JP2936286B2 - 精密容量性トランスデューサ回路と方法 - Google Patents

精密容量性トランスデューサ回路と方法

Info

Publication number
JP2936286B2
JP2936286B2 JP2502889A JP50288990A JP2936286B2 JP 2936286 B2 JP2936286 B2 JP 2936286B2 JP 2502889 A JP2502889 A JP 2502889A JP 50288990 A JP50288990 A JP 50288990A JP 2936286 B2 JP2936286 B2 JP 2936286B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
capacitance
output
circuit
difference
transducer
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP2502889A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH03503804A (ja
Inventor
キャドウエル，ラバト、マーヴィン
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
DORETSUSA NAGANO Inc
Original Assignee
DORETSUSA NAGANO Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from US07/304,359 external-priority patent/US5019783A/en
Application filed by DORETSUSA NAGANO Inc filed Critical DORETSUSA NAGANO Inc
Publication of JPH03503804A publication Critical patent/JPH03503804A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2936286B2 publication Critical patent/JP2936286B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
    • G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
    • G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
    • G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
    • G01D5/241—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes
    • G01D5/2417—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by relative movement of capacitor electrodes by varying separation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
  • Measuring Fluid Pressure (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、一般的には、トランステユーサパラメータ
を相当する電気信号に転換するための回路と技術に関
し、より特定的には、圧力センサ、加速度計、マイクロ
ロホン、その他のトランスデユーサ機器に用いられる容
量性トランスデユーサによつて得られたキヤパシタンス
の精密測定とそれの電気出力への転換に関する。
発明の背景 各種の物理効果を、ひとつ以上の他の一定エレメント
に関する、トランスデユーサの相当する動きに転換する
トランスデユーサは多くの種類がある。可動エレメント
の相当位置は、物理効果の測定値によつて分る。たとえ
ば、圧力トランスデユーサは、可動エレメントを偏向さ
せるための入力流体圧に応答する。
この可動エレメントの位置は直接的に測定するのが極
めて望ましいが、小型トランスデユーサにおけるわずか
な変動はしばしば、原子レベルなので、実用装置で測定
することは不可能である。可動エレメントの位置を決め
るための一般的方法は、このエレメントと固定エレメン
ト間のキヤパシタンスを測定するものである。相当する
電気信号にキヤパシタンスを極めて精密に変換するのに
用いられる回路は高度なものであり、上記信号はトラン
スデユーサが応答する圧力、加速力などに応答するもの
である。
典型的な容量性変位型トランスデューサには次のよう
な物がある。ひとつ（C1）は、第１板と可動エレメント
との間にあるもの、他（C2）は、第２板と可動エレメン
トのまにあるものである。可動エレメントが、入力の変
化に応答していずれかの板に向つて動くと、これに相応
して、可動エレメントと２つの板の間のキヤパシタンス
が変動する。したがつて、可動エレメントを各板の間の
キヤパシタンスを測定することによつて、偏位置が得ら
れる。かような呼称上バランスのとれた構造により、自
然ゼロ（入力なしのキヤパシタンスとひとしい）と、い
ずれかの極性の入力に応答する構造体とが得られる。
トランスデユーサの製造における傾向、少なくとも容
量性変位型トランスデユーサの製造における傾向は、装
置を小型にすることにある。これは、現在のシリコン加
工技術にしたがつてシリコン機器が作られるが故の傾向
であり、必要性である。かくして、小型化することによ
り、１枚のシリコンウエーハから多数のデバイスが製造
できる。かくして製造コストは低下する。しかしなが
ら、デバイスの小型化によりトランスデユーサ容量が低
下し、入力変化の応答する容量変化はわずかなものとな
り、かくしてこの変化を測定する関連電気回路は精密型
でなくてはならない。
トランスデユーサ容量の測定は、入力には応答しな
い、トランスデユーサエレメントと環境間の外部の不可
避的漂遊容量と無関係になされねばならない。トランス
デユーサデバイスが小さくなるにつれ、漂遊容量が目立
つようになつて来た。この大きさはしばしば、測定中の
トランスデユーサ・コンデンサC1とC2の容量と同じにな
る。これはとくに小型トランスデユーサの場合、合計容
量は、数ピコフアラート程度となり、入力変化はフエム
トフアラツドの単位となるので、キヤパシタンスの変化
はかなりのものとなる。
さらに、従来型のトランスデユーサ回路により、入力
キヤパシタンスのような寄性パラメータが付加的に生
じ、トランスデユーサのキヤパシタンスが減少するにつ
れて、精度に対する影響が増大する。
さらに、従来型トランスデユーサ回路によりしばし
ば、トランスデユーサキヤパシタンス（C1−C2）の差に
比例する出力が生じる。この作用により、可動エレメン
トがかなり偏位しても全く非直線的な出力が生じる。つ
まり、この偏位は、逆数キヤパシタンスと大体比例す
る。この結果、可動エレメントの偏位は複雑線型化修正
あるいは限定され、感度は低下する。
さらに、従来のトランスデユーサシステムは多くの計
測誤差の原因を内蔵している。つまり、感度が各種のパ
ラメータ変動の影響をうけるのである。たとえばトラン
スデユーサキヤパシタンスは、コンデンサエレメント間
の流体の比誘電率と正比例する。比電率が、流体の種
類、湿度、温度、あるいは他の変数によつて変化する
と、トランスデユーサの感度も変る。また、この感度
は、トランスデユーサの大きさによつても影響をうけ
る。つまり、大きさは熱膨脹あるいは熱収縮である。キ
ヤパシタンスは、キヤパシタンスエレメントの表面積と
エレメント相互間の間隔によつても影響をうける。加え
て、トランスデユーサキヤパシタンスからの電気出力は
しばしば、不安定性と温度感度を示す抵抗値、容量、そ
の他の電子パーツの定格と直接関連する。この結果、精
度の高い、コストの高いパーツの使用が必要となる。
トランスデユーサエレメントから環境と寄生的回路キ
ヤパシタンスへの、漂遊キヤパシタンスの影響を除く方
法が、米国特許No.4,584,885に開示されている。しか
し、開示された回路の出力は、（C1−C2）の差に比例
し、かくして有意変位のための非線型に比例する。上記
装置は、力のフイードバツクシステラを採用し、可動エ
レメントは変位しないので、この源からの非線経は問題
とならない。しかし、生力が変位の関数であるトランス
デユーサの場合、非線形源は重要である。さらに、上記
特許における方法は、上記システムにおけるトランスデ
ユーサあるいは回路における計測フアクタの変動の影響
を除くことができない。
云うまでもなく、トランスデユーサシステムに、小型
トランスデユーサと関連回路を設けて、線形性を強化
し、環境、誘電比の変動、トランスデユーサの寸法の尺
度、寄生回路パラメータ、回路要素値変動に対するトラ
ンスデユーサエレメントからの漂遊キヤパシタンスに対
して不感にする必要がある。また、低コストで容易に製
造できるトランスデユーサ回路に対する必要性がある。
発明の要約 本発明によると、トランスデユーサ可動エレメントの
変位に応答して、キヤパシタンストランスデユーサシス
テムから電気出力を出させるための回路と技術が提供さ
れるが、この出力は、線形であつて、トランスデユーサ
エレメントから環境への漂遊キヤパシタンスの影響はう
けず、比誘電率の変動、トランスデユーサ寸法の尺度、
寄生回路パラメータ、回路要素値の変動とは関係ない。
本発明の１具体例によると、各トランスデユーサキヤ
パシタンスC1とC2の逆数間の差を示す信号がえられる。
かくして以下のような出力信号がえられる。
キヤパシタンスの逆数は、実際上の割算をしなくと
も、回路によつて線形的にえられる。これらの両方の値
は、共通チヤンネルへて計算され、別々の計算チヤンネ
ル間の潜在的な差異の影響が排除される。この差異は、
各値に対する影響なしに出力において形成される。逆数
をかく用いることにより、キヤパシタンス間の差異のみ
を用いる方法と比較して、線形性が一段と向上する。
本発明の他の具体例によれば、出力信号は、キヤパシ
タンスの逆数の合計値によつて割られた、トランスデユ
ーサキヤパシタンスの各逆数間の差を示す。かくして、
出力信号は次のようになる。
割算の結果、トランスデユーサと電気機器におけるす
べてのスケーリングつまり尺度の影響が除かれる。かく
して、出力は、比誘電率、トランスデューサの寸法尺
度、回路要素値などと無関係となる。共通チヤンネルが
再度用いられても、差値と合計値は、各値に対する影響
なしに出力において得られる。
本発明の他の具体例において、割算の効果は、比率に
対する影響なしに、トランスデユーサ励起信号にフイー
ドバツクすることにより、分母をある定数とひとしく維
持することによつて達成されるので、割算を事実上行う
必要はなくなる、出力は、精密参考電圧であるかも知れ
ない上記定数と比例する。
本発明のある具体例によると、出力信号は次のように
なる。
この値は、各逆数の合計に対する各逆数の差の上記比
率と代数学的にひとしいことが認められる。したがつ
て、いずれの方法を用いても相当結果が得られる。しか
し、第２の方法の方がより簡単に行なえる、共通チヤン
ネルが用いられるので、差と合計は、各値に対する影響
ないし出力に得られる。割算の効果は、比率に対する影
響なしに、分母を一定にすることにより得られる。この
出力は上記定数と比例する。
本発明の他の具体例によれば、キヤパシタンス間差と
合計値は、電気機器の入力から直接得られる。この結
果、回路は単純化され、出力は２つの抵抗の比に対して
有感である。
この具体例によれば、出力信号は次のように表わされ
る。
この結果、付加回路が簡素化され、感度が向上する
が、望ましい理想的な線形性は得られない。この線形性
は他の手段によつて修正され、出力は２つの抵抗の比に
対して反応する。このキヤパシタンス比は、電子機器の
入力から直接得られるので、個々のキヤパシタンスを測
定したり、割算を実行する必要はない。出力は、参考電
圧と比例する。
図面の簡単な説明 本発明の他の特徴と利点は、好適具体例に関する以下
の記述を、添付図面を参照しつゝ読むことにより明らか
になる。なお全図にわたつて、同じパーツやエレメント
には同じ参照符号、番号が付されている。
第１図は、容量性変位型のトランスデユーサの断面を
示す略図、 第２図は、本発明の具体例を示す回路図であり、トラ
ンスデユーサキヤパシタンスC1とC2の逆数を代表する信
号が、共通チヤンネルを用いて、連続的に直接形成さ
れ、出力関数は、逆数の差の代表として形成され、 第３図は、第２図に示す回路における一連の波形を示
し、 第４図は、第２図における回路の他の具体例を示す回
路図であるが、図において信号は、逆数の合計の代表と
して得られ、出力関数が合計値で割算された差の代表と
して得られ、 第５図は、第４図における回路の他の具体例を示す回
路略図であり、こゝにおける合計信号はフイードバツク
によつて一定に維持されるので、割算の結果が得られ、 第６図は、差、合計、および保持回路など、本発明の
