JP2921754B2 - Drive control device for servo motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【発明の属する技術分野】本発明は、サーボモータで駆
動される負荷に加わる力の制御が可能なサーボモータの
駆動制御装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】サーボモータを使用して負荷に加わる力
を制御する場合、従来はトルク制限をかけてサーボモー
タの出力トルクを制御し負荷に加わる力を制御してい
た。図２は、永久磁石同期電動機を用いたサーボモータ
の制御回路の基本回路ブロック図で、Ｅは３相電源、３
は整流回路、４はトランジスタインバータ、１はトラン
ジスタＰＷＭ制御回路、Ｍは永久磁石同期電動機、２は
永久磁石同期電動機Ｍのロータの位置及び速度を検出す
るためのパルスエンコーダ等のロータ位置検出器であ
る。トランジスタＰＷＭ制御回路１は、ロータ位置検出
器２で検出される現在速度と制御装置からの速度指令Ｖ
o を比較し、トランジスタインバータ４の各トランジス
タＴＡ〜ＴＦをオンオフさせて、永久磁石同期電動機Ｍ
のＵ，Ｖ，Ｗ相の巻線の電流を制御して電動機Ｍの速度
を制御するものである。 【０００３】そして、該電動機Ｍの出力トルクを制御す
るときのこのトランジスタＰＷＭ制御回路１の構成は、
図３に示すような構成になっていた。すなわち、図３に
おいて、５は信号処理回路、６，７はロータの現在位置
に対し、界磁主磁束と直交した位相の出力すべきＵ相，
Ｗ相の値を記憶したＲＯＭ、８は差動増幅器で、速度指
令を示す電圧Ｖo と信号処理回路５からの現在の速度を
示す電圧Ｖs との差を増幅し出力するものである。９は
フイルタで、周波数が大きいとゲインをおとし、周波数
が小さいとゲインを高くするような周波数特性を有する
フイルタで、かつツェナダイオードＺＤ１でピーク電圧
をクランプしている。 【０００４】５０は数値制御装置等から負荷に加えるべ
く力を設定するためのトルク制限指令ＰＬをデジタル信
号からアナログ信号に変えるＤ／Ａ変換器、５２はＤ／
Ａ変換器５０からのトルク制限指令に応じて増幅器５１
の入力であるフイルタ９からの速度指令Ｖo と現在の速
度Ｖs との誤差によって生じる電圧Ｖr が一定電圧＋Ｖ
c ，−Ｖc 以上になると該電圧＋Ｖc ，−Ｖc にクラン
プするクランプ回路、１０，１１はマルチプライングデ
ジタル・アナログコンバータで、増幅器５１から出力さ
れる電圧ＶＥとＲＯＭ６，７から出力されるＵ相，Ｗ相
の指令値を掛け合わせて、Ｕ相，Ｗ相の各々の相電流指
令ＲＴＣ，ＴＴＣを作るものである。 【０００５】また、１２は上記Ｕ相，Ｗ相の相電流指令
ＲＴＣ，ＴＴＣを加算し、Ｕ相，Ｗ相から１２０度位相
のずれたＶ相の電流指令ＳＴＣを作る加算器、１３，１
４は同期電動機ＭのＵ相，Ｗ相の電機子巻線に流れる電
流Ｉu ，Ｉw を検出する検出器、１５は上記Ｕ相，Ｗ相
電流検出器１３，１４で検出したＵ相，Ｗ相の相電流Ｉ
Ｒ，ＩＴを加算してＶ相の相電流ＩＳを算出する加算
器、１６，１７，１８はＵ相，Ｖ相，Ｗ相へ流すべき電
流指令電圧を出力するための回路で入力信号が異なるだ
けで、構成は同一構成である。すなわち、回路１６は、
Ｕ相への相電流指令ＲＴＣと現在のＵ相の検出電流ＩＲ
との差を増幅する差動増幅器１９と、この差動増幅器１
９の出力の基準搬送波の周波数成分のみを通過させるた
めのローパスフイルタ回路２０で構成されており、他の
回路１７，１８もそれぞれＶ相，Ｗ相の電流指令ＳＴ
Ｃ，ＴＴＣ、及び現在の電流値ＩＳ，ＩＴをそれぞれ入
力する点で異なるのみで、構成は回路１６と同一であ
る。 【０００６】２１はＰＷＭ信号処理回路及びトランジス
タベース駆動アンプからなる回路で、上記回路１６，１
７，１８からの信号と基準搬送波Ｖ_A とを比較し、トラ
ンジスタインバータ４の各トランジスタＴＡ〜ＴＦをオ
ンオフさせるＰＷＭ信号ＰＡ〜ＰＦを出力するものであ
る。 【０００７】上述したような構成により、永久磁石同期
電動機Ｍは次のように制御される。ロータ位置検出器２
からの信号Ｓにより、信号処理回路５から出力される現
在の速度Ｖs と速度指令Ｖo との誤差は差動増幅器８で
増幅され、フイルタ９を介して出力される電圧Ｖr がク
ランプ回路５２で設定されたクランプ電圧＋Ｖc 及び−
Ｖc を越えていなければ該電圧Ｖr は増幅器５１からそ
のまま出力電圧ＶＥとして出力され、また、クランプ電
圧＋Ｖc ，−Ｖc を越えていると該クランプ電圧＋Ｖc
，−Ｖc が増幅器５１の出力電圧ＶＥ（＝＋Ｖc また
は−Ｖc ）として出力され、マルチプライングデジタル
・アナログコンバータ１０，１１に入力される。 【０００８】一方、Ｕ相，Ｗ相のＲＯＭ６，７からは信
号処理回路５からの現在のロータの位置に対応するアド
レス信号を受けて、そのロータ位置に対応するＵ相，Ｗ
相に対する指令値をマルチプライングデジタル・アナロ
グコンバータ１０，１１に出力する。該マルチプライン
グデジタル・アナログコンバータ１０，１１は上記誤差
信号ＶＥとＲＯＭ６，７からの指令値を掛算し、各々Ｕ
相，Ｗ相の相電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣを出力し、さら
に、加算器１２によりＵ相，Ｗ相電流指令ＲＴＣ，ＴＴ
Ｃを加算してＶ相の相電流指令ＳＴＣを出力する。そし
て、Ｕ相，Ｗ相電流検出器１３，１４及び加算器１５で
検出した現在のＵ，Ｖ，Ｗ相の各相電流値ＩＲ，ＩＳ，
ＩＴと上記各相の電流指令ＲＴＣ，ＳＴＣ，ＴＴＣとの
