JP2989732B2 - Frequency offset compensation circuit - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信に利用す
る。本発明はディジタル無線通信に利用するに適する。
特に、ディジタル無線通信の受信端におけるキャリア周
波数オフセット補償技術に関する。The present invention is used for digital communication. The present invention is suitable for use in digital wireless communication.
In particular, the present invention relates to a carrier frequency offset compensation technique at a receiving end of digital wireless communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ディジタル移動通信においては、マルチ
パス伝搬により周波数選択性フェージングが発生する。
周波数選択性フェージングによる伝送特性の劣化を克服
するため適応等化器が用いられている。適応等化器を実
際の無線通信に適用する場合には、送受信機間のローカ
ル発振周波数の設定誤差や温度変動などにより適応等化
器に入力される信号にキャリア周波数オフセットが残留
する。この周波数オフセットが最大ドップラ周波数を越
えると適応等化器の受信特性が著しく劣化する。この周
波数オフセットによる受信特性の劣化を補償するため周
波数オフセット補償回路が用いられる。2. Description of the Related Art In digital mobile communication, frequency selective fading occurs due to multipath propagation.
An adaptive equalizer is used to overcome the degradation of transmission characteristics due to frequency selective fading. When the adaptive equalizer is applied to actual wireless communication, a carrier frequency offset remains in a signal input to the adaptive equalizer due to a setting error of a local oscillation frequency between a transmitter and a receiver, temperature fluctuation, and the like. If this frequency offset exceeds the maximum Doppler frequency, the reception characteristics of the adaptive equalizer will deteriorate significantly. A frequency offset compensating circuit is used to compensate for the deterioration of the receiving characteristic due to the frequency offset.
【０００３】従来例装置を図３を参照して説明する。図
３は従来例装置のブロック構成図である（参考文献：松
岡、美細津、大西、「マルチパス・フェージング下にお
けるＡＦＣと合成ダイバーシチ等化器の特性」１９９３
年電子情報通信学会春季全国大会B-336 ）。図３におい
て入力端子１には検波された受信ベースバンド信号ｙ
（ｉ）が入力される。ただし、時刻ｉは１シンボル長Ｔ
で正規化されているとする。この受信ベースバンド信号
ｙ（ｉ）は、遅延検波回路２により遅延検波され、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） …（１） で表される信号ｚ（ｉ）となる。ここで* は複素共役を
表す。ｚ（ｉ）は通常差動符号系列に比例したものが主
成分となるが、周波数オフセットΔωがあると比例係数
は後述するようにｅｘｐ（ｊΔωＴ）を因子とする形式
で表される。そこで、相関回路３で遅延検波信号ｚ
（ｉ）と送信信号系列の差動符号の複素共役ｍ* （ｉ）
との積をとって変調成分を取り除き、さらに時間平均し
て、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ） …（２） で表される周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）
を含む係数の平均値ｃを推定する。ただし、Ｎは平均時
間を表す。周波数オフセット推定回路４はｃを用いて、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（３） により、周波数オフセット推定値Δωを算出する。ここ
で、ｃｒおよびｃｉはそれぞれ実数部と虚数部とを表
す。つぎに、周波数オフセット推定値Δωを用いて複素
乗算器７により、ベースバンド信号の複素回転を行い周
波数オフセットを補償する。A conventional apparatus will be described with reference to FIG. FIG. 3 is a block diagram of a conventional apparatus (references: Matsuoka, Mihozu, Onishi, "Characteristics of AFC and Combined Diversity Equalizer under Multipath Fading", 1993).