各種具体例に用いられうるものを示す回路図である、 第７図は、第６図の回路の機能を示す一連の波形を示
し、 第８図は、回路を示すが、こゝにおけるトランスデユ
ーサキマパシタンスC1とC2を代表する信号は、共通チヤ
ンネルを用いて連続的に直接形成され、差と合計信号が
得られ、合計に対する差の比を代表する出力機能が得ら
れ、かくて合計信号は、フイードバツクによつて一定維
持され、かくて割算の結果が得られ、 第９図は、第８図の回路の作用を示す一連の波形を示
し、 第10図は、他の具体例を示す回路図であり、こゝにお
いてトランスデユーサキヤパシタンスC1とC2の差と合計
を示す信号が、共通チヤンネルを用いて、連続的に直接
形成され、差と合計の比を代表する出力関数が形成さ
れ、かくて合計信号は、フイードバツクによつて一定に
維持され、割算の結果が得られ、 第11図は、第10図の回路の一連の波形を示し、 第12図は、他の具体例を示す回路図であり、こゝにお
いて、トランスデユーサキヤパシタンスC1とC2の比を代
表する信号が直接形成され、比マイナス１を代表する出
力関数が得られ、 第13図は、第12図の回路の一連の波形を示す。
発明の詳細な説明 第１図を視るに、第１板10、第２板12、両者間に配置
された可動エレメント14を有する種類のトランスデユー
サの一部を示す略図が示される。容量性トランスデュー
サの全体構造は、離隔された一対の導電板を含むが、こ
の板はガラス製絶縁サポート16、18上に形成され、両者
間には可動エレメント14が担持される。３つの導体20、
22、24により、板10、12および可動エレメント14は電気
的に接続される。トランスデユーサのサポート構造内に
穴26と28があるので、圧力差が可動エレメント14を偏倚
させる。可動エレメント14の偏倚により、トランスデユ
ーサのキヤパシタンスC1とC2が変動する。キヤパシタン
スの感知は、可動エレメントの位置と相関することもあ
るので、流体圧がこれに作用する。かような種類の小型
トランスデユーサは、本願と同時出願の米国出願「高感
度小型圧力トランスデユーサ」（出願番号No.304,344、
出願日1989年１月30日）に記載されている。この記載
は、本願において参照として引用されている。本発明の
好適具体例において、以下に述べる回路が、クランプさ
れたダイアフラム型の容量性トランスデユーサと共に採
用される。
図示のトランスデユーサは、圧力入力に応答するが、
可動エレメントの偏倚をもたらす任意の型式の入力効果
もまた同様に測定できる。
距離Ｘで規定される定格上の中心位置からの可動エレ
メント14の変位がひとつのパラメータである。この距離
Ｘは、可動エレメント14と個々の板10と12の間のキヤパ
シタンスを測定することによつて決定できる。云うまで
もなく、Ｘは（d1−d2）に比例し、この場合d1とd2は、
各板10、12から非偏倚の可動エレメント14までの距離を
示す。公知のように、キヤパシタンスは、板10、12と可
動エレメント14との間の距離およびこれらの面積の関数
である。各種の定数を無視し、板の面積が互いに等しい
と仮定すると、キヤパシタンスは面積割る距離となるの
で、 となりかくして、以下の式が得られる。
システムの線形性を維持するため、可動エレメントの
変位の測定値は、逆のキヤパシタンス間の差と考える。
可動エレメントが平板でなく、むしろある程度曲がつ
ているときは、Ｘは測定された正味のキヤパシタンスに
基づく平均変位を表わす。システムの直線性は多少影響
をうけるが、逆キヤパシタンスは、変位の測定値として
は最善の選択となる。
他の良く知られた原理によると、コンデンサが一定電
流によつてもし充電されると、コンデンサのかゝる電圧
が直線的の時間と共に上昇し、次のような一定傾斜の電
圧傾斜が得られた。
e/tによつて斜角が決まるので、次のようになる。
もし上記のように、電流ｉが一定に維持されると、次
のようになる。
本発明の原理と概念を具体化した回路は、下に記すよ
うにトランスデユーサキヤパシタンスの逆数を測定する
ためのものである。この測定は、一定電流でトランスデ
ユーサキヤパシタンスを充電することによつて得られる
電圧傾斜の角度を測定することによつてなされる。上記
回路は、測定値の差、すなわち、（1/C1〜1/C2）に応答
する。環境と寄生回路キヤパシタンスに対する漂遊キヤ
パシタンスの影響は、充電電流がトランスデユーサキヤ
パシタンスだけに確実に流され、測定された電圧を充電
電流にのみ依存して決めることによつて回避される。
第２図に示す回路例において、トランスデユーサキヤ
パシタンスは全体を30で示される。トランスデユーサキ
ヤパシタンスC1、C2は、積分回路29に交互接続され、電
圧傾斜とひとしい出力信号を出す。この傾斜角は、トラ
ンスデユーサキヤパシタンスの逆数、1/C1あるいは1/C2
に交互比例する。微分回路51は、積分回路の出力傾斜に
比例する、したがつて1/C1あるいは1/C2にも比例する出
力信号を出す。差動回路64は、逆のトランスデユーサキ
ヤパシタンス（1/C1〜1/C2）の差を表わす数値を出す。
保持回路78は、所望の出力である、この差値を維持す
る。差動回路64と保持回路78は、以下に述べるコンデン
サ充電型回路である。
積分回路29は、トランスデユーサキヤパシタンス30、
抵抗40、差動アンプ34、スイツチ42〜48を含む。第３図
の波形図は、２つの同型半周期より成る１測定周期中に
おける回路の機能を示す。初めの半周期中において、ス
イツチ42と44は波形43によつて閉じられ、スイツチ46と
48は波形47によつて開く。トランスデユーサキヤパシタ
ンスC1の板10はかくして、アンプ34の出力とノード36に
接続され、C2の板12は接地される。理解しやすくするた
め、回路は機械的スイツチをもつように示されている
が、実用的には、高速ソリツドステートスイツチが採用
される。トランスデユーサの共通導線22は、可動エレメ
ント14をアンプ34の逆転入力とノード32に接続する。ア
ンプ34は、公知原則にしたがつて差動する動作積分器と
して機能する。アンプ34の非逆転入力は、スイツチング
されたトランスデユーサキヤパシタンスをへてフイード
バツクさせることにより、仮想上の接地あるいはゼロ電
位において、逆転入力とノード32を確立するため接地回
路に接続される。
この第１半周期、位相１の第１部中において、スイツ
チ38が入れられて、抵抗40の１端に正の駆動電圧、Ｖド
ライブ、を加える。抵抗40の他端、ノード32は、仮想接
地電位に維持されるので、一定の測定電流は、抵抗40そ
してトランスデユーサキヤパシタンスC1に流れる。アン
プ34の入力電流は、無視可能であり、測定電流に影響す
ることはない。アンプ34の出力、ノード36は、波形37の
一部50で示すように、時間と共に直線的に減少する電圧
をもつ。
入力ノード32と接地間のキヤパシタンスは、トランス
デユーサ可動エレメント14と関連する漂遊キヤパシタン
ス、回路それ自体と関連する入力キヤパシタンス、およ
びスイツチ44によつて接地されているトランスデユーサ
キヤパシタンスC2より成る。このノードは仮想接地され
ているので、このキヤパシタンスにかゝる電圧は変わり
ようがなく、殆んど電流は流れない。このため、トラン
スデユーサキヤパシタンスC1からの測定電流の転向はな
い。さらにC1の板10と関連的に接地するよう漂遊キヤパ
シタンスを充電するのに必要な電流は、アンプ34の出力
によつて得られ、キヤパシタンスC1にかゝる電圧には何
んの作用も及ぼさない。
かくして、積分回路29の出力信号、すなわち波形37の
一部50は、電圧傾斜であつて、その斜角はトランスデユ
ーサキヤパシタンスC1の逆数に比例する。上記出力信号
は、トランスデユーサからの漂遊キヤパシタンスの影響
をうけることなく、環境あるいは回路入力キヤパシタン
スに入る。
微分回路51は、微分アンプ52、カツプリングコンデン
サ54、抵抗56、58およびダイオード60より成る。良く知
られた原理によると、微分回路の出力は、加えられた電
圧の変化率、つまり傾斜に比例する。とくに微分アンプ
52の非逆転入力は、回路接地に接続され、かくして抵抗
58を通るフイードバツクにより仮想接地に逆転入力が確
立される。積分回路29の出力、波形37は、カツプリング
コンデンサ54に加えられるが、このコンデンサの他端
は、仮想接地されているので、補償抵抗56の影響はな
い。入力の傾きは一定なので、一定電流がコンデンサ54
に流れ、かくて抵抗58に流れ、かくして波形61の一部62
のように一定の出力電圧が得られる。この電圧レベル
は、傾斜50と比例し、かくしてトランスデユーサキヤパ
シタンスC1の逆数に比例する。微分回路64は、位相１の
後半部においてこの電圧レベルをアンプリングし（波形
63で示される）、その後微分回路は安定化される。
スイツチ制御回路70内のスイツチにより、第１半周期
の位相１は終了し、その後第１半周期の位相２が始ま
る。第２位相中において、スイツチ38は作動して負電
圧、Ｖ再記憶、を抵抗40に接続する。かくして積分回路
29の出力は直線的に増大する（波形37の一部72で示
す）。積分アンプ34の出力電圧が、ゼロに近い電圧に達
すると、スイツチ制御回路70が、位相２を終らせ、した
がつて第１半周期を終了させる。位相２中において測定
はなされないので、これの目的は、トランスデユーサキ
ヤパシタンスC1にかゝる電圧を低下させ、したがつて記
憶充電を殆んどゼロにすることにある。この結果、C1と
C2が次の半周期に転換されるとき、回路の過度電流は無
視できるほどになる。正の傾斜72は極めて大きくできる
ので、つまり微分回路51に対してオーバロードになるか
も知れないので、アンプ52の出力レベルはダイオード60
で制限される。抵抗56が含まれるので、微分回路51の周
波数補償がなされ、以下の差動回路64によつてこれがサ
ンプリングされる間、微分回路の出力レベルに影響する
ことはない。
第２半周期の作動は、第１半周期の場合と似ているの
で、トランスデユーサキヤパシタンスC1とC2の接続は、
第２半周期中における波形43と47の状態で示されるよう
に、逆転スイツチ42〜48によつて逆転される。第２半周
期の位相１中において、積分回路29の出力、つまり波形
37の一部74は、トランスデユーサキヤパシタンスC2の逆
数と比例する負の傾斜をもつ。微分回路51の出力レベ
ル、つまり波形61の一部76は、波形69で示される瞬間に
差動回路64でサンプリングされたC2の逆数に比例する。
この第２半周期の位相２中において、C2の電圧は、上
述のようにしてゼロで再記憶され、かくして全体の測定
周期が完了する。
差動回路64は、波形61の部分62、76におけるレベルの
差とひとしい、つまり（1/C1−1/C2）に比例する出力を
出す。ホールド回路78は、適当な時間にこの値をサンプ
リングし、これを後続の測定周期中において保持する。
（1/C1−1/C2）で表わされるホールド回路78の出力は、
システムの電気出力であつて、トランスデユーサの可動
エレメント14に作用する入力に相当する。
この測定周期は何度もくり返されて、トランスデユー
サキヤパシタンスC1とC2の逆数の変動を反映するため、
ホールド回路78で保持された値を更新する。
２つのトランスデユーサキヤパシタンスC1とC2に加わ
る平均電荷は、殆んどひとしい。というのは、電流と時
間の積は、両方の半周期と殆んどひとしい。この結果、
可動エレメントと各コンデンサ板の間の静電引力は、ひ
としくなろうとし、可動エレメントに加わる正味力はゼ
ロになる。この影響は、一般的に極めて敏感なトランス
デユーサの場合は問題になる。
このシステムの出力は、多くのトランスデユーサおよ
び回路パラメータに対して敏感なので、かようなパラメ
ータを特定して、マイナス効果を除く必要がある。
上述のように、微分回路51の出力は1/C1と1/C2つまり
波形61の部分62と76で示される値を実質的に示す。これ
らの電圧レベルは、積分回路29と微分回路のゲインに依
存する。こゝにおいて「ゲイン」は、C1あるいはC2の値
の変化に対応する電圧変動を意味する。このゲインは、
各回路パラメータに依存し、とくにＶドライブ、抵抗4
0、コンデンサ54に比例し、抵抗58に逆比例する。同一
の信号径路、したがつて同一の回路パラメータが、両方
の測定半周期に用いられるので、回路のゲインは、1/C1
と1/C2の両方の測定値についてひとしい。かく共通の信
号径路につまりチヤンネルにより、もし異なるつまり非
同一の信号径路と差ゲインが、1/C1と1/C2の測定に用い
られると生じるエラーは防止される。
共通信号径路の効果により、ゼロと任意のフアクタの
積はゼロになるので、出力は回路ゲインの実値と関係な
しに、ひとしいトランスデユーサキヤパシタンスC1とC2
について確実にゼロになる。非同一C1とC2についてのシ
ステムの出力は、回路ゲインに比例する。簡単に云う
と、このゼロは回路ゲインと無関係であり、感度は回路
ゲインと直線的に比例する。
ある状況における差動回路64の差動は、２つの半周期
中においてひとしくないので、1/C1と1/C2の各値に対す
る影響は不同であり、共通信号径路の利点は否定され
る。差動回路64とホールド回路78は、本発明の多くの具
体例において用いられるので、以下において、両者の作
用は回路パラメータ値と無関係であり、共通信号径路の
利点が得られる。
