JP3013919B2 - Radar temporal sensitivity control method and apparatus - Google Patents
Radar temporal sensitivity control method and apparatusInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、レーダ装置に係り、送
信信号として連続波（ＣＷ）を使用するＣＷレーダ、ま
たは連続波に周波数変調（ＦＭ）を施して送信信号とす
るＦＭ−ＣＷレーダに好適なレーダの時間的感度制御方
法および装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a radar apparatus, and more particularly, to a CW radar using a continuous wave (CW) as a transmission signal or an FM-CW radar performing a frequency modulation (FM) on the continuous wave to generate a transmission signal. The present invention relates to a method and apparatus for controlling the temporal sensitivity of a radar, which is suitable for the present invention.
【０００２】[0002]
【従来の技術】レーダには、所定の時間間隔をおいて高
周波送信信号をパルス状に出力するパルスレーダ方式
と、連続波信号を送信しつつ同時に目標からの反射信号
を受信するＣＷレーダ方式、連続波の周波数を一定の周
期で変化させて送信するＦＭ−ＣＷレーダ方式がある。2. Description of the Related Art There are two types of radar: a pulse radar system that outputs a high-frequency transmission signal in a pulse form at a predetermined time interval; a CW radar system that transmits a continuous wave signal and simultaneously receives a reflected signal from a target; There is an FM-CW radar system in which the frequency of a continuous wave is changed at a constant cycle and transmitted.
【０００３】ところで、レーダにおいては、反射信号
（反射波）の強度が目標までの距離の４乗に反比例する
ため、送信アンテナから受信アンテナに直接入る、いわ
ゆる回り込み電波や、送信アンテナの近くの地表や海面
から反射してきた反射波の受信強度が非常に強く、反射
波を一様に増幅したのでは増幅器が飽和するため、増幅
率をあまり大きく取ることが難しく、遠方からの微弱な
反射波を検出することが困難となる。このため、レーダ
においては、一般に、時間的感度制御（ＳＴＣ：Ｓｅｎ
ｓｉｔｉｖｉｔｙ Ｔｉｍｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路に
よって、アンテナの近くからの反射波の受信感度を低下
させるようにしている。そして、パルスレーダ方式にお
いては、送信機側から受信機側に電波が漏れて直接入っ
たとしても、送信と同時に受信機に入った電波を受信し
ないようにすることにより、送信機側から受信機側に電
波が直接入る、いわゆるアンテナ間の回り込みの影響
を、遠方からの反射波に対して容易に除去することがで
きる。In a radar, since the intensity of a reflected signal (reflected wave) is inversely proportional to the fourth power of the distance to a target, a so-called wraparound radio wave that directly enters the receiving antenna from the transmitting antenna or a ground surface near the transmitting antenna is used. The intensity of the reflected wave reflected from the sea surface is very strong, and if the reflected wave is amplified uniformly, the amplifier will saturate, so it is difficult to increase the amplification factor too much. It is difficult to detect. For this reason, in radar, generally, temporal sensitivity control (STC: Sen)
The reception sensitivity of the reflected wave from near the antenna is reduced by the Situation Time Control circuit. In the pulse radar system, even if a radio wave leaks directly from the transmitter to the receiver, the receiver does not receive the radio wave that enters the receiver at the same time as the transmission. The effect of so-called wraparound between antennas, in which radio waves enter directly on the side, can be easily removed with respect to reflected waves from far away.
【０００４】ところが、ＦＭ−ＣＷレーダは、送信信号
（送信波）を連続的に発射しつつ標的からの反射波を同
時に受信している。このため、受信機には、目標からの
反射波ばかりでなく、アンテナ近くの地表面や海面から
の反射波である、いわゆるアンテナ間回り込み電波をも
同時に入ることになる。そこで、従来のＦＭ−ＣＷレー
ダのＳＴＣにおいては、ＦＭ−ＣＷレーダの特性を利用
してハイパスフィルタ等を用いて行っている。[0004] However, the FM-CW radar continuously receives a reflected wave from a target while continuously emitting a transmission signal (transmission wave). For this reason, not only the reflected wave from the target but also the so-called wraparound radio wave between antennas, which is a reflected wave from the ground surface or the sea surface near the antenna, enters the receiver at the same time. Thus, in the conventional FM-CW radar STC, a high-pass filter or the like is used by utilizing the characteristics of the FM-CW radar.
