JP2988119B2 - 反響抑圧装置 - Google Patents
反響抑圧装置Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は反響抑圧装置に関し、特
にディジタル移動通信方式の自動車電話,携帯電話の移
動機等で使用する反響抑圧装置に関する。
にディジタル移動通信方式の自動車電話,携帯電話の移
動機等で使用する反響抑圧装置に関する。
【0002】
【従来の技術】従来のアナログ移動通信方式の自動車電
話移動機で使用する反響抑圧装置は、図4に示すように
無線部43で復調した受信信号のレベル調整を行う増幅
器44と、その増幅器44の出力信号をアナログからデ
ィジタル信号(PCM信号)に変換するアナログ・ディ
ジタル変換器(A/D)45と、ディジタル変換された
受信信号から2線4線変換器(HYB)51の不整合で
生じる反響信号(回線系反響信号)を抑圧する回線系エ
コーキャンセラ22と、回線系エコーキャンセラ22で
回線系反響信号を抑圧した受信信号をディジタル信号か
らアナログ信号に変換するディジタル・アナログ変換器
(D/A)15と、変換されたアナログ信号のレベル調
整を行う増幅器16と、その増幅器16の信号を入力す
るスピーカ17とを含んでいる。更に、近端話者の音声
を入力するマイクロホン11と、マイクロホン11から
出力した送信信号のレベルを調整する増幅器12と、そ
の増幅器12の信号をアナログ信号からディジタル信号
(PCM信号)へ変換するアナログ・ディジタル変換器
13と、ディジタル変換された送信信号からマイクロホ
ン11とスピーカ17との音響結合で生じる反響信号
(音響系反響信号)を抑圧する音響系エコーキャンセラ
14と、音響系エコーキャンセラ14で音響系反響信号
を抑圧した送信信号をディジタル信号からアナログ信号
に変換するディジタル・アナログ変換器41と、ディジ
タル・アナログ変換器41によりディジタルアナログ変
換されたアナログ信号のレベル調整を行う増幅器42
と、その増幅器42の出力信号を入力する無線部43と
を有している。この無線部43は、無線により基地局
(図示省略)と接続され、さらに交換局(図示省略)、
2線4線変換器51を介して相手加入者52と接続され
る。
話移動機で使用する反響抑圧装置は、図4に示すように
無線部43で復調した受信信号のレベル調整を行う増幅
器44と、その増幅器44の出力信号をアナログからデ
ィジタル信号(PCM信号)に変換するアナログ・ディ
ジタル変換器(A/D)45と、ディジタル変換された
受信信号から2線4線変換器(HYB)51の不整合で
生じる反響信号(回線系反響信号)を抑圧する回線系エ
コーキャンセラ22と、回線系エコーキャンセラ22で
回線系反響信号を抑圧した受信信号をディジタル信号か
らアナログ信号に変換するディジタル・アナログ変換器
(D/A)15と、変換されたアナログ信号のレベル調
整を行う増幅器16と、その増幅器16の信号を入力す
るスピーカ17とを含んでいる。更に、近端話者の音声
を入力するマイクロホン11と、マイクロホン11から
出力した送信信号のレベルを調整する増幅器12と、そ
の増幅器12の信号をアナログ信号からディジタル信号
(PCM信号)へ変換するアナログ・ディジタル変換器
13と、ディジタル変換された送信信号からマイクロホ
ン11とスピーカ17との音響結合で生じる反響信号
(音響系反響信号)を抑圧する音響系エコーキャンセラ
14と、音響系エコーキャンセラ14で音響系反響信号
を抑圧した送信信号をディジタル信号からアナログ信号
に変換するディジタル・アナログ変換器41と、ディジ
タル・アナログ変換器41によりディジタルアナログ変
換されたアナログ信号のレベル調整を行う増幅器42
と、その増幅器42の出力信号を入力する無線部43と
を有している。この無線部43は、無線により基地局
(図示省略)と接続され、さらに交換局(図示省略)、
2線4線変換器51を介して相手加入者52と接続され
る。
【0003】エコーキャンセラ14,22は伝送経路
(エコーパス)の特性を模擬する適応ディジタルフィル
タ(Adaptive Digital Filte
r:以下ADFと記す)14a,22aの各々に参照信
号を入力して得られた疑似エコー信号を加算器14b,
22bにより反響信号に加算して反響信号を抑圧する回
路である。音響系エコーキャンセラ14の場合のエコー
パスは、ADF14aの参照信号入力端からスピーカ1
7,マイクロホン11を含め疑似エコー信号を反響信号
に加算するまでの経路のことである。回線系エコーキャ
ンセラ22のエコーパスは、ADF22aの参照信号入
力端から無線部43,2線4線変換器51を含め疑似エ
コー信号を反響信号に加算するまでの経路のことであ
る。エコーキャンセラ14,22内部の各ADF14
a,22aは、反響信号にADFで生成した疑似エコー
信号を加算し、その出力信号(誤差信号)によりフィー
ドバックをかけエコーパスの同定を行う。例えば、AD
Fは学習同定法と呼ばれる更新アルゴリズムによりフィ
ルタの係数を更新し、エコーパスを同定する。
(エコーパス)の特性を模擬する適応ディジタルフィル
タ(Adaptive Digital Filte
r:以下ADFと記す)14a,22aの各々に参照信
号を入力して得られた疑似エコー信号を加算器14b,
22bにより反響信号に加算して反響信号を抑圧する回
路である。音響系エコーキャンセラ14の場合のエコー
パスは、ADF14aの参照信号入力端からスピーカ1
7,マイクロホン11を含め疑似エコー信号を反響信号
に加算するまでの経路のことである。回線系エコーキャ
ンセラ22のエコーパスは、ADF22aの参照信号入
力端から無線部43,2線4線変換器51を含め疑似エ
コー信号を反響信号に加算するまでの経路のことであ