トランスデユーサそれ自体は、物理的入力の効果によ
り、キヤパシタンスC1とC2は変化する。しかし、これら
のキヤパシタンスは他の望ましくない作用によつて変動
することがある。たとえばC1とC2の値は、コンデンサ板
10と12、および可動エレメント14の間における電界の比
誘電率に比例する。またキヤパシタンス値は、板面積に
比例し、板と可動エレメント間の間隔に逆比例する。も
しこれらパラメータが、同一フアクタによりC1およびC2
に影響するよう変わるとき、システムのゼロ出力は影響
されずに保持され、感度は上記フアクタに正比例して変
動する。これは、上述のように、電子機器における共通
信号径路の影響に似ている。
かくして、たとえば、両方のキヤパシタンスに共通の
フアクタでトランスデユーサの寸法あるいは比誘電率を
変えることにより、トランスデユーサキヤパシタンスの
スケーリングは、C1とC2がひとしいとき、システムの出
力には影響を与えない。
本発明の他の具体例において、回路ゲインとトランス
デユーサキヤパシタンスのスケーリングの両方と無関係
に出力がなされたとき、不等トランスデユーサキヤパシ
タンスに対して秀れた性能が得られる。実用上機能的に
は必要ないが、この特徴により、システムの感度に悪影
響を与える臨界回路とトランスデューサパラメータが除
去されるので、安定性が上昇し、コストが低くなる。
この依存性を解決するため、逆のトランスデユーサキ
ヤパシタンスの差の測定の場合と同じ方法で且つ同じ範
囲まで、すべてのシステムパラメータとコンポーネント
値に依存する数量が得られる。この数量は、逆のトラン
スデユーサキヤパシタンスの合計として選択される。
固定板10と12の間のトランスデユーサのキヤパシタン
ス、Ｃ合計は、以下の式のようにキヤパシタンスC1とC2
と関連する。
これは、直列接続されたキヤパシタンス間の関係とし
て良く知られている。もしトランスデユーサキヤパシタ
ンスが、トランスデユーサの寸法の尺度に合わせて、あ
るいは比誘電率の変化に合わせて、変えられると、パラ
メータ1/C1と1/C2は、1/C合計のように比例変化する。
同様に、回路要素の値変動によつて、回路ゲインを変え
る場合は、1/C1、1/C2および1/C合計に相当する値は、
再度変動する。
したがつて、数量 は、システムの出力に影響するすべてのパラメータに依
存する。すなわち、もし可動エレメント14の変位を示す
トランスデユーサの逆キヤパシタンス間の差が、かよう
な値の合計で割られると、その結果は、トランスデユー
サキヤパシタンス尺度と回路ゲインとの両方から独立す
る。
可動エレメントがもし平板でないときは、この正規化
なしに、システムの線形は多少劣化するかも知れない。
実際上、この正規化プロセスにより、線形性はかなり向
上する。つまり、逆数の合計の非線形性は、逆数の差の
非線形性と似ているからである。
第４図を視るに、上記原理を採用する本発明の他の具
体例が示されている。正規化は、合計回路66、ホールド
回路80、分割回路82を第２図の回路に付加することによ
つて達成される。単純にするため、第４図の回路は、第
２図のトランスデユーサ回路の一部しか示してない。
合計回路66により、逆キヤパシタンス1/C1、1/C2の合
計を表わす信号が形成され、ホールド回路80がこれを保
持する。これらの回路は、第２図に示す差動回路64とホ
ールド回路78と似ているが、以下においては、回路パラ
メータ値に対して殆んど感度を有さないものとして示さ
れる。
分割回路82は、差信号と合計信号の比を表わす信号、
つまりシステムの出力をうるようになされている。以上
述べたように、得られた出力は、回路ゲインとトランス
デユーサキヤパシタンス尺度には反応しない。
第４図のブロツク82で示すように、出力において分割
処理をする場合は、比較的高度な回路機構が必要なの
で、エラーが生じ易い。かような回路機構は当業界では
良く知られている。しかし代替法としての事実上の数学
上の割算処理を必要とするというよりも、直接フイード
バツクで殆んど同じ結果を出した方が望ましい。
もし、上記関連式における分母が定数である場合は、
割算は必要ない。すなわち、もし合計値が一定であつ
て、差と合計の比が変化しないときは、割算処理は不必
要になる。これは、共通信号径路ゲインを直接制御する
共通信号径路内のパラメータを変えることによつて簡単
になされうる。変えるのに好都合なパラメータは、トラ
ンスデユーサキヤパシタンスC1とC2の測定電流を決める
電圧、Ｖドライブである。回路ゲインをかく調節するこ
とにより、合計の場合と同じ比率において、逆キヤパシ
タンスの差の影響が現われる。かくして、合計に対する
差の比は変化しない。
第５図は、以上の原理を具体化した回路を示す。第４
図の割算つまり分割回路82は、不必要になり、ホールド
回路80の出力は、演算用積分回路90に接続される。この
積分回路90は、微分アンプ84、抵抗86、コンデンサ88よ
り成る。微分アンプ84の非逆転入力はVrefに接続されて
いるので、コンデンサ88を径てのフイードバツクによ
り、同一電位の逆転入力がノード85に確立される。逆ト
ランスデユーサキヤパシタンスの合計を示す電圧は、抵
抗86の一端に接続される。
抵抗86の他端のノード85が電圧、Vrefに維持されるの
で、合計信号電圧を参考電圧間の差に比例する電流が、
抵抗86に流れ、したがつてコンデンサ88を流れる。もし
合計信号が、呼称値、Vrefから変動すると、第４図の電
圧、Ｖドライブの代りのアンプ84の出力は、変化しかく
して共通信号径路を合計信号電圧のゲインが変化する。
合計信号電圧が参考電圧とひとしくなると、抵抗86には
電流は流れず、アンプ84の出力はもう変化しない。共通
信号径路のゲインが調節されて、合計信号が一定に維持
されても、合計信号と差の非には影響がない。抵抗86と
コンデンサ88の値は、システムの出力に影響を与えない
が、望ましいフイードバツクループの安定性が得られる
かどうかによつて選定される。
ホールド回路78の出力から得られるシステムの出力
は、次のように表わされる。
かくして、この出力は参考電圧、Vrefを乗じた、1/C1
と1/C2の合計と差の望ましい比である。回路ゲインとト
ランスデユーサキヤパシタンス尺度は、出力に何んの影
響も与えない。もし関係のないパラメータ、たとえばト
ランスデユーサにおける比誘電率が変化したとき、積分
回路90の出力も変化して、Ｖドライブの新しい値が得ら
れる。かくてシステムの出力は、変わる前の値に戻る。
出力は変化しなければ可動エレメントの位置変化はない
が、出力はむしろ一定なので、可動エレメントの位置は
不動である。
参考電圧、Vrefに比例する出力は高精密で安定性の高
い従来型のソリツドステート電圧源から得られる。代り
にVref変動値にして、外部源から得るようにすればトラ
ンスデユーサシステムの感度は直接制御されうる。
第２、４、５図に示すように差動回路64、合計回路6
6、ホールド回路78および80は、1/C1と1/C2の不等代表
に影響する、あるいは異なる比率で1/C1と1/C2の差ある
いは和の代表に影響する回路パラメータを含んでもよ
い。これらパラメータの変形例も、システムの出力に影
響を与え、共通信号チヤンネルの特徴を無効とし、正規
化処理を無にする。
第６、７図はそれぞれ、以上述べた差動回路64、合計
回路66、ホールド回路78および80の機能を明示する回路
図と波形を示す。これら回路の作動のパラメータ値に対
する潜在的依存性は、従来型の抵抗差および合計処理技
術の代りに、良く知られたコンデンサ充電技術を用いる
ことによつて避けて来た。
第６図に示すように、トランスデユーサキヤパシタン
スC1とC2の逆数に相当する電圧差は、差動回路64によつ
て得られ、ホールド回路78によつて維持される。第２図
に示す微分回路51の出力は、カツプリングコンデンサ10
8、スイツチ11、微分アンプ110より成る差動回路64の入
力に接続される。第１半周期の位相１の後半において
（第７図）、スイツチ112は波形127によつて閉じられ、
コンデンサ108は波形61の一部62の値にまで充電され
る。スイツチ112は次いで、測定周期の残りの間中開か
れる。
アンプ110の入力は単純な波形61であるが、これは1/C
1値にセツトされているコンデンサ108にかゝる電圧だけ
減少してゆく。第２半周期の位相１の後部中における、
アンプ110への入力は、波形61の一部76の値とひとしい
が、これは1/C1に相当するコンデンサ108への電位だけ
減少する1/C2に相当する。差信号の波形113はアンプ110
の出力に現われるが、これは１ゲインバツフアとして機
能するように接続される。第１半周期中において、114
で示されるこの信号のレベルは、（1/C1−1/C2）を表わ
すゼロになる。第２半周期中において、信号115は（1/C
1−1/C2）を表わす。
ホールド回路78は、直列スイツチ114、コンデンサ11
8、差動アンプ116を含む。第２半周期の位相１の後半中
において、スイツチ114は波形117によつて閉じ、かくし
てコンデンサ118は差動回路64の出力値になるまで充電
される。これは所望の差（1/C1−1/C2）とひとしい。回
路78の出力は、コンデンサ108の後続する更新期間中の
スイツチ114が開いている間、一定に維持される。この
信号の極性は、トランスデユーサの可動エレメントの中
心からの変位方向を示す。コンデンサ108と118の実値
は、重要なものではなく、所望の差電圧信号を得るプロ
セス中は、依存性パラメータは導入されない。
トランスデユーサキヤパシタンスC1とC2の逆数に相当
する電圧の合計値、合計回路66によつて得られ、ホール
ド回路80によつて保持される。これら回路の動作は、差
回路64とホールド回路78の動作と似ているが、和コンデ
ンサ132は半周期と半周期の間に逆転され、かくて差信
号ではなく合計信号を出す。
合計回路66は、コンデンサ132、スイツチ126〜130、
および微分アンプ134を含む。第１半周期の位相１の後
半中、スイツチ126と130は波形127によつて閉じられ、
コンデンサ132は波形61の一部62の値になるまで充電さ
れる。次いで、測定周期の残りにおける波形129によ
り、スイツチ126と130は開き、スイツチ128は閉じる。
第２半周期の位相１の後半中において、アンプ134への
入力は、波形61の一部76の値とひとしく、これは1/C2に
相当する。の値は1/C1に相当して、コンデンサ132にか
ゝる電位分だけ増大する。この合計値、つまり波形144
の一部148は、アンプ134の出力に現われるが、これは１
ゲインバツフアとして接続されたものである。
ホールド回路80は、スイツチ138、コンデンサ136、微
分アンプ142を含む。この回路80は、ホールド回路78と
同じ機能をもつので、逆のトランスデューサキヤパシタ
ンスの合計を表わす出力を出す。くり返すが、コンデン
サ132と136の実値は、決定的なものではなく、必要な合
計電圧信号を得るプロセス中に依存性パラメータが導入
されることはない。
かくして、差と合計の信号を得るプロセスによつて
も、システムの出力に対するパラメータ感度は得られ
ず、共通信号径路と正規化による利益も得られない。
以上の具体例において、システムの直線性は、トラン
スデユーサキヤパシタンスの逆数を計測することによつ
て維持される。逆数の直接測定は、積分回路29と微分回
路51によつてなされる。有意回路の簡素化は、逆キヤパ
シタンスの代りに、キヤパシタンスの測定で同一結果が
もし得られると達成される。第４、５図に示す具体例で
は、出力は逆数の合計に対する差の比率を表わしている
が、これは以下の代数式を適用することによつて達成さ
れる。
かくして、上記正規化のすべての利点は、もし出力
が、合計で割られる各トランスデユーサキヤパシタンス
の差を代表するとき得られることが分る。
米国特許No.4,584,885は、回路方法を示すが、この方
法により、トランスデユーサキヤパシタンスは、トラン
スデユーサエレメントから環境への漂遊キヤパシタンス
と回路入力キヤパシタンスとから独立して測定され、最
終電流が測定される。もし電圧の変化が時間と共に直線
的に変化するときは、キヤパシタンスは、この駆動信号
の傾斜と結果的電流の両方から以下の関係式のようにし
て決められる。
しかし、前記特許においては、処理された出力は、ト
ランスデユーサキヤパシタンス間の差だけを示すが、こ
れは有意変位に対しては直線ではなく、システムにおけ
る尺度フアクタの正規化のためには用いられない。トラ
ンスデユーサは力のフイードバツクと共に機能して、ト
ランスデユーサの可動エレメントの変位を殆んどゼロに
維持するので、これは上記用途には必要ない。出力は、
変位をかくゼロに維持するのに必要な力を表わす。かく
して、一般的にこの回路は、呼称上の中心位置からの変
位を検知するのに用いられ、回路ゲインの変動効果ある
いは直線性とは関係ない。
第８、９図を視るに、回路図と波形が本発明の１具体
例を示している。トランスデユーサキヤパシタンスC1と
C2は、微分回路220のエレメントであつて、ランプ発生
機210によつて交互に駆動される。微分回路220は、トラ
ンスデユーサキヤパシタンスに比例する振巾をもつ出力
信号を形成する。復調回路230はこの信号を接地参考に
転換する。この回路の他の部分は、第５図のそれと似て