IEICE Spring National Convention B-336). In FIG. 3, an input terminal 1 has a detected received baseband signal y
(I) is input. However, time i is one symbol length T
Let it be normalized by The received baseband signal y (i) is subjected to delay detection by the delay detection circuit 2, and a signal z (i) represented by z (i) = y (i) · y * (i−1) (1) Becomes Here, * represents a complex conjugate. The main component of z (i) is usually proportional to the differential code sequence. However, when there is a frequency offset Δω, the proportional coefficient is expressed in a form having exp (jΔωT) as a factor, as described later. Therefore, the differential detection signal z
Complex conjugate m * (i) of (i) and the differential code of the transmission signal sequence
Then, the modulation component is removed by taking the product of the following, and further time-averaged to obtain exp (jΔωT) by the frequency offset represented by c = i = 0 to NΣz (i) · m * (i) (2)
Is estimated. Here, N represents the average time. Using c, the frequency offset estimating circuit 4 calculates an estimated frequency offset value Δω by Δω = (1 / T) · tan −1 (ci / cr) (3) Here, cr and ci represent a real part and an imaginary part, respectively. Next, the complex multiplier 7 performs complex rotation of the baseband signal using the estimated frequency offset value Δω to compensate for the frequency offset.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の方式で
は直接波のみから周波数オフセットを推定しており、マ
ルチパス伝搬によるフェージングにより遅延波が主成分
になった場合には、ｚ（ｉ）には差動符号系列ｍ（ｉ）
ではなくｍ（ｉ−１）に比例した成分が含まれるように
なるので、周波数オフセットを精度よく推定することが
困難となる。特に、直接波よりも遅延波の信号レベルが
高い非最小位相の場合には、周波数オフセット推定精度
が大きく劣化する。However, in the conventional method, the frequency offset is estimated only from the direct wave, and when the delayed wave becomes the main component due to fading due to multipath propagation, z (i) Is the differential code sequence m (i)
However, since a component proportional to m (i-1) is included instead, it is difficult to accurately estimate the frequency offset. In particular, in the case of a non-minimum phase in which the signal level of the delayed wave is higher than that of the direct wave, the accuracy of frequency offset estimation is significantly degraded.
【０００５】本発明は、このような背景に行われたもの
であり、上述したマルチパス伝搬によるフェージングが
発生する状況下においても周波数オフセットを精度よく
推定することができる周波数オフセット補償回路を提供
することを目的とする。The present invention has been made in such a background, and provides a frequency offset compensating circuit capable of accurately estimating a frequency offset even in a situation where fading due to the multipath propagation described above occurs. The purpose is to:
【０００６】[0006]
【課題を解決するための手段】本発明は、複素包絡線信
号が入力される入力端子と、この入力端子から入力され
た前記複素包絡線信号を遅延検波する遅延検波回路と、
差動符号系列を発生させる差動符号化回路と、前記遅延
検波された信号とこの差動符号系列とを用いて相関検出
を行う相関回路と、この相関回路の出力から周波数オフ
セット推定値を出力する周波数オフセット推定回路と、
前記複素包絡線信号とこの周波数オフセット推定値とを
入力し複素乗算を行い周波数オフセットを補償する複素
乗算器とを備えた周波数オフセット補償回路である。According to the present invention, there is provided an input terminal to which a complex envelope signal is input, a delay detection circuit for delay-detecting the complex envelope signal input from the input terminal,
A differential encoding circuit that generates a differential code sequence; a correlation circuit that performs correlation detection using the differentially detected signal and the differential code sequence; and outputs a frequency offset estimation value from an output of the correlation circuit. A frequency offset estimating circuit,
A frequency offset compensating circuit comprising a complex multiplier that receives the complex envelope signal and the frequency offset estimation value and performs complex multiplication to compensate for the frequency offset.
【０００７】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記差動符号化回路の出力と前記相関回路の入力との間
に、トランスバーサルフィルタが介挿されたところにあ
る。Here, the feature of the present invention resides in that a transversal filter is interposed between the output of the differential encoding circuit and the input of the correlation circuit.
【０００８】あらかじめ定められたトレーニング信号を
発生する手段が設けられ、前記差動符号化回路はこのト
レーニング信号に基づき差動符号系列を発生させること
が望ましい。It is preferable that a means for generating a predetermined training signal is provided, and the differential encoding circuit generates a differential code sequence based on the training signal.
