JP2916091B2 - Control device for current source converter that obtains DC from multi-phase AC - Google Patents
Control device for current source converter that obtains DC from multi-phase ACInfo
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は産業分野で直流源あるい
は制御源として使用される電源側ＬＣフィルタを持つ多
相電流形コンバータの制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for a polyphase current source converter having a power supply side LC filter used as a DC source or a control source in the industrial field.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の多相電流形コンバータの制御方法
は、ＰＷＭパターンを合成してコンバータブリッジを制
御するＰＷＭ合成法によるものが多い。このパターン合
成は、通常、ＬＣフィルタ等の動特性を無視して、いわ
ゆるオープンループで作成される。2. Description of the Related Art Many conventional control methods for a polyphase current source converter are based on a PWM synthesis method for synthesizing a PWM pattern and controlling a converter bridge. This pattern synthesis is usually created in a so-called open loop, ignoring the dynamic characteristics of the LC filter and the like.
【０００３】図８は上記した従来のコンバータ制御装置
を示す図である。従来においては、同図に示すように、
負荷１３”に流れる直流電流を検出し、電流指令値との
偏差を求め、電流制御器２５により電圧指令を得て、電
圧指令をコンバータ部２７に与える。コンバータ部２７
のＰＷＭパターン合成部２６は与えられた電圧指令値に
基づきＰＷＭパターン合成を行い、多相電流形コンバー
タブリッジ１１”の出力電圧の平均値が上記指令電圧に
近い値になるように制御し、制御目的を達成する。FIG. 8 is a diagram showing the above-mentioned conventional converter control device. Conventionally, as shown in FIG.
The DC current flowing through the load 13 ″ is detected, a deviation from the current command value is obtained, a voltage command is obtained by the current controller 25, and the voltage command is given to the converter unit 27.
The PWM pattern synthesizing unit 26 performs the PWM pattern synthesis based on the given voltage command value, and controls the average value of the output voltage of the multi-phase current source converter bridge 11 ″ to a value close to the command voltage. Achieve the goal.
【０００４】しかしながら、上記した従来の制御方法
は、電流指令と負荷電流の偏差により電圧指令値を得
て、得られた電圧指令に基づきコンバータ部２７を制御
するといった２段階方式であるため、コンバータの出力
電圧制御の遅れによって電流制御ループの安定性が悪化
し、その応答性能を低く制限しなければならなかった。
また、コンバータ出力電圧制御はシステムの動特性を無
視して行われているので、負荷動作状態の影響によりそ
の電圧制御部自身の安定性がくずれる可能性があった。However, the above-described conventional control method is a two-stage method in which a voltage command value is obtained based on a deviation between a current command and a load current, and the converter unit 27 is controlled based on the obtained voltage command. The delay of the output voltage control deteriorates the stability of the current control loop, and the response performance must be limited to a low level.
Further, since the converter output voltage control is performed ignoring the dynamic characteristics of the system, there is a possibility that the stability of the voltage control unit itself may be lost due to the influence of the load operation state.
【０００５】その対策として、本発明者等は、先に、ス
ライディングモード制御理論を用いた多相電流形コンバ
ータの制御方法を提案した（特願平６−１４２９５１号
参照）。上記制御方法は、コンバータの動特性を考慮し
てコンバータを制御し、コンバータのスイッチング動作
を直接、負荷電流の制御に使うことにより、負荷電流を
直接制御できるようにすると共に、電源力率角をも所要
値に一致させることができるようにしたものである。し
かしながら、上記した制御法においても、電源側のＬＣ
フィルタの動特性を無視していた。As a countermeasure, the present inventors have previously proposed a method for controlling a polyphase current source converter using a sliding mode control theory (see Japanese Patent Application No. 6-142951). The above control method controls the converter in consideration of the dynamic characteristics of the converter, and directly uses the switching operation of the converter to control the load current, thereby enabling the load current to be directly controlled and reducing the power supply power factor angle. Can also be made to match the required value. However, even in the control method described above, the power supply side LC
The dynamic characteristics of the filter were ignored.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】前記したＰＷＭパター
ンの合成法では、不必要なスイッチング動作を生ずると
ともに、基本的に近似制御を行うので、制御性能をさら
に上げるのは難しい。また、実際の電流形コンバータ回
路上、転流時の過電圧防止や、電源系統への高調波の流
出防止のために、交流側にＬＣフィルタの挿入が必要で
あり、ＬＣフィルタに基づいて発生する共振問題は実際
のシステムでは必ず発生する。特に、過渡状態では共振
現象がひどく、従来では解決不可能と見られていた。In the above-described method of synthesizing a PWM pattern, unnecessary switching operation is generated and, at the same time, approximate control is basically performed. Therefore, it is difficult to further improve control performance. In addition, an LC filter needs to be inserted on the AC side to prevent overvoltage during commutation and to prevent harmonics from flowing out to the power supply system on the actual current-source converter circuit, which is generated based on the LC filter. The resonance problem always occurs in an actual system. In particular, resonance phenomena are severe in a transient state, and it has been considered impossible to solve in the past.
