端子Ｖｃｃに接続されそのベースが増幅器３の
反転入力を構成するトランジスタＴ８のエミッタに接続
される。トランジスタＴ８のエミッタはまた、そのエミ
ッタが接地されているＮＰＮトランジスタＴ１４のコレ
クタに接続される。トランジスタＴ１１、Ｔ１２のコレ
クタはそれぞれ、ＮＰＮトランジスタＴ１５、Ｔ１６の
コレクタに接続される。トランジスタＴ１５、Ｔ１６の
ベースはトランジスタＴ１５のコレクタに接続され、そ
のエミッタは接地される。トランジスタＴ１６のコレク
タは、そのコレクタが接地されたトランジスタＴ９のベ
ースに接続される。増幅器３の出力を構成するトランジ
スタＴ９のエミッタは、そのエミッタが端子Ｖｃｃに接
続されたＰＮＰトランジスタＴ１７のコレクタに接続さ
れる。トランジスタＴ１３およびＴ１７のベースは端子
Ｂｉａｓ Ｐに接続される。The operational amplifier Al3 includes eleven bipolar transistors T7-T17. The non-inverting input of amplifier 3 corresponds to the base of NPN transistor T7. Its inverting input corresponds to the base of NPN transistor T8.
The output is taken in by the emitter of the PNP transistor T9. The collector of the transistor T7 is connected to the terminal Vcc, the emitter is connected to the collector of the NPN transistor T10, and the emitter of the NPN transistor T10 is grounded (terminal B). The emitter of transistor T7 is also connected to the base of PNP transistor T11. The emitter of the transistor T11 is connected to the emitter of the PNP transistor T12 and the collector of the PNP transistor T13 whose emitter is connected to the terminal Vcc. The base of transistor T12 has its collector connected to terminal Vcc and its base connected to the emitter of transistor T8 which forms the inverting input of amplifier 3. The emitter of transistor T8 is also connected to the collector of NPN transistor T14, whose emitter is grounded. The collectors of the transistors T11 and T12 are connected to the collectors of NPN transistors T15 and T16, respectively. The bases of the transistors T15 and T16 are connected to the collector of the transistor T15, and the emitters are grounded. The collector of transistor T16 is connected to the base of transistor T9 whose collector is grounded. The emitter of the transistor T9 constituting the output of the amplifier 3 is connected to the collector of a PNP transistor T17 whose emitter is connected to the terminal Vcc. The bases of transistors T13 and T17 are connected to terminal BiasP.
【００５５】演算増幅器Ａ２ ６は５つのバイポーラト
ランジスタＴ１８−Ｔ２２を含む。増幅器６の非反転入
力はＰＮＰトランジスタＴ１８のベースに対応する。そ
の反転入力はＰＮＰトランジスタＴ１９のベースに対応
し、その出力はトランジスタＴ１９のコレクタに対応す
る。トランジスタＴ１８のエミッタは、トランジスタＴ
１９のエミッタとともに、そのエミッタが端子Ａに接続
されたＰＮＰトランジスタＴ２０のコレクタに接続され
る。トランジスタＴ１８、Ｔ１９のコレクタはそれぞ
れ、ＮＰＮトランジスタＴ２１、Ｔ２２のコレクタに接
続される。トランジスタＴ２１、Ｔ２２のベースはトラ
ンジスタＴ２１のコレクタに接続され、それらのエミッ
タは接地される。The operational amplifier A26 includes five bipolar transistors T18-T22. The non-inverting input of amplifier 6 corresponds to the base of PNP transistor T18. Its inverting input corresponds to the base of PNP transistor T19, and its output corresponds to the collector of transistor T19. The emitter of the transistor T18 is connected to the transistor T18.
Along with the 19 emitters, the emitter is connected to the collector of a PNP transistor T20 connected to terminal A. The collectors of the transistors T18 and T19 are connected to the collectors of NPN transistors T21 and T22, respectively. The bases of the transistors T21 and T22 are connected to the collector of the transistor T21, and their emitters are grounded.