る。エコーキャンセラ14,22内部の各ADF14
a,22aは、反響信号にADFで生成した疑似エコー
信号を加算し、その出力信号(誤差信号)によりフィー
ドバックをかけエコーパスの同定を行う。例えば、AD
Fは学習同定法と呼ばれる更新アルゴリズムによりフィ
ルタの係数を更新し、エコーパスを同定する。
【0004】このADFは、エコーキャンセラに入力さ
れる信号が反響信号だけ(シングルトーク)の場合に、
フィルタのタップ係数を逐次修正し、エコーパスと同一
の特性を生成することが可能である。しかし、反響信号
以外の信号が入力された(ダブルトーク状態)場合に
は、反響信号以外の信号は消去されず、その信号により
収束したADFのタップ係数を乱してしまう。この問題
を解決するためには、反響信号以外の信号が入力された
場合に、タップ係数の更新を停止するよう制御するよダ
ブルトーク検出器が必要となる。例えば、ダブルトーク
検出器は、参照信号と反響信号とを入力し、各々の電力
を計算する。ダブルトークの検出は、参照信号の電力値
に定数を乗算し、反響信号の電力値と比較する閾値とす
る。比較結果により閾値が小さい場合には、反響信号に
他の話者の信号が入力された状態(ダブルトーク)を検
出し、タップ係数の更新を停止する。
れる信号が反響信号だけ(シングルトーク)の場合に、
フィルタのタップ係数を逐次修正し、エコーパスと同一
の特性を生成することが可能である。しかし、反響信号
以外の信号が入力された(ダブルトーク状態)場合に
は、反響信号以外の信号は消去されず、その信号により
収束したADFのタップ係数を乱してしまう。この問題
を解決するためには、反響信号以外の信号が入力された
場合に、タップ係数の更新を停止するよう制御するよダ
ブルトーク検出器が必要となる。例えば、ダブルトーク
検出器は、参照信号と反響信号とを入力し、各々の電力
を計算する。ダブルトークの検出は、参照信号の電力値
に定数を乗算し、反響信号の電力値と比較する閾値とす
る。比較結果により閾値が小さい場合には、反響信号に
他の話者の信号が入力された状態(ダブルトーク)を検
出し、タップ係数の更新を停止する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】アナログ移動通信の自
動車電話では、アナログ信号で搬送波を周波数変調し送
受信しているので、ディジタル処理の反響抑圧装置を使
用する場合には、上述したように反響抑圧装置の前後に
アナログ・ディジタル変換器及びディジタル・アナログ
変換器が必要である。例えば、このアナログ・ディジタ
ル変換器及びデジジタル・アナログ変換器には、μ則圧
縮処理方式のPCMコーデックが使われる。このPCM
コーデックの符号化及び復号化処理による遅延は300
μsec程度である。このような反響抑圧装置を、ディ
ジタル信号で搬送波を変調するディジタル移動通信方式
の自動車電話,携帯電話の移動機等に適用しようとする
と次のような問題が発生する。すなわち、ディジタル移
動通信方式の自動車電話の場合は時分割多重化を行うた
めに低ビットレートの音声コーデックを使用している。
この音声コーデックは回線系エコーキャンセラと無線部
との間に設けられ、その符号化及び復号化処理(64k
b/s PCM符号化音声信号と11.2kb/s高能
率符号化音声信号(VSELP)とのディジタル・ディ
ジタル変換)には100msec程度の遅延を生じる。
従って、回線系エコーキャンセラは、100msec以
上の反響信号の抑圧をしなくてはならない。
動車電話では、アナログ信号で搬送波を周波数変調し送
受信しているので、ディジタル処理の反響抑圧装置を使
用する場合には、上述したように反響抑圧装置の前後に
アナログ・ディジタル変換器及びディジタル・アナログ
変換器が必要である。例えば、このアナログ・ディジタ
ル変換器及びデジジタル・アナログ変換器には、μ則圧
縮処理方式のPCMコーデックが使われる。このPCM
コーデックの符号化及び復号化処理による遅延は300
μsec程度である。このような反響抑圧装置を、ディ
ジタル信号で搬送波を変調するディジタル移動通信方式
の自動車電話,携帯電話の移動機等に適用しようとする
と次のような問題が発生する。すなわち、ディジタル移
動通信方式の自動車電話の場合は時分割多重化を行うた
めに低ビットレートの音声コーデックを使用している。
この音声コーデックは回線系エコーキャンセラと無線部
との間に設けられ、その符号化及び復号化処理(64k
b/s PCM符号化音声信号と11.2kb/s高能
率符号化音声信号(VSELP)とのディジタル・ディ
ジタル変換)には100msec程度の遅延を生じる。
従って、回線系エコーキャンセラは、100msec以
上の反響信号の抑圧をしなくてはならない。
【0006】例えば、音声コーデックでの符号化・復号
化処理に100msec必要とし、2線4線変換器のイ
ンパルス応答が40msecとすると、回線系エコーキ
ャンセラでは、140msecのエコーパスを同定する
ADFが必要になる。140msecの信号を8KHz
でサンプリングすると、1120サンプルとなる。従っ
てADFのタップ数は1120タップとなる。140m
secの反響信号を抑圧するエコーキャンセラをDSP
(Digital Signal Processo
r)で実現すると、1タップ当り4ステップの命令が必
要とされる(疑似エコー信号の生成に1ステップ、タッ
プ係数更新に3ステップ)ため、約36MIPSの処理
能力が必要となる。また、ADFを実現するためには、
フィルタのタップ係数と受信信号を保持するために2K
ワードのRAMが必要となる。実際にエコー制御が必要
な時間は、2線4線変換器のインパルス応答分の40m
secであるため、320サンプル分のADFを実現す