それぞれの差を回路１６，１７，１８の差動増幅器１９
で増幅し、フィルタ回路２０でフィルタリングし、各相
の指令電流値に対応する電圧をＰＷＭ信号処理回路に出
力し、該電圧と基準搬送波Ｖ_A とを比較して、トランジ
スタベース駆動アンプを介してＰＷＭ信号ＰＡ〜ＰＦを
トランジスタインバータ４に出力し、該トランジスタイ
ンバータのトランジスタＴＡ〜ＴＦをオンオフさせて永
久磁石同期電動機Ｍの速度制御を行うものである。 【０００９】以上のような動作を行うものであるが、上
記永久磁石同期電動機Ｍによって、例えば射出成形機の
射出機構を駆動し、スクリューにより樹脂を射出し、そ
の後保圧を行わせしめる場合、従来は保圧の圧力は該電
動機Ｍの出力トルク、すなわち該電動機の駆動電流によ
って制御を行っていた。この場合、数値制御装置等の制
御装置から保圧に必要なトルク制限指令ＰＬを出力し、
これをＤ／Ａ変換器５０でアナログ信号に変換し、クラ
ンプ回路５２でトルク制限指令ＰＬに対応するクランプ
電圧＋Ｖc ，−Ｖc を設定すれば射出が終了し、射出機
構のスクリューの移動は停止しており、電動機Ｍの回転
は殆ど停止しており、現在の速度を示す電圧Ｖs と速度
指令の電圧Ｖo の差は大きい値となり、差動増幅器５を
介してフイルタ９からの出力電圧Ｖr は大きい値となる
ので、上記設定クランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖc を越えた値
となっているから、増幅器５１から出力される電圧ＶＥ
は設定クランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖc に応じた値となり、
マルチプライングデジタル・アナログコンバータ１０，
１１に入力される。 【００１０】その結果、該マルチプライングデジタル・
アナログコンバータ１０，１１から出力されるＵ相，Ｗ
相及び加算器１２からのＶ相の各々の相電流指令ＲＴ
Ｃ，ＴＴＣ，ＳＴＣは設定クランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖc
に応じた値となり、電動機Ｍの出力トルクはトルク制限
指令ＰＬによって設定されたトルクを出力することとな
る。そして、このトルク制限指令ＰＬの値を変えること
により、電動機Ｍの出力トルクを制限するので、上記射
出成形機の保圧の制御の場合、このトルク制限指令ＰＬ
を数回変えることによって保圧圧力を数段にわたって変
動制御していた。 【００１１】しかし、この方式の制御はオープンループ
であって、トルク制限を行うことによって負荷にトルク
制限に対応する力が加わっていると想定しているにすぎ
なかった。 【００１２】特に、サーボモータのモータ軸から出力さ
れるトルクは伝動機構等を介して加えようとする負荷に
力が加えられるものであり、種々の外乱、例えば伝動機
構等の摩擦やバネやボールネジのたわみ等により直接負
荷に加わる力はトルク制限で設定した値とは必ずしも一
致しなかった。例えば、上記例でサーボモータで駆動さ
れる射出成形機において、保圧時にはトルク制限を行っ
て保圧制御を行うが、トルク制限をかけて樹脂に加えよ
うとする設定保圧と樹脂に直接加わる保圧は、前述した
ような伝動機構等の摩擦等によって設定保圧とは異なっ
た圧力が加わることとなる。 【００１３】 【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、力の
フィードバック制御をも可能にしたサーボモータの駆動
制御装置を提供することにある。 【００１４】 【課題を解決するための手段】本発明は、永久磁石同期
電動機をサーボモータとして用い該サーボモータを制御
する駆動制御装置であって、トランジスタＰＷＭ制御回
路と、回転速度を検出する速度検出手段と、上記サーボ
モータにより負荷にかかる力を検出する力の検出手段
と、該力の検出手段で検出した力と指令した力を比較し
力をフィードバック制御する力制御フィードバック手段
と、上記速度検出手段で検出された速度と指令速度を比
較し速度フィードバック制御を行う速度フィードバック
制御手段と、速度フィードバック制御か力のフィードバ
ック制御かを切換える切換え手段と、力のフィードバッ
ク制御におけるゲインを変更する手段とを備え、少なく
とも力のフィードバック制御に切換えられた直後の過度
状態と定常状態では力のフィードバック制御のゲインを
変更して安定した力のフィードバック制御を行うように
した。 【００１５】 【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施形態のト
ランジスタＰＷＭ制御回路１′であり、図２で示す基本
回路図におけるトランジスタＰＷＭ制御回路１として使
用するものである。この図１と図３で示す従来のトルク
制限を行うトランジスタＰＷＭ制御回路１と相違する点
は、図３におけるクランプ回路５２の代りに圧力制御フ
ィードバック回路５３を用いる点である。図４にこの圧
力制御フィードバック回路５３のブロック図を、そして
図５にその詳細な回路図を示す。 【００１６】図１，図４，図５において、ＰＳＴは電動
機Ｍにより負荷に直接加わっている力をフィードバック
制御するか否かの切換指令信号で、アナログスイッチＡ
ＳＷを切換えるものである。また、ＰＶは制御装置から
の負荷に加えられるべき駆動力指令ＰＬ′を図１に示す
Ｄ／Ａ変換器５０でアナログ信号に変換した駆動力指令
の電圧（０〜−電圧）である。さらに、ＰＨは負荷に設
けられた圧力検出器（図示せず）等からの負荷に直接加
わる力、すなわち圧力の検出負荷圧力電圧である。 【００１７】図４において、５４は比較回路で、Ｄ／Ａ