【０００９】前記複素乗算器の乗算出力を入力とする符
号判定回路を備え、前記差動符号化回路はこの符号判定
回路の判定出力に基づき差動符号系列を発生させる構成
とすることもできる。[0009] It is also possible to provide a sign judging circuit which receives the multiplied output of the complex multiplier as an input, and that the differential encoding circuit generates a differential code sequence based on the judgment output of the sign judging circuit.
【００１０】[0010]
【作用】考慮すべき遅延波の最大遅延時間をｎＴとする
と、トランスバーサルフィルタで必要となる遅延素子の
個数はｎ個となる。このトランスバーサルフィルタを用
いて遅延波成分を含む差動符号系列を生成する。When the maximum delay time of the delay wave to be considered is nT, the number of delay elements required in the transversal filter is n. Using this transversal filter, a differential code sequence including a delayed wave component is generated.
【００１１】相関回路では、トランスバーサルフィルタ
で生成されたマルチパス伝搬による遅延波の差動符号系
列を考慮して相関出力を算出する。The correlation circuit calculates a correlation output in consideration of a differential code sequence of a delay wave generated by the transversal filter due to multipath propagation.
【００１２】これにより、マルチパスフェージング条件
において、遅延波の影響が無視できない場合においても
精度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。[0012] Thus, under the multipath fading condition, the frequency offset can be accurately estimated even when the influence of the delayed wave cannot be ignored. In particular, the frequency offset can be accurately estimated even in the non-minimum phase mode in which the signal level of the delayed wave is higher than the signal level of the direct wave.
【００１３】[0013]
【実施例】本発明第一実施例の構成を図１を参照して説
明する。図１は本発明第一実施例装置のブロック構成図
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The configuration of a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 1 is a block diagram of the first embodiment of the present invention.
【００１４】本発明は、複素包絡線信号である受信ベー
スバンド信号が入力される入力端子１と、この入力端子
１から入力された前記受信ベースバンド信号を遅延検波
する遅延検波回路２と、差動符号系列ｍ（ｉ）を発生さ
せる差動符号化回路５と、前記遅延検波された信号とこ
の差動符号系列とを用いて相関検出を行う相関回路３
と、この相関回路３の出力から周波数オフセット推定値
を出力する周波数オフセット推定回路４と、前記受信ベ
ースバンド信号とこの周波数オフセット推定値とを入力
し複素乗算を行い周波数オフセットを補償する複素乗算
器７とを備えた周波数オフセット補償回路である。According to the present invention, an input terminal 1 to which a reception baseband signal, which is a complex envelope signal, is input, a delay detection circuit 2 for delay-detecting the reception baseband signal input from the input terminal 1, A differential encoding circuit 5 for generating a dynamic code sequence m (i), and a correlation circuit 3 for performing correlation detection using the differentially detected signal and the differential code sequence
A frequency offset estimating circuit 4 for outputting a frequency offset estimation value from the output of the correlation circuit 3, and a complex multiplier for receiving the received baseband signal and the frequency offset estimation value and performing complex multiplication to compensate for the frequency offset 7 is provided.
【００１５】ここで、本発明の特徴とするところは、差
動符号化回路５の出力と相関回路３の入力との間に、ト
ランスバーサルフィルタ８が介挿されたところにある。Here, the feature of the present invention resides in that a transversal filter 8 is interposed between the output of the differential encoding circuit 5 and the input of the correlation circuit 3.