れば良いので、音声コーデックの処理時間の800サン
プル分余分な処理を必要とする欠点がある。
化処理に100msec必要とし、2線4線変換器のイ
ンパルス応答が40msecとすると、回線系エコーキ
ャンセラでは、140msecのエコーパスを同定する
ADFが必要になる。140msecの信号を8KHz
でサンプリングすると、1120サンプルとなる。従っ
てADFのタップ数は1120タップとなる。140m
secの反響信号を抑圧するエコーキャンセラをDSP
(Digital Signal Processo
r)で実現すると、1タップ当り4ステップの命令が必
要とされる(疑似エコー信号の生成に1ステップ、タッ
プ係数更新に3ステップ)ため、約36MIPSの処理
能力が必要となる。また、ADFを実現するためには、
フィルタのタップ係数と受信信号を保持するために2K
ワードのRAMが必要となる。実際にエコー制御が必要
な時間は、2線4線変換器のインパルス応答分の40m
secであるため、320サンプル分のADFを実現す
れば良いので、音声コーデックの処理時間の800サン
プル分余分な処理を必要とする欠点がある。
【0007】また、国際回線や衛星回線に接続した場
合、更に回線系エコーパスのインパルス応答時間が長く
なり、ADFのタップより長くなり、回線反響信号を抑
圧できなくなるという欠点がある。
合、更に回線系エコーパスのインパルス応答時間が長く
なり、ADFのタップより長くなり、回線反響信号を抑
圧できなくなるという欠点がある。
【0008】本発明の目的は、エコーキャンセラのAD
Fのタップ数を削減できると共に、エコーパスを模擬す
るまでの時間を短縮可能な音響抑圧装置を提供すること
にある。
Fのタップ数を削減できると共に、エコーパスを模擬す
るまでの時間を短縮可能な音響抑圧装置を提供すること
にある。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明の反響抑圧装置
は、受信側回線からの受信信号中の送信側回線に出力し
た送信信号による回線系反響信号を抑圧する反響抑圧装
置において、ディジタルの送信信号を第1の符号形式か
ら第2の符号形式に変換し前記送信側回線への送信信号
とし、前記受信側回線からのディジタルの受信信号を前
記第2の符号形式から前記第1の符号形式に逆変換する
ディジタル・ディジタル変換手段と、前記ディジタル・
ディジタル変換手段に入力される前記第1の符号形式の
送信信号を、外部から制御された遅延量分の時間だけ遅
らせて分岐出力する遅延量可変の遅延手段と、適応ディ
ジタルフィルタと加算器とを有し、前記遅延手段の出力
を参照信号として前記適応ディジタルフィルタの各タッ
プのタップ係数を適宜更新し擬似反響信号を生成し、前
記ディジタル・ディジタル変換手段から出力される前記
第1の符号形式の受信信号中の前記回線系反響信号を抑
圧する回線系エコーキャンセル手段と、前記回線系エコ
ーキャンセル手段の適応ディジタルフィルタの各タップ
のタップ係数の値を読み取りその状況に基づいて、前記
ディジタル・ディジタル変換手段を含む回線系エコーパ
スにおける反響信号の固定遅延量を推定し、この推定遅
延量が前記遅延手段の遅延量と等しくなるように前記遅
延手段を制御するとともに、前記遅延手段及び前記回線
系エコーキャンセル手段による前記回線系反響信号の抑
圧が可能か否かを判定し、この判定結果を示す制御信号
を出力する遅延制御手段と、前記遅延制御手段からの前
記制御信号が前記回線系反響信号の抑圧否を示すとき
は、前記ディジタル・ディジタル変換手段から出力され
る前記第1の符号形式の受信信号を前記回線系エコーキ
ャンセル手段を迂回させて出力するとともに、前記回線
系エコーキャンセル手段の入力参照信号と受信信号との
レベル比較結果に基づいて送話中か否かを判定し、送話
中の場合はこの迂回された受信信号にレベル損失を与え
て前記回線系反響信号の抑圧を行う手段とを備えてい
る。
は、受信側回線からの受信信号中の送信側回線に出力し
た送信信号による回線系反響信号を抑圧する反響抑圧装
置において、ディジタルの送信信号を第1の符号形式か
ら第2の符号形式に変換し前記送信側回線への送信信号
とし、前記受信側回線からのディジタルの受信信号を前
記第2の符号形式から前記第1の符号形式に逆変換する
ディジタル・ディジタル変換手段と、前記ディジタル・
ディジタル変換手段に入力される前記第1の符号形式の
送信信号を、外部から制御された遅延量分の時間だけ遅
らせて分岐出力する遅延量可変の遅延手段と、適応ディ
ジタルフィルタと加算器とを有し、前記遅延手段の出力
を参照信号として前記適応ディジタルフィルタの各タッ
プのタップ係数を適宜更新し擬似反響信号を生成し、前
記ディジタル・ディジタル変換手段から出力される前記
第1の符号形式の受信信号中の前記回線系反響信号を抑
圧する回線系エコーキャンセル手段と、前記回線系エコ
ーキャンセル手段の適応ディジタルフィルタの各タップ
のタップ係数の値を読み取りその状況に基づいて、前記
ディジタル・ディジタル変換手段を含む回線系エコーパ
スにおける反響信号の固定遅延量を推定し、この推定遅
延量が前記遅延手段の遅延量と等しくなるように前記遅
延手段を制御するとともに、前記遅延手段及び前記回線
系エコーキャンセル手段による前記回線系反響信号の抑
圧が可能か否かを判定し、この判定結果を示す制御信号
を出力する遅延制御手段と、前記遅延制御手段からの前
記制御信号が前記回線系反響信号の抑圧否を示すとき
は、前記ディジタル・ディジタル変換手段から出力され
る前記第1の符号形式の受信信号を前記回線系エコーキ
ャンセル手段を迂回させて出力するとともに、前記回線
系エコーキャンセル手段の入力参照信号と受信信号との
レベル比較結果に基づいて送話中か否かを判定し、送話