【０００７】本発明は上記した従来技術の問題点を考慮
してなされたものであって、本発明の目的は、スイッチ
ング操作を得意とするスライディングモード制御理論を
用いて、システム状態を瞬時制御することによって制御
性能を上げるとともに、不必要なスイッチング動作を排
除し、また、ＬＣフィルタ動特性を積極的に制御対象に
することによって、ＬＣフィルタの共振をアクティブに
抑制しながら、負荷電流値を所要値に追従させ、かつ、
電源力率角を所要値に一致させる多相電流型コンバータ
の制御装置を提供することである。The present invention has been made in consideration of the above-mentioned problems of the prior art, and an object of the present invention is to instantaneously control a system state using a sliding mode control theory which is good at switching operation. In addition to improving control performance, eliminating unnecessary switching operations, and actively controlling the LC filter dynamic characteristics, the load current value is required while actively suppressing the LC filter resonance. Value, and
An object of the present invention is to provide a control device for a multi-phase current type converter that matches a power supply power factor angle to a required value.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理図で
ある。同図において、１〜６は本発明の交流電流制御器
を構成する各要素であり、後述する直流制御器７、無効
電流指令値算出手段８から有効成分、無効成分の指令値
ｉd * ，ｉq * が与えられ、交流電流を振動させること
なく、交流電流有効成分ｉd 、無効成分ｉq を上記指令
値に追従させる。FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention. In FIG. 1, reference numerals 1 to 6 denote elements constituting an AC current controller according to the present invention. The DC controller 7 and the reactive current command value calculating means 8, which will be described later, provide an effective component and an ineffective component command value id * , iq * is given, and the AC current effective component id and the invalid component iq are made to follow the command value without causing the AC current to vibrate.
【０００９】上記交流電流制御器において、１は切り換
え変数を計算する第１の手段であり、第１の手段は、有
効成分、無効成分に対し、それぞれ、指令値ｉd * ，ｉ
q *と交流電流有効成分ｉd 、無効成分ｉq との偏差お
よびその偏差微分値を計算し、その和より切り換え変数
ｓd ，ｓq を算出する。なお、後述するように上記切り
換え変数ｓd ，ｓq をゼロに収束させれば、制御偏差も
ゼロに収束させることができ、これは、いわゆるスライ
ディングモード制御の基本アルゴリズムである。In the AC current controller, reference numeral 1 denotes a first means for calculating a switching variable, and the first means comprises a command value id * , i for an active component and an invalid component, respectively.
The deviation between q * and the AC current effective component id and the invalid component iq and the derivative of the deviation are calculated, and the switching variables sd and sq are calculated from the sum. If the switching variables s d and s q converge to zero as described later, the control deviation can also converge to zero, which is a basic algorithm of so-called sliding mode control.
【００１０】２はＬＣフィルタのＬ，Ｃパラメータ、交
流電流値、および、微分値から等価操作ベクトル
ｉd eq，ｉq eqを算出する第２の手段、３は制御ベクト
ルｉL ｕd，ｉL ｕq を計算する第３の手段であり、第
３の手段は直流電流と動作可能なスイッチ状態よりその
時制御に使える制御ベクトルを計算する。そのベクトル
の有効成分は交流電流の有効成分を制御する入力、無効
成分は交流電流の無効成分を制御する入力となる。[0010] 2 of the LC filter L, C parameters, alternating current, and, second means for calculating the equivalent operation vector i d eq, a i q eq the differential value, 3 control vector i L u d, i L u q a third means for calculating a third means for calculating a control vector which can be used to control at that time from the operable switch state and the DC current. The effective component of the vector is an input for controlling the effective component of the alternating current, and the invalid component is an input for controlling the invalid component of the alternating current.