いるが、こゝにおける差動回路64は、差（C1−C2）を形
成し、これはホールド回路78によつて保持される。合計
回路66は合計（C1＋C2）を出し、それはホールド回路80
によつて保持される。合計は、積分回路90によつて一定
に維持されるので、事実上の割算をする必要はない。代
りに、第４図に示す割算方法を用いてもよいが、この方
法の場合、合計に対する差の比は、割算回路82によつて
得られる。
従来型のランプ発生機210は、ノード212において出力
をだすが、これは正と負の電圧傾斜をもつ三角波形211
をなす。上記具体例にあるように、完全測定周期は、２
つの交互の半周期より成る。第１半周期中において、波
形215で作動されるスイツチ214と216は、図示の位置に
ある。上記スイツチは、トランスデユーサC1の板10を、
ランプ発生機の出力に接続され、C2の板12は接地回路に
接続される。トランスデユーサキヤパシタンス、抵抗22
4、コンデンサ226、微分アンプ222を含む微分回路224
は、第２図に示す微分回路51と同じ機能をもつ。アンプ
222の非逆転入力は、回路接地に接続されているので、
抵抗224を通るフイードバツクにより、仮想接地電位の
逆転入力がノード221に確立される。トランスデユーサ
の共通導線22は、可動エレメント14をこのノード221に
連結する。
第１半周期の前半部、位相１、中において、ランプ発
生機の出力と波形211の一部240とにより、一定の正傾斜
が維持される。C1にかゝる電圧の変化の速度が一定にな
されるので、C1を通る電流は一定になり、このため抵抗
224を通つてアンプ222の出力に達する電流も一定にな
る。短かい安定時間ののち、アンプ222の出力、ノード2
28は負電圧レベルにあるが、これは波形229の一部250に
示されるトランスデユーサキヤパシタンスC1の値を代表
する。抵抗224つまりトランスデユーサキヤパシタンス
が大きいときは、アンプ222をしばしぼ補償してやる必
要があるが、これはコンデンサ226によつてなされる。
入力ノード221と回路接地間のキヤパシタンスは、ト
ランスデユーサ可動エレメント14と関連する漂遊キヤパ
シタンス、回路自体とトランスデユーサキヤパシタンス
C2と関連するキヤパシタンスより成る。キヤパシタンス
C2は、スイツチ216を介して接地されている。このノー
ドは仮想接地しているので、このキヤパシタンスにかゝ
る電圧は変わらず、これを通つて流れる電流は殆んどゼ
ロである。この結果信号電流がトランスデユーサキヤパ
シタンスC1からそれることはない。さらに、漂遊キヤパ
シタンスが、C1の板10と関連して接地するよう充電する
のに必要な電流は、ランプ発生機210の出力によつて得
られ、トランスデユーサコンデンサ−つまりキヤパシタ
ンスC1を介して強化される信号電流に影響することはな
い。
かくして、微分回路220の出力、つまり波形229は、ト
ランスデユーサエレメントから環境と回路入力キヤパシ
タンスへの漂遊キヤパシタンスによつて影響されること
はない。
第１半周期の位相２中に、ランプ発生機の出力の傾斜
は、波形211の一部242に示すように逆になる。
この結果、微分回路220の出力の極性は、波形229の一部
252に示すように逆転する。
理想的には、波形229の一部250と252のレベルは、極
性を別にすれば第１半周期の位相１と２の間中、C1と正
比例する。しかし実用上は、アンプ222の入力電流は、C
1を通して強化された信号電流と比較して無視はできな
い。これはとくに、トランスデユーサキヤパシタンスの
極めて小さい値が、極めて小型のトランスデユーサと出
逢つた場合である。しかし、このアンプの入力電流は、
等分に流れ、位相１と２の間中、抵抗224を通つて同じ
方向に流れる。この効果は単純であつて、微分回路の出
力波形229に電圧オフセツトを加えるだけである。この
信号の尖頭間振巾は、このアンプの入力電流の影響はう
けないので、C1は精密に表示される。尖頭間の値を使用
することによる他の利点は、位相１あるいは位相２中に
得られる値を２倍にしたものが信号レベルになるという
ことである。さらに位相１と２中における、ランプ発生
機の不等傾斜発生、つまり波形211による効果は、重要
ではない。つまり、これは尖頭間出力に影響しないから
である。
微分回路220によつて、C1について発生した尖頭間電
圧値は、カツプリングコンデンサ231、スイツチ232、微
分アンプ236を含む復調回路230によつて、接地参考値に
転換される。この回路の作用は、上記差動回路64と似て
いる。位相１の後半部において、スイツチ232は波形233
によつて閉じられるので、コンデンサ231は波形229の一
部250の負電圧レベルにまで充電される。スイツチ232
は、第１半周期の残り期間中開いており、この期間中に
おけるアンプ236への入力は単純に波形229で示される。
この入力は、コンデンサ231にかゝる負電圧分だけ減少
する。この効果は付加的なものである。この信号、つま
り波形237は、１ゲインバツフアとして機能するアンプ2
36の出力に現われる。位相１の後半中、この信号部分25
9のレベルはゼロボルトである。第１半周期の位相２の
後半期中、この信号のレベル、一部260は、微分回路220
の尖頭間出力であるが、これはこの時接地参考とされて
いるトランスデユーサキヤパシタンスC1と比例する。こ
のレベルは、波形270によつて示される時間に、差動回
路64と合計回路66によつてサンプリングされる。
スイツチ制御回路280内の比較器（図示せず）によつ
て、第１半周期は終了し、この時ランプ発生機の出力波
形211は約ゼロボルトである。この結果C1の貯蔵電荷は
ゼロになるので、C1とC2が次の半周期に切換わる際の回
路過疫現象が回避される。
第２半周期中において、スイツチ214と216は、波形21
5で示される位置を逆転させるので、トランスデユーサ
キヤパシタンスC2は、ランプ発生機の出力に接続され、
C1は回路接地に接続される。測定プロセスはくり返さ
れ、位相２の後半中において、波形237の一部264のレベ
ルは、トランスデユーサキヤパシタンスC2と比例する。
このレベルは、波形272で示される時間において、差動
回路64と合計回路66によつてサンプリングされる。この
結果、測定サイクルは完了する。回路のバランスは、第
５図のそれと同じでありその作動は既述した。
一般的にこの具体例により、第５図のそれと同じ機能
が得られる。システムの出力は次の関係式によつて示さ
れる。
かくして、この出力は参考電圧Vrefを乗じられた、C1
とC2の和と差の望ましい比と同じである。回路ゲインと
トランスデユーサキヤパシタンス尺度は、出力に対して
殆んど影響を与えない。もし、トランスデユーサにおけ
る比誘電率のように、無関係パラメータが変動すると、
積分回路90の出力が変動し、Ｖドライブの新値が形成さ
れ、この結果システムの出力は変化前に存在した値に戻
る。無関係パラメータの変動はしたがつて、無視されシ
ステムの出力は、関連パラメータに応答する。好適具体
例の場合、トランスデユーサ14の動きになつて現われ
る。
第10、11図を視ると、本発明の他の具体例の回路と波
形が示される。この具体例においては、各コンデンサC1
とC2の値を交互に測定し、次いで差と合計を出す代り
に、２つのトランスデユーサコンデンサの合計と差が交
互に且つ直接測定される。この結果回路は簡素化され、
同時に第４、５、８図の具体例の機能が得られる。第８
図と比較するに、差動回路64と合計回路66が省かれる。
加えて、トランスデユーサキヤパシタンスをON−OFFす
る方法は修正され、インバータ回路248が加えられて、
ランプ発生機210の出力の表示は逆転する。
微分アンプ253と抵抗249、251を含むインバータ回路2
48は、従来型のものである。波形257で示されるこれの
出力は、ランプ発生機の出力、波形211を逆にしたもの
である。
上述のように、測定完成周期は、２つの交互半周期を
含む。第１半周期中において、トランスデユーサキヤパ
シタンスC1とC2の合計が測定される。波形261によつて
制御されるスイツチ255は図示の位置にあるので、キヤ
パシタンスC1とC2は平列で、ランプ発生機210の出力に
接続される。公知のように、平行コンデンサのキヤパシ
タンスは、各キヤパシタンスの合計である。測定プロセ
スは、第８図の回路にしたがつて進行し、波形280で示
すように微分回路220の出力が得られ、これの尖頭間電
圧はトランスデユーサキヤパシタンスC1とC2の合計と比
例する。
第２半周期中において、キヤパシタンスC1とC2の差が
測られる。スイツチ255が操作されて、C2は反転ランプ
信号、波形257に接続される。C2を流れる測定電流は、
今や極性がC1を流れる測定電流を逆になる。トランスデ
ユーサの可動エレメントからアンプ222の入力の流れる
正味電流は、C1とC2を流れる電流の差となる。微分回路
220、つまり波形280からの尖頭間出力は、トランスデユ
ーサキヤパシタンスC1とC2の差に比例する。
第８図の回路から明らかなように、C1とC2の合計と差
の先頭間値は転換されて、復調回路230により接地参考
値になされ、ホールド回路78と80によつて保持されるの
で、合計値で差を割る計算は、フイードバツクと参考電
圧Vrefを用いることによつて避けられる。
単独復調回路230の代りに、別個の復調回路を用い
て、合計および差値を求めてもよい。この結果、代りの
半周期において、単独復調コンデンサを充電して、異な
る電圧レベルにまでする必要はなくなり、別のコンデン
サにおける充填レベルを、合計あるいは差の信号値が変
るときだけ変動させればよい。かくして、トランスデユ
ーサ回路の構成は単純化される。
インバータ回路248を付加することにより、エラーを
引起す潜在的原因が生まれるが、これは共通信号径路に
はありえないので、上述の各具体例にも存在しない。も
し、逆転ランプ信号、つまり波形257の傾きが、ランプ
発生機210の波形211の出力の対応傾斜の逆とひとしくな
いとき、システムの出力は、ひとしいトランスデユーサ
キヤパシタンスC1とC2についてゼロにはならない。この
場合抵抗249と251の各値の比を１にして、インバータ回
路248のゲインもまた１にする必要がある。実際上この
制約は解決が容易であつて、回路網全体の単純化を考え
たとき、あらゆる用途に採用可能である。
回路の単純化は、トランスデユーサシステムのコスト
とサイズをさらに低下させる場合に望ましいものであ
る。多くの場合トランスデユーサの尺度と回路ゲインに
よる影響を回避することが望まれるが、直線性に対する
要求は他の方法によつて解決されるのである。２つのト
ランスデユーサキヤパシタンスの比を代表する出力を形
成する回路方法によりかような単純化は実現される。
本発明の他の具体例における回路と波形が、第12、13
図に示される。積分回路300と微分回路302の組合せは、
概念において第２図の回路29と51の組合せと類似する。
この場合積分回路と微分回路に関連するコンデンサは、
トランスデユーサキヤパシタンスC1とC2であつて、C1と
C2の切換えは行わない。この回路組合せにより、C2/C1
の比が直接得られ、割算をしたりフイードバツクの技法
を用いる必要はない。
積分回路300は、抵抗314、微分アンプ316、トランス
デユーサキヤパシタンスC1より成る。この測定周期は、
２つの位相しか含んでいない。位相１において、波形31
2で制御されるスイツチ310は、図示の位置にあつて参考
電圧Vrefを抵抗314に印加する。抵抗314の他端はアンプ
316の転換入力に接続される。アンプ316の非転換入力は
約Vref/2の電圧に接続されるので、C1を径てフイードバ
ツクすることにより、同一値の転換入力が確立される。
抵抗314内に得られた電流は、トランスデユーサキヤパ
シタンスC1を径て流れ、波形319の一部320である負電圧
ランプの出力をアンプ316から出す。サイクルの位相２
中において、スイツチ310の位置は逆転し、かくて抵抗3
14にはゼロボルトが印加される。他端はVref/2の電位に
維持される。抵抗314を通る電流は逆転するので、C1を
通る電流と、波形319の一部321であるアンプ316の出力
の傾斜が逆になる。この傾斜の値は、以下の関係式から
求められる。
このアラビア文字は、位相１に対しては負で、位相２
に対しては正である。
この信号は抵抗332、微分アンプ330、トランスデユー
サキヤパシタンスC2より成る微分回路302に入る。波形3
34として知られるこの回路302の出力は、以下の関係式
から得られる電圧である。
e/tに対してこの式を用いて、これに２を乗じ、尖頭
間値を得る。
かくして、微分回路302の尖頭間出力は、トランスデ
ユーサキヤパシタンスC1とC2の比と比例する。比誘電率
などによるトランスデユーサキヤパシタンスの尺度は、
ひとしい比率で両方のキヤパシタンスに作用し、かくし
て出力には殆んど影響はない。
R314とR332がひとしいと仮定し、トランスデユーサへ
の物理的入力がないとき、トランスデユーサキヤパシタ
ンスC1とC2がひとしいと仮定すると、この出力値はVref
になる。入力ゼロのときは出力ゼロが望ましいので、こ
の出力はVrefから引かねばならない。
回路のパラメータ値に敏感な従来の抵抗差技術を用い
て引算を実行するよりも、コンデンサ充電技術を用いる