【０００５】すなわち、ＦＭ−ＣＷレーダは、連続波を
周波数変調（ＦＭ）して送信しており、ある時点におけ
る送信波の周波数ｆ1 と、そのときに受信した反射波の
周波数ｆ2 とによるうなり周波数を検出して目標までの
距離を求めるようにしている。そこで、ＦＭ−ＣＷレー
ダにおいては、ハイパスフィルタ等を使用してｆ1 とｆ
2 との差の小さい領域においては受信機の利得を小さく
して感度を下げ、ｆ1とｆ2 との差が大きくなるに従っ
て受信機の利得を大きくして感度を高めるようにしてい
る。That is, the FM-CW radar transmits a continuous wave by performing frequency modulation (FM) on the basis of the frequency f 1 of the transmitted wave at a certain time and the frequency f 2 of the reflected wave received at that time. The beat frequency is detected to determine the distance to the target. Therefore, in the FM-CW radar, f 1 and f
In small area of the difference between the 2 lower the sensitivity by reducing the gain of the receiver, so that increase greatly to the sensitivity receiver gain according to the difference between f 1 and f 2 becomes large.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】ところが、ＦＭ−ＣＷ
レーダのフィルタを用いたＳＴＣは、フィルタのカット
オフ周波数を決定することが困難で、カットオフ周波数
を理論的に計算してフィルタを作成しても、実際に使用
した場合に予定した性能を得ることができずに再調整を
必要とすることがしばしばある。しかも、一度設定する
と、フィルタの特性を変更すること困難で、ＳＴＣの増
幅率特性を任意に変更することができない。また、この
フィルタを使用したＦＭ−ＣＷレーダ用のＳＴＣは、Ｃ
Ｗレーダに適用することができず、自由度が極めて小さ
い。また、受信信号を時間領域に戻したのちに増幅率を
変化させる手法があるが、この手法では信号の処理が複
雑となるばかりでなく、回り込み電波の影響を完全に取
り除くことができない。However, FM-CW
It is difficult for an STC using a radar filter to determine the cutoff frequency of the filter. Even if a filter is created by theoretically calculating the cutoff frequency, the expected performance is obtained when the filter is actually used. They often need readjustment without being able to do so. Moreover, once set, it is difficult to change the characteristics of the filter, and the gain characteristics of the STC cannot be arbitrarily changed. STC for FM-CW radar using this filter is C
It cannot be applied to W radar, and has a very small degree of freedom. Further, there is a method of changing the amplification factor after returning the received signal to the time domain. However, this method not only complicates the signal processing but also cannot completely remove the influence of the sneaking wave.
【０００７】本発明は、前記従来技術の欠点を解消する
ためになされたもので、アンテナ間の回り込み電波の影
響を完全に除去できるとともに、受信信号の増幅率特性
を容易に変えることができるようにするとを目的として
いる。また、本発明は、ＣＷレーダにもＦＭ−ＣＷレー
ダにも適用することができるようにすることを目的とし
ている。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and it is possible to completely remove the influence of the sneaking wave between the antennas and easily change the gain characteristics of the received signal. It is intended to be. Another object of the present invention is to be applicable to both CW radar and FM-CW radar.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明に係るレーダの時間的感度制御方法は、連
続的に送信波を放射し、その反射波から目標を探知する
レーダの時間的感度制御方法において、連続的に発生さ
せた送信波を振幅変調した被変調波を送信アンテナから
放射するとともに、受信アンテナが受けた前記被変調波
から、被変調波の包絡線を形成する包絡波を検波したの
ち、検波した包絡波と同一角周波数の参照波を乗じて同
期検波を行い、復調包絡波と参照波との位相差に応じた
出力を求める構成にしてある。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, a method for controlling the temporal sensitivity of a radar according to the present invention is to provide a radar which radiates a transmission wave continuously and detects a target from its reflected wave. In the temporal sensitivity control method, a modulated wave obtained by amplitude-modulating a continuously generated transmission wave is radiated from a transmission antenna, and an envelope of the modulated wave is formed from the modulated wave received by a reception antenna. After the envelope wave is detected, synchronous detection is performed by multiplying the detected envelope wave by a reference wave having the same angular frequency, and an output corresponding to the phase difference between the demodulated envelope wave and the reference wave is obtained.
【０００９】また、上記時間的感度制御方法を実施する
レーダの時間的感度制御装置は、連続的な送信波を出力
する送信機と、前記送信波より角周波数の小さな振幅変
調用の包絡波を出力する包絡波発信機と、この包絡波発
信機と前記送信機とが接続され、前記送信波を前記包絡
波によって振幅変調した被変調波を送信アンテナから放
射する変調器と、受信アンテナから入射した前記被変調
波から前記包絡波を検波する復調器と、前記包絡波送信
機が出力した包絡波の位相を変えて参照信号を出力する
移相器と、この移相器が出力した参照信号を前記復調器
が出力した信号に乗じて同期検波をし、両信号の位相差
に応じた信号を出力する同期検波回路とを有する構成に
した。[0009] A time sensitivity control device for a radar that implements the above time sensitivity control method includes a transmitter that outputs a continuous transmission wave, and an envelope wave for amplitude modulation having a smaller angular frequency than the transmission wave. An envelope transmitter to be output, a modulator to which the envelope transmitter and the transmitter are connected, and a modulator to radiate a modulated wave whose transmission wave is amplitude-modulated by the envelope wave from a transmission antenna, and to input from a reception antenna. A demodulator that detects the envelope wave from the modulated wave, a phase shifter that changes the phase of the envelope wave output from the envelope transmitter and outputs a reference signal, and a reference signal output by the phase shifter. Is multiplied by the signal output from the demodulator to perform synchronous detection, and a synchronous detection circuit that outputs a signal corresponding to the phase difference between the two signals.