中の場合はこの迂回された受信信号にレベル損失を与え
て前記回線系反響信号の抑圧を行う手段とを備えてい
る。
【0010】
【0011】
【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【0012】図1は本発明を適用する反響抑圧装置の動
作を説明するためのブロック図であり、図4と同等部分
は同一符号により示している。無線部24は、無線によ
り基地局(図示省略)と信号を送受信し、交換局(図示
省略)、2線4線変換器51を介して相手加入者52と
接続される。音声コーデック23は無線部24から1
1.2kb/sVSELP信号を入力して64kb/s
PCM音声信号に復号して出力する。この音声コーデッ
ク23から出力された音声信号を回線系反響信号を抑圧
する回線系エコーキャンセラ22に入力する。回線系エ
コーキャンセラ22の出力信号は音響系エコーキャンセ
ラ14とディジタル・アナログ変換器15とに入力され
る。ディジタル・アナログ変換器15は回線系エコーキ
ャンセラ22の出力信号をディジタル信号からアナログ
信号へ変換する。ディジタル・アナログ変換器15から
出力された信号は増幅器16でレベルを調整されてスピ
ーカ17へ出力される。マイクロホン11からの信号は
増幅器12に入力され、レベル調整されてアナログ・デ
ィジタル変換器13に入力される。アナログ・ディジタ
ル変換器13はアナログ信号をディジタル信号(64k
b/sPCM音声信号)に変換する。アナログ・ディジ
タル変換器13でデジィタル変換された信号は、音響系
エコーキャンセラ14に入力され音響系反響信号が抑圧
される。音響系エコーキャンセラ14の出力信号は音声
コーデック23と遅延回路21に入力される。回線系エ
コーキャンセラ22には、音響系エコーキャンセラ14
の出力信号を、音声コーデック23の符号化及び復号化
処理時間分の遅延を実現する遅延回路21を介して入力
する。音声コーデック23は音響系エコーキャンセラ1
4からの64kb/sPCM信号を11.2kb/sV
SELP信号に符号化して無線部24に入力する。
作を説明するためのブロック図であり、図4と同等部分
は同一符号により示している。無線部24は、無線によ
り基地局(図示省略)と信号を送受信し、交換局(図示
省略)、2線4線変換器51を介して相手加入者52と
接続される。音声コーデック23は無線部24から1
1.2kb/sVSELP信号を入力して64kb/s
PCM音声信号に復号して出力する。この音声コーデッ
ク23から出力された音声信号を回線系反響信号を抑圧
する回線系エコーキャンセラ22に入力する。回線系エ
コーキャンセラ22の出力信号は音響系エコーキャンセ
ラ14とディジタル・アナログ変換器15とに入力され
る。ディジタル・アナログ変換器15は回線系エコーキ
ャンセラ22の出力信号をディジタル信号からアナログ
信号へ変換する。ディジタル・アナログ変換器15から
出力された信号は増幅器16でレベルを調整されてスピ
ーカ17へ出力される。マイクロホン11からの信号は
増幅器12に入力され、レベル調整されてアナログ・デ
ィジタル変換器13に入力される。アナログ・ディジタ
ル変換器13はアナログ信号をディジタル信号(64k
b/sPCM音声信号)に変換する。アナログ・ディジ
タル変換器13でデジィタル変換された信号は、音響系
エコーキャンセラ14に入力され音響系反響信号が抑圧
される。音響系エコーキャンセラ14の出力信号は音声
コーデック23と遅延回路21に入力される。回線系エ
コーキャンセラ22には、音響系エコーキャンセラ14
の出力信号を、音声コーデック23の符号化及び復号化
処理時間分の遅延を実現する遅延回路21を介して入力
する。音声コーデック23は音響系エコーキャンセラ1
4からの64kb/sPCM信号を11.2kb/sV
SELP信号に符号化して無線部24に入力する。
【0013】音響系エコーキャンセラ14の動作につい
て説明する。例えば、音響系反響信号40msec残響
を有するとき、ADF14aは前述した如く320タッ
プのFIR形フィルタが必要となる。ADF14aで生
成した疑似エコー信号を反響信号に加算器14bで加算
し反響信号を抑圧する。ADF14aのタップ係数は、
数1の学習同定法と呼ばれるアルゴリズムにより更新さ
れる。
て説明する。例えば、音響系反響信号40msec残響
を有するとき、ADF14aは前述した如く320タッ
プのFIR形フィルタが必要となる。ADF14aで生
成した疑似エコー信号を反響信号に加算器14bで加算
し反響信号を抑圧する。ADF14aのタップ係数は、
数1の学習同定法と呼ばれるアルゴリズムにより更新さ
れる。
【0014】
【数1】
【0015】ここで、Hn は時刻nのADFのタップ係
数行ベクトル、Xn は時刻nの参照信号行ベクトル、e
n は時刻nにおける反響信号の打ち消し誤差信号であ
る。αは収束係数と呼ばれ、0〈α〈2の範囲の値であ
る。Tはベクトルの転置を表す。この学習同定法により
ADF14aのタップ係数は逐次更新され、エコーパス
の特性を同定する。ここで言うエコーパスとは、ディジ
タル・アナログ変換器15と、増幅器16と、スピーカ
17と、スピーカ17とマイクロホン11との間の音響
結合と、マイクロホン11と、増幅器12と、アナログ
・ディジタル変換器13とからなる音響系の反響信号伝
搬経路のことである。
数行ベクトル、Xn は時刻nの参照信号行ベクトル、e
n は時刻nにおける反響信号の打ち消し誤差信号であ
る。αは収束係数と呼ばれ、0〈α〈2の範囲の値であ
る。Tはベクトルの転置を表す。この学習同定法により
ADF14aのタップ係数は逐次更新され、エコーパス
の特性を同定する。ここで言うエコーパスとは、ディジ
タル・アナログ変換器15と、増幅器16と、スピーカ