【００１６】本発明第一実施例では、トレーニング信号
発生器６を設け、送信信号系列としてあらかじめ受信側
で既知のトレーニング信号を用いる。これにより検波誤
りの影響がないので精度のよい推定を行うことができ
る。また、トランスバーサルフィルタ８には、重み付け
回路８３１〜８３ｎが設けられ、各遅延素子８１１〜８
１ｎの出力信号の大きさをそれぞれ調整することができ
る。この重み付け回路８３１〜８３ｎの複素重み付け係
数Ｗｎ（ｎ＝０、１、２、…、ｎ）は、ＬＭＳアルゴリ
ズムやＲＬＳアルゴリズムなどの適応アルゴリズムを用
いて、伝送路の状態に応じて適応的に調節する。適応ア
ルゴリズムの動作に必要な誤差信号としては、周波数オ
フセット補償後の受信信号と差動符号化回路５の出力と
の差信号や、周波数オフセット補償回路に続けて等化器
を用いる場合には等化誤差信号を用いることができる。In the first embodiment of the present invention, a training signal generator 6 is provided, and a training signal known in advance on the receiving side is used as a transmission signal sequence. As a result, since there is no influence of a detection error, accurate estimation can be performed. The transversal filter 8 is provided with weighting circuits 831 to 83n.
The magnitude of the 1n output signal can be adjusted. The complex weighting coefficients Wn (n = 0, 1, 2,..., N) of the weighting circuits 831 to 83n are adaptively adjusted according to the state of the transmission path using an adaptive algorithm such as an LMS algorithm or an RLS algorithm. I do. The error signal necessary for the operation of the adaptive algorithm is, for example, a difference signal between the received signal after the frequency offset compensation and the output of the differential encoding circuit 5 or when an equalizer is used after the frequency offset compensation circuit. An error signal can be used.
【００１７】次に、本発明第一実施例装置の動作を説明
する。一般に考慮すべき遅延波の最大遅延時間をｎＴと
すると、トランスバーサルフィルタ８で必要となる遅延
素子８１１〜８１ｎの個数はｎとなる。ここでは、説明
をわかりやすくするために、マルチパス伝搬で考慮すべ
き遅延波の最大遅延時間を１Ｔとし、また、重み付け係
数ｗｎをすべてｗｎ＝１．０とした場合について説明す
る。重み付け係数ｗｎをすべてｗｎ＝１．０とした場合
でも、有効に動作させることができる。図１において、
入力端子１には複素包絡線信号である受信ベースバンド
信号ｙ（ｉ）が入力される。この受信ベースバンド信号
ｙ（ｉ）は、遅延検波回路２により遅延検波され、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） …（４） で表される遅延検波信号ｚ（ｉ）となる。ここで、* は
複素共役を表す。つぎに、相関回路３で遅延検波信号ｚ
（ｉ）とトランスバーサルフィルタ８の出力、すなわち
差動符号の加算信号として、 ｛ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）｝ との相関をとって加算信号に比例する成分を抽出する。
一般に、考慮する遅延波の最大遅延時間がｎＴの場合に
は、差動符号系列の加算信号として、 ｛ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）＋ｍ（ｉ−２）＋…＋ｍ（ｉ−ｎ）｝ を用いればよい。こうして得られた相関信号をさらに時
間平均して、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 …（５） で表される周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）
を因子とする係数の平均値ｃを推定する。ただし、Ｎは
平均時間を表す。このように、トレーニング信号系列の
差動符号の加算信号と遅延検波出力との相関をとると、
受信ベースバンド信号ｙ（ｉ）にマルチパス伝搬による
符号間干渉成分が含まれている場合にも精度よくｃが推
定できる。つぎに、周波数オフセット推定回路４は周波
数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）を含む係数の平
均値ｃを用いて、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（６） により周波数オフセット推定値Δωを算出する。ここ
で、ｃｒおよびｃｉは、ｃのそれぞれ実数部と虚数部と
を表す。そして、周波数オフセット推定値Δωを用いて
複素乗算器７により、受信ベースバンド信号の複素回転
を行い周波数オフセットを補償する。Next, the operation of the first embodiment of the present invention will be described. Assuming that the maximum delay time of a delay wave to be generally considered is nT, the number of delay elements 811 to 81n required in the transversal filter 8 is n. Here, in order to make the description easy to understand, a case will be described where the maximum delay time of a delay wave to be considered in multipath propagation is 1T, and all weighting coefficients wn are wn = 1.0. Even when all the weighting coefficients wn are set to wn = 1.0, the operation can be effectively performed. In FIG.