【００５６】相互コンダクタンス増幅器ｇｍ９は６つの
バイポーラトランジスタＴ２３−Ｔ２８を含む。増幅器
９の非反転入力はＰＮＰトランジスタＴ２３のベースに
対応する。その反転入力はＰＮＰトランジスタＴ２４の
ベースに対応し、その出力は抵抗器Ｒ８を通してＰＮＰ
トランジスタＴ２５のコレクタで取られる。トランジス
タＴ２３のエミッタは、トランジスタＴ２４のエミッタ
とともに、そのエミッタが端子Ａに接続されたＰＮＰト
ランジスタＴ２６のコレクタに接続される。トランジス
タＴ２３、Ｔ２４のコレクタはそれぞれ、ＮＰＮトラン
ジスタＴ２７、Ｔ２８のコレクタに接続される。トラン
ジスタＴ２７、Ｔ２８のベースはそれ自身のコレクタに
接続され、一方それらのエミッタは接地される。トラン
ジスタＴ２５のエミッタは接地され、そのベースはトラ
ンジスタＴ２４のコレクタに接続される。抵抗器Ｒ９は
抵抗器Ｒ８と端子Ａとの間に接続される。The transconductance amplifier gm9 includes six bipolar transistors T23-T28. The non-inverting input of amplifier 9 corresponds to the base of PNP transistor T23. Its inverting input corresponds to the base of PNP transistor T24 and its output is PNP through resistor R8.
Taken at the collector of transistor T25. The emitter of the transistor T23 is connected, together with the emitter of the transistor T24, to the collector of a PNP transistor T26 whose emitter is connected to the terminal A. The collectors of the transistors T23 and T24 are connected to the collectors of NPN transistors T27 and T28, respectively. The bases of transistors T27, T28 are connected to their own collectors, while their emitters are grounded. The emitter of the transistor T25 is grounded, and its base is connected to the collector of the transistor T24. Resistor R9 is connected between resistor R8 and terminal A.
【００５７】基準電流発生器７ならびに分極発生器５お
よび８はそれぞれ、ＰＮＰトランジスタＴ２９、Ｔ３
０、Ｔ３１に対応する。トランジスタＴ２９およびＴ３
１のエミッタは端子Ａに接続され、トランジスタＴ３０
のエミッタは端子Ｖｃｃに接続される。各発生器５、
７、８の出力はそれぞれ、それぞれのトランジスタＴ３
０、Ｔ２９、Ｔ３１のコレクタに対応する。正の温度係
数の電流源１０は、そのエミッタが接地されそのコレク
タがマイクロホンの増幅された信号の正の入力Ｍ＋に接
続された、ＮＰＮトランジスタＴ３２を含む。ダイオー
ドＤ１およびＤ２は、そのベースおよびコレクタが相互
接続されるそれぞれのＮＰＮトランジスタＴ３３、Ｔ３
４に対応する。この回路はまた、増幅器６および９のさ
まざまなトランジスタをバイアスするための３つのトラ
ンジスタＴ３５、Ｔ３６、Ｔ３７を含む。ＰＮＰトラン
ジスタＴ３５のエミッタは端子Ａに接続され、そのコレ
クタはＰＮＰトランジスタＴ３６のベースおよびＮＰＮ
トランジスタＴ３７のコレクタに接続される。トランジ
スタＴ３７のエミッタは接地される。トランジスタＴ３
６のエミッタはトランジスタＴ３５のベースに接続さ
れ、トランジスタＴ３７のベースは端子ＢｉａｓＮに接
続される。トランジスタＴ２０、Ｔ２６、Ｔ２９、Ｔ３
０、Ｔ３１のベースはともにトランジスタＴ３６のエミ
ッタに接続され、トランジスタＴ１０、Ｔ１４およびＴ
３２のベースはトランジスタＴ３７のベース（端子Ｂｉ
ａｓＮ）に接続される。抵抗器Ｒ１０は音声信号の入力
Ｍ＋およびＭ−との間に配置され、抵抗器Ｒ１１はトラ
ンジスタＴ３のベースとエミッタとの間に配置される。Reference current generator 7 and polarization generators 5 and 8 are respectively provided with PNP transistors T29 and T3.
0, corresponding to T31. Transistors T29 and T3
1 is connected to the terminal A and the transistor T30
Are connected to the terminal Vcc. Each generator 5,
The outputs of 7 and 8 are respectively the respective transistors T3
0, T29 and T31. The positive temperature coefficient current source 10 includes an NPN transistor T32 whose emitter is grounded and whose collector is connected to the positive input M + of the amplified signal of the microphone. Diodes D1 and D2 are connected to respective NPN transistors T33, T3 whose base and collector are interconnected.
Corresponds to 4. This circuit also includes three transistors T35, T36, T37 for biasing the various transistors of amplifiers 6 and 9. The emitter of the PNP transistor T35 is connected to the terminal A, and its collector is connected to the base of the PNP transistor T36 and NPN.