復調回路306によつて必要な引算を行う。コンデンサ34
0、スイツチ342、微分アンプ344を含むこの回路は、第
８図に示す復調回路230と似ているが、この復調回路の
スイツチは、回路接地ではなくVrefに接続されている。
波形348で示すこの回路の出力は、波形334の入力を代表
するが、波形334の一部355に相当する電圧レベルは、波
形348の一部350で示すVrefの値にシフトされる。波形34
8の一部352の電圧レベルは次の式で表わされる。
Vref−V334（尖頭間） これは次の式と同じである。
この出力は望ましいものである。ホールド回路78、80
に似ていて、波形358で制御されるホールド回路360は、
この値を保持し、これをシステムの出力とする。
比C2/C1およびR332/R314が１であれば、波形334と348
の尖頭間値は簡単にVrefであり、波形348の一部352の電
圧レベルは、ゼロになる。比C2/C1は、トランスデユー
サに物理的入力があるので１から変わるので、この電圧
レベルは比率的に変動し、その極性はトランスデユーサ
の可動エレメントの変位の方向を示す。
トランスデユーサキヤパシタンスC1とC2の所定のバラ
ンスに対し、第12図の回路の出力は、上記回路の出力よ
りかなり大きくなる。さらにこの測定周期は２つの位相
しか含まないので、つまり上記具体例のように４つの位
相ではないので、サンプリングの速度が比較的高くな
る。
抵抗R332とR314の比は、第10図に示す具体例の抵抗24
9と251のように１に維持しなければならない。つまりシ
ステムの出力は、ひとしいキヤパシタンスC1とC2に対し
てゼロでなることはない。上記単純化された具体例に用
いられる、適当な品質と許容度をもつ抵抗は容易に入手
できる。
アンプ316の非逆転入力においてVref/2の電圧レベル
を用いると、信号波形は対称的になり、信号334の尖頭
間振巾つまりシステムの出力に対して影響はないので回
路にとつて好都合である。
以上の具体例は、極めて精密で安定した操作がなされ
る回路を含む。あるバイアス（ゼロ）とスパン（フルス
ケール）の調節は、組合わされるので校正が可能とな
る。さらにトランスデユーサの温度係数と非直線性の補
償が必要となる。かような調節は、付加的な従来の回路
において行ない、図示の出力をさらに処理することがで
きる。しかし、図示回路により、上記調節を実行し、不
正確になる付加的原因を少なくすることができる。
システムのゼロは第２、４、５、８図の差動回路64に
オフセツトを加えることにより容易に調節される。第６
図に詳わしく示うこの回路において、スイツチ112と回
路接地間の接続は、安定した動力供給源に連結された電
位差計のような、可変参考電圧源との接続に換えられ
る。この参考電圧は、システムの出力に直接加えられ
て、ゼロ調節がなされる。この電圧がもし、温度感知抵
抗あるいはダイオードなどの温度に反応する部分を含む
とき、この部分を調節することにより、温度によつて生
じたトランスデユーサのゼロ出力の変動は補償される。
この調節は、復調回路230におけるスイツチを、回路
接地の代りに、オフセツト電圧に接続することにより、
同じような方法で、第８、10図の回路において行うこと
ができる。第12図の回路において、オフセツト電圧は復
調回路306内のスイツチにこれを接続する点におけるV
refに付加することができる。
システムのスパン、つまり感度は第２、４図のＶドラ
イブを変え、第５、８、10、12図におけるVrefを変える
ことにより調節できる。くり返すが、この電圧は、温度
に敏感な部分を含んで、温度によつて生じたトランスデ
ユーサの感度変化の補償がなされる。さらにこの電圧
は、システム自体の出力に敏感の部分を含むことができ
るので、トランスデユーサの非直線性は修正される。
電子機器の精度は、主として回路の細部設計によつて
決まる。正規化つまり比率技術を用いる具体例の場合、
受動的な回路要素の精度と安定は一般的にそれほど重要
ではない。第10、12図に示す回路における、マツチした
抵抗対の必要性は明らかになつたが、これはかような回
路によつて達成される簡素化を考えてみても望ましいも
のである。
トランスデユーサキヤパシタンスの値の実用範囲は非
常に広い。上限は実用上のトランスデユーサ値よりかな
り上まわる。下限はゲインと帯域巾の積算値、積分アン
プと微分アンプの入力ノイズなどによつて主として決ま
る。キヤパシタンスの値が低いので、キヤパシタンス電
流の値は低下し、アンプゲイン要件は高まり、アンプの
入力ノイズの影響は高くなる。代りに測定電流は、ラン
プの傾斜を大きくすることによつて増大し、その結果、
作用周波数は高まり、アンプの帯域巾要件も高まる。
本発明の各種具体例は、理論機能とスイツチ機能のた
めのJFET入力デバイスと標準CMOS集積回路を組込んだ共
通集積回路演算アンプを用いて構成される。約５マイク
ロフアラツドのキヤパシタンスをもつトランスデユーサ
に対するテストの場合、約0.5マイクロフアラツドのキ
ヤパシタンスのフルスケール変化、0.1〜1.0ミリセコン
ドの測定周期速度、数ミリアンペアの動力供給電流、出
力ノイズと安定性などは、フルスケール信号の百万個当
たり数十個のオーダのものであつた。これは0.01フエム
トフアラツドのオーダのトランスデユーサキヤパシタン
ス変化に相当する。
もし、高いサンプリング速度が望ましければ、とくに
極めて低いキヤパシタンスの場合、個別のアンプが必要
である。この結果回路パワーの要件は増える。望ましく
ない漂遊キヤパシタンスを経て敏感な回路ノードに、各
種の回路スイツチ信号が連結されるのを防止する正しい
物理的包括技術についても考えるべきである。
本発明の目立つ技術的特徴は、キヤパシタンスを変化
させる入力変動にトランスデユーサエレメントが応答す
るので、このキヤパシタンス変化は正確かつ直線的に、
対応する電子信号に転換されうる。他の技術的特徴は、
キヤパシタンストランスデユーサにおけるトランスデユ
ーサキヤパシタンスと共通回路との間に外来キヤパシタ
ンスがあつても、トランスデユーサキヤパシタンスの精
確な測定に悪影響はない。本発明の他の重要な技術的特
徴によると、微分型キヤパシタンストランスデユーサに
おいて、フイードバツクが採用でき、関連のあるパラメ
ータ、すなわちトランスデユーサエレメントの置換を除
いて、パラメータと殆んど独立的に転換と作動がなされ
うる。他の技術的特徴は、微分型キヤパシタンストラン
スデユーサにおいて、各キヤパシタンスは共通チヤンネ
ルを画定する回路から出入りするようスイツチングされ
るので、多チヤンネル回路に共通の差と性能の変動が回
避される。本発明の他の技術的利点は、高度の精密さの
線形転換が、コンデンサ充電技術を用いて実行されうる
ことである。かくして、回路の形状と組立てが単純化さ
れ、コストは低下する。本発明のさらに他の技術的特徴
は、高精度で高価な要素は、本発明の各種具体例による
回路を用いるのには必要ないことであり、この結果、キ
ヤパシタンスは対応する電気信号に精確且つ直線的に転
換することができる。
以上、トランスデユーサキヤパシタンスを相当する電
気信号に正確に転換する回路と手法を説明して来た。本
発明の好適な他の具体例が、特定のトランスデユーサデ
バイス、回路製造法、対応する転換法と関連的に説明し
た来たが、後記特許請求の範囲に記載されるように、本
発明の精神と範囲から逸脱することなく、細部の変更は
技術者の選択としてなされることを理解すべきである。

Claims (47)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】エレメントの置換は、容量的に感知される
    タイプのトランスデューサにおいて、 実質的に一定の電流をキャパシタンスの第１端子に印加
    して、キャパシタンスを充電する工程、 共通回路に関して、キャパシタンスの上記第１端子を実
    質的に一定の電圧電位に維持する工程、 出力電圧信号を、キャパシタンスの第２端子から得、こ
    れの変動速度はキャパシタンスを代表し、キャパシタン
    ス端子と共通回路との間の外部キャパシタンスと殆んど
    独立的である工程、 上記出力電圧信号を微分して、微分された出力信号を
    得、この出力信号の振巾は、時間に関して大体一定であ
    って、上記キャパシタンスを代表する工程、 を含む、キャパシタンスを相当する電気信号に転換する
    方法。
  2. 【請求項２】上記キャパシタンスを高ゲインアンプの入
    力と出力の間の接続して、積分器を形成し該一定電流を
    上記アンプの入力に印加する工程をさらに含み、 上記出力電圧信号は、該アンプ回路から得られる、請求
    項１記載の方法。
  3. 【請求項３】該トランスデューサは、差動キャパシタン
    ス型であって、第１および第２キャパシタンスを規定
    し、 上記第１および第２キャパシタンスを交互に接続して、
    関連するキャパシタンスを交互に代表する出力電圧信号
    を出す工程をさらに含む、請求項１または２記載の方
    法。
  4. 【請求項４】該出力電圧信号を微分して、微分された出
    力信号を出す工程をさらに含み、 この出力信号の振巾は、交互且つ実質的に時間に関わら
    ず一定であり、関連するキャパシタンスをあらわす、請
    求項３記載の方法。
  5. 【請求項５】該微分された出力信号を処理して、上記振
    巾間の差を決める工程をさらに含み、上記差は上記関連
    するキャパシタンス間の差をあらわす、請求項４記載の
    方法。
  6. 【請求項６】該微分された出力信号を処理して、該振巾
    の合計を出す工程、上記差を上記合計で割算する工程を
    さらに含み、この結果上記キャパシタンスの振巾と実質
    的に独立する比が得られる、請求項５記載の方法。
  7. 【請求項７】上記印加された定電流は、上記合計がある
    定数とひとしくなるよう上記合計から得られるので、上
    記差が該比を表わすように変更される、請求項６記載の
    方法。
  8. 【請求項８】上記差と合計は、一定ゲインをもって得ら
    れるので、該比は上記定数と、キャパシタンス間の差の
    みを依存するようになされる、請求項７記載の方法。
  9. 【請求項９】エレメントの変位は、微分キャパシタンス
    によって感知され、第１および第２キャパシタンスによ
    って規定される種類のトランスデューサにおいて、 時間に関わらず一定の変化速度を特徴とする駆動電圧
    を、第１キャパシタンスの独立端子に交互に印加する工
    程、 該第１キャパシタンスの共通端子の電位を、共通回路に
    関して一定電圧に維持する工程、 関連キャパシタンスを交互に示し、上記キャパシタンス
    端子と共通回路との間の外部キャパシタンスとは実質的
    に独立する出力電圧信号を、共通端子から得る工程、よ
    り成る、 キャパシタンスを対応する電気信号に転換する方法。
  10. 【請求項１０】共通端子は高ゲインアンプの入力に接続
    され、抵抗が該アンプの入力から出力に接続されて微分
    器を形成し、 さらに、上記アンプ出力から出力電圧信号を得る工程を
    含み、この信号の振巾は上記関連キャパシタンスを交互
    に示す、 請求項９記載の方法。
  11. 【請求項１１】上記出力電圧信号を処理して、交互振巾
    間の差を得る工程をさらに含み、この差はキャパシタン
    ス間の差を示す、 請求項９または10記載の方法。
  12. 【請求項１２】上記出力電圧信号を処理して、該交互振
    巾の合計を得る工程、この差を合計で割算する工程をさ
    らに含み、かくして上記キャパシタンスの振巾からは実
    質的に独立する比を決まる、請求項11記載の方法。
  13. 【請求項１３】上記合計を一定数とひとしい値に維持す
    るため、上記駆動電圧を合計から得て、上記差が比をあ
    らわすように変更させる工程をさらに含む、請求項12記
    載の方法。
  14. 【請求項１４】一定のゲインで、上記差と合計を得て、
    上記比が上記定数と、キャパシタンス間の差のみに依存
    するようにさせる工程をさらに含む、請求項13記載の方
    法。
  15. 【請求項１５】エレメントの変位は、微分キャパシタン
    スによって感知され、そして第１および第２キャパシタ
    ンスによって規定される種類のトランスデューサにおい
    て、上記第１および第２キャパシタンス間の差を、相当
    する電気信号に変換するため、 時間に関係なく一定の変動速度を特徴とする第１駆動電
    圧を、上記第１キャパシタンスの独立端子に印加する工
    程、 時間に関係なく一定で、上記第１駆動電圧と反対の向き
    の変動速度を特徴とする第２駆動電圧を、第２キャパシ
    タンスの独立端子に印加する工程、 共通回路と関連的に一定の電圧電位に、キャパシタンス
    の共通端子を維持する工程、 上記第１および第２キャパシタンス間の差をあらわし、
    キャパシタンス端子と共通回路との間の外部キャパシタ
    ンスと実質的に独立する出力電流信号を、上記共通端子
    から得る工程、より成る方法。
  16. 【請求項１６】上記共通端子が高ゲインアンプの入力に