【００１１】４は制御ベクトルｉL ｕd ，ｉL ｕq のう
ち、有効成分制御偏差を収束させるベクトルを抽出する
ため、有効成分の極性を判別する第４の手段、５は無効
成分偏差を収束させる制御ベクトルを抽出するため、無
効成分の極性を判別する第５の手段である。６は有効成
分偏差、無効成分偏差を共に収束させるスイッチングベ
クトルを選択し、その対応する半導体開閉信号を多相電
流形コンバータ１０に出力する第６の手段である。4 is a fourth means for judging the polarity of the effective component in order to extract a vector which converges the effective component control deviation from the control vectors i L u d and i L u q. This is a fifth means for determining the polarity of the invalid component in order to extract a control vector to be converged. Reference numeral 6 denotes sixth means for selecting a switching vector for converging both the effective component deviation and the invalid component deviation and outputting the corresponding semiconductor switching signal to the multiphase current source converter 10.
【００１２】７は直流制御器であり、負荷電流ｉL を与
えられた指令値ｉL * に一致させるよう交流電流有効成
分指令値ｉd * を出力する。８は交流電流有効成分指令
値ｉd * もしくは交流電流有効成分ｉd と電源力率角の
指令値φ* から電源力率角を指令値φ* に一致させるよ
うな交流電流無効成分指令値ｉq * を出力する無効電流
指令値算出手段である。[0012] 7 is a DC controller, and outputs the alternating current effective component command value i d * that match the given load current i L command value i L *. 8 AC current effective component command value i d * or an AC current effective ingredient i d and power factor angle command value phi * from matching the power factor angle command value phi * to such alternating current wattless component command value i This is a reactive current command value calculating means that outputs q * .
【００１３】前記課題を解決するため、本発明の請求項
１の発明は、図１に示すように、電源側にＬＣフィルタ
を有する多相交流より直流を得る電流形コンバータ１０
と、直流制御器８と、無効電流指令値算出手段７と、交
流電流制御器とを備えた多相電流形コンバータ制御装置
において、交流電流制御器に、切り換え変数ｓd ，ｓq
を求める第１の手段と、等価操作ベクトルの有効成分ｉ
d eq、無効成分ｉq eqを求める第２の手段と、制御ベク
トルの有効成分ｉL ｕd と無効成分ｉL ｕq を計算する
第３の手段と、制御ベクトルの有効成分ｉL ｕd と等価
操作ベクトルの有効成分ｉd eqとの差を求め、その差も
しくはその差の極性と切り換え変数の有効成分ｓd の極
性に基づき制御ベクトルを選択するための出力を発生す
る第４の手段と、制御ベクトルの無効成分ｉ L ｕq と等
価操作ベクトルの無効成分ｉq eqとの差を求め、その差
もしくはその差の極性と切り換え変数の無効成分ｓq の
極性に基づき制御ベクトルを選択するための出力を発生
する第５の手段と、上記第４の手段と第５の手段の出力
に基づき制御ベクトルを選択する第６の手段とを設け、
上記第６の手段により得られたスイッチングベクトルに
より多相コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指
令を与えるように構成したものである。[0013] In order to solve the above-mentioned problems, the claims of the present invention
As shown in FIG. 1, the invention of the first aspect has an LC filter
Current source converter 10 for obtaining DC from polyphase AC having
, DC controller 8, reactive current command value calculating means 7,
Multi-phase current-source converter control device provided with current-current controller
In the AC current controller, the switching variable sd, Sq
And an effective component i of an equivalent operation vector.
d eq, Invalid component iq eqSecond means for determining
Tol active ingredient iLudAnd invalid component iLuqCalculate
The third means and the effective component i of the control vectorLudEquivalent to
Effective component i of the operation vectord eqAnd the difference
Or the polarity of the difference and the effective component s of the switching variabledPole of
Generate output to select control vector based on gender
Fourth means, and an invalid component i of the control vector. LuqAnd so on
Component i of the valence operation vectorq eqAnd the difference
Or the polarity of the difference and the invalid component s of the switching variableqof
Generates output to select control vector based on polarity
Fifth means, and outputs of the fourth means and the fifth means
And a sixth means for selecting a control vector based on
In the switching vector obtained by the sixth means,
Opening / closing finger of semiconductor switch that composes more polyphase converter
It is configured to give an order.