The input terminal 1 receives a received baseband signal y (i), which is a complex envelope signal. The received baseband signal y (i) is subjected to delay detection by the delay detection circuit 2, and a delayed detection signal z () represented by z (i) = y (i) .y * (i-1) (4) i). Here, * represents a complex conjugate. Next, the delayed detection signal z
As an addition signal of (i) and the output of the transversal filter 8, that is, an addition signal of the differential code, a component proportional to the addition signal is extracted by correlating {m (i) + m (i-1)}.
In general, when the maximum delay time of the delay wave to be considered is nT, the sum signal of the differential code sequence is given by ｛m (i) + m (i−1) + m (i−2) +. )｝ May be used. The correlation signal thus obtained is further averaged over time, and c = i = 0 to N Nz (i) · [m * (i) + m * (i−1)] (5) exp (jΔωT)
Is estimated as a factor. Here, N represents the average time. As described above, when the correlation between the addition signal of the differential code of the training signal sequence and the differential detection output is obtained,
Even when the received baseband signal y (i) includes an intersymbol interference component due to multipath propagation, c can be accurately estimated. Next, the frequency offset estimating circuit 4 uses the average value c of the coefficient including exp (jΔωT) due to the frequency offset, and calculates the frequency offset by Δω = (1 / T) · tan −1 (ci / cr) (6) An estimated value Δω is calculated. Here, cr and ci represent a real part and an imaginary part of c, respectively. Then, the complex multiplier 7 performs complex rotation of the received baseband signal using the estimated frequency offset value Δω to compensate for the frequency offset.
【００１８】次に、トランスバーサルフィルタ８を設
け、従来例で示した ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ） …（２） に代えて、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 …（５） を用いて遅延検波出力ｚ（ｉ）と差動符号の加算信号と
の相関をとることにより、マルチパス伝搬による符号間
干渉がある場合でも、周波数オフセットを精度よく推定
できる理由について説明する。Next, a transversal filter 8 is provided, and instead of c = i = 0 to NΣz (i) · m * (i) (2) shown in the conventional example, c = i = 0 to N Σz (i) · [m * (i) + m * (i−1)] (5) is used to correlate the differential detection output z (i) with the sum signal of the differential code to obtain a multipath signal. The reason why the frequency offset can be accurately estimated even when there is intersymbol interference due to propagation will be described.
【００１９】マルチパス伝搬等により遅延波がある場合
は、受信ベースバンド信号ｙ（ｉ）は、 ｙ（ｉ）＝ 〔ｈ0 ・ｂ（ｉ）＋ｈ1 ・ｂ（ｉ−１）＋ｎ（ｉ）〕・ｅｘｐ（ｊωｔ＋φ） …（７） で表される。ここで、ｈ0 およびｈ1 は伝送路のインパ
ルスレスポンス、ｂ（ｉ）は時刻ｉＴにおける送信信
号、ｎ（ｉ）は雑音を表す。また、ωはキャリア角周波
数、φは初期位相を表す。したがって、（４）式により