    接続され、抵抗がアンプの入力から出力に接続されてい
    るので、微分器が形成され、上記キャパシタンスの差を
    あらわすアンプ出力から出力電圧信号を出す工程を含
    む、請求項15記載の方法。
  17. 【請求項１７】エレメントの変位は、微分キャパシタン
    スで感知され、第１および第２キャパシタンスによって
    規定される種類のトランスデューサにおいて、 時間に関係なく一定の変動速度を特徴とする第１駆動電
    圧を、第１期間中に第１キャパシタンスの独立端子に印
    加する工程、 時間に関係なく一定で上記第１駆動電圧と反対の向きの
    変動速度を特徴とする第２駆動電圧を上記第１期間中
    に、第２キャパシタンスの独立端子に印加する工程、 第２期間中に、上記第１駆動電圧を、第１および第２キ
    ャパシタンスの独立端子に印加する工程、 共通回路と関連的に、キャパシタンスの共通端子を、一
    定電圧電位に維持する工程、 上記差と合計を、キャパシタンス端子と共通回路間の外
    部キャパシタンスとから実質的に独立するよう、交互に
    あらわす上記共通端子から出力電流信号を得る工程、 より成る上記第１および第２キャパシタンス間の差と、
    第１および第２キャパシタンスの合計を、交互に相当す
    る電気信号に転換する方法。
  18. 【請求項１８】上記共通端子は、高ゲインアンプの入力
    に接続され、微分器を形成するため抵抗が、上記アンプ
    入力からアンプ出力に接続されており、上記差をあらわ
    すアンプ出力から、出力電圧信号をうる工程をさらに含
    む、請求項17記載の方法。
  19. 【請求項１９】上記差を合計で割り、トランスデューサ
    キャパシタンスの振巾とは殆んど無関係の比を出す工程
    をさらに含む、請求項17または18記載の方法。
  20. 【請求項２０】上記合計を一定に維持するため、上記合
    計から第１および第２駆動電圧を出す工程をさらに含
    む、請求項19記載の方法。
  21. 【請求項２１】一定ゲインをもつ差と合計を得て、この
    比が上記定数にのみ依存するようにさせる工程をさらに
    含む、請求項20記載の方法。
  22. 【請求項２２】エレメントの変位は、微分キャパシタン
    スによって感知され、第１および第２キャパシタンスに
    よって規定される種類のトランスデューサにおいて、 実質的に一定の電流を、上記第１キャパシタンスの独立
    端子に印加する工程、 上記端子を共通回路に関して殆んど一定の電圧電位に維
    持する工程、 上記キャパシタンスの共通端子から出力電圧信号を得る
    が、その変動速度は上記第１キャパシタンスをあらわす
    工程、 第２キャパシタンスの独立端子から出力電流信号を得る
    が、これは上記第２および第１キャパシタンスの比をあ
    らわす工程、 より成る、第２および第１キャパシタンスの比を相当す
    る電気信号に転換する方法。
  23. 【請求項２３】上記第１キャパシタンスの独立端子は、
    第１高ゲインアンプの入力に接続され、上記定電流は上
    記入力に印加され、上記共通端子は第１アンプの出力に
    接続され、かくして積分器が形成され、上記第２キャパ
    シタンスの独立端子は、第２高ゲインアンプの入力に接
    続され、抵抗が第２アンプの入力から出力へ接続されて
    いるので微分器が形成され、さらに上記比をあらわす、
    上記第２アンプの出力を出す工程をさらに含む、請求項
    22記載の方法。
  24. 【請求項２４】エレメントの変位は容量的に感知される
    種類のトランスデューサにおいて、 実質的に一定の電流をキャパシタンスの第１端子に印加
    して、キャパシタンスを充電する手段、 キャパシタンスの第１端子を、共通回路に関して殆んど
    一定の電圧電位に維持するための手段、 キャパシタンスの第２端子から出力電圧信号を出すが、
    これの変動速度は、キャパシタンスをあらわし、上記キ
    ャパシタンス端子と共通回路間の外部キャパシタンスと
    殆んど独立的である手段、 を含むこのキャパシタンスを相当する電気信号に転換す
    るための回路。
  25. 【請求項２５】積分器を形成するため、高ゲインアンプ
    の入力と出力との間に接続されたキャパシタンス、上記
    定電流を上記アンプ入力に印加する手段をさらに含み、
    上記出力電圧信号は、上記アンプ回路ら得られる、 請求項24記載のトランスデューサ回路。
  26. 【請求項２６】微分ずみの出力信号を作るため上記出力
    電圧信号を微分するための手段を含み、上記信号の振巾
    は、時間に関わらず殆んど一定であって、上記キャパシ
    タンスをあらわす、 請求項24又は25記載のトランスデューサ回路。
  27. 【請求項２７】上記トランスデューサは、微分キャパシ
    タンス型であって、第１および第２キャパシタンスによ
    って規定され、 上記第１と第２キャパシタンスを交互に接続して、関連
    キャパシタンスを交互にあらわす出力電圧信号を形成す
    る手段をさらに含む、請求項第24または25記載のトラン
    スデューサ回路。
  28. 【請求項２８】微分ずみの出力信号をうるため、上記出
    力電圧信号を微分するための手段をさらに含み、この振
    巾は時間に関わらず交互に且つ実質的に一定であって、
    上記キャパシタンスをあらわす、請求項27記載のトラン
    スデューサ回路。
  29. 【請求項２９】微分ずみ出力信号を処理して、各振巾間
    の差をうる手段をさらに含み、この差は関連するキャパ
    シタンス間の差をあらわす、請求項28記載のトランスデ
    ューサ回路。
  30. 【請求項３０】上記振巾の合計をうるため上記微分ずみ
    入力信号を処理するための手段、上記合計で上記差を割
    るための手段をさらに含み、かくして上記キャパシタン
    スの振巾と殆んど無関係な比をうる、請求項29記載のト
    ランスデューサ回路。
  31. 【請求項３１】印加された定電流は、該合計をある定数
    とひとしく保持するべく該合計から得られ、かくして該
    差を変更して該比をあらわすようにする、請求項30記載
    のトランスデューサ回路。
  32. 【請求項３２】上記差と合計は、定ゲインをもって得ら
    れ、かくして該比は、上記定数とキャパシタンス間の差
    にのみ依存するようになされた、請求項31記載のトラン
    スデューサ回路。
  33. 【請求項３３】エレメントの変位は、微分キャパシタン
    スによって感知され、第１および第２キャパシタンスで
    規定される種類のトランスデューサにおいて、 時間に関係なく一定の変化速度を特徴とする駆動電圧
    を、上記第１キャパシタンスの独立端子の交互に印加す
    るための手段、 共通回路と関連的な一定の電圧電位に、該第１キャパシ
    タンスの共通端子を維持するための手段、 関連キャパシタンスを交互にあらわし、かつ該キャパシ
    タンス端子と共通回路との間の外部キャパシタンスと大
    体無関係の出力電圧信号を、該共通端子から得るための
    手段、 より成る、キャパシタンスを対応する電気信号に転換す
    るための回路。
  34. 【請求項３４】上記共通端子は、高ゲインアンプの入力
    に接続され、抵抗がアンプの入力から出力へ接続されて
    微分器を形成し、 上記アンプ出力から出力電圧信号を得るが、その振巾は
    関連キャパシタンスを交互にあらわす手段をさらに含
    む、請求項33記載のトランスデューサ回路。
  35. 【請求項３５】上記交互性振巾間の差を得るため、該出
    力電圧信号を処理するための手段をさらに含み、この差
    は各キャパシタンス間の差をあらわす、請求項33または
    34記載のトランスデューサ回路。
  36. 【請求項３６】上記交互性振巾の合計を得るため、該出
    力電圧信号を処理する手段、この差を合計で割るための
    手段をさらに含み、かくして上記キャパシタンスの振巾
    から殆んど独立する比が得られる、請求項35記載のトラ
    ンスデューサ回路。
  37. 【請求項３７】上記合計を、一定に維持するため、上記
    駆動電圧を合計から得るための手段をさらに含み、かく
    して上記差が比をあらわすように変更する、請求項36記
    載のトランスデューサ回路。
  38. 【請求項３８】上記差と合計を一定のゲインをもって決
    めるための手段をさらに含み、かくして該比を該定数
    と、キャパシタンス間の差にのみ依存させる、請求項37
    記載のトランスデューサ回路。
  39. 【請求項３９】エレメントの変位が、微分キャパシタン
    スによって感知され、第１および第２キャパシタンスに
    よって規定される種類のトランスデューサにおいて、 時間に関係なく一定の変化速度を特徴とする第１駆動電
    圧を、上記第１キャパシタンスの独立端子に印加する手
    段、 時間に関係なく一定の変化速度と、上記第１駆動電圧と
    反対の向きを特徴とする第２駆動電圧を、第２キャパシ
    タンスの独立端子に印加する手段、 キャパシタンスの共通端子を、共通回路に関する定電圧
    電位に維持するための手段、 上記第１および第２キャパシタンス間の差をあらわし、
    キャパシタンス端子と共通回路との間の外部キャパシタ
    ンスからは実質的に独立する出力電流信号を共通端子か
    ら得る手段、を含む、 第１および第２キャパシタンス間の差を、対応する電気
    信号に転換するための回路。
  40. 【請求項４０】共通端子が、高ゲインアンプの入力に接
    続され、微分器を形成するため抵抗が該アンプの入力か
    ら出力へ接続され、上記キャパシタンス差をあらわす出
    力電圧信号を、アンプの出力から出すための手段をさら
    に含む、請求項39記載のトランスデューサ回路。
  41. 【請求項４１】エレメントの変位が、微分キャパシタン
    スによって感知され、第１および第２キャパシタンスに
    よって規定される種類のトランスデューサにおいて、 時間にかかわらず一定の変化速度を特徴とする第１駆動
    電圧を第１期間中に、上記第１キャパシタンスの独立端
    子に印加する手段、 時間と関係なく一定であって、上記第１駆動電圧と反対
    の向きの変化速度を特徴とする第２駆動電圧を、第１期
    間中に、第２キャパシタンスの独立端子に印加する手
    段、 第２期間中に、上記第１駆動電圧を第１および第２キャ
    パシタンスの独立端子に印加する手段、 共通回路と関連する一定の電圧電位に、キャパシタンス
    の共通端子を維持する手段、 上記差と合計を交互にあらわす出力電圧信号を共通端子
    から出すが、上記合計は、キャパシタンス端子と共通回
    路との間の外部キャパシタンスと実質的に無関係である
    手段、を含む、 第１および第２キャパシタンス間の差と、第１および第
    ２キャパシタンスの合計とを、対応する電気信号に交互
    に転換する回路。
  42. 【請求項４２】上記共通端子は、高ゲインアンプの入力
    に接続され、微分器を形成するため、該アンプの入力か
    ら出力へ抵抗が接続され、上記差をあらわす出力電圧信
    号をアンプ出力から出すための手段をさらに含む、請求
    項41記載のトランスデューサ回路。
  43. 【請求項４３】トランスデューサキャパシタンスの振巾
    と殆んど依存する比を得るため、上記差を合計で割る手
    段をさらに含む、請求項41または42記載のトランスデュ
    ーサ回路。
  44. 【請求項４４】上記合計をある定数とひとしく維持する
    ため、上記第１および第２駆動電圧を上記合計から得
    て、差が比をあらわすように変更するための手段をさら
    に含む、請求項43記載のトランスデューサ回路。
  45. 【請求項４５】一定ゲインをもって上記差と合計を得
    て、上記比を上記定数にのみ依存するようにするための
    手段をさらに含む、請求項44記載のトランスデューサ回
    路。
  46. 【請求項４６】エメレントの変位は、微分キャパシタン
    スによって感知され、第１および第２キャパシタンスに
    よって規定される種類のトランスデューサにおいて、 殆んど一定の電流を、上記第１キャパシタンスの独立端
    子の印加する手段、 上記端子を、共通回路と関連的に殆んど一定の電圧電位
    に維持する手段、 上記第１キャパシタンスを変化速度があらわすように、
    キャパシタンスの共通端子から出力電圧信号を出す手
    段、 上記第２キャパシタンスの独立端子から出力電力信号を
    だすが、この信号は、上記第２と第１キャパシタンス比
    をあらわす手段、より成る、 上記第２および第１キャパシタンスの比を相当する電気
    信号に転換する回路。
  47. 【請求項４７】上記第１キャパシタンスの独立端子が、
    高ゲインアンプの入力に接続され、この定電流は、該入
    力に印加され、上記共通端子が第１アンプの出力に接続