【００１４】本発明の請求項２の発明は、請求項１の発
明において、制御ベクトルの有効成分ｉL ｕd と等価操
作ベクトルの有効成分ｉd eqの差を求め、その差と切り
換え変数の有効成分ｓd の極性との積が、ＬＣパラメー
タや回路抵抗の誤差により定まる有効成分ｉd eqの誤差
の最大値Δd より大きいとき出力を発生する第４の手段
と、制御ベクトルの無効成分ｉL ｕq と等価操作ベクト
ルの無効成分ｉq eqの差を求め、その差と切り換え変数
の無効成分ｓq の極性との積が、ＬＣパラメータや回路
抵抗の誤差により定まる無効成分ｉq eqの誤差の最大値
Δq より大きいときに出力を発生する第５の手段を設け
たものである。[0014] The invention of claim 2 of the present invention is the invention of claim 1, obtains a difference in effective ingredient i d eq of the active ingredient i L u d equivalent operation vector control vectors, of the difference and switching variable the product of the polarity of the active ingredient s d is a fourth means for generating an output when the maximum value greater than delta d of the error of the active ingredient i d eq determined by the error of the LC parameters and circuit resistance, a reactive component of the control vector i L u q and obtains a difference between reactive component i q eq equivalent operation vector, the product of the polarity of the reactive component s q of the difference and the switching variable, reactive component determined by the error of the LC parameters and circuit resistance i q eq is provided with a fifth means for generating an output when the maximum value greater than delta q of error of.
【００１５】本発明の請求項３の発明は、請求項１また
は請求項２の発明において、直流制御器にコンバータの
出力電流指令値ｉL * の二乗値に比例した値と出力電流
の二乗値に比例した値を入力し、直流制御器がその偏差
を増幅した値を用いて交流電流有効成分指令値ｉd * を
得るように構成したものである。本発明の請求項４の発
明は、請求項１，２または請求項３の発明において、交
流電流無効成分指令値ｉq * を、交流電流有効成分指令
値ｉd * と電源力率角の指令値φ* から算出する無効電
流指令値算出手段を設けたものである。According to a third aspect of the present invention, in the first or the second aspect of the present invention, a value proportional to the square of the output current command value i L * of the converter and the square of the output current are supplied to the DC controller. , And the DC controller obtains an AC current effective component command value id * using a value obtained by amplifying the deviation. According to a fourth aspect of the present invention, in the first, second or third aspect of the present invention, the AC current invalid component command value iq * and the AC current effective component command value id * and the power supply power factor angle command are set. A reactive current command value calculating means for calculating from the value φ * is provided.
【００１６】本発明の請求項５の発明は、請求項１，２
または請求項３の発明において、交流電流無効成分指令
値ｉq * を、交流電流有効成分ｉd と電源力率角の指令
値φ * から算出する無効電流指令値算出手段を設けたも
のである。The invention of claim 5 of the present invention relates to claims 1 and 2
Alternatively, in the invention according to claim 3, an alternating current reactive component command
Value iq *With the alternating current active component idAnd power supply power factor angle command
Value φ *A reactive current command value calculation means for calculating the
It is.
【００１７】[0017]
【作用】上記機能を達成するため、本発明においては以
下のようにして電流形コンバータを制御する。まず、Ｌ
Ｃフィルタを含むコンバータシステムのダイナミックス
を分析して本発明の制御方法を説明する。In order to achieve the above functions, the present invention controls the current source converter as follows. First, L
The control method of the present invention will be described by analyzing the dynamics of a converter system including a C filter.
【００１８】以下、簡単のため、主に三相交流電源の場
合を対象に本発明の理論的な説明をするが、本発明は上
記三相交流電源に限定されるものではない。図２は三相
電流形コンバータ主回路構成図であり、同図の回路は、
交流電源に流れるスイッチング高調波を防ぎ、また、ス
イッチングサージ電圧を抑制するためのＬＣフィルタ回
路を含んでいる。Hereinafter, for the sake of simplicity, the theoretical description of the present invention will be mainly directed to the case of a three-phase AC power supply, but the present invention is not limited to the three-phase AC power supply. FIG. 2 is a configuration diagram of a main circuit of a three-phase current source converter.
An LC filter circuit for preventing switching harmonics flowing in the AC power supply and for suppressing switching surge voltage is included.
【００１９】図２において、１４は三相交流電源、１２
はＬＣフィルタ、１１は三相電流形コンバータブリッ
ジ、１５は直流リアクトル、１３は負荷であり、Ｌ，Ｃ
はフィルタ、スナバ用リアクトル、コンデンサの値、、
ＬD は直流リアクトルの値を示しており、同図におい
て、以下の定義をする（なお、以下に示すＶs ，ｉs ，
Ｖ c ，ｕはベクトルである）。In FIG. 2, reference numeral 14 denotes a three-phase AC power supply;
Is an LC filter, and 11 is a three-phase current source converter bridge.