17と、スピーカ17とマイクロホン11との間の音響
結合と、マイクロホン11と、増幅器12と、アナログ
・ディジタル変換器13とからなる音響系の反響信号伝
搬経路のことである。
【0016】回線系エコーキャンセラ22も同様に、音
声コーデック23と、無線部24と、基地局,交換局な
どのネットワークと、2線4線交換器51とから成る回
線系のエコーパスを同定する。このエコーパス中の音声
コーデック23の符号化及び復号化処理時間による反響
信号の遅延時間は約100msの固定時間であり、遅延
回路21は上記遅延時間分だけ音響系エコーキャンセラ
14の出力信号を遅らせて回線系エコーキャンセラ22
の参照信号入力端子22cへ入力する。この遅延回路2
1を設けたことにより、回線系エコーキャンセラ22の
ADF22aは、従来の音声コーデック23を使用しな
いアナログ移動通信方式の場合と同様に、2線4線変換
器51の不整合で生じるインパルス応答時間(例えば4
0msとする)に相当する320個のタップ数でエコー
パスを模擬することができ、模擬するまでの時間短縮が
できる。仮に遅延回路を挿入しないとすると1120タ
ップのADFが必要になる。なお、エコーパスの模擬は
所定周期でくり返し行われる。
声コーデック23と、無線部24と、基地局,交換局な
どのネットワークと、2線4線交換器51とから成る回
線系のエコーパスを同定する。このエコーパス中の音声
コーデック23の符号化及び復号化処理時間による反響
信号の遅延時間は約100msの固定時間であり、遅延
回路21は上記遅延時間分だけ音響系エコーキャンセラ
14の出力信号を遅らせて回線系エコーキャンセラ22
の参照信号入力端子22cへ入力する。この遅延回路2
1を設けたことにより、回線系エコーキャンセラ22の
ADF22aは、従来の音声コーデック23を使用しな
いアナログ移動通信方式の場合と同様に、2線4線変換
器51の不整合で生じるインパルス応答時間(例えば4
0msとする)に相当する320個のタップ数でエコー
パスを模擬することができ、模擬するまでの時間短縮が
できる。仮に遅延回路を挿入しないとすると1120タ
ップのADFが必要になる。なお、エコーパスの模擬は
所定周期でくり返し行われる。
【0017】ところで、無線部24と2線4線変換器5
1との間の回線の反響が生ずる時間は国際回線や国内回
線などのように回線の種類によって大巾に異なり、図1
に示す構成では、ADFのタップ数を増やさなければな
らない場合がある。このような回線系の反響時間の変動
に対処するため、図2のブロック図に示すように、遅延
制御回路27が新たに設けられており、この遅延制御回
路27は回線系エコーキャンセラ26と連動してADF
26aのタップ位置,係数の制御処理を行ない回線系の
伝搬遅延量を推定し、遅延量可変の遅延回路25の遅延
量をその推定量と等しくなるように制御する。その他の
回路構成は図1のものと同様である。
1との間の回線の反響が生ずる時間は国際回線や国内回
線などのように回線の種類によって大巾に異なり、図1
に示す構成では、ADFのタップ数を増やさなければな
らない場合がある。このような回線系の反響時間の変動
に対処するため、図2のブロック図に示すように、遅延
制御回路27が新たに設けられており、この遅延制御回
路27は回線系エコーキャンセラ26と連動してADF
26aのタップ位置,係数の制御処理を行ない回線系の
伝搬遅延量を推定し、遅延量可変の遅延回路25の遅延
量をその推定量と等しくなるように制御する。その他の
回路構成は図1のものと同様である。
【0018】次に遅延制御回路27による遅延量推定の
処理の流れを図5の流れ図を参照して説明する。なお、
遅延回路25には、あらかじめ音声コーデック23の信
号処理時間分の遅延量を設定しておく。 (1)初期値をセットする。すなわち、推定遅延量D=
0,遅延の補正量Dh=0,タップ係数の絶対値最大の
位置Imax=0とする(ステップ101)。 (2)ADFが一回更新した後、タップ係数を取り込む
(ステップ102)。(ただし、ADFの収束係数αは
遅延制御回路によりα1が指定される)。 (3)取り込んだタップ係数のうち、同一タップの係数
が連続してP回絶対値最大と検出されるまで上記(2)
項の処理を繰り返す(ステップ103)。 (4)連続してP回検出したタップ係数の絶対値最大の
位置をImaxとする。 (5)Imax−Lを遅延の補正量Dhとする(ステッ
プ105)。LはImaxが変動した時のための余裕。 (6)推定遅延量Dに遅延の補正量Dhを加算する(D
=D+Dh)。補正量Dhを加算した時のDの値がもし
負になるときはD及びDhを0にする(ステップ10
6)。 (7)ADFがタップ係数をQ回更新した後、タップ係
数を取り込む(ステップ107)。(ただし、ADFの
収束係数αは遅延制御回路によりα2が指定される)。 (8)取り込んだタップ係数が絶対値最大の位置をIm
axとする(ステップ108)。 (9)上記(5)〜(8)項の処理をImaxがR回同
じ位置になるまで繰り返す(ステップ109)。 ここで各変数は、例えば次にあける数値を使用する。α
1=1.0,α2=0.25,P=20,L=5,Q=
10,R=20 以上の手順で推定した推定遅延量Dと音声コーデック2
3の符号化・復号化処理で生じる遅延量との加算値を遅
延回路25の遅延量に等しくなるように遅延回路25を
制御する。遅延量を変更するときは、エコーキャンセラ
26のタップ係数及び参照信号を遅延の補正量分シフト
させる。もし補正量Dhが負の場合には、タップ係数及
び参照信号をシフトした後、先頭からDh分を0クリア
する。なお、回線が切り替わると遅延量が変わるので、
上記(5)〜(9)項の処理を周期的に行う。
処理の流れを図5の流れ図を参照して説明する。なお、
遅延回路25には、あらかじめ音声コーデック23の信