変換器５０からの駆動力指令電圧ＰＶと負荷に直接加わ
る力としての圧力検出器からのフィードバック信号を比
較し、その差を出力するものである。５５は増幅補償回
路で、比較回路５４からの出力を圧力フィードバックの
ゲインを決めるボリュームＲＶ１を介して入力し、それ
を増幅して出力するものである。ＡＳＷは前述したよう
に、負荷に加わる力のフィードバック制御を行うか否か
切換指令信号ＰＳＴによって切換わるアナログスイッ
チ、５６は両極性のクランプ回路で、該クランプ回路５
６に入力される電圧に応じて＋Ｖc ，−Ｖc のクランプ
電圧を出力し、増幅器５１（図１参照）に入力し、フイ
ルタ９からの出力Ｖr をこのクランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖ
c でクランプするものである。なお、ＲＶ２は圧力検出
器からの検出信号を補正するためのボリュームである。 【００１８】そこで、本制御回路を用いて、電動機Ｍで
射出成形機の射出機構を駆動し保圧制御を行う場合につ
いて例にとり以下説明する。射出時においてはトルク制
限は行わず、制御装置からの駆動力指令ＰＬ′は最大の
値が出力され、Ｄ／Ａ変換器５０の出力ＰＶからは最大
の電圧（例えば−１０Ｖ）が出力されている。そして、
圧力フィードバックを行わないため、切換指令信号ＰＳ
Ｔは出力されておらず、アナログスイッチＡＳＷは図４
に示す状態となっており、駆動力指令電圧ＰＶがそのま
まクランプ回路５６に入力され、クランプ回路５６から
は最大の電圧＋Ｖc ，−Ｖc が出力されている。その結
果、前述したように、速度指令の電圧Ｖo と現在の速度
を示す電圧Ｖs との差が差動増幅器８，フイルタ９を介
して出力され、この電圧Ｖr はクランプ回路５６によっ
て制限されることなく増幅器５１を介してマルチプライ
ングデジタル・アナログ・コンバータ１０，１１に入力
されることとなる。 【００１９】すなわち、トルク制限は行われず、速度制
御のみが行われて電動機Ｍは駆動され、射出制御が行わ
れることとなる。次に、射出が終了し保圧段階になる
と、制御装置から切換指令信号ＰＳＴが出力され、アナ
ログスイッチＡＳＷは切換り、スイッチＳＷ１がオフ、
スイッチＳＷ２がオンとなる。一方、制御装置から第１
段における保圧に対応する駆動力指令即ち保圧指令（以
下保圧指令という）ＰＬ′が出力され、それに対応する
電圧ＰＶがＤ／Ａ変換器５０から比較回路５４に入力さ
れ、この電圧ＰＶと金型内に設けられた圧力検出器（図
示せず）等からの検出信号である負荷圧力電圧ＰＨ（０
〜＋電圧）が比較され、その差が出力され、ボリューム
ＲＶ１を介して増幅補償回路５５に入力され、該増幅補
償回路５５の出力はアナログスイッチＡＳＷのスイッチ
ＳＷ２を介してクランプ回路５６に入力され、クランプ
回路５６からは上記保圧指令電圧ＰＶと圧力検出器から
の負荷圧力電圧ＰＨの差に応じてクランプ電圧＋Ｖc ，
−Ｖc が出力されることとなる。 【００２０】一方、保圧時には射出機構のスクリューの
移動は殆ど停止し、電動機Ｍも停止している。しかし、
速度指令Ｖo は出力されているため、フイルタ９から出
力される電圧Ｖr はツェナダイオードＺＤ１の設定値で
決まり、電動機Ｍの有する最大の力で駆動させる電圧Ｖ
r が出力されている。そのため、増幅器５１の入力はク
ランプ回路５６でクランプされた電圧＋Ｖc ，−Ｖc の
電圧にクランプされ、クランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖc に応
じた電圧ＶＥが出力され、マルチプライングデジタル・
アナログコンバータ１０，１１に入力される。その結
果、電動機Ｍの出力トルクはクランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖ
c によって制御されることとなり、これは保圧指令Ｐ
Ｌ′の値によって制御されることを意味する。そこで、
保圧指令ＰＬ′による電圧ＰＶと圧力検出器からの負荷
圧力電圧ＰＨの差が大きいと増幅補償回路５５の出力は
大きくなり、クランプ回路５６に入力される電圧は大き
くなるため、クランプ電圧＋Ｖc ，−Ｖc は増加し、こ
れによりマルチプライングデジタル・アナログコンバー
タ１０，１１及び加算器１２から出力される各相の相電
電流指令ＲＴＣ，ＴＴＣ，ＳＴＣは増大し、電動機Ｍの
出力トルクは増大する。 【００２１】一方、圧力検出器からの検出信号の負荷圧
力電圧ＰＨが増大し、指令の電圧ＰＶとの差が小さくな
ると、増幅補償回路５５の出力は減少し、クランプ回路
５６の出力＋Ｖc ，−Ｖc も減少し、電動機Ｍの出力ト
ルクは減少する。その結果、指令の電圧と圧力検出器か
らの信号の負荷圧力電圧ＰＨの差が一定値になった状態
で安定する。これは、制御装置から指令した保圧指令す
なわち目標とする保圧圧力に負荷である金型内の樹脂圧
力が達したとき安定することを意味し、電動機Ｍからト
ルクが伝動装置の摩擦やバネ，ボールネジのたわみ等に
よって吸収されたとしても直接負荷である金型内圧力と
指令の保圧圧力を比較して、金型内圧力が設定圧力にな
るようにフィードバック制御されるから従来のような誤
差は生じない。また、保圧は数段にわたって切換えるが
保圧指令ＰＬ′の値を切換えることによって電圧ＰＶを
切換えることにより自動的に保圧圧力は設定保圧に切換
えることができる。 【００２２】図５は、この圧力制御フィードバック回路
５３の具体的回路図を示すもので、比較回路５４はオペ
アンプＩＣ３で構成され、入力電圧ＰＶとＰＨの差を増
幅する差動増幅器を構成し、増幅補償回路５５はオペア
ンプＩＣ４，出力を一定電圧でクランプするためのツェ