, 15 is a DC reactor, 13 is a load, L, C
Is the filter, snubber reactor, capacitor value,
LDIndicates the value of the DC reactor.
And define the following (note that Vs, Is,
V c, U are vectors).
【００２０】電源電圧をＶs ＝〔Ｖs1，Ｖs2，Ｖs3〕T
とする。なお、上記式において、ＶsK＝Ｖg cos 〔ωｔ
−（ｋ−１）・（２π／３）〕（ｋ＝１，２，３）であ
る。また、電源側リアクトル線電流ｉs ，コンデンサ電
圧Ｖc を下記のように定義し、直流リアクトル電流をｉ
L とする。When the power supply voltage is V s = [V s1 , V s2 , V s3 ] T
And In the above equation, V sK = V g cos [ωt
− (K−1) · (2π / 3)] (k = 1, 2, 3). Further, the power supply side reactor line current i s, the capacitor voltage V c is defined as follows, the DC reactor current i
L.
【００２１】ｉs ＝〔ｉs1，ｉs2，ｉs3〕T Ｖc ＝〔Ｖc1，ＶC2，ＶC3〕T さらに、ｕ＝〔ｕ1 ，ｕ2 ，ｕ3 〕T と定義する。な
お、ｕk は次のように定義されるスイッチング関数であ
りｕ1 ＋ｕ2 ＋ｕ3 ＝０の制約条件がある。[0021] i s = [i s1, i s2, i s3] T V c = [V c1, V C2, V C3] T Further, u = [u 1, u 2, u 3] is defined as T. Incidentally, u k is the constraint u 1 + u 2 + u 3 = 0 is a switching function defined as follows.
【００２２】[0022]
【数１】 (Equation 1)
【００２３】三相の場合、回路上で動作可能な図３に示
す７種類のスイッチベクトルＰ０〜Ｐ６が使用可能であ
り（図３において、例えばベクトルＰ１の〔０，１，−
１〕はｕ1 ＝０，ｕ2 ＝１，ｕ3 ＝−１に対応する）、
制御に使えるスイッチベクトルの有効、無効分は図４の
表に示すように電源電圧瞬時値から計算することができ
る。なお、本発明は、後述するように、上記スイッチベ
クトルを所要の制御目的を達成するように選択して、コ
ンバータのスイッチング動作を制御し、負荷電流を制御
するとともに電源力率角を所要値に制御するようにした
ものである。In the case of three phases, seven types of switch vectors P0 to P6 shown in FIG. 3 operable on the circuit can be used (in FIG. 3, for example, [0, 1,-
1] corresponds to u 1 = 0, u 2 = 1, u 3 = −1),
The valid and invalid portions of the switch vector that can be used for control can be calculated from the instantaneous power supply voltage values as shown in the table of FIG. As will be described later, the present invention selects the switch vector so as to achieve a required control purpose, controls the switching operation of the converter, controls the load current, and sets the power supply power factor angle to a required value. It is intended to be controlled.
【００２４】さて、以上の定義により、ｉs ，Ｖc ，ｉ
L を状態変数にとると、図２の回路の状態方程式は次の
式（１）となる。 Ｌｉs ' ＝ Ｖs −Ｖc ＣＶc ' ＝ｉs −ｉL ｕ ＬD ｉL ' ＝Ｖc ・ｕ−Ｖ0 （１） なお、上記式において回路抵抗は微小なため省略してい
る。また、上記式において、ｉs ' ，Ｖc ' ，ｉL ' は
ｉs ，Ｖc ，ｉL の微分値である。[0024] Now, by the above definition, i s, V c, i
Taking L as a state variable, the state equation of the circuit of FIG. Li s' = V s -V c CV c '= i s -i L u L D i L' = V c · u-V 0 (1) Note that the circuit resistance in the above formula are omitted for very small . In the above formula, i s', V c ' , i L' is a differential value of i s, V c, i L .
【００２５】次に、制御上の容易さのために、上記の３
相モデルを電源電圧を基準にして、電源角周波数ωで回
転するｄ−ｑ座標系の２相モデルへ変換すると、次の
（２）式に示すようになり、前記（１）式の状態方程式
は次の（３）式に示す２相の状態方程式に変換される。Next, for ease of control, the above 3
When the phase model is converted into a two-phase model of a dq coordinate system rotating at the power supply angular frequency ω with respect to the power supply voltage, the following equation (2) is obtained, and the state equation of the above equation (1) is obtained. Is converted into a two-phase state equation shown in the following equation (3).