遅延検波信号ｚ（ｉ）は、 ｚ（ｉ）＝ｙ（ｉ）・ｙ* （ｉ−１） ＝〔ｈ0 ・ｂ（ｉ）＋ｈ1 ・ｂ（ｉ−１）＋ｎ（ｉ）〕 ・〔ｈ0 * ・ｂ* （ｉ−１）＋ｈ1 * ・ｂ* （ｉ−２）＋ｎ* （ｉ−１）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） ＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｂ（ｉ）・ｂ* （ｉ−１） ＋｜ｈ1 ｜2 ・ｂ（ｉ−１）・ｂ* （ｉ−２）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） ＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｍ（ｉ）＋｜ｈ1 ｜2 ・ｍ（ｉ−１）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） …（８） となる。ここで、（８）式の残差信号ζ（ｉ）の平均＜
ζ（ｉ）＞は、 ＜ζ（ｉ）＞＝０ …（９） となる。一方、受信ベースバンド信号に周波数オフセッ
トΔωがあるときには、（８）式において、 ω＝ω0 ＋Δω であり、遅延検波の遅延量には、 ω0 ・Ｔ＝２・ｎ・π（ｎ＝０，１，２…） …（１０） の関係があるので、遅延検波信号ｚ（ｉ）は、 ｚ（ｉ）＝〔｜ｈ0 ｜2 ・ｍ（ｉ）＋｜ｈ1 ｜2 ・ｍ（ｉ−１）＋ζ（ｉ）〕 ・ｅｘｐ（ｊωＴ） …（１１） となる。本発明第一実施例装置の相関回路３により、遅
延検波信号ｚ（ｉ）と送信信号系列の差動符号の加算信
号〔ｍ（ｉ）＋ｍ（ｉ−１）〕との相関をとって加算信
号に比例する成分を抽出し、さらに時間平均を行うと、
周波数オフセットによるｅｘｐ（ｊΔωＴ）を因子とす
る係数の平均値ｃは、 ｃ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・〔ｍ* （ｉ）＋ｍ* （ｉ−１）〕 ＝i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ）＋i=0 to NΣｚ（ｉ）・ｍ* （ｉ−１） ＝Ａ（｜ｈ0 ｜2 ＋｜ｈ1 ｜2 ）・ｅｘｐ（ｊΔωＴ） …（１２） となる。ただし、Ａは実数の比例定数である。したがっ
て、周波数オフセットΔωは、ｃの実数部および虚数部
をそれぞれｃｒおよびｃｉで表すと、 Δω＝（１／Ｔ）・ｔａｎ-1（ｃｉ／ｃｒ） …（１３） となる。[0019] When there is a delayed wave by multipath propagation etc., the received baseband signal y (i) is y (i) = [h 0 · b (i) + h 1 · b (i-1) + n (i )] · Exp (jωt + φ) (7) Here, h 0 and h 1 indicate an impulse response of the transmission path, b (i) indicates a transmission signal at time iT, and n (i) indicates noise. Ω represents a carrier angular frequency, and φ represents an initial phase. Therefore, (4) delay detection signal z (i) by equation, z (i) = y ( i) · y * (i-1) = [h 0 · b (i) + h 1 · b (i-1 ) + n (i)], [h 0 * · b * (i -1) + h 1 * · b * (i-2) + n * (i-1) ] · exp (jωT) = [| h 0 | 2 · b (i) · b * (i-1) + | h 1 | 2 · b (i-1) · b * (i-2) + ζ (i) ] · exp (jωT) = [| h 0 | 2 · m (i) + | h 1 | 2 · m (i−1) + ζ (i)] · exp (jωT) (8) Here, the average of the residual signal ζ (i) in equation (8) <
ζ (i)> becomes <ζ (i)> = 0 (9). On the other hand, when the received baseband signal has a frequency offset Δω, ω = ω 0 + Δω in Expression (8), and the delay amount of the differential detection includes ω 0 · T = 2 · n · π (n = 0 , 1, 2,...) (10), the differential detection signal z (i) is expressed as z (i) = [| h 0 | 2 · m (i) + | h 1 | 2 · m ( i-1) + ζ (i)] exp (jωT) (11) The correlation circuit 3 of the first embodiment of the present invention correlates and adds the differential detection signal z (i) and the sum signal [m (i) + m (i-1)] of the differential code of the transmission signal sequence. By extracting the component proportional to the signal and performing time averaging,
The average value c of the coefficient having exp (jΔωT) as a factor due to the frequency offset is as follows: c = i = 0 to NΣz (i) · [m * (i) + m * (i−1)] = i = 0 to N Σz (i) · m * ( i) + i = 0 to N Σz (i) · m * (i-1) = A (| h 0 | 2 + | h 1 | 2) · exp (jΔωT) ... ( 12) Here, A is a proportional constant of a real number. Accordingly, the frequency offset Δω is represented by Δω = (1 / T) · tan −1 (ci / cr) (13), where the real part and the imaginary part of c are represented by cr and ci, respectively.
