JP2988119B2

JP2988119B2 - 反響抑圧装置

Info

Publication number: JP2988119B2
Application number: JP4109419A
Authority: JP
Inventors: 英雄佐野
Original assignee: Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1991-06-13
Filing date: 1992-04-28
Publication date: 1999-12-06
Anticipated expiration: 2014-12-06
Also published as: JPH05284066A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は反響抑圧装置に関し、特
にディジタル移動通信方式の自動車電話，携帯電話の移
動機等で使用する反響抑圧装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のアナログ移動通信方式の自動車電
話移動機で使用する反響抑圧装置は、図４に示すように
無線部４３で復調した受信信号のレベル調整を行う増幅
器４４と、その増幅器４４の出力信号をアナログからデ
ィジタル信号（ＰＣＭ信号）に変換するアナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）４５と、ディジタル変換された
受信信号から２線４線変換器（ＨＹＢ）５１の不整合で
生じる反響信号（回線系反響信号）を抑圧する回線系エ
コーキャンセラ２２と、回線系エコーキャンセラ２２で
回線系反響信号を抑圧した受信信号をディジタル信号か
らアナログ信号に変換するディジタル・アナログ変換器
（Ｄ／Ａ）１５と、変換されたアナログ信号のレベル調
整を行う増幅器１６と、その増幅器１６の信号を入力す
るスピーカ１７とを含んでいる。更に、近端話者の音声
を入力するマイクロホン１１と、マイクロホン１１から
出力した送信信号のレベルを調整する増幅器１２と、そ
の増幅器１２の信号をアナログ信号からディジタル信号
（ＰＣＭ信号）へ変換するアナログ・ディジタル変換器
１３と、ディジタル変換された送信信号からマイクロホ
ン１１とスピーカ１７との音響結合で生じる反響信号
（音響系反響信号）を抑圧する音響系エコーキャンセラ
１４と、音響系エコーキャンセラ１４で音響系反響信号
を抑圧した送信信号をディジタル信号からアナログ信号
に変換するディジタル・アナログ変換器４１と、ディジ
タル・アナログ変換器４１によりディジタルアナログ変
換されたアナログ信号のレベル調整を行う増幅器４２
と、その増幅器４２の出力信号を入力する無線部４３と
を有している。この無線部４３は、無線により基地局
（図示省略）と接続され、さらに交換局（図示省略）、
２線４線変換器５１を介して相手加入者５２と接続され
る。

【０００３】エコーキャンセラ１４，２２は伝送経路
（エコーパス）の特性を模擬する適応ディジタルフィル
タ（ＡｄａｐｔｉｖｅＤｉｇｉｔａｌＦｉｌｔｅ
ｒ：以下ＡＤＦと記す）１４ａ，２２ａの各々に参照信
号を入力して得られた疑似エコー信号を加算器１４ｂ，
２２ｂにより反響信号に加算して反響信号を抑圧する回
路である。音響系エコーキャンセラ１４の場合のエコー
パスは、ＡＤＦ１４ａの参照信号入力端からスピーカ１
７，マイクロホン１１を含め疑似エコー信号を反響信号
に加算するまでの経路のことである。回線系エコーキャ
ンセラ２２のエコーパスは、ＡＤＦ２２ａの参照信号入
力端から無線部４３，２線４線変換器５１を含め疑似エ
コー信号を反響信号に加算するまでの経路のことであ
る。エコーキャンセラ１４，２２内部の各ＡＤＦ１４
ａ，２２ａは、反響信号にＡＤＦで生成した疑似エコー
信号を加算し、その出力信号（誤差信号）によりフィー
ドバックをかけエコーパスの同定を行う。例えば、ＡＤ
Ｆは学習同定法と呼ばれる更新アルゴリズムによりフィ
ルタの係数を更新し、エコーパスを同定する。