ナダイオードＺＤ２，圧力フィードバックの安定性を図
るためのコンデンサＣ１及び抵抗Ｒ１〜Ｒ３等で構成さ
れている。この増幅補償回路５５は、帰還回路にコンデ
ンサＣ１を備えているので、積分器の作用を成すことに
なり、上記比較回路５４、増幅補償回路５５によって比
例積分（ＰＩ）のフイードバック制御回路を構成してい
る。アナログスイッチＡＳＷは３つのスイッチＳＷ１〜
ＳＷ３を有し、Ｉはインバータで、スイッチＳＷ１とス
イッチＳＷ３は連動し、同一オン・オフ動作を行い、ス
イッチＳＷ２は逆のオン・オフ動作を行う。 【００２３】すなわち、切換指令ＰＳＴがＴＴＬロジッ
クレベルでＬレベルのときはスイッチＳＷ１，ＳＷ３が
オンし、スイッチＳＷ２はオフである。また、Ｈレベル
となると逆にスイッチＳＷ１，ＳＷ３がオフとなり、ス
イッチＳＷ２がオンとなる。クランプ回路５６は２つの
オペアンプＩＣ１，ＩＣ２，ダイオードＤ１，Ｄ２等で
構成され、オペアンプＩＣ１で増幅器を構成し、オペア
ンプＩＣ２で符号変換器を構成しており、オペアンプＩ
Ｃ１に入力された負の電圧（保圧指令の電圧ＰＶ及び増
幅補償回路５５の出力電圧は各々負の電圧である）はオ
ペアンプＩＣ１で増幅され正の電圧として出力され、こ
れが正のクランプ電圧＋Ｖc となる。また、符号変換器
としてのオペアンプＩＣ２は該電圧＋Ｖc を負の電圧−
Ｖc に変換し、負のクランプ電圧−Ｖc を形成する。す
なわち、フイルタ９の出力Ｖr （図１参照）が正のクラ
ンプ電圧＋Ｖc 以上になるとダイオードＤ１が導通し、
増幅器５１の入力はクランプ電圧＋Ｖc 以上にはならな
い。同様に、フイルタ９の出力Ｖr が負のクランプ電圧
−Ｖc 以下になるとダイオードＤ２が導通し、増幅器５
１の入力は負のクランプ電圧−Ｖc 以下にはならない。 【００２４】なお、抵抗Ｒ４，Ｒ５，コンデンサＣ２は
積分回路を構成し、電圧ＰＶの変化（ステップ電圧）を
なまらせる作動をさせるものである。また、アナログス
イッチＡＳＷのスイッチＳＷ３は該スイッチＳＷ３がオ
ン時にコンデンサＣ１をショートし、コンデンサＣ１の
電荷を放電させるためのスイッチである。 【００２５】そこで、この回路の動作を説明すると、圧
力フィードバック制御を行わないときは切換信号ＰＳＴ
はＬレベルで図５に示すようにアナログスイッチＡＳＷ
のスイッチＳＷ１，ＳＷ３はオンし、スイッチＳＷ２は
オフである。そのため、クランプ回路５６には保圧指令
の電圧ＰＶが入力されている。一方、圧力フィードバッ
ク制御を行うとき、すなわち保圧制御を行うときは切換
信号ＰＳＴはＨレベルとなり、スイッチＳＷ２をオン、
スイッチＳＷ１，ＳＷ３をオフとし、保圧圧力指令の電
圧ＰＶ（−）が比較器５４のオペアンプＩＣ３に入力さ
れると、圧力検出器からのボリュームＲＶ２で補正され
た電圧（＋）と比較され、その差が出力（−）され、増
幅度を決めるボリュームＲＶ１を介してオペアンプＩＣ
４に入力される。圧力フィードバック制御動作になった
瞬間は圧力検出器からの検出圧力は定まらず不安定であ
り、また、保圧指令の電圧ＰＶが変化した際の過渡的な
状態においてはコンデンサＣ１が短時間ショートした状
態となり、オペアンプＩＣ４のゲインは、−Ｒ２／Ｒ１
で決まる低いゲインの反転増幅器となる。そして、コン
デンサＣ１の充電が終了すると、オペアンプＩＣ４のゲ
インは、−（Ｒ２＋Ｒ３）／Ｒ１となり高いゲインとな
る。すなわち、上記コンデンサＣ１は圧力フィードバッ
ク制御におけるゲイン変更手段を構成し、オペアンプＩ
Ｃ４に入力される電圧が変動する過渡的な状態の時はゲ
インを下げ、安定するにつれてゲインを上げ、クランプ
電圧＋Ｖc ，−Ｖc を徐々に変化させ、圧力フィードバ
ック制御の安定性を高めている。 【００２６】なお、上記実施形態では、射出機構の駆動
源にサーボモータを用いた射出成形機において、該サー
ボモータにより保圧制御を行う場合に、本発明のトルク
制御方法を採用した例を述べたが、本発明は、このよう
な射出成形機の保圧制御以外にも直接負荷に加わる力を
検出し、負荷に加わる力の制御を行うことができるもの
である。 【００２７】 【発明の効果】以上述べたように、本発明は、切換え手
段によって速度のフィードバック制御か力のフイードバ
ック制御かを選択でき、力のフィードバック制御に切換
えることによって、サーボモータにより負荷にかかる力
を検出し、該力が目標となる値になるよう力を制御する
ことができる。また、サーボモータとして永久磁石同期
電動機を用い、トランジスタＰＷＭ制御を行うようにし
たから、高応答、省電力な速度及び力の制御が可能にな
る。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a servo motor drive control device capable of controlling a force applied to a load driven by a servo motor. In controlling a force applied to a load by using a servomotor, conventionally, a torque limit is applied to control the output torque of the servomotor to control the force applied to the load. FIG. 2 is a basic circuit block diagram of a control circuit of a servomotor using a permanent magnet synchronous motor.