【００１０】[0010]
【作用】上記のごとく構成した本発明は、被変調波から
なる受信反射波から復調した包絡波を同期検波し、復調
包絡波と参照波との位相差に応じて出力を変えるように
しているため、位相差が０〜π／２の範囲内で反射波の
受信感度が０から所定値まで変化し、送受信アンテナ間
の回り込み電波による影響を完全になくすことができる
とともに、位相差が大きいほど、すなわち反射波が遅れ
て帰ってくるほど増幅率を大きくすることができる。According to the present invention constructed as described above, the envelope wave demodulated from the received reflected wave composed of the modulated wave is synchronously detected, and the output is changed according to the phase difference between the demodulated envelope wave and the reference wave. Therefore, when the phase difference is within the range of 0 to π / 2, the reception sensitivity of the reflected wave changes from 0 to a predetermined value, and the influence of the sneak wave between the transmitting and receiving antennas can be completely eliminated. That is, the amplification factor can be increased as the reflected wave returns later.
【００１１】すなわち、復調した包絡波は、被変調波が
目標から反射されて戻ってくることにより、送信機が出
力した送信波と位相が異なっている。しかも、両者の位
相差は、送受信アンテナと目標との距離によって変化す
る。そこで、参照波として送信アンテナから被変調波を
放射したときの被変調波の包絡線を形成する包絡波を用
い、受信した反射波の包絡波との位相差を求めることに
より、送受信アンテナ間の回り込み電波による影響を消
すことができるとともに、両信号の位相差に応じて受信
の増幅率を大きくすることができる。また、位相差を検
出して増幅率を変えるようにしているため、ＣＷレーダ
にもＦＭ−ＣＷレーダにも適用することができる。That is, the demodulated envelope wave has a different phase from the transmission wave output from the transmitter due to the reflected wave of the modulated wave returning from the target. In addition, the phase difference between the two changes depending on the distance between the transmitting / receiving antenna and the target. Therefore, by using the envelope wave that forms the envelope of the modulated wave when the modulated wave is radiated from the transmitting antenna as the reference wave, the phase difference between the envelope wave of the received reflected wave and the received wave is determined. In addition to eliminating the influence of the sneaking wave, the amplification factor of reception can be increased according to the phase difference between the two signals. Further, since the amplification factor is changed by detecting the phase difference, the present invention can be applied to both the CW radar and the FM-CW radar.
【００１２】しかも、同期検波するための参照波とし
て、包絡波発信機の出力した包絡波を移相器に入力し、
移相器によって包絡波の位相を変えたものを用いている
ため、回り込み電波を打ち消すための調整が容易であ
り、また位相を変化させる程度を調節することにより、
レーダの焦点を自由に設定することができる。さらに、
包絡波の角周波数を変えることにより、反射波を受信で
きる距離（深さ）を自由に変更することができる。In addition, the envelope wave output from the envelope transmitter is input to the phase shifter as a reference wave for synchronous detection.
Because the phase shifter changes the phase of the envelope wave, it is easy to adjust to cancel the sneak wave, and by adjusting the degree to which the phase is changed,
The radar focus can be set freely. further,
By changing the angular frequency of the envelope wave, the distance (depth) at which the reflected wave can be received can be freely changed.
【００１３】[0013]
【実施例】本発明に係るレーダの時間的感度制御方法お
よび装置の好ましい実施例を、添付図面に従って詳細に
説明する。図１は、本発明の実施例に係るレーダの時間
的感度制御装置の構成ブロック図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of the method and apparatus for controlling the temporal sensitivity of a radar according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. FIG. 1 is a configuration block diagram of a radar temporal sensitivity control device according to an embodiment of the present invention.
【００１４】図１において、送信アンテナ１０には、振
幅変調器１２が接続してあり、振幅変調器１２が振幅変
調して出力した被変調波を送信波１４として空中に放射
するようになっている。すなわち、振幅変調器１２は、
入力側に、送信機である搬送波発信機１８と、搬送波発
信機１８が出力した搬送波を振幅変調するための包絡波
を出力する包絡波発信機１６とが接続してあり、搬送波
発信機１８が出力した、送信波１４を構成する搬送波を
包絡波発信機１６が出力した包絡波によって振幅変調し
て被変調波を生成し、送信アンテナ１０から空中に送信
波１４として放射するようにしてある。In FIG. 1, an amplitude modulator 12 is connected to a transmission antenna 10, and a modulated wave output from the amplitude modulator 12 after being amplitude-modulated is radiated into the air as a transmission wave 14. I have. That is, the amplitude modulator 12
On the input side, a carrier transmitter 18 as a transmitter and an envelope transmitter 16 for outputting an envelope for amplitude-modulating the carrier outputted by the carrier transmitter 18 are connected. The output carrier wave constituting the transmission wave 14 is amplitude-modulated by the envelope wave output by the envelope transmitter 16 to generate a modulated wave, which is radiated from the transmission antenna 10 into the air as the transmission wave 14.