【０００４】このＡＤＦは、エコーキャンセラに入力さ
れる信号が反響信号だけ（シングルトーク）の場合に、
フィルタのタップ係数を逐次修正し、エコーパスと同一
の特性を生成することが可能である。しかし、反響信号
以外の信号が入力された（ダブルトーク状態）場合に
は、反響信号以外の信号は消去されず、その信号により
収束したＡＤＦのタップ係数を乱してしまう。この問題
を解決するためには、反響信号以外の信号が入力された
場合に、タップ係数の更新を停止するよう制御するよダ
ブルトーク検出器が必要となる。例えば、ダブルトーク
検出器は、参照信号と反響信号とを入力し、各々の電力
を計算する。ダブルトークの検出は、参照信号の電力値
に定数を乗算し、反響信号の電力値と比較する閾値とす
る。比較結果により閾値が小さい場合には、反響信号に
他の話者の信号が入力された状態（ダブルトーク）を検
出し、タップ係数の更新を停止する。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】アナログ移動通信の自
動車電話では、アナログ信号で搬送波を周波数変調し送
受信しているので、ディジタル処理の反響抑圧装置を使
用する場合には、上述したように反響抑圧装置の前後に
アナログ・ディジタル変換器及びディジタル・アナログ
変換器が必要である。例えば、このアナログ・ディジタ
ル変換器及びデジジタル・アナログ変換器には、μ則圧
縮処理方式のＰＣＭコーデックが使われる。このＰＣＭ
コーデックの符号化及び復号化処理による遅延は３００
μｓｅｃ程度である。このような反響抑圧装置を、ディ
ジタル信号で搬送波を変調するディジタル移動通信方式
の自動車電話，携帯電話の移動機等に適用しようとする
と次のような問題が発生する。すなわち、ディジタル移
動通信方式の自動車電話の場合は時分割多重化を行うた
めに低ビットレートの音声コーデックを使用している。
この音声コーデックは回線系エコーキャンセラと無線部
との間に設けられ、その符号化及び復号化処理（６４ｋ
ｂ／ｓＰＣＭ符号化音声信号と１１．２ｋｂ／ｓ高能
率符号化音声信号（ＶＳＥＬＰ）とのディジタル・ディ
ジタル変換）には１００ｍｓｅｃ程度の遅延を生じる。
従って、回線系エコーキャンセラは、１００ｍｓｅｃ以
上の反響信号の抑圧をしなくてはならない。

【０００６】例えば、音声コーデックでの符号化・復号
化処理に１００ｍｓｅｃ必要とし、２線４線変換器のイ
ンパルス応答が４０ｍｓｅｃとすると、回線系エコーキ
ャンセラでは、１４０ｍｓｅｃのエコーパスを同定する
ＡＤＦが必要になる。１４０ｍｓｅｃの信号を８ＫＨｚ
でサンプリングすると、１１２０サンプルとなる。従っ
てＡＤＦのタップ数は１１２０タップとなる。１４０ｍ
ｓｅｃの反響信号を抑圧するエコーキャンセラをＤＳＰ
（ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｏ
ｒ）で実現すると、１タップ当り４ステップの命令が必
要とされる（疑似エコー信号の生成に１ステップ、タッ
プ係数更新に３ステップ）ため、約３６ＭＩＰＳの処理
能力が必要となる。また、ＡＤＦを実現するためには、
フィルタのタップ係数と受信信号を保持するために２Ｋ
ワードのＲＡＭが必要となる。実際にエコー制御が必要
な時間は、２線４線変換器のインパルス応答分の４０ｍ
ｓｅｃであるため、３２０サンプル分のＡＤＦを実現す
れば良いので、音声コーデックの処理時間の８００サン
プル分余分な処理を必要とする欠点がある。

【０００７】また、国際回線や衛星回線に接続した場
合、更に回線系エコーパスのインパルス応答時間が長く
なり、ＡＤＦのタップより長くなり、回線反響信号を抑
圧できなくなるという欠点がある。