号処理時間分の遅延量を設定しておく。 (1)初期値をセットする。すなわち、推定遅延量D=
0,遅延の補正量Dh=0,タップ係数の絶対値最大の
位置Imax=0とする(ステップ101)。 (2)ADFが一回更新した後、タップ係数を取り込む
(ステップ102)。(ただし、ADFの収束係数αは
遅延制御回路によりα1が指定される)。 (3)取り込んだタップ係数のうち、同一タップの係数
が連続してP回絶対値最大と検出されるまで上記(2)
項の処理を繰り返す(ステップ103)。 (4)連続してP回検出したタップ係数の絶対値最大の
位置をImaxとする。 (5)Imax−Lを遅延の補正量Dhとする(ステッ
プ105)。LはImaxが変動した時のための余裕。 (6)推定遅延量Dに遅延の補正量Dhを加算する(D
=D+Dh)。補正量Dhを加算した時のDの値がもし
負になるときはD及びDhを0にする(ステップ10
6)。 (7)ADFがタップ係数をQ回更新した後、タップ係
数を取り込む(ステップ107)。(ただし、ADFの
収束係数αは遅延制御回路によりα2が指定される)。 (8)取り込んだタップ係数が絶対値最大の位置をIm
axとする(ステップ108)。 (9)上記(5)〜(8)項の処理をImaxがR回同
じ位置になるまで繰り返す(ステップ109)。 ここで各変数は、例えば次にあける数値を使用する。α
1=1.0,α2=0.25,P=20,L=5,Q=
10,R=20 以上の手順で推定した推定遅延量Dと音声コーデック2
3の符号化・復号化処理で生じる遅延量との加算値を遅
延回路25の遅延量に等しくなるように遅延回路25を
制御する。遅延量を変更するときは、エコーキャンセラ
26のタップ係数及び参照信号を遅延の補正量分シフト
させる。もし補正量Dhが負の場合には、タップ係数及
び参照信号をシフトした後、先頭からDh分を0クリア
する。なお、回線が切り替わると遅延量が変わるので、
上記(5)〜(9)項の処理を周期的に行う。
【0019】以上により、回線系エコーキャンセラ26
が回線系エコーパスを模擬するとき、固定遅延分を除去
できインパルス応答分のみ処理すればよいので、模擬す
るまでの時間を短縮できる。
が回線系エコーパスを模擬するとき、固定遅延分を除去
できインパルス応答分のみ処理すればよいので、模擬す
るまでの時間を短縮できる。
【0020】また、遅延回路で実現する遅延量とADF
で模擬できるインパルス応答を越えるような国際回線や
衛星回線におけるインパスル応答の場合、回線系エコー
キャンセラはエコーパスを正確に模擬できず、反響信号
を抑圧できなくなる。そこで本発明の実施の形態例は、
図3に示すように、回線系エコーキャンセラ26のタッ
プ係数の値,位置から回線系エコーパスのインパスル応
答時間がエコー制御可能範囲を越えたかどうかを判定す
る遅延制御回路31と、この遅延制御回路31の判定結
果に応じて音声コーデック23の出力信号を回線系エコ
ーキャンセラ26より迂回させ、エコーキャンセラ26
の入力参照信号のレベルが音声コーデック23の出力信
号のレベル以上の場合(送話時)は音声コーデック23
の出力信号にレベル損失を与えて反響信号を抑圧する手
段(セレクタ回路32、可変利得増幅器33、利得制御
回路34)とを備えている。その他の回路構成は図2の
ものと同様である。
で模擬できるインパルス応答を越えるような国際回線や
衛星回線におけるインパスル応答の場合、回線系エコー
キャンセラはエコーパスを正確に模擬できず、反響信号
を抑圧できなくなる。そこで本発明の実施の形態例は、
図3に示すように、回線系エコーキャンセラ26のタッ
プ係数の値,位置から回線系エコーパスのインパスル応
答時間がエコー制御可能範囲を越えたかどうかを判定す
る遅延制御回路31と、この遅延制御回路31の判定結
果に応じて音声コーデック23の出力信号を回線系エコ
ーキャンセラ26より迂回させ、エコーキャンセラ26
の入力参照信号のレベルが音声コーデック23の出力信
号のレベル以上の場合(送話時)は音声コーデック23
の出力信号にレベル損失を与えて反響信号を抑圧する手
段(セレクタ回路32、可変利得増幅器33、利得制御
回路34)とを備えている。その他の回路構成は図2の
ものと同様である。
【0021】図3において、遅延制御回路31は図2の
遅延制御回路27と同一の機能を有し、さらに、回線系
エコーキャンセラ26のADF26aの最終タップから
5タップ以内にタップ係数の最大値が検出される場合、
すなわち回線系エコーキャンセラ26でエコー制御でき
る範囲を越えた場合は選択制御信号SSを論理“1”
に、それ以外の場合は論理“0”に設定してセレクタ回
路32へ出力する。セレクタ回路32は、選択制御信号
SSが論理“0”の場合は回線系エコーキャンセラ26
の出力信号SCを、信号SSが論理“1”の場合は音声
コーデック23の出力信号SRを可変利得増幅器33で
利得調整して得た信号SAをそれぞれ選択し、ディジタ
ル・アナログ変換器15及び音響系エコーキャンセラ1
4へ出力する。利得制御回路34は遅延回路25の出力
信号STのレベルと音声コーデック23の出力信号SR
のレベルとを比較し、信号STのレベルが信号SRのレ
ベル以上の場合には送話中と判定して可変利得増幅器3
3の利得を下げ信号SRを所定量分減衰させ、信号SR
のレベルが高い場合には受話中と判定して可変増幅器3
3の利得を0dbとし信号SRをそのまま通過させる。
このように構成することにより、国際回線や衛星回線に
接続され回線系エコーキャンセラでエコー制御できる範
囲を越えた場合、利得可変増幅器の出力信号が選択さ
れ、利得制御により反響信号が抑圧される。
遅延制御回路27と同一の機能を有し、さらに、回線系
エコーキャンセラ26のADF26aの最終タップから