【００２０】従来例では、（１２）式の直接波に対応す
る｜ｈ0 ｜2 の項のみを取り扱うことになり、遅延波が
ない場合には周波数オフセットを精度よく推定できる。
しかし、遅延波に対応する｜ｈ1 ｜2 の項がないので、
マルチパスフェージングの発生する場合においては周波
数オフセットの推定精度が劣化する。本発明第一実施例
では、遅延波成分も利用して周波数オフセットの推定を
行うので、遅延波がある場合でも周波数オフセットを精
度よく推定することができる。特に、直接波の信号レベ
ル｜ｈ0 ｜2 が遅延波の信号レベル｜ｈ1 ｜2 より小さ
い非最小位相モードでは、従来例では周波数オフセット
の推定精度が大幅に劣化するが、本発明第一実施例の場
合には、周波数オフセットの推定を精度よく行うことが
できる。In the conventional example, only the term of | h 0 | 2 corresponding to the direct wave in the equation (12) is handled, and the frequency offset can be accurately estimated when there is no delayed wave.
However, since there is no | h 1 | 2 term corresponding to the delayed wave,
When multipath fading occurs, the estimation accuracy of the frequency offset deteriorates. In the first embodiment of the present invention, since the frequency offset is estimated by using the delay wave component, the frequency offset can be accurately estimated even when there is a delay wave. In particular, in the non-minimum phase mode in which the signal level | h 0 | 2 of the direct wave is smaller than the signal level | h 1 | 2 of the delayed wave, the estimation accuracy of the frequency offset is greatly deteriorated in the conventional example. In the case of the embodiment, it is possible to accurately estimate the frequency offset.
【００２１】次に、本発明第二実施例を図２を参照して
説明する。図２は本発明第二実施例装置のブロック構成
図である。本発明第二実施例では、誤り率が低くなる伝
送路条件において、トレーニング信号より生成した差動
符号系列を用いる代わりに、入力端子１から入力される
受信ベースバンド信号を符号判定回路１０により符号判
定した信号を用いて差動符号系列を生成する。これによ
り、トレーニング信号発生器６が不要となり、回路構成
が簡単化される。また、このときは遅延回路Ｄ１を遅延
検波回路２および相関回路３の間に介挿し、遅延回路Ｄ
２を入力端子１および符号判定回路１０の間に介挿し、
遅延検波回路２の出力とトランスバーサルフィルタ８の
出力とのタイミング調整を行うことが望ましい。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a block diagram of the second embodiment of the present invention. In the second embodiment of the present invention, in a transmission path condition where an error rate is low, instead of using a differential code sequence generated from a training signal, a received baseband signal input from an input terminal 1 is encoded by a code determination circuit 10. A differential code sequence is generated using the determined signal. As a result, the training signal generator 6 becomes unnecessary, and the circuit configuration is simplified. In this case, the delay circuit D1 is interposed between the delay detection circuit 2 and the correlation circuit 3, and the delay circuit D1
2 between the input terminal 1 and the sign determination circuit 10,
It is desirable to adjust the timing between the output of the delay detection circuit 2 and the output of the transversal filter 8.
【００２２】本発明第一および第二実施例では、説明を
わかりやすくするために最大遅延時間１Ｔとして説明し
たが、遅延波の最大遅延時間がｎＴの場合でも同様に説
明できる。In the first and second embodiments of the present invention, the maximum delay time 1T has been described for the sake of simplicity. However, the same description can be applied to the case where the maximum delay time of the delayed wave is nT.
【００２３】[0023]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
マルチパス伝搬によるフェージングが発生する状況下に
おいても周波数オフセットを精度よく推定することがで
きる。As described above, according to the present invention,
It is possible to accurately estimate the frequency offset even under a situation where fading due to multipath propagation occurs.