【００１５】搬送波発信機１８は、例えば１０００ＭＨ
ｚの正弦波ｓｉｎω2 ｔを出力するようになっている。
また、包絡波発信機１６は、搬送波発信機１８が出力し
た搬送波より周波数の低い、例えば周波数３０ＭＨｚ程
度の正弦波ｓｉｎω1 ｔを出力するようになっている。
そして、振幅変調器１２は、包絡波発信機１６の出力し
た搬送波の振幅を、包絡波発信機１６の出力した包絡波
の振幅に比例して変化させ、The carrier wave transmitter 18 is, for example, 1000 MH
The sine wave sinω 2 t of z is output.
Further, the envelope wave transmitter 16 outputs a sine wave sinω 1 t having a lower frequency than the carrier output from the carrier transmitter 18, for example, a frequency of about 30 MHz.
The amplitude modulator 12 changes the amplitude of the carrier output from the envelope transmitter 16 in proportion to the amplitude of the envelope output from the envelope transmitter 16,
【数１】 ｃｏｓ（ω2 −ω1 ）ｔ−ｃｏｓ（ω2 ＋ω1 ）ｔ によって表される被変調波を生成し、送信波１４として
送信アンテナ１０から空中に放射する。[Number 1] cos (ω 2 -ω 1) to generate a modulated wave expressed by t-cos (ω 2 + ω 1) t, is radiated from the transmission antenna 10 into the air as a transmission wave 14.
【００１６】受信アンテナ２０には、復調器２２が接続
してあり、送信波１４の目標２４から反射された反射波
２６を受けて復調器２２に導く。この復調器２２は、被
変調波からなる反射波２６から包絡波を取り出すもの
で、搬送波発信機１８が接続してあって、搬送波発信機
１８の出力した搬送波が入力し、この搬送波を反射波２
６に乗じて包絡波を検波して分離できるようにしてあ
る。そして、復調器２２の出力した検波信号は、ローパ
スフィルタ（ＬＰＦ）２８に送られ、ローパスフィルタ
２８が高周波成分を除去して包絡波ｓｉｎω1 ｔを出力
するようになっている。A demodulator 22 is connected to the receiving antenna 20. The demodulator 22 receives the reflected wave 26 reflected from the target 24 of the transmission wave 14 and guides the reflected wave 26 to the demodulator 22. The demodulator 22 extracts the envelope wave from the reflected wave 26 composed of the modulated wave. The carrier wave transmitter 18 is connected to the demodulator 22, and the carrier wave output from the carrier wave oscillator 18 is input. 2
By multiplying by 6, the envelope wave is detected and separated. The detection signal output from the demodulator 22 is sent to a low-pass filter (LPF) 28, which removes high-frequency components and outputs an envelope wave sin ω 1 t.
【００１７】ローパスフィルタ２８の出力側には、同期
検波回路３０が接続してある。この同期検波回路３０
は、送信アンテナ１０が放射した送信波１４と受信アン
テナ２０が受けた反射波２６との包絡波の位相差を求め
るもので、ローパスフィルタ２８の出力信号が入力する
とともに、包絡波発信機１６の出力した包絡波が移相器
３２によって位相を変えられて参照波として入力するよ
うになっている。移相器３２は、包絡波発信機１６の出
力した包絡波ｓｉｎω1 ｔを受け、この包絡波に対して
（ｔ0 −ｔ）だけ位相をずらせた参照波（参照信号）ｓ
ｉｎω1 ｔ0 を生成して同期検波回路３０に入力する。
そして、同期検波回路３０は、ローパスフィルタ２８か
らの信号と移相器３２からの信号とを掛け合わせて同期
検波（復調）を行ったのち、出力側に接続してあるロー
パスフィルタ３４に復調信号を送出する。ローパスフィ
ルタ３４は、同期検波回路３０の出力から高周波成分を
取り除き、ｃｏｓω1 （ｔ1 −ｔ0 ）を出力する。On the output side of the low-pass filter 28, a synchronous detection circuit 30 is connected. This synchronous detection circuit 30
Is used to determine the phase difference between the envelope wave of the transmitted wave 14 radiated by the transmitting antenna 10 and the reflected wave 26 received by the receiving antenna 20. The output signal of the low-pass filter 28 is input and the envelope signal of the envelope The output envelope wave is changed in phase by the phase shifter 32 and is input as a reference wave. The phase shifter 32 receives the envelope wave sinω 1 t output from the envelope wave transmitter 16, and shifts the phase of the envelope wave by (t 0 −t) to a reference wave (reference signal) s.