【０００８】本発明の目的は、エコーキャンセラのＡＤ
Ｆのタップ数を削減できると共に、エコーパスを模擬す
るまでの時間を短縮可能な音響抑圧装置を提供すること
にある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の反響抑圧装置
は、受信側回線からの受信信号中の送信側回線に出力し
た送信信号による回線系反響信号を抑圧する反響抑圧装
置において、ディジタルの送信信号を第１の符号形式か
ら第２の符号形式に変換し前記送信側回線への送信信号
とし、前記受信側回線からのディジタルの受信信号を前
記第２の符号形式から前記第１の符号形式に逆変換する
ディジタル・ディジタル変換手段と、前記ディジタル・
ディジタル変換手段に入力される前記第１の符号形式の
送信信号を、外部から制御された遅延量分の時間だけ遅
らせて分岐出力する遅延量可変の遅延手段と、適応ディ
ジタルフィルタと加算器とを有し、前記遅延手段の出力
を参照信号として前記適応ディジタルフィルタの各タッ
プのタップ係数を適宜更新し擬似反響信号を生成し、前
記ディジタル・ディジタル変換手段から出力される前記
第１の符号形式の受信信号中の前記回線系反響信号を抑
圧する回線系エコーキャンセル手段と、前記回線系エコ
ーキャンセル手段の適応ディジタルフィルタの各タップ
のタップ係数の値を読み取りその状況に基づいて、前記
ディジタル・ディジタル変換手段を含む回線系エコーパ
スにおける反響信号の固定遅延量を推定し、この推定遅
延量が前記遅延手段の遅延量と等しくなるように前記遅
延手段を制御するとともに、前記遅延手段及び前記回線
系エコーキャンセル手段による前記回線系反響信号の抑
圧が可能か否かを判定し、この判定結果を示す制御信号
を出力する遅延制御手段と、前記遅延制御手段からの前
記制御信号が前記回線系反響信号の抑圧否を示すとき
は、前記ディジタル・ディジタル変換手段から出力され
る前記第１の符号形式の受信信号を前記回線系エコーキ
ャンセル手段を迂回させて出力するとともに、前記回線
系エコーキャンセル手段の入力参照信号と受信信号との
レベル比較結果に基づいて送話中か否かを判定し、送話
中の場合はこの迂回された受信信号にレベル損失を与え
て前記回線系反響信号の抑圧を行う手段とを備えてい
る。

【００１０】

【００１１】

【実施例】次に本発明について図面を参照して説明す
る。

【００１２】図１は本発明を適用する反響抑圧装置の動
作を説明するためのブロック図であり、図４と同等部分
は同一符号により示している。無線部２４は、無線によ
り基地局（図示省略）と信号を送受信し、交換局（図示
省略）、２線４線変換器５１を介して相手加入者５２と
接続される。音声コーデック２３は無線部２４から１
１．２ｋｂ／ｓＶＳＥＬＰ信号を入力して６４ｋｂ／ｓ
ＰＣＭ音声信号に復号して出力する。この音声コーデッ
ク２３から出力された音声信号を回線系反響信号を抑圧
する回線系エコーキャンセラ２２に入力する。回線系エ
コーキャンセラ２２の出力信号は音響系エコーキャンセ
ラ１４とディジタル・アナログ変換器１５とに入力され
る。ディジタル・アナログ変換器１５は回線系エコーキ
ャンセラ２２の出力信号をディジタル信号からアナログ
信号へ変換する。ディジタル・アナログ変換器１５から
出力された信号は増幅器１６でレベルを調整されてスピ
ーカ１７へ出力される。マイクロホン１１からの信号は
増幅器１２に入力され、レベル調整されてアナログ・デ
ィジタル変換器１３に入力される。アナログ・ディジタ
ル変換器１３はアナログ信号をディジタル信号（６４ｋ
ｂ／ｓＰＣＭ音声信号）に変換する。アナログ・ディジ
タル変換器１３でデジィタル変換された信号は、音響系
エコーキャンセラ１４に入力され音響系反響信号が抑圧
される。音響系エコーキャンセラ１４の出力信号は音声
コーデック２３と遅延回路２１に入力される。回線系エ
コーキャンセラ２２には、音響系エコーキャンセラ１４
の出力信号を、音声コーデック２３の符号化及び復号化
処理時間分の遅延を実現する遅延回路２１を介して入力
する。音声コーデック２３は音響系エコーキャンセラ１
４からの６４ｋｂ／ｓＰＣＭ信号を１１．２ｋｂ／ｓＶ
ＳＥＬＰ信号に符号化して無線部２４に入力する。

【００１３】音響系エコーキャンセラ１４の動作につい
て説明する。例えば、音響系反響信号４０ｍｓｅｃ残響
を有するとき、ＡＤＦ１４ａは前述した如く３２０タッ
プのＦＩＲ形フィルタが必要となる。ＡＤＦ１４ａで生
成した疑似エコー信号を反響信号に加算器１４ｂで加算
し反響信号を抑圧する。ＡＤＦ１４ａのタップ係数は、
数１の学習同定法と呼ばれるアルゴリズムにより更新さ
れる。