5タップ以内にタップ係数の最大値が検出される場合、
すなわち回線系エコーキャンセラ26でエコー制御でき
る範囲を越えた場合は選択制御信号SSを論理“1”
に、それ以外の場合は論理“0”に設定してセレクタ回
路32へ出力する。セレクタ回路32は、選択制御信号
SSが論理“0”の場合は回線系エコーキャンセラ26
の出力信号SCを、信号SSが論理“1”の場合は音声
コーデック23の出力信号SRを可変利得増幅器33で
利得調整して得た信号SAをそれぞれ選択し、ディジタ
ル・アナログ変換器15及び音響系エコーキャンセラ1
4へ出力する。利得制御回路34は遅延回路25の出力
信号STのレベルと音声コーデック23の出力信号SR
のレベルとを比較し、信号STのレベルが信号SRのレ
ベル以上の場合には送話中と判定して可変利得増幅器3
3の利得を下げ信号SRを所定量分減衰させ、信号SR
のレベルが高い場合には受話中と判定して可変増幅器3
3の利得を0dbとし信号SRをそのまま通過させる。
このように構成することにより、国際回線や衛星回線に
接続され回線系エコーキャンセラでエコー制御できる範
囲を越えた場合、利得可変増幅器の出力信号が選択さ
れ、利得制御により反響信号が抑圧される。
【0022】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、回線に接
続されたディジタル・ディジタル変換手段への送信信号
を遅延量可変に遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力
を参照信号として適応ディジタルフィルタの各タップの
タップ係数を適宜更新しながらディジタル・ディジタル
変換手段からの受信信号中の回線系反響信号を抑圧する
回線系エコーキャンセル手段と、回線系エコーキャンセ
ル手段の適応ディジタルフィルタの各タップのタップ係
数の値の状況に基づいて、ディジタル・ディジタル変換
手段を含む回線系エコーパスにおける反響信号の固定遅
延量を推定し遅延量が等しくなるように遅延手段を制御
するとともに、回線系エコーキャンセル手段による反響
信号の抑圧が可能か否かを示す制御信号を出力する遅延
制御手段と、遅延制御手段からの制御信号が反響信号の
抑圧否を示すときは、受信信号を回線系エコーキャンセ
ル手段を迂回させて出力するとともに、回線系エコーキ
ャンセル手段の入力参照信号と受信信号とのレベル比較
結果に基づいて送話中と判定した場合はこの迂回された
受信信号にレベル損失を与えて反響信号の抑圧を行う手
段とを備えているので、ディジタル・ディジタル変換手
段や回線の遅延量が大きい場合でも、その遅延分を遅延
手段で相殺し回線系エコーキャンセル手段におけるエコ
ーパスを模擬するまでの時間を短縮することができるば
かりではなく、回線系エコーパスのインパルス応答が回
線系エコーキャンセル手段の適応ディジタルフィルタの
タップ数より長く回線系エコーキャンセル手段で反響信
号を抑圧できない場合でも、送話中の受信信号にレベル
損失を与えることにより反響信号を抑圧でき、通話品質
を向上することができる。
続されたディジタル・ディジタル変換手段への送信信号
を遅延量可変に遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力
を参照信号として適応ディジタルフィルタの各タップの
タップ係数を適宜更新しながらディジタル・ディジタル
変換手段からの受信信号中の回線系反響信号を抑圧する
回線系エコーキャンセル手段と、回線系エコーキャンセ
ル手段の適応ディジタルフィルタの各タップのタップ係
数の値の状況に基づいて、ディジタル・ディジタル変換
手段を含む回線系エコーパスにおける反響信号の固定遅
延量を推定し遅延量が等しくなるように遅延手段を制御
するとともに、回線系エコーキャンセル手段による反響
信号の抑圧が可能か否かを示す制御信号を出力する遅延
制御手段と、遅延制御手段からの制御信号が反響信号の
抑圧否を示すときは、受信信号を回線系エコーキャンセ
ル手段を迂回させて出力するとともに、回線系エコーキ
ャンセル手段の入力参照信号と受信信号とのレベル比較
結果に基づいて送話中と判定した場合はこの迂回された
受信信号にレベル損失を与えて反響信号の抑圧を行う手
段とを備えているので、ディジタル・ディジタル変換手
段や回線の遅延量が大きい場合でも、その遅延分を遅延
手段で相殺し回線系エコーキャンセル手段におけるエコ
ーパスを模擬するまでの時間を短縮することができるば
かりではなく、回線系エコーパスのインパルス応答が回
線系エコーキャンセル手段の適応ディジタルフィルタの
タップ数より長く回線系エコーキャンセル手段で反響信
号を抑圧できない場合でも、送話中の受信信号にレベル
損失を与えることにより反響信号を抑圧でき、通話品質
を向上することができる。
【0023】
【0024】
【図1】本発明を適用する反響抑圧装置の動作を説明す
るためのブロック図である。
るためのブロック図である。
【図2】本発明を適用する反響抑圧装置の動作を説明す
るためのブロック図である。
るためのブロック図である。
【図3】本発明の実施の形態例のブロック図である。
【図4】従来の反響抑圧装置のブロック図である。
【図5】回線系エコーキャンセラの固定遅延のタップ位
置推定動作の流れ図である。
置推定動作の流れ図である。
11 マイクロホン 12,16,42,44 増幅器 13,45 アナログ・ディジタル変換器(A/D) 14 音響系エコーキャンセラ 14a 加算器 14b ADF(適応ディジタルフィルタ) 15,41 ディジタル・アナログ変換器(D/A) 17 スピーカ 21,25 遅延回路 22,26 回線系エコーキャンセラ 22a,26a 加算器 22b,26b ADF(適応ディジタルフィルタ) 23 音声コーデック 24,43 無線部 27,31 遅延制御回路 32 セレクタ回路 33 可変利得増幅器 34 利得制御回路 51 2線4線変換器(HYB) 52 相手加入者