Is a rectifier circuit, 4 is a transistor inverter, 1 is a transistor PWM control circuit, M is a permanent magnet synchronous motor, 2 is a rotor position detector such as a pulse encoder for detecting the position and speed of the rotor of the permanent magnet synchronous motor M. is there. The transistor PWM control circuit 1 calculates the current speed detected by the rotor position detector 2 and the speed command V from the control device.
o, and turns on / off each of the transistors TA to TF of the transistor inverter 4 so that the permanent magnet synchronous motor M
The current of the U, V, and W phase windings is controlled to control the speed of the electric motor M. The configuration of the transistor PWM control circuit 1 for controlling the output torque of the electric motor M is as follows.
The configuration was as shown in FIG. That is, in FIG. 3, 5 is a signal processing circuit, 6 and 7 are U phases to be output with a phase orthogonal to the field main magnetic flux with respect to the current position of the rotor,
The ROM 8 storing the W-phase value is a differential amplifier for amplifying and outputting the difference between the voltage Vo indicating the speed command and the voltage Vs indicating the current speed from the signal processing circuit 5. Reference numeral 9 denotes a filter having a frequency characteristic such that the gain is reduced when the frequency is large and the gain is increased when the frequency is small, and the peak voltage is clamped by the Zener diode ZD1. A D / A converter 50 changes a torque limiting command PL for setting a force to be applied to a load from a numerical controller or the like from a digital signal to an analog signal.
Amplifier 51 responds to a torque limit command from A converter 50.
The voltage Vr generated by the error between the speed command Vo from the filter 9 and the current speed Vs is a constant voltage + V
c, -Vc When the voltage becomes equal to or more than -Vc, clamping circuits 10 and 11 are multiplying digital / analog converters for clamping to the voltages + Vc and -Vc. , And W-phase command values to generate phase current commands RTC and TTC for the U-phase and W-phase, respectively. An adder 12 adds the U-phase and W-phase current commands RTC and TTC to generate a V-phase current command STC 120 ° out of phase with the U-phase and W-phase.
Reference numeral 4 denotes a detector for detecting the currents Iu and Iw flowing through the U-phase and W-phase armature windings of the synchronous motor M. Reference numeral 15 denotes the U-phase and W-phase detected by the U-phase and W-phase current detectors 13 and 14, respectively. Phase current I
Adders for adding R and IT to calculate a V-phase current IS. 16, 17, and 18 are circuits for outputting current command voltages to be passed to the U-phase, V-phase, and W-phase, and have different input signals. Only the configuration is the same. That is, the circuit 16
Phase current command RTC to U phase and current detection current IR of U phase
Amplifier 19 for amplifying the difference between
9 is constituted by a low-pass filter circuit 20 for passing only the frequency component of the reference carrier wave of the output of FIG. 9, and the other circuits 17 and 18 also have V-phase and W-phase current commands ST, respectively.
The configuration is the same as that of the circuit 16 except that C and TTC and current current values IS and IT are respectively input. Reference numeral 21 denotes a circuit comprising a PWM signal processing circuit and a transistor base drive amplifier, and the circuits 16, 1
Comparing the signal with a reference carrier wave V _A from 7, 18, and outputs a PWM signal PA~PF turning on and off the transistors TA~TF transistor inverter 4. With the configuration described above, the permanent magnet synchronous motor M is controlled as follows. Rotor position detector 2
The error between the current speed Vs output from the signal processing circuit 5 and the speed command Vo is amplified by the differential amplifier 8, and the voltage Vr output via the filter 9 is set by the clamp circuit 52. Clamp voltage + Vc and-
If the voltage does not exceed Vc, the voltage Vr is output as it is from the amplifier 51 as the output voltage VE. If the voltage Vr exceeds the clamp voltages + Vc and -Vc, the clamp voltage + Vc
, -Vc are output as the output voltage VE (= + Vc or -Vc) of the amplifier 51 and input to the multiplying digital / analog converters 10 and 11. On the other hand, an address signal corresponding to the current rotor position is received from the signal processing circuit 5 from the U-phase and W-phase ROMs 6 and 7, and the U-phase and W-phase corresponding to the rotor position are received.
The command value for the phase is output to the multiplying digital / analog converters 10 and 11. The multiplying digital / analog converters 10 and 11 multiply the error signal VE by the command values from the ROMs 6 and 7, and
The phase current commands RTC and TTC of the phase and the W phase are output, and the adder 12 outputs the U-phase and W-phase current commands RTC and TT.
C is added to output a V-phase current command STC. The current U, V, and W phase current values IR, IS, and current detected by the U-phase and W-phase current detectors 13 and 14 and the adder 15, respectively.
The respective differences between IT and the current commands RTC, STC, and TTC of each phase are compared with the differential amplifiers 19 of the circuits 16, 17, and 18.