【００１４】

【数１】

【００１５】ここで、Ｈ_nは時刻ｎのＡＤＦのタップ係
数行ベクトル、Ｘ_nは時刻ｎの参照信号行ベクトル、ｅ
_nは時刻ｎにおける反響信号の打ち消し誤差信号であ
る。αは収束係数と呼ばれ、０〈α〈２の範囲の値であ
る。Ｔはベクトルの転置を表す。この学習同定法により
ＡＤＦ１４ａのタップ係数は逐次更新され、エコーパス
の特性を同定する。ここで言うエコーパスとは、ディジ
タル・アナログ変換器１５と、増幅器１６と、スピーカ
１７と、スピーカ１７とマイクロホン１１との間の音響
結合と、マイクロホン１１と、増幅器１２と、アナログ
・ディジタル変換器１３とからなる音響系の反響信号伝
搬経路のことである。

【００１６】回線系エコーキャンセラ２２も同様に、音
声コーデック２３と、無線部２４と、基地局，交換局な
どのネットワークと、２線４線交換器５１とから成る回
線系のエコーパスを同定する。このエコーパス中の音声
コーデック２３の符号化及び復号化処理時間による反響
信号の遅延時間は約１００ｍｓの固定時間であり、遅延
回路２１は上記遅延時間分だけ音響系エコーキャンセラ
１４の出力信号を遅らせて回線系エコーキャンセラ２２
の参照信号入力端子２２ｃへ入力する。この遅延回路２
１を設けたことにより、回線系エコーキャンセラ２２の
ＡＤＦ２２ａは、従来の音声コーデック２３を使用しな
いアナログ移動通信方式の場合と同様に、２線４線変換
器５１の不整合で生じるインパルス応答時間（例えば４
０ｍｓとする）に相当する３２０個のタップ数でエコー
パスを模擬することができ、模擬するまでの時間短縮が
できる。仮に遅延回路を挿入しないとすると１１２０タ
ップのＡＤＦが必要になる。なお、エコーパスの模擬は
所定周期でくり返し行われる。

【００１７】ところで、無線部２４と２線４線変換器５
１との間の回線の反響が生ずる時間は国際回線や国内回
線などのように回線の種類によって大巾に異なり、図１
に示す構成では、ＡＤＦのタップ数を増やさなければな
らない場合がある。このような回線系の反響時間の変動
に対処するため、図２のブロック図に示すように、遅延
制御回路２７が新たに設けられており、この遅延制御回
路２７は回線系エコーキャンセラ２６と連動してＡＤＦ
２６ａのタップ位置，係数の制御処理を行ない回線系の
伝搬遅延量を推定し、遅延量可変の遅延回路２５の遅延
量をその推定量と等しくなるように制御する。その他の
回路構成は図１のものと同様である。

【００１８】次に遅延制御回路２７による遅延量推定の
処理の流れを図５の流れ図を参照して説明する。なお、
遅延回路２５には、あらかじめ音声コーデック２３の信
号処理時間分の遅延量を設定しておく。（１）初期値をセットする。すなわち、推定遅延量Ｄ＝
０，遅延の補正量Ｄｈ＝０，タップ係数の絶対値最大の
位置Ｉｍａｘ＝０とする（ステップ１０１）。（２）ＡＤＦが一回更新した後、タップ係数を取り込む
（ステップ１０２）。（ただし、ＡＤＦの収束係数αは
遅延制御回路によりα１が指定される）。（３）取り込んだタップ係数のうち、同一タップの係数
が連続してＰ回絶対値最大と検出されるまで上記（２）
項の処理を繰り返す（ステップ１０３）。（４）連続してＰ回検出したタップ係数の絶対値最大の
位置をＩｍａｘとする。（５）Ｉｍａｘ−Ｌを遅延の補正量Ｄｈとする（ステッ
プ１０５）。ＬはＩｍａｘが変動した時のための余裕。（６）推定遅延量Ｄに遅延の補正量Ｄｈを加算する（Ｄ
＝Ｄ＋Ｄｈ）。補正量Ｄｈを加算した時のＤの値がもし
負になるときはＤ及びＤｈを０にする（ステップ１０
６）。（７）ＡＤＦがタップ係数をＱ回更新した後、タップ係
数を取り込む（ステップ１０７）。（ただし、ＡＤＦの
収束係数αは遅延制御回路によりα２が指定される）。（８）取り込んだタップ係数が絶対値最大の位置をＩｍ
ａｘとする（ステップ１０８）。（９）上記（５）〜（８）項の処理をＩｍａｘがＲ回同
じ位置になるまで繰り返す（ステップ１０９）。ここで各変数は、例えば次にあける数値を使用する。α
１＝１．０，α２＝０．２５，Ｐ＝２０，Ｌ＝５，Ｑ＝
１０，Ｒ＝２０以上の手順で推定した推定遅延量Ｄと音声コーデック２
３の符号化・復号化処理で生じる遅延量との加算値を遅
延回路２５の遅延量に等しくなるように遅延回路２５を
制御する。遅延量を変更するときは、エコーキャンセラ
２６のタップ係数及び参照信号を遅延の補正量分シフト
させる。もし補正量Ｄｈが負の場合には、タップ係数及
び参照信号をシフトした後、先頭からＤｈ分を０クリア
する。なお、回線が切り替わると遅延量が変わるので、
上記（５）〜（９）項の処理を周期的に行う。

【００１９】以上により、回線系エコーキャンセラ２６
が回線系エコーパスを模擬するとき、固定遅延分を除去
できインパルス応答分のみ処理すればよいので、模擬す
るまでの時間を短縮できる。

【００２０】また、遅延回路で実現する遅延量とＡＤＦ
で模擬できるインパルス応答を越えるような国際回線や
衛星回線におけるインパスル応答の場合、回線系エコー
キャンセラはエコーパスを正確に模擬できず、反響信号
を抑圧できなくなる。そこで本発明の実施の形態例は、
図３に示すように、回線系エコーキャンセラ２６のタッ
プ係数の値，位置から回線系エコーパスのインパスル応
答時間がエコー制御可能範囲を越えたかどうかを判定す
る遅延制御回路３１と、この遅延制御回路３１の判定結
果に応じて音声コーデック２３の出力信号を回線系エコ
ーキャンセラ２６より迂回させ、エコーキャンセラ２６
の入力参照信号のレベルが音声コーデック２３の出力信
号のレベル以上の場合（送話時）は音声コーデック２３
の出力信号にレベル損失を与えて反響信号を抑圧する手
段（セレクタ回路３２、可変利得増幅器３３、利得制御
回路３４）とを備えている。その他の回路構成は図２の
ものと同様である。

【００２１】図３において、遅延制御回路３１は図２の
遅延制御回路２７と同一の機能を有し、さらに、回線系
エコーキャンセラ２６のＡＤＦ２６ａの最終タップから
５タップ以内にタップ係数の最大値が検出される場合、
すなわち回線系エコーキャンセラ２６でエコー制御でき
る範囲を越えた場合は選択制御信号ＳＳを論理“１”
に、それ以外の場合は論理“０”に設定してセレクタ回
路３２へ出力する。セレクタ回路３２は、選択制御信号
ＳＳが論理“０”の場合は回線系エコーキャンセラ２６
の出力信号ＳＣを、信号ＳＳが論理“１”の場合は音声
コーデック２３の出力信号ＳＲを可変利得増幅器３３で
利得調整して得た信号ＳＡをそれぞれ選択し、ディジタ
ル・アナログ変換器１５及び音響系エコーキャンセラ１
４へ出力する。利得制御回路３４は遅延回路２５の出力
信号ＳＴのレベルと音声コーデック２３の出力信号ＳＲ
のレベルとを比較し、信号ＳＴのレベルが信号ＳＲのレ
ベル以上の場合には送話中と判定して可変利得増幅器３
３の利得を下げ信号ＳＲを所定量分減衰させ、信号ＳＲ
のレベルが高い場合には受話中と判定して可変増幅器３
３の利得を０ｄｂとし信号ＳＲをそのまま通過させる。
このように構成することにより、国際回線や衛星回線に
接続され回線系エコーキャンセラでエコー制御できる範
囲を越えた場合、利得可変増幅器の出力信号が選択さ
れ、利得制御により反響信号が抑圧される。

【００２２】

【発明の効果】以上説明したように本発明は、回線に接
続されたディジタル・ディジタル変換手段への送信信号
を遅延量可変に遅延させる遅延手段と、遅延手段の出力
を参照信号として適応ディジタルフィルタの各タップの
タップ係数を適宜更新しながらディジタル・ディジタル
変換手段からの受信信号中の回線系反響信号を抑圧する
回線系エコーキャンセル手段と、回線系エコーキャンセ
ル手段の適応ディジタルフィルタの各タップのタップ係
数の値の状況に基づいて、ディジタル・ディジタル変換
手段を含む回線系エコーパスにおける反響信号の固定遅
延量を推定し遅延量が等しくなるように遅延手段を制御
するとともに、回線系エコーキャンセル手段による反響
信号の抑圧が可能か否かを示す制御信号を出力する遅延
制御手段と、遅延制御手段からの制御信号が反響信号の
抑圧否を示すときは、受信信号を回線系エコーキャンセ
ル手段を迂回させて出力するとともに、回線系エコーキ
ャンセル手段の入力参照信号と受信信号とのレベル比較
結果に基づいて送話中と判定した場合はこの迂回された
受信信号にレベル損失を与えて反響信号の抑圧を行う手
段とを備えているので、ディジタル・ディジタル変換手
段や回線の遅延量が大きい場合でも、その遅延分を遅延
手段で相殺し回線系エコーキャンセル手段におけるエコ
ーパスを模擬するまでの時間を短縮することができるば
かりではなく、回線系エコーパスのインパルス応答が回
線系エコーキャンセル手段の適応ディジタルフィルタの
タップ数より長く回線系エコーキャンセル手段で反響信
号を抑圧できない場合でも、送話中の受信信号にレベル
損失を与えることにより反響信号を抑圧でき、通話品質
を向上することができる。

【００２３】

【００２４】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用する反響抑圧装置の動作を説明す
るためのブロック図である。

【図２】本発明を適用する反響抑圧装置の動作を説明す
るためのブロック図である。

【図３】本発明の実施の形態例のブロック図である。

【図４】従来の反響抑圧装置のブロック図である。

【図５】回線系エコーキャンセラの固定遅延のタップ位
置推定動作の流れ図である。

【符号の説明】

１１マイクロホン１２，１６，４２，４４増幅器１３，４５アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）１４音響系エコーキャンセラ１４ａ加算器１４ｂＡＤＦ（適応ディジタルフィルタ）１５，４１ディジタル・アナログ変換器（Ｄ／Ａ）１７スピーカ２１，２５遅延回路２２，２６回線系エコーキャンセラ２２ａ，２６ａ加算器２２ｂ，２６ｂＡＤＦ（適応ディジタルフィルタ）２３音声コーデック２４，４３無線部２７，３１遅延制御回路３２セレクタ回路３３可変利得増幅器３４利得制御回路５１２線４線変換器（ＨＹＢ）５２相手加入者

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04B 1/76 - 3/44 H04M 1/60

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】受信側回線からの受信信号中の送信側回
線に出力した送信信号による回線系反響信号を抑圧する
反響抑圧装置において、ディジタルの送信信号を第１の符号形式から第２の符号
形式に変換し前記送信側回線への送信信号とし、前記受
信側回線からのディジタルの受信信号を前記第２の符号
形式から前記第１の符号形式に逆変換するディジタル・
ディジタル変換手段と、前記ディジタル・ディジタル変換手段に入力される前記
第１の符号形式の送信信号を、外部から制御された遅延
量分の時間だけ遅らせて分岐出力する遅延量可変の遅延
手段と、適応ディジタルフィルタと加算器とを有し、前記遅延手
段の出力を参照信号として前記適応ディジタルフィルタ
の各タップのタップ係数を適宜更新し擬似反響信号を生
成し、前記ディジタル・ディジタル変換手段から出力さ
れる前記第１の符号形式の受信信号中の前記回線系反響
信号を抑圧する回線系エコーキャンセル手段と、前記回線系エコーキャンセル手段の適応ディジタルフィ
ルタの各タップのタップ係数の値を読み取りその状況に
基づいて、前記ディジタル・ディジタル変換手段を含む
回線系エコーパスにおける反響信号の固定遅延量を推定
し、この推定遅延量が前記遅延手段の遅延量と等しくな
るように前記遅延手段を制御するとともに、前記遅延手
段及び前記回線系エコーキャンセル手段による前記回線
系反響信号の抑圧が可能か否かを判定し、この判定結果
を示す制御信号を出力する遅延制御手段と、前記遅延制御手段からの前記制御信号が前記回線系反響
信号の抑圧否を示すときは、前記ディジタル・ディジタ
ル変換手段から出力される前記第１の符号形式の受信信
号を前記回線系エコーキャンセル手段を迂回させて出力
するとともに、前記回線系エコーキャンセル手段の入力
参照信号と受信信号とのレベル比較結果に基づいて送話
中か否かを判定し、送話中の場合はこの迂回された受信
信号にレベル損失を与えて前記回線系反響信号の抑圧を
行う手段とを備えることを特徴とする反響抑圧装置。