Connected to the collector of transistor T37. The emitter of the transistor T37 is grounded. Transistor T3
The emitter of transistor 6 is connected to the base of transistor T35, and the base of transistor T37 is connected to terminal BiasN. Transistors T20, T26, T29, T3
0, T31 are both connected to the emitter of transistor T36, and transistors T10, T14 and T
32 is connected to the base of the transistor T37 (terminal Bi).
asN). The resistor R10 is arranged between the audio signal inputs M + and M-, and the resistor R11 is arranged between the base and the emitter of the transistor T3.
【００５８】図９に示されるその他の要素は、図２と同
じ参照番号で示されている。当然、当業者には本発明の
多くの変形および修正形が明らかであろう。特に、開示
された各構成部分（演算増幅器、相互コンダクタンス増
幅器、電流源、ダイオード等）は、同じまたは類似する
機能を有する１つまたは複数の要素と置換えることが可
能である。たとえば、トランジスタという手段により製
造される電流源は抵抗器という手段により製造可能であ
ろう。The other elements shown in FIG. 9 are designated by the same reference numerals as in FIG. Of course, many variations and modifications of the invention will be apparent to those skilled in the art. In particular, each disclosed component (operational amplifier, transconductance amplifier, current source, diode, etc.) can be replaced with one or more elements having the same or similar functions. For example, a current source made by means of a transistor could be made by means of a resistor.
【００５９】上記のように本発明の少なくとも１つの実
施例を説明したが、当業者にはさまざまな代替形、修正
形および改良形が容易に考案されるだろう。このような
代替形、修正形、および改良形は本発明の精神および範
囲の範疇であることが意図される。したがって、前述の
説明は例示のためのみであり、制限を意図するものでは
ない。本発明が制限されるのは、前掲の特許請求の範囲
およびその等価物において規定されるとおりのみにおい
てである。While at least one embodiment of the present invention has been described above, various alternatives, modifications and improvements will readily occur to those skilled in the art. Such alterations, modifications, and improvements are intended to be within the spirit and scope of the invention. Accordingly, the foregoing description is by way of example only and is not intended as limiting. The present invention is limited only as defined in the following claims and their equivalents.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図１】本発明に従う、ＬＥＤに関連する音声伝送増幅
器のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an audio transmission amplifier associated with an LED according to the present invention.
【図２】本発明に従う、音声伝送増幅器の実施例を概略
的に示す図である。FIG. 2 schematically shows an embodiment of an audio transmission amplifier according to the invention.
【図３】本発明に従う、伝送増幅器の電流−電圧曲線を
示す図である。FIG. 3 shows a current-voltage curve of a transmission amplifier according to the present invention.
【図４】線電流の関数としての、ＬＥＤにおける電流を
示す図である。FIG. 4 shows the current in an LED as a function of the line current.
【図５】音声信号のさまざまな振幅に対するＬＥＤを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 5 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図６】音声信号のさまざまな振幅に対するＬＥＤを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 6 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図７】音声信号のさまざまな振幅に対するＬＥＤを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 7 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図８】音声信号のさまざまな振幅に対するＬＥＤを通
る電位を示すクロノグラムの図である。FIG. 8 is a chronogram showing the potential through the LED for various amplitudes of the audio signal.
【図９】図２の回路の詳細な実施例を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a detailed embodiment of the circuit of FIG. 2;
１ ＬＥＤ ３ 演算増幅器 ４ 電圧発生器 ７ 基準電流発生器 1 LED 3 operational amplifier 4 voltage generator 7 reference current generator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 593209954 ＳＴＭｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｐｔｅ Ｌｔｄ. (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04M 1/00 H04M 19/08 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (73) Patent holder 593209954 STMicroelectronics Pte Ltd. (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04M 1/00 H04M 19/08
Claims (9)
話機は電話線に結合され電話線から電力を受ける正端子
および負端子を有し、前記電話線は線電圧で供給される
線電流を有し、前記電話機はさらに、カソードと、電話
線の正端子に接続されるアノードとを有する発光ダイオ
ードを含み、 前記伝送増幅器は、 前記電話線に結合され、前記線電流と前記線電圧との間
の比率を決定するための手段と、 前記発光ダイオードのカソードに結合され、線電圧が所
定の値よりも低いとき前記発光ダイオードを流れる電流
を分流させるための分流回路とを備える、伝送増幅器。1. A transmission amplifier for a telephone, the telephone having a positive terminal and a negative terminal coupled to a telephone line for receiving power from the telephone line, the telephone line providing a line current supplied by a line voltage. The telephone further includes a light emitting diode having a cathode and an anode connected to a positive terminal of the telephone line, wherein the transmission amplifier is coupled to the telephone line and comprises a line current and a line voltage. and means for determining the ratio between, coupled to the cathode of the light emitting diode, the line voltage and the shunt circuit of the order divert current Ru is flow to the light emitting diode is lower than a predetermined value, Transmission amplifier.