In ω 1 t 0 is generated and input to the synchronous detection circuit 30.
The synchronous detection circuit 30 multiplies the signal from the low-pass filter 28 by the signal from the phase shifter 32 to perform synchronous detection (demodulation), and then outputs the demodulated signal to a low-pass filter 34 connected to the output side. Is sent. The low-pass filter 34 removes high-frequency components from the output of the synchronous detection circuit 30 and outputs cos ω 1 (t 1 −t 0 ).
【００１８】上記のごとく構成した実施例の作用は、次
のとおりである。搬送波発信機１８は送信波を構成す
る、例えば１０００ＭＨｚのｓｉｎω2 ｔからなる搬送
波を連続的に発生し、振幅変調器１２と復調器２２とに
入力している。また、包絡波発信機１６は、搬送波を振
幅変調した際の被変調波の包絡線を形成する、例えば周
波数３０ＭＨｚの正弦波ｓｉｎω1 ｔを振幅変調器１２
と移相器３２とに入力する。振幅変調器１２は、搬送波
発信機１８が出力した搬送波の振幅を、包絡波の振幅に
比例した振幅に振幅変調し、The operation of the embodiment constructed as described above is as follows. The carrier wave generator 18 continuously generates a carrier wave composed of, for example, 1000 MHz sin ω 2 t which constitutes a transmission wave, and inputs the carrier wave to the amplitude modulator 12 and the demodulator 22. Further, the envelope wave transmitter 16 forms a sine wave sinω 1 t having a frequency of 30 MHz to form an envelope of the modulated wave when the carrier wave is amplitude-modulated, for example.
And the phase shifter 32. The amplitude modulator 12 modulates the amplitude of the carrier output from the carrier transmitter 18 to an amplitude proportional to the amplitude of the envelope wave,
【数２】 ｃｏｓ（ω2 −ω1 ）ｔ−ｃｏｓ（ω2 ＋ω1 ）ｔ によって表される被変調波を生成する。ただし、〔数
２〕式においては、振幅が省略してある。[Number 2] cos (ω 2 -ω 1) t -cos (ω 2 + ω 1) to generate a modulated wave expressed by t. However, the amplitude is omitted in Expression 2.
【００１９】この振幅変調によって得られた〔数２〕式
の被変調波は、送信アンテナ１０から送信波１４として
空中に放射される。空中に放射された送信波１４は目標
２４によってに反射され、反射波２６となって、送信ア
ンテナ１０から放射されてからｔ1 時間後に受信アンテ
ナ２０に入射し、復調器２２に送られる。復調器２２
は、受信アンテナ２０から入力した〔数２〕式の被変調
波からなる反射波２６に搬送波発信機１８の出力した搬
送波ｓｉｎω2 ｔを乗じて包絡波を復調して分離する。
この分離した信号は、ローパスフィルタ２８に送られて
高周波成分がカットされ、包絡波と同じ周波数を有し、
送信時と位相の異なるｓｉｎω1 ｔ1 として取り出さ
れ、同期検波回路３０に送られる。The modulated wave of the formula (2) obtained by the amplitude modulation is radiated from the transmitting antenna 10 into the air as a transmitting wave 14. The transmitted wave 14 radiated in the air is reflected by the target 24 to become a reflected wave 26, and after being radiated from the transmitting antenna 10, enters the receiving antenna 20 at time t 1 and is transmitted to the demodulator 22. Demodulator 22
Multiplies the reflected wave 26 composed of the modulated wave of the equation (2) input from the receiving antenna 20 by the carrier sin ω 2 t output from the carrier transmitter 18 to demodulate and separate the envelope wave.
The separated signal is sent to the low-pass filter 28, where the high-frequency component is cut, and has the same frequency as the envelope wave.
The signal is extracted as sinω 1 t 1 having a phase different from that at the time of transmission, and is sent to the synchronous detection circuit 30.
【００２０】一方、移相器３２は、包絡波発信機１６の
出力した包絡波ｓｉｎω1 ｔの位相をずらし、参照信号
ｓｉｎω1 ｔ0 を生成して同期検波回路３０に入力す
る。この移相器３２の出力した信号ｓｉｎω1 ｔ0 は、
包絡波発信機１６がｓｉｎω1ｔを出力してから（ｔ0
−ｔ）時間後に出力した包絡波に相当する。そして、同
期検波回路３０は、ローパスフィルタ２８からのｓｉｎ
ω1 ｔ1 と移相器３２からのｓｉｎω1 ｔ0 とを掛け合
わせて同期検波を行い、ｃｏｓω1 （ｔ1 −ｔ0）を分
離（復調）してローパスフィルタ３４に送出する。ロー
パスフィルタ３４は、同期検波回路３０の出力信号から
高周波成分をカットし、Meanwhile, the phase shifter 32 shifts the phase of the output the envelope wave sin .omega 1 t of envelope wave transmitter 16, and generates a reference signal sin .omega 1 t 0 is input to the synchronous detection circuit 30. The signal sinω 1 t 0 output from the phase shifter 32 is
After the envelope transmitter 16 outputs sinω 1 t (t 0
−t) It corresponds to the envelope wave output after the time. Then, the synchronous detection circuit 30 detects the sin from the low-pass filter 28.