    されているので、微分器が形成され、第２キャパシタン
    スの独立端子は、高ゲインアンプの入力に接続され、微
    分器を形成するため、アンプの入力から出力に抵抗が接
    続されており、上記比をあらわす出力を上記第２アンプ
    から得るための手段をさらに含む、 請求項46記載のトランスデューサ回路。
JP2502889A 1989-01-30 1990-01-25 精密容量性トランスデューサ回路と方法 Expired - Lifetime JP2936286B2 (ja)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/304,359 US5019783A (en) 1989-01-30 1989-01-30 Precision transducer circuit and linearization method
US462,448 1990-01-18
US304,359 1990-01-18
US07/462,448 US5028876A (en) 1989-01-30 1990-01-18 Precision capacitive transducer circuits and methods

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH03503804A JPH03503804A (ja) 1991-08-22
JP2936286B2 true JP2936286B2 (ja) 1999-08-23

Family

ID=26973979

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2502889A Expired - Lifetime JP2936286B2 (ja) 1989-01-30 1990-01-25 精密容量性トランスデューサ回路と方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US5028876A (ja)
JP (1) JP2936286B2 (ja)
WO (1) WO1990008963A1 (ja)

Families Citing this family (49)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5136251A (en) * 1988-09-23 1992-08-04 John Fluke Mfg. Co., Inc. Capacitance measurement
US5325065A (en) * 1992-05-18 1994-06-28 Motorola, Inc. Detection circuit with dummy integrator to compensate for switch charge insection and amplifier offset voltage
US5461319A (en) * 1992-12-28 1995-10-24 Peters; Randall D. Symmetric differential capacitance transducer employing cross coupled conductive plates to form equipotential pairs
US5902933A (en) * 1993-02-22 1999-05-11 Omron Corporation Pressure sensor and its application
FI93579C (fi) * 1993-08-20 1995-04-25 Vaisala Oy Sähköstaattisen voiman avulla takaisinkytketty kapasitiivinen anturi ja menetelmä sen aktiivisen elementin muodon ohjaamiseksi
US5528520A (en) * 1994-12-08 1996-06-18 Ford Motor Company Calibration circuit for capacitive sensors
DE19513022C1 (de) 1995-04-06 1996-08-14 Siemens Ag Schaltungsanordnung und Verfahren zur Bestimmung von Kapazitätsdifferenzen
US5723980A (en) * 1995-06-07 1998-03-03 Aerogage Corporation Clearance measurement system
JPH11511556A (ja) * 1995-08-16 1999-10-05 スタント マニュファクチュアリング インコーポレイテッド 燃料キャップ漏れテスター
US5661240A (en) * 1995-09-25 1997-08-26 Ford Motor Company Sampled-data interface circuit for capacitive sensors
US5705978A (en) * 1995-09-29 1998-01-06 Rosemount Inc. Process control transmitter
US6114862A (en) 1996-02-14 2000-09-05 Stmicroelectronics, Inc. Capacitive distance sensor
DE69618559T2 (de) 1996-02-14 2002-08-14 Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza Kapazitiver Abstandssensor, insbesondere zur Erfassung von Fingerabdrücken
US6320394B1 (en) 1996-02-14 2001-11-20 Stmicroelectronics S.R.L. Capacitive distance sensor
US5786698A (en) * 1996-03-07 1998-07-28 Ade Corporation Transducer Bootstrapping apparatus
US5670887A (en) * 1996-04-17 1997-09-23 Mitutoyo Corporation Method and apparatus for fast sampling in capacitive position transducers
US5952559A (en) * 1996-11-20 1999-09-14 Stant Manufacturing Inc. Fuel cap leakage tester
DE19650681C2 (de) * 1996-12-06 2001-08-16 Zentr Mikroelekt Dresden Gmbh Kapazitive Sensoranordnung
GB9709498D0 (en) * 1997-05-09 1997-07-02 Switched Reluctance Drives Ltd Transducer offset compensation
US5900550A (en) * 1997-06-16 1999-05-04 Ford Motor Company Capacitive acceleration sensor
US6483931B2 (en) 1997-09-11 2002-11-19 Stmicroelectronics, Inc. Electrostatic discharge protection of a capacitve type fingerprint sensing array
US6191593B1 (en) * 1997-12-17 2001-02-20 Stmicroelectronics, Inc. Method for the non-invasive sensing of physical matter on the detection surface of a capacitive sensor
US6091082A (en) 1998-02-17 2000-07-18 Stmicroelectronics, Inc. Electrostatic discharge protection for integrated circuit sensor passivation
US6731121B1 (en) 1999-10-15 2004-05-04 Microsensors Corp. Highly configurable capacitive transducer interface circuit
US6499348B1 (en) * 1999-12-03 2002-12-31 Scimed Life Systems, Inc. Dynamically configurable ultrasound transducer with integral bias regulation and command and control circuitry
US7239227B1 (en) 1999-12-30 2007-07-03 Upek, Inc. Command interface using fingerprint sensor input system
US6512381B2 (en) 1999-12-30 2003-01-28 Stmicroelectronics, Inc. Enhanced fingerprint detection
JP4352562B2 (ja) * 2000-03-02 2009-10-28 株式会社デンソー 信号処理装置
US6472887B1 (en) * 2000-06-28 2002-10-29 Hewlett-Packard Company Capacitive sensor for sensing the amount of material in a container
US6879056B2 (en) * 2000-12-29 2005-04-12 Intel Corporation Converting sensed signals
US6476621B1 (en) 2001-06-29 2002-11-05 Ade Corporation Self-bootstrapping transducer interface
JP4336066B2 (ja) * 2001-07-11 2009-09-30 株式会社豊田中央研究所 静電容量型センサ装置
CN100432682C (zh) * 2001-09-06 2008-11-12 东京毅力科创株式会社 电位固定装置及电位固定方法
US6828802B2 (en) * 2002-08-16 2004-12-07 Rosemount Inc. Pressure measurement device including a capacitive sensor in an amplifier feedback path
AU2002344117A1 (en) * 2002-10-22 2004-05-13 Hokuto Electronics, Inc. Potential fixing device, potential fixing method, and capacitance mearuing instrument
DE60328913D1 (de) * 2002-12-12 2009-10-01 Danfoss As Berührungssensorelement und sensorgruppe
US7454967B2 (en) * 2006-07-10 2008-11-25 Lv Sensors, Inc. Signal conditioning methods and circuits for a capacitive sensing integrated tire pressure sensor
US7880371B2 (en) * 2006-11-03 2011-02-01 Danfoss A/S Dielectric composite and a method of manufacturing a dielectric composite
US8115497B2 (en) * 2007-11-13 2012-02-14 Authentec, Inc. Pixel sensing circuit with common mode cancellation
CN102084133A (zh) * 2008-04-30 2011-06-01 丹佛斯强力聚合公司 由聚合物换能器提供动力的泵
WO2009132650A2 (en) * 2008-04-30 2009-11-05 Danfoss A/S A power actuated valve
US8294539B2 (en) 2008-12-18 2012-10-23 Analog Devices, Inc. Micro-electro-mechanical switch beam construction with minimized beam distortion and method for constructing