, Filtered by the filter circuit 20, outputs a voltage corresponding to the command current value of each phase to the PWM signal processing circuit, compares the voltage with the reference carrier _VA , and outputs the voltage via the transistor base drive amplifier. The PWM signals PA to PF are output to the transistor inverter 4, and the transistors TA to TF of the transistor inverter 4 are turned on / off to control the speed of the permanent magnet synchronous motor M. The above-described operation is performed. However, when the permanent magnet synchronous motor M drives, for example, an injection mechanism of an injection molding machine, injects a resin with a screw, and then performs pressure holding, a conventional method is used. The holding pressure is controlled by the output torque of the electric motor M, that is, the driving current of the electric motor. In this case, a torque limit command PL required for holding pressure is output from a control device such as a numerical control device,
This is converted into an analog signal by the D / A converter 50, and the clamp circuit 52 sets the clamp voltages + Vc and -Vc corresponding to the torque limit command PL, thereby terminating the injection and stopping the movement of the screw of the injection mechanism. The rotation of the motor M is almost stopped, and the difference between the voltage Vs indicating the current speed and the speed command voltage Vo becomes a large value, and the output voltage Vr from the filter 9 via the differential amplifier 5 is large. Since the value exceeds the set clamp voltage + Vc, -Vc, the voltage VE output from the amplifier 51 is
Is a value corresponding to the set clamp voltage + Vc, -Vc.
Multiplying digital / analog converter 10,
11 is input. As a result, the multiplying digital
U phase and W output from analog converters 10 and 11
Phase current command RT of each phase and V phase from adder 12
C, TTC, STC are set clamp voltages + Vc, -Vc
And the output torque of the electric motor M outputs the torque set by the torque limit command PL. Since the output torque of the electric motor M is limited by changing the value of the torque limiting command PL, the torque limiting command PL is controlled in the case of controlling the holding pressure of the injection molding machine.
Was changed several times, so that the pressure for holding was fluctuated and controlled over several stages. However, the control of this system is an open loop, and merely assumes that a torque corresponding to the torque limitation is applied to the load by performing the torque limitation. In particular, the torque output from the motor shaft of the servomotor applies a force to a load to be applied via a transmission mechanism or the like, and causes various disturbances such as friction of the transmission mechanism, a spring or a ball screw. The force directly applied to the load due to deflection or the like did not always match the value set in the torque limitation. For example, in the injection molding machine driven by the servo motor in the above example, when the pressure is held, the torque is limited and the pressure is controlled, but the torque is limited and the set pressure to be applied to the resin is directly applied to the resin. For the dwelling pressure, a pressure different from the set dwelling pressure is applied due to the friction of the transmission mechanism or the like as described above. SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a drive control device for a servomotor which enables feedback control of force. SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is a drive control device for controlling a servo motor using a permanent magnet synchronous motor as a servo motor, comprising: a transistor PWM control circuit; Detecting means, force detecting means for detecting a force applied to the load by the servomotor, force control feedback means for comparing the force detected by the force detecting means with a commanded force and performing feedback control of the force, and Speed feedback control means for comparing the speed detected by the detection means with the commanded speed and performing speed feedback control; switching means for switching between speed feedback control and force feedback control; and means for changing the gain in force feedback control. And at least a transient state immediately after being switched to the force feedback control. In the steady state, the gain of the force feedback control is changed to perform stable force feedback control. FIG. 1 shows a transistor PWM control circuit 1 'according to an embodiment of the present invention, which is used as the transistor PWM control circuit 1 in the basic circuit diagram shown in FIG. The difference from the conventional transistor PWM control circuit 1 for limiting the torque shown in FIGS. 1 and 3 is that a pressure control feedback circuit 53 is used instead of the clamp circuit 52 in FIG. FIG. 4 is a block diagram of the pressure control feedback circuit 53, and FIG. 5 is a detailed circuit diagram thereof. In FIGS. 1, 4 and 5, PST is a switching command signal for determining whether or not to perform feedback control of the force directly applied to the load by the motor M.
SW is switched. PV is the voltage (0 to-voltage) of the driving force command obtained by converting the driving force command PL 'to be applied to the load from the control device into an analog signal by the D / A converter 50 shown in FIG. Further, PH is a force directly applied to the load from a pressure detector (not shown) or the like provided on the load, that is, a detected load pressure voltage of pressure. In FIG. 4, reference numeral 54 denotes a comparison circuit, and D / A
The driving force command voltage PV from the converter 50 is compared with a feedback signal from the pressure detector as a force directly applied to the load, and the difference is output. Reference numeral 55 denotes an amplification compensating circuit for inputting an output from the comparing circuit 54 via a volume RV1 for determining a pressure feedback gain, amplifying the output, and outputting the amplified signal. ASW is an analog switch which is switched by the switching command signal PST as to whether or not to perform feedback control of the force applied to the load, as described above. Reference numeral 56 denotes a bipolar clamp circuit.
6 outputs a clamp voltage of + Vc, -Vc in accordance with the voltage input to the amplifier 51 (see FIG. 1), and outputs the output Vr from the filter 9 to the clamp voltage + Vc, -V.
Clamp with c. RV2 is a volume for correcting the detection signal from the pressure detector. The following describes an example in which the control circuit is used to drive the injection mechanism of the injection molding machine with the electric motor M to perform the pressure holding control. At the time of injection, torque is not limited, the maximum value of the driving force command PL 'from the control device is output, and the maximum voltage (for example, -10 V) is output from the output PV of the D / A converter 50. I have. And
Since pressure feedback is not performed, the switching command signal PS
T is not output, and the analog switch ASW
The driving force command voltage PV is directly input to the clamp circuit 56, and the clamp circuits 56 output the maximum voltages + Vc and -Vc. As a result, as described above, the difference between the speed command voltage Vo and the current speed voltage Vs is output via the differential amplifier 8 and the filter 9, and this voltage Vr is limited by the clamp circuit 56. And input to the multiplying digital / analog converters 10 and 11 via the amplifier 51. That is, torque control is not performed, only speed control is performed, the motor M is driven, and injection control is performed. Next, when the injection is completed and the pressure is maintained, the switching command signal PST is output from the control device, the analog switch ASW is switched, and the switch SW1 is turned off.