ための電源手段をさらに含み、前記分流回路はまた前記
電源手段を切断することができる、請求項１に記載の伝
送増幅器。2. The transmission amplifier according to claim 1, further comprising power supply means for supplying a constant current to said light emitting diode, wherein said shunt circuit can also disconnect said power supply means.
電流（Ｉｌｅｄ）を測定し、そのフィードバックループ
がこの電流（Ｉｌｅｄ）を基準電流発生器により決定さ
れる値（Ｉｓ２）に制限する第１の演算増幅器（６）を
含む、請求項２に記載の伝送増幅器。3. The power supply means measures a current (Iled) of the light emitting diode, and a feedback loop for limiting the current (Iled) to a value (Is2) determined by a reference current generator. Transmission amplifier according to claim 2, comprising an operational amplifier (6).
１の演算増幅器（６）の非反転入力に接続される、請求
項３に記載の伝送増幅器。4. Transmission amplifier according to claim 3, wherein the cathode of the light emitting diode is connected to the non-inverting input of the first operational amplifier (6) .
１の端子（Ａ）に接続されたエミッタと前記第１の演算
増幅器（６）の反転入力に接続されたコレクタとを有す
るバイポーラＰＮＰトランジスタ（Ｔ２９）を含む、請
求項３または４に記載の伝送増幅器。5. The reference current generator has an emitter connected to a first terminal (A) of the telephone line and a collector connected to an inverting input of the first operational amplifier (6). The transmission amplifier according to claim 3, further comprising a bipolar PNP transistor (T29) having:
ープが、前記発光ダイオードの電流を分流させるスイッ
チを制御する相互コンダクタンス増幅器を含む、請求項
１または２に記載の伝送増幅器。Wherein said shunt circuit, the feedback loop comprises a transconductance amplifier for controlling the switch or switches for which it divert current of the light emitting diode, the transmission amplifier according to claim 1 or 2.
話線の第１の端子（Ａ）に接続され、そのエミッタが低
値抵抗器（Ｒ３）を介して前記発光ダイオードのカソー
ドに接続されたＮＰＮトランジスタ（Ｔ３）を含む、請
求項６に記載の伝送増幅器。7. The switch has a collector connected to the power supply.
7. A light emitting diode (T3) according to claim 6, comprising an NPN transistor (T3) connected to a first terminal (A) of the speech line and having an emitter connected to the cathode of the light emitting diode via a low value resistor (R3). Transmission amplifier.
するための前記手段は、その反転入力が、伝送され電話
交換器により供給される線電圧のＤＣ成分に加えられる
音声信号を受取る、第２の演算増幅器（３）を含む、請
求項１ないし７のうちのいずれか１つに記載の伝送増幅
器。8. The means for determining the ratio between the line current and the line voltage comprises a signal whose inverting input is added to the DC component of the line voltage transmitted and supplied by the telephone exchange. Transmission amplifier according to any one of the preceding claims, comprising a receiving second operational amplifier (3) .
バックループは、ダーリントン接続を構成する第１およ
び第２のＮＰＮトランジスタおよび直列接続される第１
および第２のダイオードを含み、前記第２のＮＰＮトラ
ンジスタのコレクタは相互コンダクタンス増幅器の反転
入力に接続され、相互コンダクタンス増幅器の非反転入
力は第２のダイオードのアノードに接続される、請求項
６および８に記載の伝送増幅器。9. The feedback loop of the second operational amplifier (3), Oyo first constituting the Darlington connection
And a second NPN transistor and a first NPN transistor connected in series.
And a second diode, wherein the collector of said second NPN transistor is connected to the inverting input of a transconductance amplifier, and the non-inverting input of the transconductance amplifier is connected to the anode of the second diode. 9. The transmission amplifier according to 8.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7221710A JP3032141B2 (en) | 1995-08-30 | 1995-08-30 | Transmission amplifier for telephones without self-power. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7221710A JP3032141B2 (en) | 1995-08-30 | 1995-08-30 | Transmission amplifier for telephones without self-power. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0974452A JPH0974452A (en) | 1997-03-18 |
| JP3032141B2 true JP3032141B2 (en) | 2000-04-10 |
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| JP7221710A Expired - Fee Related JP3032141B2 (en) | 1995-08-30 | 1995-08-30 | Transmission amplifier for telephones without self-power. |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3032141B2 (en) |
-
1995
- 1995-08-30 JP JP7221710A patent/JP3032141B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0974452A (en) | 1997-03-18 |
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