【００２４】これにより、マルチパスフェージング条件
において、遅延波の影響が無視できない場合においても
精度よく周波数オフセットを推定することができる。特
に、遅延波の信号レベルが直接波の信号レベルより大き
い非最小位相モードにおいても精度よく周波数オフセッ
トを推定することができる。Thus, under the multipath fading condition, the frequency offset can be accurately estimated even when the influence of the delayed wave cannot be ignored. In particular, the frequency offset can be accurately estimated even in the non-minimum phase mode in which the signal level of the delayed wave is higher than the signal level of the direct wave.
【図１】本発明第一実施例装置のブロック構成図。FIG. 1 is a block diagram of a device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明第二実施例装置のブロック構成図。FIG. 2 is a block diagram of a device according to a second embodiment of the present invention.
【図３】従来例装置のブロック構成図。FIG. 3 is a block diagram of a conventional device.
１ 入力端子 ２ 遅延検波回路 ３ 相関回路 ４ 周波数オフセット推定回路 ５ 差動符号化回路 ６ トレーニング信号発生器 ７ 複素乗算器 ８ トランスバーサルフィルタ ９ 出力端子 １０ 符号判定回路 ８２ 加算器 ８１１〜８１ｎ 遅延素子 Ｄ１、Ｄ２ 遅延回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Input terminal 2 Delay detection circuit 3 Correlation circuit 4 Frequency offset estimation circuit 5 Differential encoding circuit 6 Training signal generator 7 Complex multiplier 8 Transversal filter 9 Output terminal 10 Sign judgment circuit 82 Adders 811-81n Delay element D1 , D2 delay circuit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/22 H04B 1/10 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) H04L 27/22 H04B 1/10
Claims (3)
（１）と、この入力端子から入力された前記複素包絡線
信号を遅延検波する遅延検波回路（２）と、差動符号系
列（ｍ（ｉ））を発生させる差動符号化回路（５）と、
前記遅延検波された信号とこの差動符号系列とを用いて
相関検出を行う相関回路（３）と、この相関回路の出力
から周波数オフセット推定値を出力する周波数オフセッ
ト推定回路（４）と、前記複素包絡線信号とこの周波数
オフセット推定値とを入力し複素乗算を行い周波数オフ
セットを補償する複素乗算器（７）とを備えた周波数オ
フセット補償回路において、 前記差動符号化回路（５）の出力と前記相関回路（３）
の入力との間に、トランスバーサルフィルタ（８）が介
挿されたことを特徴とする周波数オフセット補償回路。An input terminal (1) to which a complex envelope signal is input, a delay detection circuit (2) for delay-detecting the complex envelope signal input from the input terminal, and a differential code sequence (m A differential encoding circuit (5) for generating (i)),
A correlation circuit (3) for performing correlation detection using the differentially detected signal and the differential code sequence, a frequency offset estimation circuit (4) for outputting a frequency offset estimation value from an output of the correlation circuit, A frequency offset compensating circuit comprising: a complex multiplier (7) that receives a complex envelope signal and the estimated value of the frequency offset and performs a complex multiplication to compensate for the frequency offset. The output of the differential encoding circuit (5) And the correlation circuit (3)
A transversal filter (8) is interposed between the frequency offset compensating circuit and the input of the frequency offset compensating circuit.
を発生する手段（６）が設けられ、前記差動符号化回路
（５）はこのトレーニング信号に基づき差動符号系列
（ｍ（ｉ））を発生させる請求項１記載の周波数オフセ
ット補償回路。2. A means (6) for generating a predetermined training signal is provided, and the differential encoding circuit (5) generates a differential code sequence (m (i)) based on the training signal. The frequency offset compensation circuit according to claim 1.
とする符号判定回路（１０）を備え、前記差動符号化回
路（５）はこの符号判定回路の判定出力に基づき差動符
号系列（ｍ（ｉ））を発生させる請求項１記載の周波数
オフセット補償回路。3. A code judging circuit (10) to which a multiplied output of the complex multiplier (7) is inputted, wherein the differential encoding circuit (5) performs a differential encoding based on the judgment output of the sign judging circuit. 2. The frequency offset compensating circuit according to claim 1, wherein a series (m (i)) is generated.
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