The switch SW2 is turned on. On the other hand, the first
A driving force command corresponding to the pressure holding in the stage, that is, a pressure holding command (hereinafter referred to as a pressure holding command) PL ′ is output, and a corresponding voltage PV is input from the D / A converter 50 to the comparison circuit 54, and this voltage PV And a load pressure voltage PH (0), which is a detection signal from a pressure detector (not shown) provided in the mold.
＋+ voltage) are compared, and the difference is output and input to the amplification compensation circuit 55 via the volume RV1. The output of the amplification compensation circuit 55 is input to the clamp circuit 56 via the switch SW2 of the analog switch ASW. From the clamp circuit 56, the clamp voltage + Vc, in accordance with the difference between the pressure-holding command voltage PV and the load pressure voltage PH from the pressure detector.
-Vc is output. On the other hand, when the pressure is maintained, the movement of the screw of the injection mechanism is almost stopped, and the motor M is also stopped. But,
Since the speed command Vo is output, the voltage Vr output from the filter 9 is determined by the set value of the Zener diode ZD1, and the voltage Vr driven by the maximum force of the motor M
r is output. Therefore, the input of the amplifier 51 is clamped to the voltages + Vc and -Vc clamped by the clamp circuit 56, and the voltage VE corresponding to the clamp voltages + Vc and -Vc is output.
Input to analog converters 10 and 11. As a result, the output torque of the motor M becomes the clamp voltage + Vc, -V
c, which is a pressure-holding command P
It means that it is controlled by the value of L '. Therefore,
If the difference between the voltage PV based on the pressure-holding command PL 'and the load pressure voltage PH from the pressure detector is large, the output of the amplification compensation circuit 55 increases, and the voltage input to the clamp circuit 56 increases, so that the clamp voltage + Vc, −Vc increases, whereby the phase current command RTC, TTC, STC of each phase output from the multiplying digital / analog converters 10, 11 and the adder 12 increases, and the output torque of the motor M increases. . On the other hand, when the load pressure voltage PH of the detection signal from the pressure detector increases and the difference from the command voltage PV decreases, the output of the amplification compensation circuit 55 decreases, and the output + Vc,-of the clamp circuit 56 decreases. Vc also decreases, and the output torque of the motor M decreases. As a result, the state is stabilized in a state where the difference between the command voltage and the load pressure voltage PH of the signal from the pressure detector becomes a constant value. This means that when the resin pressure in the mold, which is the load, reaches the pressure-holding command issued from the control device, that is, the target pressure-holding pressure, the pressure becomes stable. , Even if it is absorbed by the deflection of the ball screw, the pressure inside the mold, which is the direct load, is compared with the commanded holding pressure, and feedback control is performed so that the pressure inside the mold becomes the set pressure. No error occurs. The dwelling pressure is switched over several stages, but the dwelling pressure can be automatically switched to the set dwelling pressure by switching the voltage PV by switching the value of the dwelling instruction PL '. FIG. 5 shows a specific circuit diagram of the pressure control feedback circuit 53. The comparison circuit 54 is composed of an operational amplifier IC3 and constitutes a differential amplifier for amplifying the difference between the input voltage PV and PH. The amplification compensation circuit 55 includes an operational amplifier IC4, a zener diode ZD for clamping the output at a constant voltage, a capacitor C1 for stabilizing the pressure feedback, and resistors R1 to R3. Since the amplification compensating circuit 55 includes the capacitor C1 in the feedback circuit, it functions as an integrator. The comparison circuit 54 and the amplification compensating circuit 55 constitute a proportional-integral (PI) feedback control circuit. ing. The analog switch ASW has three switches SW1 to SW1.
SW3 is provided, and I is an inverter. The switches SW1 and SW3 are linked and perform the same on / off operation, and the switch SW2 performs the opposite on / off operation. That is, when the switching command PST is at TTL logic level and at L level, the switches SW1 and SW3 are turned on, and the switch SW2 is turned off. Conversely, when the level becomes H level, the switches SW1 and SW3 are turned off and the switch SW2 is turned on. The clamp circuit 56 includes two operational amplifiers IC1 and IC2, diodes D1 and D2, and the like. The operational amplifier IC1 configures an amplifier, and the operational amplifier IC2 configures a code converter.
The negative voltage input to C1 (the voltage PV of the holding pressure command and the output voltage of the amplification compensation circuit 55 are negative voltages) are amplified by the operational amplifier IC1 and output as a positive voltage, which is a positive clamp voltage + Vc. Becomes The operational amplifier IC2 as a code converter converts the voltage + Vc into a negative voltage-
Vc to form a negative clamp voltage -Vc. That is, when the output Vr (see FIG. 1) of the filter 9 becomes higher than the positive clamp voltage + Vc, the diode D1 becomes conductive,
The input of the amplifier 51 does not exceed the clamp voltage + Vc. Similarly, when the output Vr of the filter 9 becomes equal to or lower than the negative clamp voltage -Vc, the diode D2 conducts and the amplifier 5 is turned on.
The input of 1 will not fall below the negative clamp voltage -Vc. The resistors R4 and R5 and the capacitor C2 constitute an integrating circuit and operate to smooth the change (step voltage) of the voltage PV. The switch SW3 of the analog switch ASW is a switch for short-circuiting the capacitor C1 when the switch SW3 is turned on to discharge the electric charge of the capacitor C1. The operation of this circuit will now be described. When the pressure feedback control is not performed, the switching signal PST
Is at the L level and the analog switch ASW as shown in FIG.