performs sin .omega 1 t 0 and a multiplied by the synchronous detection from omega 1 t 1 and the phase shifter 32, and sends the cosω 1 (t 1 -t 0) low-pass filter 34 to separate (demodulate) the. The low-pass filter 34 cuts high-frequency components from the output signal of the synchronous detection circuit 30,
【数３】ｃｏｓω1 （ｔ1 −ｔ0 ） を出力する。ただし、〔数３〕式は、振幅が省略してあ
る。[Number 3] to output cosω 1 a (t 1 -t 0). However, the amplitude in Expression 3 is omitted.
【００２１】ところで、送信アンテナ１０から放射され
た送信波１４が、アンテナの近くの地表面または海面な
どから反射して受信アンテナ２０に入射するまでの時間
をｔ 1 、すなわち図１の破線に示したように、いわゆる
アンテナ間の回り込みによる電波の受信時間であると仮
定すると、ｔ0 を調整することにより、By the way, the radiation radiated from the transmitting antenna 10
The transmitted wave 14 is transmitted to the ground or sea near the antenna.
Time from reflection to incidence on the receiving antenna 20
To t 1That is, as shown by the broken line in FIG.
Assuming that it is the reception time of the radio wave due to the wraparound between antennas
Then, t0By adjusting
【数４】ω1 （ｔ1 −ｔ0 ）＝π／２ とすることができる。すなわち、Ω 1 (t 1 −t 0 ) = π / 2 That is,
【数５】ｔ0 ＝ｔ1 −（π／２ω1 ） と調整することにより、By adjusting t 0 = t 1- (π / 2ω 1 ),
【数６】 ｃｏｓω1 （ｔ1 −ｔ0 ）＝ｃｏｓ（π／２）＝０ となり、アンテナ間の回り込み電波の受信ゲインを零と
することができ、回り込み電波を打ち消すことができ
る。[6] cosω 1 (t 1 -t 0) = cos (π / 2) = 0 , and the reception gain of the loop interference wave between the antennas can be zero, it is possible to cancel the echo waves.
【００２２】一方、受信アンテナ２０に入射する目標２
４から反射された反射波２６の送信から受信までの時間
は、ｔ1 ＋Δｔと表すことができる。そこで、目標２４
からの反射波２６の受信信号に関しては、〔数３〕式に
おいて、On the other hand, a target 2 incident on the receiving antenna 20
The time from transmission to reception of the reflected wave 26 reflected from 4 can be expressed as t 1 + Δt. Therefore, goal 24
With respect to the received signal of the reflected wave 26 from the following equation,
【数７】ｔ1 ＝ｔ1 ＋Δｔ とおき、〔数４〕式の関係を用いれば、受信信号の一般
式として、Equation 7] t 1 = t 1 + Δt Distant, by using the [equation 4] type of relationship, as a general formula of the received signal,
【数８】ｃｏｓω1 ｛（ｔ1 ＋Δｔ）−ｔ0 ｝＝ｃｏｓ
｛（π／２）＋ω1 Δｔ｝＝ｓｉｎω1 Δｔ が得られる。[Mathematical formula 8] cosω 1 {(t 1 + Δt) −t 0 } = cos
{(Π / 2) + ω 1 Δt} = sin ω 1 Δt is obtained.
【００２３】ここに、ω1 は角周波数であって一定値で
ある。従って、〔数８〕式の値は、送信時の包絡波と受
信時の包絡波との時間差（＝位相差）Δｔの値によって
変化し、Here, ω 1 is an angular frequency and is a constant value. Therefore, the value of Expression 8 changes according to the value of the time difference (= phase difference) Δt between the envelope wave at the time of transmission and the envelope wave at the time of reception,
【数９】０≦Δｔ≦π／２ の範囲内においては、位相差Δｔの大きさに応じて大き
くなり、反射波が遅く帰ってくるほど、すなわち遠い距
離（深い地点）からの反射ほど大きく増幅されることに
なる。すなわち、この作用は、レーダにおいて通常用い
られている時間的感度制御（ＳＴＣ）の作用と同等であ
る。## EQU9 ## Within the range of 0 ≦ Δt ≦ π / 2, the phase difference Δt increases according to the magnitude of the phase difference Δt, and the larger the reflected wave returns, that is, the larger the reflection from a distant distance (deep point). It will be amplified. That is, this operation is equivalent to the operation of the temporal sensitivity control (STC) usually used in radar.