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04B 1/76 - 3/44 H04M 1/60
Claims (1)
- 【請求項1】 受信側回線からの受信信号中の送信側回
線に出力した送信信号による回線系反響信号を抑圧する
反響抑圧装置において、 ディジタルの送信信号を第1の符号形式から第2の符号
形式に変換し前記送信側回線への送信信号とし、前記受
信側回線からのディジタルの受信信号を前記第2の符号
形式から前記第1の符号形式に逆変換するディジタル・
ディジタル変換手段と、 前記ディジタル・ディジタル変換手段に入力される前記
第1の符号形式の送信信号を、外部から制御された遅延
量分の時間だけ遅らせて分岐出力する遅延量可変の遅延
手段と、 適応ディジタルフィルタと加算器とを有し、前記遅延手
段の出力を参照信号として前記適応ディジタルフィルタ
の各タップのタップ係数を適宜更新し擬似反響信号を生
成し、前記ディジタル・ディジタル変換手段から出力さ
れる前記第1の符号形式の受信信号中の前記回線系反響
信号を抑圧する回線系エコーキャンセル手段と、 前記回線系エコーキャンセル手段の適応ディジタルフィ
ルタの各タップのタップ係数の値を読み取りその状況に
基づいて、前記ディジタル・ディジタル変換手段を含む
回線系エコーパスにおける反響信号の固定遅延量を推定
し、この推定遅延量が前記遅延手段の遅延量と等しくな
るように前記遅延手段を制御するとともに、前記遅延手
段及び前記回線系エコーキャンセル手段による前記回線
系反響信号の抑圧が可能か否かを判定し、この判定結果
を示す制御信号を出力する遅延制御手段と、 前記遅延制御手段からの前記制御信号が前記回線系反響
信号の抑圧否を示すときは、前記ディジタル・ディジタ
ル変換手段から出力される前記第1の符号形式の受信信
号を前記回線系エコーキャンセル手段を迂回させて出力
するとともに、前記回線系エコーキャンセル手段の入力
参照信号と受信信号とのレベル比較結果に基づいて送話
中か否かを判定し、送話中の場合はこの迂回された受信
信号にレベル損失を与えて前記回線系反響信号の抑圧を
行う手段とを備えることを 特徴とする反響抑圧装置。
Priority Applications (5)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP92110086A EP0518383B1 (en) | 1991-06-13 | 1992-06-15 | Method and arrangement of echo elimination in digital telecommunications system |
US07/898,847 US5313498A (en) | 1991-06-13 | 1992-06-15 | Method and arrangement of echo elimination in digital telecommunications system |
CA002071241A CA2071241C (en) | 1991-06-13 | 1992-06-15 | Method and arrangement of echo elimination in digital telecommunications system |
AU18261/92A AU659842B2 (en) | 1991-06-13 | 1992-06-15 | Method and arrangement of echo elimination in digital telecommunications system |
DE69221949T DE69221949T2 (de) | 1991-06-13 | 1992-06-15 | Verfahren und Einrichtung zur Echokompensation in einem digitalen Fernmeldesystem |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3-168818 | 1991-06-13 | ||
JP16881891 | 1991-06-13 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05284066A JPH05284066A (ja) | 1993-10-29 |
JP2988119B2 true JP2988119B2 (ja) | 1999-12-06 |
Family
ID=15875077
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4109419A Expired - Fee Related JP2988119B2 (ja) | 1991-06-13 | 1992-04-28 | 反響抑圧装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2988119B2 (ja) |
-
1992
- 1992-04-28 JP JP4109419A patent/JP2988119B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH05284066A (ja) | 1993-10-29 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19990907 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |