JP2979849B2 - ダイバーシティ受信装置 - Google Patents
ダイバーシティ受信装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、復調出力を切り換えて
最適受信を行う検波後選択ダイバーシティ受信方式のダ
イバーシティ受信装置に関する。
最適受信を行う検波後選択ダイバーシティ受信方式のダ
イバーシティ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話等の陸上移動通信システム
は、現在アナログＦＭ方式でサービスされているが、収
容能力の増大、秘話性の向上等のため、近年ディジタル
方式の導入が検討されている。例えば、伝送速度４２ｋ
ｂｐｓのディジタル変調による自動車電話システムが計
画されている。このような移動体通信においては、通信
品質を確保することが重要な課題である。例えば、移動
体通信装置を搭載する自動車が市街地を走行する場合、
建築物などの影響により電波の伝搬路が多重伝搬路にな
ってしまい、受信信号がフェージングを受け、通信品質
が著しく劣化してしまう。
は、現在アナログＦＭ方式でサービスされているが、収
容能力の増大、秘話性の向上等のため、近年ディジタル
方式の導入が検討されている。例えば、伝送速度４２ｋ
ｂｐｓのディジタル変調による自動車電話システムが計
画されている。このような移動体通信においては、通信
品質を確保することが重要な課題である。例えば、移動
体通信装置を搭載する自動車が市街地を走行する場合、
建築物などの影響により電波の伝搬路が多重伝搬路にな
ってしまい、受信信号がフェージングを受け、通信品質
が著しく劣化してしまう。
【０００３】従来のアナログＦＭ方式では、良好な通信
品質を得ようとする方法として、検波後ダイバーシティ
受信方式が採用されていた。
品質を得ようとする方法として、検波後ダイバーシティ
受信方式が採用されていた。
【０００４】ここで、ダイバーシティ受信方式とは、複
数の受信アンテナを装備し、いずれかの受信アンテナに
受信された信号を選択して出力する受信方式である。こ
の選択は、例えば受信レベルの高低にしたがって行われ
る（特開昭６１−３０１３７号参照）。すなわち、複数
の受信アンテナには一般にそれぞれ異なった多重伝搬路
を経て信号が受信されるため、受信アンテナ毎に受信レ
ベルが異なることになる。受信レベルが高いほど送信に
係る信号を良好に再現できると見なせるため、受信レベ
ルが最も高い受信アンテナに係る受信信号を採用する。
また、検波後選択ダイバーシティ受信方式は受信アンテ
ナ及び復調器を複数個設け、復調出力を選択出力する方
式である。この方式は、高周波での出力切替を行わない
ため通信品質がより良好であり、フェージングによるＣ
／Ｎの落ち込みが低減され、通信品質が向上する。
数の受信アンテナを装備し、いずれかの受信アンテナに
受信された信号を選択して出力する受信方式である。こ
の選択は、例えば受信レベルの高低にしたがって行われ
る（特開昭６１−３０１３７号参照）。すなわち、複数
の受信アンテナには一般にそれぞれ異なった多重伝搬路
を経て信号が受信されるため、受信アンテナ毎に受信レ
ベルが異なることになる。受信レベルが高いほど送信に
係る信号を良好に再現できると見なせるため、受信レベ
ルが最も高い受信アンテナに係る受信信号を採用する。
また、検波後選択ダイバーシティ受信方式は受信アンテ
ナ及び復調器を複数個設け、復調出力を選択出力する方
式である。この方式は、高周波での出力切替を行わない
ため通信品質がより良好であり、フェージングによるＣ
／Ｎの落ち込みが低減され、通信品質が向上する。
【０００５】しかしながら、ディジタル変調による通信
の場合、多重波の遅延時間が伝送情報の１ビット長Ｔに
対して無視できない状態になった場合、ビット誤り率が
増大してしまう。
の場合、多重波の遅延時間が伝送情報の１ビット長Ｔに
対して無視できない状態になった場合、ビット誤り率が
増大してしまう。
【０００６】図１６に示されるように、ダイバーシティ
受信方式による場合とよらない場合ではビット誤り率に
有意差があるが、伝送速度大（Ｔ＝小，τ／Ｔ＝大）の
場合にはダイバーシティによる改善効果は減少してしま
う。
受信方式による場合とよらない場合ではビット誤り率に
有意差があるが、伝送速度大（Ｔ＝小，τ／Ｔ＝大）の
場合にはダイバーシティによる改善効果は減少してしま
う。
【０００７】このような問題を解決するためには、遅延
時間τのより小さい受信系統を選択するようにすればよ
い。このため、本願出願人は以下のような構成のダイバ
ーシティ受信装置を提案している（特願平２−９７９３
５号）。図１７には、この先提案に係るダイバーシティ
受信装置の構成が示されている。
時間τのより小さい受信系統を選択するようにすればよ
い。このため、本願出願人は以下のような構成のダイバ
ーシティ受信装置を提案している（特願平２−９７９３
５号）。図１７には、この先提案に係るダイバーシティ
受信装置の構成が示されている。
【０００８】この図においては、ｎ（ｎ：整数）個の受
信系統１０−ｉ（ｉ＝１，２，…ｎ）が示されている。
それぞれの受信系統１０−ｉは、受信アンテナ１２−
ｉ、ダウンコンバータ１４−ｉ、復調部１６−ｉ、符号
判別部１８−ｉが順次接続された構成を有している。ま
た、符号判別部１８−ｉは、切換スイッチ２０に接続さ
れている。
信系統１０−ｉ（ｉ＝１，２，…ｎ）が示されている。
それぞれの受信系統１０−ｉは、受信アンテナ１２−
ｉ、ダウンコンバータ１４−ｉ、復調部１６−ｉ、符号
判別部１８−ｉが順次接続された構成を有している。ま
た、符号判別部１８−ｉは、切換スイッチ２０に接続さ
れている。
【０００９】すなわち、送信機（基地局）からそれぞれ
異なる多重伝搬路により送信される例えば１０００ＭＨ
ｚ程度の電波は、それぞれ受信アンテナ１２−ｉに受信
され、ダウンコンバータ１４−ｉを介して復調部１６−
ｉに供給される。復調部１６−ｉにおいては、受信され
た信号が復調され、符号判別部１８−ｉに出力される。
符号判別部１８−ｉは、復調部１６−ｉの復調出力に基
づき、送信に係る符号を判別し、判別の結果得られた符
号（列）を出力する。
異なる多重伝搬路により送信される例えば１０００ＭＨ
ｚ程度の電波は、それぞれ受信アンテナ１２−ｉに受信
され、ダウンコンバータ１４−ｉを介して復調部１６−
ｉに供給される。復調部１６−ｉにおいては、受信され
た信号が復調され、符号判別部１８−ｉに出力される。
符号判別部１８−ｉは、復調部１６−ｉの復調出力に基
づき、送信に係る符号を判別し、判別の結果得られた符
号（列）を出力する。
【００１０】符号判別部１８−ｉの出力は、それぞれ切
換スイッチ２０に入力され、いずれか１個が選択・切換
えられて後段に出力される。
換スイッチ２０に入力され、いずれか１個が選択・切換
えられて後段に出力される。
【００１１】また、受信系統１０−ｉは、それぞれクロ
ック再生部２２−ｉを備えている。クロック再生部２２
−ｉは、復調部１６−ｉの復調出力に基づきクロックを
再生し、この再生クロックを符号判別部１８−ｉに供給
する。
ック再生部２２−ｉを備えている。クロック再生部２２
−ｉは、復調部１６−ｉの復調出力に基づきクロックを
再生し、この再生クロックを符号判別部１８−ｉに供給
する。
【００１２】クロック再生部２２−ｉには、それぞれ積
分部２４−ｉが接続されており、積分部２４−ｉは比較
部２６、切換スイッチ２０に順次接続されている。
分部２４−ｉが接続されており、積分部２４−ｉは比較
部２６、切換スイッチ２０に順次接続されている。
【００１３】本提案の特徴的機能である時間ゆらぎ量の
検出及びその結果による切換は、これらクロック再生部
２２−ｉ、積分部２４−ｉ、比較部２６及び切換スイッ
チ２０により実現される。
検出及びその結果による切換は、これらクロック再生部
２２−ｉ、積分部２４−ｉ、比較部２６及び切換スイッ
チ２０により実現される。
【００１４】図１８には、この先提案例におけるクロッ
ク再生部２２−ｉの構成が示されている。
ク再生部２２−ｉの構成が示されている。
【００１５】この図に示されるクロック再生部２２−ｉ
は、符号判別部２８−ｉ、エッジ検出部３０−ｉ、位相
比較器（ＰＤ）３６−ｉ、ＥＯＲ３８−ｉ、ＡＮＤ４６
−ｉ、アップダウンカウンタ４０−ｉ、パルス付加／除
去回路４２−ｉ、分周器３４−ｉ及び同一符号連続検出
部４８−ｉを備えている。
は、符号判別部２８−ｉ、エッジ検出部３０−ｉ、位相
比較器（ＰＤ）３６−ｉ、ＥＯＲ３８−ｉ、ＡＮＤ４６
−ｉ、アップダウンカウンタ４０−ｉ、パルス付加／除
去回路４２−ｉ、分周器３４−ｉ及び同一符号連続検出
部４８−ｉを備えている。
【００１６】すなわち、復調部１６−ｉの復調出力は、
符号判別部２８−ｉにおいてしきい値により“０”
“１”判別され、次にエッジ検出部３０−ｉにおいてエ
ッジが検出される。エッジ検出部３０−ｉの出力は、Ｐ
Ｄ３６−ｉに供給される。
符号判別部２８−ｉにおいてしきい値により“０”
“１”判別され、次にエッジ検出部３０−ｉにおいてエ
ッジが検出される。エッジ検出部３０−ｉの出力は、Ｐ
Ｄ３６−ｉに供給される。
【００１７】ＰＤ３６−ｉの出力端はＥＯＲ３８−ｉに
接続され、ＥＯＲ３８−ｉの出力端はＡＮＤ４６−ｉを
介してアップダウンカウンタ４０−ｉのカウント可否入
力に接続されている。アップダウンカウンタ４０−ｉ
は、パルス付加／除去回路４２−ｉ及び分周器３４−ｉ
に順次接続されている。分周器３４−ｉから出力される
再生クロックは、ＰＤ３６−ｉ、ＥＯＲ３８−ｉ及びア
ップダウンカウンタ４０−ｉに供給される。
接続され、ＥＯＲ３８−ｉの出力端はＡＮＤ４６−ｉを
介してアップダウンカウンタ４０−ｉのカウント可否入
力に接続されている。アップダウンカウンタ４０−ｉ
は、パルス付加／除去回路４２−ｉ及び分周器３４−ｉ
に順次接続されている。分周器３４−ｉから出力される
再生クロックは、ＰＤ３６−ｉ、ＥＯＲ３８−ｉ及びア
ップダウンカウンタ４０−ｉに供給される。
【００１８】すなわち、エッジ検出部３０−ｉの出力
は、ＰＤ３６−ｉにおいて再生クロックと位相比較さ
れ、位相比較結果についてはＥＯＲ３８−ｉにより再生
クロックとの排他的論理和が求められる。ＥＯＲ３８−
ｉはリプルキャンセレーションのための素子であり、そ
の出力は復調出力が示す符号（データ）が変動する近傍
時間において再生クロックに対する復調出力の時間ゆら
ぎ（ジッタ）を含んでいる。
は、ＰＤ３６−ｉにおいて再生クロックと位相比較さ
れ、位相比較結果についてはＥＯＲ３８−ｉにより再生
クロックとの排他的論理和が求められる。ＥＯＲ３８−
ｉはリプルキャンセレーションのための素子であり、そ
の出力は復調出力が示す符号（データ）が変動する近傍
時間において再生クロックに対する復調出力の時間ゆら
ぎ（ジッタ）を含んでいる。
【００１９】一方、符号判別部２８−ｉの出力は、同一
符号連続検出部４８−ｉに接続されており、この同一符
号連続検出部４８−ｉの出力はＡＮＤ４６−ｉに接続さ
れている。すなわち、同一符号連続検出部４８−ｉは、
現在のデータと、１個前のタイミングのデータと、を比
較し、相違しているときに“１”を出力する。
符号連続検出部４８−ｉに接続されており、この同一符
号連続検出部４８−ｉの出力はＡＮＤ４６−ｉに接続さ
れている。すなわち、同一符号連続検出部４８−ｉは、
現在のデータと、１個前のタイミングのデータと、を比
較し、相違しているときに“１”を出力する。
【００２０】同一符号連続検出部４８−ｉの出力は、Ａ
ＮＤ４６−ｉに供給される。ＡＮＤ４６−ｉは、同一符
号連続検出部４８−ｉの出力とＥＯＲ３８−ｉの出力と
の論理積を求める。
ＮＤ４６−ｉに供給される。ＡＮＤ４６−ｉは、同一符
号連続検出部４８−ｉの出力とＥＯＲ３８−ｉの出力と
の論理積を求める。
【００２１】ここで、ＥＯＲ３８−ｉの出力は、前述の
ように時間ゆらぎを含んでおり、データの変化に伴い
“１”となる同一符号連続検出部４８−ｉの出力との論
理積をとることで、データの変化に伴い顕在化する時間
ゆらぎが検出され、時間ゆらぎ量を“１”値の継続時間
として示す時間ゆらぎ量パルスとして出力されることに
なる。
ように時間ゆらぎを含んでおり、データの変化に伴い
“１”となる同一符号連続検出部４８−ｉの出力との論
理積をとることで、データの変化に伴い顕在化する時間
ゆらぎが検出され、時間ゆらぎ量を“１”値の継続時間
として示す時間ゆらぎ量パルスとして出力されることに
なる。
【００２２】この時間ゆらぎ量パルスは数十〜１００μ
ｓ程度のパルス幅であり、時定数数ｍｓ程度の積分部２
２−ｉに供給される。
ｓ程度のパルス幅であり、時定数数ｍｓ程度の積分部２
２−ｉに供給される。
【００２３】積分部２２−ｉは、ＣＲ積分回路により構
成されており、時間ゆらぎ量パルスを積分し、時間ゆら
ぎ量に比例した電圧を出力する。比較部２６は、積分部
２２−ｉの出力を電圧比較する。切換スイッチ２０は、
最低電圧に係る積分部２２−ｉに対応する符号判別部１
８−ｉを選択し、その出力である符号（列）を出力す
る。
成されており、時間ゆらぎ量パルスを積分し、時間ゆら
ぎ量に比例した電圧を出力する。比較部２６は、積分部
２２−ｉの出力を電圧比較する。切換スイッチ２０は、
最低電圧に係る積分部２２−ｉに対応する符号判別部１
８−ｉを選択し、その出力である符号（列）を出力す
る。
【００２４】従って、先提案例においては、リプルキャ
ンセレーション用のＥＯＲ３８−ｉ出力を用いて時間ゆ
らぎ量を求め、その結果に応じて、時間ゆらぎ量が最も
小さく従ってフェージングの影響が最も少ない受信系統
１０−ｉを選択して符号出力することができる。かかる
動作には、特別の信号を付加した送信等の必要はなく、
サービスと同時に実行できる。
ンセレーション用のＥＯＲ３８−ｉ出力を用いて時間ゆ
らぎ量を求め、その結果に応じて、時間ゆらぎ量が最も
小さく従ってフェージングの影響が最も少ない受信系統
１０−ｉを選択して符号出力することができる。かかる
動作には、特別の信号を付加した送信等の必要はなく、
サービスと同時に実行できる。
【００２５】また、積分部２４−ｉがＣＲ積分回路とし
て簡易な構成で実現できる等、受信装置を簡易に構成す
ることができる。
て簡易な構成で実現できる等、受信装置を簡易に構成す
ることができる。
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、先提案
においてはＰＤ出力を積分して用いていたため、比較部
の誤動作、切換スイッチの誤動作が生じることがあると
いう問題点があった。すなわち、ＰＤからＥＯＲ及びＡ
ＮＤを介して出力される時間ゆらぎ量パルスはパルス幅
数十〜１００μｓ程度のパルス列であり、これを時定数
数ｍｓ程度の積分部により積分すると積分部の内部雑音
に埋もれることがある。この結果、パルス個数に対応し
たアナログ電圧を得られないことがある。
においてはＰＤ出力を積分して用いていたため、比較部
の誤動作、切換スイッチの誤動作が生じることがあると
いう問題点があった。すなわち、ＰＤからＥＯＲ及びＡ
ＮＤを介して出力される時間ゆらぎ量パルスはパルス幅
数十〜１００μｓ程度のパルス列であり、これを時定数
数ｍｓ程度の積分部により積分すると積分部の内部雑音
に埋もれることがある。この結果、パルス個数に対応し
たアナログ電圧を得られないことがある。
【００２７】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、時間ゆらぎ量パル
スを用いつつより高精度な受信系統の切換を実現し、遅
延波による符号間干渉をより好適に排除することを目的
とする。
とを課題としてなされたものであり、時間ゆらぎ量パル
スを用いつつより高精度な受信系統の切換を実現し、遅
延波による符号間干渉をより好適に排除することを目的
とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、受信系統の切換を行う切換手段が
時間ゆらぎ量パルス数を計数するカウンタを備え、カウ
ンタの計数結果に基づき当該パルス数が少い受信系統か
らの出力を選択出力することを特徴とする。
るために、本発明は、受信系統の切換を行う切換手段が
時間ゆらぎ量パルス数を計数するカウンタを備え、カウ
ンタの計数結果に基づき当該パルス数が少い受信系統か
らの出力を選択出力することを特徴とする。
【００２９】さらに、請求項２は、車速に応じてカウン
タのゲートタイムを変更する手段を備え車両に搭載され
ることを特徴とする。
タのゲートタイムを変更する手段を備え車両に搭載され
ることを特徴とする。
【００３０】そして、請求項３は、時間ゆらぎ量パルス
から再生クロック周期の中心付近で発生するパルスのみ
を取出しカウンタに供給するゲートを備えることを特徴
とする。
から再生クロック周期の中心付近で発生するパルスのみ
を取出しカウンタに供給するゲートを備えることを特徴
とする。
【００３１】
【作用】本発明においては、時間ゆらぎ量パルス数がカ
ウンタにより計数される。ここで、図１に示されるよう
に、ディジタル変調における遅延時間τが大きいほどＰ
Ｄから出力される時間ゆらぎ量パルス数（ＰＤ出力パル
ス数）は多くなり、図２に示されるように、Ｃ／Ｎが良
好なほどＰＤ出力パルス数は少くなる。遅延時間τが短
くＣ／Ｎが良好なほどビット誤り率は低くなるため、図
３に示されるように、ＰＤ出力パルス数が少いほどビッ
ト誤り率が低い。従って、カウンタによる計数の結果に
基づき受信系統の切換を行うことにより、積分値を使用
した先提案と同様遅延波の影響が排除されるとともに、
Ｃ／Ｎの劣化に伴うビット誤り率の劣化も同時に防止さ
れる。さらに、カウンタによる計数動作は雑音等の影響
を受けにくいため、受信系統の切換精度が向上する。な
お、図１乃至図３は特定の変調方式・伝送速度下のデー
タであるが、ディジタル変調による無線通信であれば同
様の傾向が成り立つ。
ウンタにより計数される。ここで、図１に示されるよう
に、ディジタル変調における遅延時間τが大きいほどＰ
Ｄから出力される時間ゆらぎ量パルス数（ＰＤ出力パル
ス数）は多くなり、図２に示されるように、Ｃ／Ｎが良
好なほどＰＤ出力パルス数は少くなる。遅延時間τが短
くＣ／Ｎが良好なほどビット誤り率は低くなるため、図
３に示されるように、ＰＤ出力パルス数が少いほどビッ
ト誤り率が低い。従って、カウンタによる計数の結果に
基づき受信系統の切換を行うことにより、積分値を使用
した先提案と同様遅延波の影響が排除されるとともに、
Ｃ／Ｎの劣化に伴うビット誤り率の劣化も同時に防止さ
れる。さらに、カウンタによる計数動作は雑音等の影響
を受けにくいため、受信系統の切換精度が向上する。な
お、図１乃至図３は特定の変調方式・伝送速度下のデー
タであるが、ディジタル変調による無線通信であれば同
様の傾向が成り立つ。
【００３２】請求項２においては、カウンタのゲートタ
イムが車速に応じて変更される。一般にフェージング周
期は車速に応じて変化するため、受信系統の切換が車速
に応じて行われることにより、車速変化によるフェージ
ング周期変化に対して応答性が向上し、受信系統の切換
精度がより向上する。
イムが車速に応じて変更される。一般にフェージング周
期は車速に応じて変化するため、受信系統の切換が車速
に応じて行われることにより、車速変化によるフェージ
ング周期変化に対して応答性が向上し、受信系統の切換
精度がより向上する。
【００３３】請求項３においては、カウンタに供給され
る時間ゆらぎ量パルスから再生クロック周期の中心付近
に発生するパルスが取り出される。カウンタはこのパル
スのみを計数する。再生クロック周期の中心付近に発生
するパルスはある程度大きなジッタが発生した際に出力
されるので、このパルスを計数することでビット誤りに
影響を与えるパルスの計数を行う（ビット誤りに影響の
小さいパルスを除外する）こととなり、ビット誤り率の
推定精度が向上する。
る時間ゆらぎ量パルスから再生クロック周期の中心付近
に発生するパルスが取り出される。カウンタはこのパル
スのみを計数する。再生クロック周期の中心付近に発生
するパルスはある程度大きなジッタが発生した際に出力
されるので、このパルスを計数することでビット誤りに
影響を与えるパルスの計数を行う（ビット誤りに影響の
小さいパルスを除外する）こととなり、ビット誤り率の
推定精度が向上する。
【００３４】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図１７及び図１８に示される先
提案の構成と同様の部材には同一の符号を付し説明を省
略する。
基づき説明する。なお、図１７及び図１８に示される先
提案の構成と同様の部材には同一の符号を付し説明を省
略する。
【００３５】図４には、本発明の一実施例に係るダイバ
ーシティ受信装置の構成が示されている。この図に示さ
れるように、本実施例は、積分部２４−ｉ（ｉ＝１，
２，…ｎ）に代えカウンタ５０−ｉを設け、さらに車速
センサ５２からの車速パルスに応じてカウンタ５０−ｉ
のゲートタイムを切換えるようにした構成である。
ーシティ受信装置の構成が示されている。この図に示さ
れるように、本実施例は、積分部２４−ｉ（ｉ＝１，
２，…ｎ）に代えカウンタ５０−ｉを設け、さらに車速
センサ５２からの車速パルスに応じてカウンタ５０−ｉ
のゲートタイムを切換えるようにした構成である。
【００３６】この実施例においては、図１８に示される
ような構成を有するクロック再生部２２−ｉからカウン
タ５０−ｉに時間ゆらぎ量パルスが入力され、カウンタ
５０−ｉは時間ゆらぎ量パルスの個数を計数する。比較
部２６は、カウンタ５０−ｉによる計数結果に基づき、
時間ゆらぎ量パルスの個数が最も少い受信系統１０−ｉ
を選択するよう、切換スイッチ２０を切換える。
ような構成を有するクロック再生部２２−ｉからカウン
タ５０−ｉに時間ゆらぎ量パルスが入力され、カウンタ
５０−ｉは時間ゆらぎ量パルスの個数を計数する。比較
部２６は、カウンタ５０−ｉによる計数結果に基づき、
時間ゆらぎ量パルスの個数が最も少い受信系統１０−ｉ
を選択するよう、切換スイッチ２０を切換える。
【００３７】このように時間ゆらぎ量パルスの個数を計
数して受信系統１０−ｉを選択する構成により、内部雑
音等の影響を排除でき、先提案の構成に比べ、より高精
度な受信系統切換動作が実現される。すなわち、数ｍｓ
程度の時定数を有する積分部２４−ｉにより積分した場
合のように雑音等に埋もれることはなく、より正確に最
適な受信系統１０−ｉを選択切換できる。
数して受信系統１０−ｉを選択する構成により、内部雑
音等の影響を排除でき、先提案の構成に比べ、より高精
度な受信系統切換動作が実現される。すなわち、数ｍｓ
程度の時定数を有する積分部２４−ｉにより積分した場
合のように雑音等に埋もれることはなく、より正確に最
適な受信系統１０−ｉを選択切換できる。
【００３８】加えて、本実施例によれば、遅延波の干渉
を排除しつつ、最もＣ／Ｎが良好な受信系統１０−ｉを
選択できる。これは、先に図１乃至図３に基づき説明し
た原理による。
を排除しつつ、最もＣ／Ｎが良好な受信系統１０−ｉを
選択できる。これは、先に図１乃至図３に基づき説明し
た原理による。
【００３９】この実施例において、車速センサ５２は、
車速変化によるフェージング周期の変化に対応してより
迅速に対応するために用いられる。図５には受信系統１
０−ｉの個数ｎを２とした場合のフェージング周期と切
換タイミングが示されている。図５に示されるように、
受信系統１０−ｉの切換周期は概ねフェージング周期の
１／２程度となる。この場合に、図６に示されるように
カウンタ５０−ｉのゲートタイムｔｇ（リセットからリ
セットまでの時間）がフェージング周期より長くなる
と、フェージングに対する受信系統１０−ｉの切換の応
答速度が低下し、ダイバーシティの効果が減少してしま
う。フェージング周期は車速ｖの変化に応じて変化する
ため、カウンタ５０−ｉのゲートタイムｔｇを固定した
場合、車速ｖの変化に伴い図６に示されるような状態と
なってしまう。
車速変化によるフェージング周期の変化に対応してより
迅速に対応するために用いられる。図５には受信系統１
０−ｉの個数ｎを２とした場合のフェージング周期と切
換タイミングが示されている。図５に示されるように、
受信系統１０−ｉの切換周期は概ねフェージング周期の
１／２程度となる。この場合に、図６に示されるように
カウンタ５０−ｉのゲートタイムｔｇ（リセットからリ
セットまでの時間）がフェージング周期より長くなる
と、フェージングに対する受信系統１０−ｉの切換の応
答速度が低下し、ダイバーシティの効果が減少してしま
う。フェージング周期は車速ｖの変化に応じて変化する
ため、カウンタ５０−ｉのゲートタイムｔｇを固定した
場合、車速ｖの変化に伴い図６に示されるような状態と
なってしまう。
【００４０】本実施例では、車速センサ５２から車速を
表す車速パルスを入力し、この車速パルスに応じてカウ
ンタ５０−ｉのゲートタイムｔｇを変更するようにして
いる。具体的には、受信系統１０−ｉの切換周期の１／
４となるよう、次の式によりゲートタイムｔｇを可変設
定している。
表す車速パルスを入力し、この車速パルスに応じてカウ
ンタ５０−ｉのゲートタイムｔｇを変更するようにして
いる。具体的には、受信系統１０−ｉの切換周期の１／
４となるよう、次の式によりゲートタイムｔｇを可変設
定している。
【００４１】ｔｇ＝１／８ｆD ＝λ／８ｖ ただし、ｆD はフェージング周期の逆数（フェージング
周波数）、λは搬送波の波長である。
周波数）、λは搬送波の波長である。
【００４２】このようにすると、車速ｖの変化によりフ
ェージング周期が変化した場合にも、これに迅速に追従
し最適なタイミングで受信系統１０−ｉの切換を行うこ
とが可能となり、フェージングの影響を排除してダイバ
ーシティの効果を確保することができる。
ェージング周期が変化した場合にも、これに迅速に追従
し最適なタイミングで受信系統１０−ｉの切換を行うこ
とが可能となり、フェージングの影響を排除してダイバ
ーシティの効果を確保することができる。
【００４３】なお、このような車速ｖによる追従性の変
更は、図１７に示される先提案の構成に応用しても構わ
ない。この場合、図７に示されるように、車速パルスを
積分部２４−ｉに入力し、上の実施例同様積分時定数が
λ／８ｖとなるように積分部２４−ｉをリセットすれば
良い。また、本発明の構成は、自動車電話システム等に
限られるものではなく、９．６ｋｂｐｓのテレターミナ
ル等の低速のディジタル移動通信システムにも適用でき
る。
更は、図１７に示される先提案の構成に応用しても構わ
ない。この場合、図７に示されるように、車速パルスを
積分部２４−ｉに入力し、上の実施例同様積分時定数が
λ／８ｖとなるように積分部２４−ｉをリセットすれば
良い。また、本発明の構成は、自動車電話システム等に
限られるものではなく、９．６ｋｂｐｓのテレターミナ
ル等の低速のディジタル移動通信システムにも適用でき
る。
【００４４】図８には、本発明の第２実施例に係るダイ
バーシティ受信装置の構成が示されている。この図に示
される構成は、図４に示される実施例の構成に、さらに
ゲート５４−１，５４−２，……５４−ｎを付加した構
成である。
バーシティ受信装置の構成が示されている。この図に示
される構成は、図４に示される実施例の構成に、さらに
ゲート５４−１，５４−２，……５４−ｎを付加した構
成である。
【００４５】ゲート５４−ｉは、クロック再生部２２−
ｉとカウンタ５０−ｉの間に設けられている。ゲート５
４−ｉは、クロック再生部２２−１から出力される時間
ゆらぎ量パルスから、ビット誤りに影響の小さいパルス
を除去する機能を有している。時間ゆらぎ量パルスＰPD
は、ビット誤りに影響の小さいパルスとビット誤りに影
響の大きいパルスＰj と、を含んでいる。ゲート５４−
ｉは、図９に示されるように、再生クロック１周期の中
心付近のタイミングで開き、時間ゆらぎ量パルスＰPDに
含まれるビット誤りに影響の少ないパルスをカウンタ５
０−ｉに供給しないようにしている。図９においては、
ゲート５４−ｉは、Ｔ／４の間開いている。このように
ゲート内に含まれるＰPDは大きなジッタを表し、ビット
誤りが発生する可能性が大きいが、ゲート内のＰPDは小
さなジッタを表し、ビット誤りが発生する可能性が小さ
いと考えられる。
ｉとカウンタ５０−ｉの間に設けられている。ゲート５
４−ｉは、クロック再生部２２−１から出力される時間
ゆらぎ量パルスから、ビット誤りに影響の小さいパルス
を除去する機能を有している。時間ゆらぎ量パルスＰPD
は、ビット誤りに影響の小さいパルスとビット誤りに影
響の大きいパルスＰj と、を含んでいる。ゲート５４−
ｉは、図９に示されるように、再生クロック１周期の中
心付近のタイミングで開き、時間ゆらぎ量パルスＰPDに
含まれるビット誤りに影響の少ないパルスをカウンタ５
０−ｉに供給しないようにしている。図９においては、
ゲート５４−ｉは、Ｔ／４の間開いている。このように
ゲート内に含まれるＰPDは大きなジッタを表し、ビット
誤りが発生する可能性が大きいが、ゲート内のＰPDは小
さなジッタを表し、ビット誤りが発生する可能性が小さ
いと考えられる。
【００４６】従って、この実施例によれば、ビットの誤
りに影響の小さいパルスがカウンタ５０−ｉにおける計
数動作に関係しないこととなり、その結果、ビット誤り
率が比較的良好な場合におけるビット誤り率の推定精度
の改善という効果が得られる。
りに影響の小さいパルスがカウンタ５０−ｉにおける計
数動作に関係しないこととなり、その結果、ビット誤り
率が比較的良好な場合におけるビット誤り率の推定精度
の改善という効果が得られる。
【００４７】すなわち、図１及び図２に示されるよう
に、遅延時間τが比較的小さい場合やＣ／Ｎが比較的良
好な場合には、ＰＤ３６−ｉの出力数がほとんど変化し
ない。具体的には、図１においてτ＜１．０μｓの領
域、図２におけるＣ／Ｎ＞３０ｄＢの領域では、ＰＤ３
６−ｉの出力数はほとんど変化せず、これに対応するビ
ット誤り率＜１０-2の領域では時間ゆらぎ量パルスＰPD
の数がほとんど変化しない。従って、ビット誤り率＜１
０-2の領域では、第１実施例の構成では、ビット誤り率
り推定が困難となる。
に、遅延時間τが比較的小さい場合やＣ／Ｎが比較的良
好な場合には、ＰＤ３６−ｉの出力数がほとんど変化し
ない。具体的には、図１においてτ＜１．０μｓの領
域、図２におけるＣ／Ｎ＞３０ｄＢの領域では、ＰＤ３
６−ｉの出力数はほとんど変化せず、これに対応するビ
ット誤り率＜１０-2の領域では時間ゆらぎ量パルスＰPD
の数がほとんど変化しない。従って、ビット誤り率＜１
０-2の領域では、第１実施例の構成では、ビット誤り率
り推定が困難となる。
【００４８】本実施例においては、ビット誤り率の推定
に係るカウンタ５０−ｉの計数動作に、ビットの誤りに
影響の小さいパルスが寄与しないため、ビット誤り率の
推定精度が向上する。例えば、図１０及び図１１に示さ
れるように、カウンタ５０−ｉによって計数されるパル
スＰj の個数は、遅延時間τ及びＣ／Ｎに対して直線的
な関係を有しており、図１２に示されるように、パルス
Ｐj の個数とビット誤り率がきれいな正の相関を有して
いる。従って、遅延波の干渉が少なくビット誤り率が低
い領域でも、ビット誤り率の推定を好適に行って、受信
系統１０−ｉの切替を好適に行うことができる。
に係るカウンタ５０−ｉの計数動作に、ビットの誤りに
影響の小さいパルスが寄与しないため、ビット誤り率の
推定精度が向上する。例えば、図１０及び図１１に示さ
れるように、カウンタ５０−ｉによって計数されるパル
スＰj の個数は、遅延時間τ及びＣ／Ｎに対して直線的
な関係を有しており、図１２に示されるように、パルス
Ｐj の個数とビット誤り率がきれいな正の相関を有して
いる。従って、遅延波の干渉が少なくビット誤り率が低
い領域でも、ビット誤り率の推定を好適に行って、受信
系統１０−ｉの切替を好適に行うことができる。
【００４９】なお、この実施例においては、ゲート５４
−ｉが開くタイミングＴ／４としている。これは、他の
値に設定しても構わない。例えば、図１３にタイミング
１〜３として示されるように、１ビット長Ｔの範囲内で
ゲートタイミングを可変することができる。
−ｉが開くタイミングＴ／４としている。これは、他の
値に設定しても構わない。例えば、図１３にタイミング
１〜３として示されるように、１ビット長Ｔの範囲内で
ゲートタイミングを可変することができる。
【００５０】図１４には、図１３に示されるタイミング
１〜３それぞれによる遅延時間τ、パルスＰj 、ビット
誤り率（Ｂ．Ｅ．Ｒ）の関係が示されている。この図に
示されるように、ゲート５４−ｉが開く時間がこの３種
類の中では最も短いタイミング１が、最も好適にビット
誤り率推定を行うことが可能なタイミングであることが
わかる。具体的には、パルスＰj の個数に対しビット誤
り率Ｂ．Ｅ．Ｒがより小さな勾配で増加しているタイミ
ング１が、ビット誤り率Ｂ．Ｅ．Ｒの推定に好ましい。
１〜３それぞれによる遅延時間τ、パルスＰj 、ビット
誤り率（Ｂ．Ｅ．Ｒ）の関係が示されている。この図に
示されるように、ゲート５４−ｉが開く時間がこの３種
類の中では最も短いタイミング１が、最も好適にビット
誤り率推定を行うことが可能なタイミングであることが
わかる。具体的には、パルスＰj の個数に対しビット誤
り率Ｂ．Ｅ．Ｒがより小さな勾配で増加しているタイミ
ング１が、ビット誤り率Ｂ．Ｅ．Ｒの推定に好ましい。
【００５１】図１５には、パルスＰj の個数の時間変化
及びビット誤りパルスの時間変化が示されている。ビッ
ト誤りパルスはビット誤りの発生を示すパルスである。
この図から明らかなように、パルスＰj とビット誤りパ
ルスはほぼ同一のパルスであり、パルスＰj をビット誤
りパルスと見做して取り出すことが可能であることがわ
かる。
及びビット誤りパルスの時間変化が示されている。ビッ
ト誤りパルスはビット誤りの発生を示すパルスである。
この図から明らかなように、パルスＰj とビット誤りパ
ルスはほぼ同一のパルスであり、パルスＰj をビット誤
りパルスと見做して取り出すことが可能であることがわ
かる。
【００５２】さらに、本実施例によれば、低速のデジタ
ル移動通信システム（例えば９．６ｋｂｐｓのテレター
ミナル等）においても従来の受信電力比較検波後選択ダ
イバーシティ受信方式より高性能となるため、本実施例
による装置での置換えが可能となる。
ル移動通信システム（例えば９．６ｋｂｐｓのテレター
ミナル等）においても従来の受信電力比較検波後選択ダ
イバーシティ受信方式より高性能となるため、本実施例
による装置での置換えが可能となる。
【００５３】
【発明の効果】このように、本発明によれば、時間ゆら
ぎ量パルス数を計数し、この数が少い受信系統を選択す
るようにしたため、遅延波の干渉が少なくかつＣ／Ｎが
良好な受信系統を選択できる。この結果、受信電力比較
検波後選択ダイバーシティ方式に比べ性能が向上し、か
つ、遅延波の干渉も低減できる。また、雑音等の影響を
排除してより正確な受信系統切換を実現できる。加え
て、時間ゆらぎ量パルス数の計数結果をモニタすること
が可能になり、これにより通信回線品質を知り例えばゾ
ーン切換用の参照信号に用いることが可能になる。
ぎ量パルス数を計数し、この数が少い受信系統を選択す
るようにしたため、遅延波の干渉が少なくかつＣ／Ｎが
良好な受信系統を選択できる。この結果、受信電力比較
検波後選択ダイバーシティ方式に比べ性能が向上し、か
つ、遅延波の干渉も低減できる。また、雑音等の影響を
排除してより正確な受信系統切換を実現できる。加え
て、時間ゆらぎ量パルス数の計数結果をモニタすること
が可能になり、これにより通信回線品質を知り例えばゾ
ーン切換用の参照信号に用いることが可能になる。
【００５４】請求項２によれば、車速に応じてゲートタ
イムを変更設定するようにしたため、車速変化に伴うフ
ェージング周期の変化に逐次対応でき、より好適な受信
系統切換を実現できる。
イムを変更設定するようにしたため、車速変化に伴うフ
ェージング周期の変化に逐次対応でき、より好適な受信
系統切換を実現できる。
【００５５】そして、請求項３によれば、時間ゆらぎ量
パルスのうちビット誤りに影響の小さいパルスを除去し
てカウンタの係数動作を実行するようにしたため、比較
的ビット誤り率が良好な場合のその推定精度を向上させ
ることができ、本発明の適用範囲が広くなる。
パルスのうちビット誤りに影響の小さいパルスを除去し
てカウンタの係数動作を実行するようにしたため、比較
的ビット誤り率が良好な場合のその推定精度を向上させ
ることができ、本発明の適用範囲が広くなる。
【図１】ＢＰＳＫ遅延検波、５１２ｋｂｐｓ、フェージ
ング周波数＝４０Ｈｚ、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢの場合の遅延
時間対位相検波器出力パルス数特性を示す図である。
ング周波数＝４０Ｈｚ、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢの場合の遅延
時間対位相検波器出力パルス数特性を示す図である。
【図２】ＢＰＳＫ遅延検波、５１２ｋｂｐｓの場合のＣ
／Ｎ対位相検波器出力パルス数特性を示す図である。
／Ｎ対位相検波器出力パルス数特性を示す図である。
【図３】ＢＰＳＫ遅延検波、５１２ｋｂｐｓ、フェージ
ング周波数＝４０Ｈｚ、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢの場合の位相
検波器出力パルス数対ビット誤り率特性を示す図であ
る。
ング周波数＝４０Ｈｚ、Ｃ／Ｎ＝２０ｄＢの場合の位相
検波器出力パルス数対ビット誤り率特性を示す図であ
る。
【図４】本発明の一実施例に係るダイバーシティ受信装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図５】フェージング周期と受信系統の切換タイミング
の関係を示す図である。
の関係を示す図である。
【図６】カウンタのゲートタイム又は積分部の時定数が
フェージング周期より長い場合の不具合を説明する図で
ある。
フェージング周期より長い場合の不具合を説明する図で
ある。
【図７】先提案の構成に車速センサを付加した参考例に
係るダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図で
ある。
係るダイバーシティ受信装置の構成を示すブロック図で
ある。
【図８】本発明の第２実施例に係るダイバーシィ受信装
置の構成を示すブロック図である。
置の構成を示すブロック図である。
【図９】この実施例におけるゲートタイミングを示す図
である。
である。
【図１０】この実施例における遅延時間τ対パルスＰj
の発生個数の特性を示す図である。
の発生個数の特性を示す図である。
【図１１】この実施例におけるＣ／Ｎ対パルスＰj の発
生個数の特性を示す図である。
生個数の特性を示す図である。
【図１２】この実施例におけるパルスＰj の発生個数対
ビット誤り率特性を示す図である。
ビット誤り率特性を示す図である。
【図１３】この実施例において採用可能なタイミングを
３種類示す図である。
３種類示す図である。
【図１４】タイミング１〜３による遅延時間τ、パルス
Ｐj の個数、ビット誤り率Ｂ．Ｅ．Ｒの関係を示す図で
ある。
Ｐj の個数、ビット誤り率Ｂ．Ｅ．Ｒの関係を示す図で
ある。
【図１５】パルスＰj とビット誤りパルスの関係を示す
図である。
図である。
【図１６】ダイバーシティの有無によるビット誤り率の
差異を示す図である。
差異を示す図である。
【図１７】本願出願人が先に提案したダイバーシティ受
信装置の構成を示すブロック図である。
信装置の構成を示すブロック図である。
【図１８】先提案において開示したクロック再生部の構
成を示すブロック図である。
成を示すブロック図である。
１０−１，１０−２，…１０−ｎ 受信系統 ２２−１，２２−２，…２２−ｎ クロック再生部 ２６ 比較部 ５０−１，５０−２，…５０−ｎ カウンタ ５２ 車速センサ ５４−１，５４−２，……５４−ｎ ゲート
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04B 7/00 H04B 7/02 - 7/12 H04B 7/24 - 7/26 113 H04L 1/00 - 1/24 H04Q 7/00 - 7/04
Claims (3)
- 【請求項１】 電波を受信し復調する複数の受信系統
と、それぞれ対応する受信系統の復調出力のエッジを再
生クロックと位相比較し、位相比較の結果を時間ゆらぎ
量パルスとして出力する時間ゆらぎ量検出手段と、受信
した電波の遅延時間が最も小さい受信系統からの出力を
時間ゆらぎ量パルスに基づき選択出力する切換手段と、
を備えるダイバーシティ受信装置において、 切換手段が時間ゆらぎ量パルス数を計数するカウンタを
備え、カウンタの計数結果に基づき当該パルス数が少い
受信系統からの出力を選択出力することを特徴とするダ
イバーシティ受信装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のダイバーシティ受信装置
において、 車速に応じてカウンタのゲートタイムを変更する手段を
備え車両に搭載されることを特徴とするダイバーシティ
受信装置。 - 【請求項３】 請求項１記載のダイバーシティ受信装置
において、 時間ゆらぎ量パルスから再生クロック周期の中心付近で
発生するパルスのみを取出しカウンタに供給するゲート
を備えることを特徴とするダイバーシティ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4178144A JP2979849B2 (ja) | 1991-10-11 | 1992-07-06 | ダイバーシティ受信装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3-264046 | 1991-10-11 | ||
| JP26404691 | 1991-10-11 | ||
| JP4178144A JP2979849B2 (ja) | 1991-10-11 | 1992-07-06 | ダイバーシティ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191386A JPH05191386A (ja) | 1993-07-30 |
| JP2979849B2 true JP2979849B2 (ja) | 1999-11-15 |
Family
ID=26498425
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4178144A Expired - Fee Related JP2979849B2 (ja) | 1991-10-11 | 1992-07-06 | ダイバーシティ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2979849B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6456675B2 (en) * | 1999-10-12 | 2002-09-24 | Memorylink Corporation | Diversity reception employing periodic testing |
-
1992
- 1992-07-06 JP JP4178144A patent/JP2979849B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05191386A (ja) | 1993-07-30 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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