【００２４】上記のように、実施例においては、搬送波
発信機１８が出力した送信波である搬送波を振幅変調し
た被変調波として放射し、受信した反射波２６から被変
調波の包絡線を形成する包絡波を分離したのち、分離し
た包絡波を同期検波して反射地点に対応する、送信時と
受信時との包絡波の位相差を取り出して位相差に応じた
出力を得るようにしているため、アンテナ間の回り込み
電波による影響を除去できるとともに、深い地点（遠い
地点）からの反射ほど受信信号の増幅率を大きくするこ
とができる。As described above, in the embodiment, the carrier wave, which is the transmission wave output from the carrier wave transmitter 18, is radiated as a modulated wave whose amplitude is modulated, and the envelope of the modulated wave is formed from the received reflected wave 26. After separating the envelope wave, the separated envelope wave is synchronously detected, and the phase difference between the envelope wave at the time of transmission and the time of reception corresponding to the reflection point is extracted to obtain an output corresponding to the phase difference. Therefore, it is possible to remove the influence of the sneak wave between the antennas and to increase the amplification factor of the received signal as the reflection from a deeper point (farther point).
【００２５】しかも、実施例においては、移相器３２に
よる位相の変化量を調節することにより、アンテナ間の
回り込み電波を打ち消ための調整が容易に行えるととも
に、任意の地点からの反射波２６を打ち消すことがで
き、レーダの焦点を自由に設定することができる。ま
た、包絡波発信機１６が出力する包絡波の波形（角周波
数）を変えることにより、反射波２６を受信できる距
離、すなわち深さを容易に変更することができる。In addition, in the embodiment, by adjusting the amount of phase change by the phase shifter 32, it is possible to easily perform adjustment for canceling the sneaking wave between the antennas, and to adjust the reflected wave 26 from an arbitrary point. Can be canceled, and the focus of the radar can be set freely. Also, by changing the waveform (angular frequency) of the envelope wave output from the envelope wave transmitter 16, the distance at which the reflected wave 26 can be received, that is, the depth, can be easily changed.
【００２６】なお、前記実施例においては、送信波１４
となる搬送波を出力する搬送波発信機１８が一定角周波
数の搬送波を連続して出力するＣＷレーダについて説明
したが、搬送波の角周波数を正弦波的、三角波的、また
はのこぎり波的に周期的に変化させるＦＭ−ＣＷレーダ
にも適用することができる。また、前記実施例において
は、包絡波が正弦波である場合について説明したが、包
絡波を三角波等の他の波形にしてもよい。そして、前記
実施例においては、レーダについて説明したが、レーダ
の原理を利用した距離測定装置や速度測定装置等にも適
用することができる。In the above embodiment, the transmission wave 14
The CW radar has been described in which the carrier wave generator 18 that outputs a carrier wave that outputs a carrier wave having a constant angular frequency has been described, but the angular frequency of the carrier wave is periodically changed in a sine wave, a triangle wave, or a sawtooth wave. To the FM-CW radar. Further, in the above embodiment, the case where the envelope wave is a sine wave has been described, but the envelope wave may be another waveform such as a triangular wave. In the above-described embodiment, the radar is described. However, the present invention can be applied to a distance measuring device, a speed measuring device, and the like using the principle of the radar.
【００２７】[0027]
【発明の効果】以上に説明したように、本発明によれ
ば、被変調波からなる受信反射波から復調した包絡波を
同期検波し、復調包絡波と参照波との位相差に応じて出
力を変えるようにしているため、両者の位相差が０〜π
／２の範囲内で反射波の受信感度が０から所定値まで変
化し、送受信アンテナ間の回り込み電波による影響を完
全になくすことができるとともに、位相差が大きいほ
ど、すなわち反射波が遅れて帰ってくるほど増幅率を大
きくすることができる。また、位相差を検出して増幅率
を変えるようにしているため、ＣＷレーダにもＦＭ−Ｃ
Ｗレーダにも適用することができる。As described above, according to the present invention, the envelope wave demodulated from the received reflected wave composed of the modulated wave is synchronously detected, and the envelope wave is output according to the phase difference between the demodulated envelope wave and the reference wave. Are changed so that the phase difference between the two is 0 to π.
In the range of / 2, the reception sensitivity of the reflected wave changes from 0 to a predetermined value, and the influence of the sneak wave between the transmitting and receiving antennas can be completely eliminated. As the phase difference increases, that is, the reflected wave returns later. The higher the gain, the higher the amplification factor. Also, since the amplification factor is changed by detecting the phase difference, the FM-C
It can also be applied to W radar.