US8587328B2 (en) * 2009-08-25 2013-11-19 Analog Devices, Inc. Automatic characterization of an actuator based on capacitance measurement
US8891222B2 (en) 2012-02-14 2014-11-18 Danfoss A/S Capacitive transducer and a method for manufacturing a transducer
US8692442B2 (en) 2012-02-14 2014-04-08 Danfoss Polypower A/S Polymer transducer and a connector for a transducer
EP2733468B1 (en) * 2012-11-19 2014-11-05 SICK STEGMANN GmbH Capacitive position encoder
US9285207B2 (en) * 2013-03-13 2016-03-15 Invensense, Inc. Linear capacitive displacement sensor
US9716188B2 (en) * 2013-08-30 2017-07-25 Qualcomm Incorporated Metal oxide semiconductor (MOS) capacitor with improved linearity
FI126662B (en) * 2013-11-22 2017-03-31 Murata Manufacturing Co Capacitance processing conversion circuit

Family Cites Families (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3750476A (en) * 1967-09-25 1973-08-07 Bissett Berman Corp Pressure transducer
US3595084A (en) * 1970-02-27 1971-07-27 Continental Can Co Digital transducer system
US3688206A (en) * 1970-09-28 1972-08-29 United Control Corp Ac bridge and detector circuit
US3729991A (en) * 1971-05-17 1973-05-01 Spearhead Inc Capacitive displacement transducer
US3883826A (en) * 1971-07-15 1975-05-13 Ici Ltd Adjustable frequency oscillator with regenerative feedback and a coupling unit including a differential amplifier for adjusting the feedback
US3877313A (en) * 1973-07-23 1975-04-15 Singer Co Electrostatic accelerometer
US4045833A (en) * 1973-08-06 1977-09-06 Johnson & Johnson Absorbent bed pad
US3858097A (en) * 1973-12-26 1974-12-31 Bendix Corp Pressure-sensing capacitor
GB1450709A (en) * 1973-12-31 1976-09-29 Birchall D J Pressure transducers
US3965746A (en) * 1974-11-04 1976-06-29 Teledyne Industries, Inc. Pressure transducer
US4093915A (en) * 1976-01-12 1978-06-06 Setra Systems, Inc. Capacitance measuring system
US4122708A (en) * 1976-03-31 1978-10-31 Simmonds Precision Products, Inc. Capacitive proximity sensors
US4054833A (en) * 1976-06-11 1977-10-18 Setra Systems, Inc. Capacitance measuring system
US4094199A (en) * 1976-07-06 1978-06-13 Sundstrand Data Control, Inc. Accelerometer
JPS6042998B2 (ja) * 1976-07-29 1985-09-26 グローリー工業株式会社 硬貨処理機の制御装置
US4092696A (en) * 1976-12-27 1978-05-30 Borg-Warner Corporation Variable area capacitive pressure transducer with temperature compensation
US4096758A (en) * 1977-05-24 1978-06-27 Moore Products Co. Pressure to electric transducer
JPS6139330Y2 (ja) * 1977-06-30 1986-11-11
US4193063A (en) * 1978-05-15 1980-03-11 Leeds & Northrup Company Differential capacitance measuring circuit
US4292632A (en) * 1978-08-29 1981-09-29 Yeakley Lester M Displacement sensing device having capacitance transduction element
US4295376A (en) * 1978-12-01 1981-10-20 Besco Industries, Inc. Force responsive transducer
FR2454083A1 (fr) * 1979-04-09 1980-11-07 Facom Dispositif de mesure de la position relative de deux objets
GB2048488B (en) * 1979-04-26 1983-04-27 Rosemount Eng Co Ltd Differential pressure sensing apparatus
US4227419A (en) * 1979-09-04 1980-10-14 Kavlico Corporation Capacitive pressure transducer
CH652823A5 (de) * 1980-03-26 1985-11-29 Bosch Gmbh Robert Weg-frequenz-messgroessenwandler.
US4389646A (en) * 1980-04-30 1983-06-21 Fuji Electric Co. Ltd. Displacement converting circuit arrangement
US4336718A (en) * 1980-09-08 1982-06-29 Lear Siegler, Inc. Control circuit for accelerometer
US4381677A (en) * 1981-01-23 1983-05-03 Rosemount Inc. Reactance measurement circuit
US4392382A (en) * 1981-03-09 1983-07-12 Motorola Inc. Linearized electronic capacitive pressure transducer
US4386312A (en) * 1981-04-24 1983-05-31 Setra Systems, Inc. Linear capacitive sensor system
US4509007A (en) * 1982-09-30 1985-04-02 Ibm Corporation Differential sensor measuring apparatus and method including sensor compensator circuitry
US4517622A (en) * 1983-08-29 1985-05-14 United Technologies Corporation Capacitive pressure transducer signal conditioning circuit
US4584885A (en) * 1984-01-20 1986-04-29 Harry E. Aine Capacitive detector for transducers
FI70753C (fi) * 1984-05-31 1987-01-07 Vaisala Oy Foerfarande foer maetning av kapacitanser, speciellt smao kapacitanser.
US4791352A (en) * 1986-07-17 1988-12-13 Rosemount Inc. Transmitter with vernier measurement

Also Published As

Publication number Publication date
JPH03503804A (ja) 1991-08-22
WO1990008963A1 (en) 1990-08-09
US5028876A (en) 1991-07-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2936286B2 (ja) 精密容量性トランスデューサ回路と方法
US5194819A (en) Linearized capacitance sensor system
KR101526113B1 (ko) 용량성 센싱 디바이스의 감도를 결정하는 장치 및 방법
US5641911A (en) Method and apparatus for feedback-control of an asymmetric differential pressure transducer
US5343766A (en) Switched capacitor transducer
EP0103360B1 (en) Capacitive load cell
JP3139305B2 (ja) 容量型加速度センサ
KR100390307B1 (ko) 센서 신호 처리 장치
US6700392B2 (en) Digital measurement circuit and system using a grounded capacitive sensor
US4357834A (en) Displacement converter
JPH06265417A (ja) 力測定装置
WO1985003358A1 (en) Capacitive transducer and method
Mochizuki et al. A high-accuracy high-speed signal processing circuit of differential-capacitance transducers
US5048165A (en) Method for controlling the sensitivity and linearity of capacitive transducer systems
US3910106A (en) Transducer
US5019783A (en) Precision transducer circuit and linearization method
US4167697A (en) Capacitive pick-off circuit
Zhang et al. A high-accuracy multi-element silicon barometric pressure sensor
JP4272267B2 (ja) 静電容量型センサ回路
Mohan et al. Novel signal conditioning circuit for push-pull type capacitive transducers
US3427540A (en) Electrostatic voltmeter having various sized input electrodes to provide plural ranges
JP3289196B2 (ja) 変換器の全非直線性を低減する方法及び変換器の非直線性を低減する方法
JPS6248280B2 (ja)
Smith et al. Low-Power Sensor Interfaces
RU2107301C1 (ru) Компенсационный акселерометр