Switches SW1 and SW3 are turned on, and the switch SW2 is turned off. Therefore, the voltage PV of the holding pressure command is input to the clamp circuit 56. On the other hand, when pressure feedback control is performed, that is, when pressure holding control is performed, the switching signal PST becomes H level, and the switch SW2 is turned on.
When the switches SW1 and SW3 are turned off and the voltage PV (-) of the holding pressure command is input to the operational amplifier IC3 of the comparator 54, the voltage is compared with the voltage (+) corrected by the volume RV2 from the pressure detector. The difference is output (-), and the operational amplifier IC is connected via a volume RV1 which determines the amplification degree.
4 is input. At the moment when the pressure feedback control operation is started, the detected pressure from the pressure detector is not determined and is unstable, and the capacitor C1 is short-circuited for a short time in a transient state when the voltage PV of the holding pressure command changes. State, and the gain of the operational amplifier IC4 becomes -R2 / R1
And a low gain inverting amplifier determined by When the charging of the capacitor C1 is completed, the gain of the operational amplifier IC4 becomes-(R2 + R3) / R1, which is a high gain. That is, the capacitor C1 constitutes a gain changing means in the pressure feedback control, and the operational amplifier I
The gain is lowered during a transient state in which the voltage input to C4 fluctuates, the gain is increased as the voltage becomes stable, and the clamp voltages + Vc and -Vc are gradually changed to increase the stability of the pressure feedback control. In the above-described embodiment, an example in which the torque control method of the present invention is used in the case where the pressure holding control is performed by the servomotor in the injection molding machine using the servomotor as the drive source of the injection mechanism. However, according to the present invention, in addition to the pressure holding control of the injection molding machine, it is possible to directly detect the force applied to the load and control the force applied to the load. As described above, according to the present invention, it is possible to select either the speed feedback control or the force feedback control by the switching means, and the load is applied by the servomotor by switching to the force feedback control. The force can be detected and the force can be controlled so that the force becomes a target value. In addition, since a permanent magnet synchronous motor is used as the servomotor and transistor PWM control is performed, high-response, power-saving speed and force control can be performed.

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の一実施形態のトランジスタＰＷＭ制御
回路を示すブロック図である。 【図２】図１のトランジスタＰＷＭ制御回路を含むサー
ボモータの制御回路の基本回路図である。 【図３】従来のトルク制限を行う場合のトランジスタＰ
ＷＭ制御回路のブロック図である。 【図４】圧力制御フィードバック回路のブロック図であ
る。 【図５】圧力制御フィードバック回路の説明図である。 【符号の説明】 １ トランジスタＰＷＭ制御回路 ２ 位置検出器 ３ 整流回路 ４ トランジスタインバータ Ｍ 永久磁石同期電動機 ５０ デジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器 ５１ 増幅器 ５３ 圧力制御フィードバック回路 ＰＨ 負荷圧力電圧 ＰＬ′ 駆動力指令（保圧指令） ＰＳＴ 切換指令信号 ＩＣ１〜ＩＣ４ オペアンプ ＡＳＷ アナログスイッチBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a transistor PWM control circuit according to one embodiment of the present invention. FIG. 2 is a basic circuit diagram of a servo motor control circuit including the transistor PWM control circuit of FIG. 1; FIG. 3 shows a conventional transistor P for performing torque limitation.
It is a block diagram of a WM control circuit. FIG. 4 is a block diagram of a pressure control feedback circuit. FIG. 5 is an explanatory diagram of a pressure control feedback circuit. [Description of Signs] 1 transistor PWM control circuit 2 position detector 3 rectifier circuit 4 transistor inverter M permanent magnet synchronous motor 50 digital-analog (D / A) converter 51 amplifier 53 pressure control feedback circuit PH load pressure voltage PL 'drive Force command (holding command) PST switching command signal IC1 to IC4 Operational amplifier ASW Analog switch

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. ⁶ , DB name) H02P 5/408-5/412 H02P 7/628-7/632 H02P 21/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 １．永久磁石同期電動機をサーボモータとして用い該サ
ーボモータを制御する駆動制御装置であって、トランジ
スタＰＷＭ制御回路と、回転速度を検出する速度検出手
段と、上記サーボモータにより負荷にかかる力を検出す
る力の検出手段と、該力の検出手段で検出した力と指令
した力を比較し力をフィードバック制御する力制御フィ
ードバック手段と、上記速度検出手段で検出された速度
と指令速度を比較し速度フィードバック制御を行う速度
フィードバック制御手段と、速度フィードバック制御か
力のフィードバック制御かを切換える切換え手段と、力
のフィードバック制御におけるゲインを変更する手段と
を備え、少なくとも力のフィードバック制御に切換えら
れた直後の過度状態と定常状態では力のフィードバック
制御のゲインを変更して安定した力のフィードバック制
御を行うようにしたことを特徴とするサーボモータの駆
動制御装置。(57) [Claims] What is claimed is: 1. A drive control device for controlling a servo motor using a permanent magnet synchronous motor as a servo motor, comprising: a transistor PWM control circuit; speed detection means for detecting a rotation speed; and a force for detecting a force applied to a load by the servo motor. Detecting means, a force control feedback means for comparing the force detected by the force detecting means with the commanded force and performing feedback control of the force, and a speed feedback control for comparing the speed detected by the speed detecting means with the commanded speed. Feedback control means for performing the feedback control, switching means for switching between the speed feedback control and the force feedback control, and means for changing the gain in the force feedback control, and at least the transient state immediately after switching to the force feedback control. In the steady state, the gain of the force feedback control is changed. Drive control apparatus of a servo motor, characterized in that to perform the feedback control of a stable force.