【００２８】しかも、同期検波するための参照波とし
て、包絡波発信機の出力した包絡波を移相器に入力し、
移相器によって包絡波の位相を変えたものを用いている
ため、回り込み電波を打ち消すための調整が容易であ
り、また位相を変化させる程度を調節することにより、
レーダの焦点を自由に設定することができる。さらに、
包絡波の角周波数を変えることにより、反射波を受信で
きる距離（深さ）を自由に変更することができる。Further, the envelope wave output from the envelope transmitter is input to the phase shifter as a reference wave for synchronous detection.
Because the phase shifter changes the phase of the envelope wave, it is easy to adjust to cancel the sneak wave, and by adjusting the degree to which the phase is changed,
The radar focus can be set freely. further,
By changing the angular frequency of the envelope wave, the distance (depth) at which the reflected wave can be received can be freely changed.
【図１】本発明の実施例に係るレーダの時間的感度制御
装置のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of a radar temporal sensitivity control device according to an embodiment of the present invention.
１０ 送信アンテナ １２ 振幅変調器 １６ 包絡波発信機 １８ 搬送波発信機 ２０ 受信アンテナ ２２ 復調器 ２８、３４ ローパスフィルタ ３０ 同期検波回路 ３２ 移相器 Reference Signs List 10 transmitting antenna 12 amplitude modulator 16 envelope transmitter 18 carrier transmitter 20 receiving antenna 22 demodulator 28, 34 low-pass filter 30 synchronous detection circuit 32 phase shifter
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−289129（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−341039（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−60860（ＪＰ，Ａ) 実開 平１−93843（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−3373（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01S 13/32 - 13/40 Continuation of the front page (56) References JP-A-6-289129 (JP, A) JP-A-5-341039 (JP, A) JP-A-5-60860 (JP, A) JP-A-1-93843 (JP) , U) Hira 4-3373 (JP, U) (58) Fields surveyed (Int. Cl. 7 , DB name) G01S 13/32-13/40
Claims (2)
ら目標を探知するレーダの時間的感度制御方法におい
て、連続的に発生させた送信波を振幅変調した被変調波
を送信アンテナから放射するとともに、受信アンテナが
受けた前記被変調波から、被変調波の包絡線を形成する
包絡波を検波したのち、検波した包絡波と同一角周波数
の参照波を乗じて同期検波を行い、復調包絡波と参照波
との位相差に応じた出力を求めることを特徴とするレー
ダの時間的感度制御方法。1. A method of controlling the temporal sensitivity of a radar that continuously radiates a transmission wave and detects a target from a reflected wave, wherein a modulated wave obtained by amplitude-modulating a continuously generated transmission wave is transmitted from a transmission antenna. While radiating, from the modulated wave received by the receiving antenna, after detecting the envelope wave forming the envelope of the modulated wave, perform synchronous detection by multiplying the detected envelope wave and a reference wave having the same angular frequency, A method for controlling a temporal sensitivity of a radar, wherein an output according to a phase difference between a demodulation envelope wave and a reference wave is obtained.
記送信波より角周波数の小さな振幅変調用の包絡波を出
力する包絡波発信機と、この包絡波発信機と前記送信機
とが接続され、前記送信波を前記包絡波によって振幅変
調した被変調波を送信アンテナから放射する変調器と、
受信アンテナから入射した前記被変調波から前記包絡波
を検波する復調器と、前記包絡波送信機が出力した包絡
波の位相を変えた参照信号を出力する移相器と、この移
相器が出力した参照信号を前記復調器が出力した信号に
乗じて同期検波をし、両信号の位相差に応じた信号を出
力する同期検波回路とを有することを特徴とするレーダ
の時間的感度制御装置。2. A transmitter that outputs a continuous transmission wave, an envelope transmitter that outputs an envelope for amplitude modulation having a smaller angular frequency than the transmission wave, an envelope transmitter and the transmitter. Is connected, a modulator that radiates a modulated wave whose transmission wave is amplitude-modulated by the envelope wave from a transmission antenna,
A demodulator that detects the envelope wave from the modulated wave incident from the receiving antenna, a phase shifter that outputs a reference signal that changes the phase of the envelope wave output by the envelope wave transmitter, and the phase shifter A synchronous detection circuit that multiplies the output reference signal by the signal output by the demodulator and performs synchronous detection, and outputs a signal corresponding to the phase difference between the two signals. .
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6295642A JP3013919B2 (en) | 1994-11-04 | 1994-11-04 | Radar temporal sensitivity control method and apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6295642A JP3013919B2 (en) | 1994-11-04 | 1994-11-04 | Radar temporal sensitivity control method and apparatus |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08136645A JPH08136645A (en) | 1996-05-31 |
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Family
ID=17823298
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP6295642A Expired - Lifetime JP3013919B2 (en) | 1994-11-04 | 1994-11-04 | Radar temporal sensitivity control method and apparatus |
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-
1994
- 1994-11-04 JP JP6295642A patent/JP3013919B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
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| JPH08136645A (en) | 1996-05-31 |
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