【００２６】[0026]
【数２】 (Equation 2)
【００２７】ここで、本発明の意図するところは交流電
流制御であり、そのダイナミクスは上記（３）式よりコ
ンデンサ電圧Ｖc のｄ−ｑ座標系の成分Ｖcd，Ｖcqを消
去した下記（４）式で示され、交流電流制御における有
効成分ｉd 、無効成分ｉq は、（４）式に示すｉ
L ｕd ，ｉL ｕq により制御することができる。すなわ
ち、後述するように、上記ｉL ｕd ，ｉL ｕq と後述す
る等価操作ベクトル〔ｉd eq，ｉq eq 〕T との差と、
電流ベクトル偏差から得たスライディングモード切り換
え変数の極性とに基づき、上記スイッチング関数（制御
ベクトル）ｕd ，ｕq を選定し、交流電流の有効成分ｉ
d 、無効成分ｉq を所望の値に制御する。Here, the intention of the present invention is to control the alternating current, and the dynamics thereof are as follows by eliminating the components V cd and V cq of the dq coordinate system of the capacitor voltage V c from the above equation (3). 4) represented by formula, the active ingredient i d in alternating current control, reactive component i q are, i shown in equation (4)
It can be controlled by L u d and i L u q . That is, as will be described later, the difference between the i L u d, i L u q equivalent operation vector described below [i d eq, i q eq] T,
Based on the polarity of the sliding mode switching variable obtained from the current vector deviation, the above switching functions (control vectors) u d and u q are selected, and the effective component i of the alternating current is selected.
d , the invalid component iq is controlled to a desired value.
【００２８】 ＬＣｉd ”−２ωＬＣｉq ’＋（１−ω2 ＬＣ）ｉd ＝ｉL ｕd ＬＣｉq ”＋２ωＬＣｉd ’＋（１−ω2 ＬＣ）ｉq −ωＣＶsd＝ｉL ｕq （４） 次に、上記スイッチング関数ｕd ，ｕq を選定する手法
について説明する。交流電流有効成分指令値をｉd * 、
電源力率角指令値をφ* とすると、交流電流無効成分指
令値ｉq * は次の（５）式で求めることができる。[0028] LCi d "-2ωLCi q '+ ( 1-ω 2 LC) i d = i L u d LCi q" + 2ωLCi d' + (1-ω 2 LC) i q -ωCV sd = i L u q ( 4) Next, the switching function u d, a technique of selecting u q be described. The AC current effective component command value is id * ,
Assuming that the power supply power factor angle command value is φ * , the AC current reactive component command value iq * can be obtained by the following equation (5).
【００２９】 ｉq * ＝tan(φ* ) ｉd * （５） なお、交流電流の有効成分ｉd は上記交流電流有効成分
指令値ｉd * に一致するように制御されるので、上記
（５）式において、ｉd * をｉd に置き換えても、同様
に交流電流無効成分指令値ｉq * を求めることができ
る。ここで、前記した交流電流の有効成分ｉd 、無効成
分ｉq と、上記交流電流有効成分指令値ｉd * 、交流電
流無効成分指令値ｉq * により、電流ベクトル偏差
ｅd ，ｅq を（７）式のように定義する。 Iq * = tan (φ * ) id * (5) Since the effective component id of the AC current is controlled so as to match the AC current effective component command value id * , in 5), it is replaced with i d * in i d, can be determined similarly alternating current wattless component command value i q *. Here, the active ingredient i d of the above-described alternating current, and reactive component i q, the AC current effective component command value i d *, the alternating current wattless component command value i q *, the current vector deviation e d, the e q It is defined as in equation (7).
【００３０】 ｅd ＝ｉd * −ｉd ｅq ＝ｉq * −ｉq （７） これらは、前記（３）式より２次系であることが分かる
ので、スライディングモードの切り換え変数を次の
（８）式のように選定する。 ｓd ＝τｅd ’＋ｅd ｓq ＝τｅq ’＋ｅq （８） なお、上記ｅd ’，ｅq ’はｅd ，ｅq の微分値であ
り、また、τは偏差ｅの収束率を決める定数である。[0030] e d = i d * -i d e q = i q * -i q (7) Since they can be seen is the (3) secondary system from equation, the following switching variable of the sliding mode (8). s d = τe d '+ e d s q = τe q' + e q (8) The above e d ', e q' is a differential value of e d, e q, also, tau is the convergence rate of the deviation e Is a constant that determines
【００３１】次に、上記したｓd ，ｓq がｓd ’＝０，
ｓq ’＝０（ｓd ’，ｓq ’はｓd，ｓq の微分値）と
なるのに必要な操作入力ｉL ｕd ，ｉL ｕq の値
ｉd eq，ｉ q eqを求め、これを等価操作ベクトルと定義
すると、前記（４）に上記関係を代入して、次の（９）
式が得られる。 ｉd eq＝−τ-1ＬＣｉd ’−２ωＬＣｉq ’＋（１−ω2 ＬＣ）ｉd ｉq eq＝−τ-1ＬＣｉq ’＋２ωＬＣｉd ’＋（１−ω2 ＬＣ）ｉq −ωＣＶsd （９） なお、上記（９）式において、ｉd は電源電流ｉs から
求めることができ、Ｖ sdは電源電圧Ｖs から求めること
ができ、また、Ｌ，Ｃ，τ，ωを既知とすると、
ｉd eq，ｉq eqは上記ｉs ，Ｖs 、Ｌ，Ｃ，τ，ωから
算出することができる。Next, the aforementioned sd, SqIs sd’= 0,
sq’= 0 (sd’, Sq’Is sd, SqDerivative of) and
Operation input i required to becomeLud, ILuqThe value of the
id eq, I q eqAnd define this as the equivalent operation vector
Then, the above relation is substituted into the above (4), and the following (9)
An expression is obtained. id eq= −τ-1LCid'-2ωLCiq'+ (1-ωTwoLC) id iq eq= −τ-1LCiq'+ 2ωLCid'+ (1-ωTwoLC) iq-ΩCVsd (9) In the above equation (9), idIs the power supply current isFrom
Can be obtained, V sdIs the power supply voltage VsFrom
And if L, C, τ, and ω are known,
id eq, Iq eqIs is, Vs, L, C, τ, ω
Can be calculated.
【００３２】ここで、上記スライディングモード切り換
え変数ｓd ，ｓq をゼロに収束させ、偏差ｅd ，ｅq を
指数的に漸近収束させるには、次の（１０）式を満足す
るようにスイッチング関数（制御ベクトル）ｕd ，ｕq
を選定すればよい。 sign（ｉL ｕd −ｉd eq）＝sign（ｓd ） sign（ｉL ｕq −ｉq eq）＝sign（ｓq ） （１０） すなわち、ｉL ｕd −ｉd eqの符号がｓd の符号と一致
し、かつ、ｉL ｕq −ｉq eqの符号がｓq の符号と一致
するようなスイッチング関数ｕd ，ｕq を選定し、これ
に基づき電流形コンバータを制御すれば、上記スライデ
ィングモード切り換え変数ｓd ，ｓq をゼロに収束させ
ることができ、制御偏差もゼロに収束させることができ
る。[0032] Here, converges the sliding mode switching variable s d, a s q to zero, the deviation e d, in order to exponentially asymptotically converge e q, the switching so as to satisfy the following equation (10) Functions (control vectors) u d , u q
Should be selected. sign (i L u d -i d eq) = sign (s d) sign (i L u q -i q eq) = sign (s q) (10) i.e., the sign of i L u d -i d eq It matches the sign of s d, and, i L u q -i q switching functions, such as the sign of eq matches the sign of s q u d, selects the u q, by controlling the current-source converter based on this For example, the sliding mode switching variables s d and s q can converge to zero, and the control deviation can also converge to zero.
【００３３】なお、この点はリアプノフ安定定理により
証明することができ、この証明の詳細については、平成
６年８月２４日〜２６日に開催された平成６年電気学会
産業応用部門全国大会の講演論文集Ｐ４０１〜Ｐ４０６
を参照されたい。次に、上記交流電流有効成分指令値ｉ
d * と直流リアクトル電流ｉL （コンバータ出力電流）
の関係について検討する。ここで、コンバータの負荷を
抵抗負荷と想定し、交流側の制御が充分に安定に制御で
きたとすると、電源から入る電力のほとんどは直流側に
流れると考えられ、次の（１１）式が成り立つ。This point can be proved by the Lyapunov stability theorem, and the details of this proof are described in the 1994 IEEJ National Conference on Industrial Applications held on August 24 to 26, 1994. Lecture Papers P401-P406
Please refer to. Next, the AC current effective component command value i
d * and DC reactor current i L (converter output current)
Consider the relationship. Here, assuming that the converter load is a resistive load and that the control on the AC side can be controlled sufficiently stably, it is considered that most of the power input from the power supply flows to the DC side, and the following equation (11) holds. .
【００３４】 Ｖsdｉd ＝（１／２）・ＬD ・（ｄｉL 2 ／ｄｔ）＋ＲｉL 2 （１１） 上記（１１）式を変形すると、次の（１２）式を得るこ
とができる。 ｉL 2 ／ｉd ＝Ｖsd／｛（１／２）・ＬD ・ｓ＋Ｒ｝ （１２） 上記関係から、ｉL 2 とｉd は線形一次遅れの関係にあ
ることがわかり、交流電流有効成分指令値ｉd * を演算
するには、ｉL 2 を制御した方が、ＰＩ（比例積分）制
御等の線形理論を活用でき好都合である。[0034] When V sd i d = (1/2) · L D · (di L 2 / dt) + Ri L 2 (11) to deform equation (11), can be obtained following (12) . from i L 2 / i d = V sd / {(1/2) · L D · s + R} (12) above relationship, i L 2 and i d are found to be in a relationship of a linear first order delay, the AC current effective in computing the component command value i d * is better to control the i L 2 is conveniently leverage linear theory of PI (proportional integration) control, and the like.
【００３５】そこで、本発明においては、図５のブロッ
ク図により交流電流有効成分指令値ｉd * を演算する。
すなわち、上記直流リアクトル電流（コンバータ出力電
流）ｉL の二乗ｉL 2とその指令値ｉL * の二乗ｉL *2
の差をＰＩ演算器から構成される直流制御器ブロック１
６に与え、コンバータを含む直流回路ブロック１７の交
流電流有効成分指令値ｉd * を演算する。Therefore, in the present invention, the AC current effective component command value id * is calculated according to the block diagram of FIG.
That is, the square i L 2 of the DC reactor current (converter output current) i L and the square i L * 2 of the command value i L *
Controller block 1 composed of PI computing unit
6 to calculate an AC current effective component command value id * of the DC circuit block 17 including the converter.
【００３６】なお、以上の説明では、交流側ＬＣフィル
タや回路抵抗の値が正確であるとして、等価操作ベクト
ルを算出しているが、実際には、上記値には誤差が含ま
れるので、等価操作ベクトルｉd eq，ｉq eqの計算に誤
差が生ずる場合がある。そこで、上記誤差を制御則に取
り込み、下記のように制御則を修正することにより、ロ
バスト性を保証できるようになる。In the above description, the equivalent operation vector is calculated on the assumption that the values of the AC-side LC filter and the circuit resistance are accurate. However, in practice, the above-described values include an error. operation vector i d eq, the calculation of i q eq is an error may occur. Therefore, robustness can be guaranteed by incorporating the error into the control law and modifying the control law as described below.
【００３７】上記誤差を考慮するため、等価操作ベクト
ルｉd eq，ｉq eqの計算における誤差の最大値を下記
（１３）式のようにΔd ，Δq とする。 ｜Δｉd eq｜≦Δd ｜Δｉq eq｜≦Δq （１３） そして、上記Δd ，Δq をしきい値として制御則に取り
込み、前記（１０）式を次の（１４）式のように変え
る。[0037] To account for the error, the equivalent operation vector i d eq, i q maximum value of the error in the calculation of eq as follows (13) delta d, and delta q. | Δi d eq | ≦ Δ d | Δi q eq | ≦ Δ q (13) Then, the delta d, captures the delta q to the control law as a threshold, wherein (10) the following equation (14) of To change.
【００３８】 ρd ＝（ｉL ｕd −ｉd eq）sign（ｓd ）−Δd ≧０ ρq ＝（ｉL ｕq −ｉq eq）sign（ｓq ）−Δq ≧０ （１４） すなわち、少なくとも最大誤差分Δd ，Δq だけ、ｉL
ｕd ，ｉL ｕq がｉd eq，ｉq eqより大きくなるような
制御ベクトルｕd ，ｕq を選定することにより、交流側
ＬＣフィルタや回路抵抗の値に誤差があっても、スライ
ディングモードの切り換え変数ｓd ，ｓq をゼロに収束
させることができる。Ρd= (ILud−id eq) Sign (sd) -Δd≧ 0 ρq= (ILuq−iq eq) Sign (sq) -Δq≧ 0 (14) That is, at least the maximum error Δd, ΔqOnly iL
ud, ILuqIs id eq, Iq eqMore like
Control vector ud, UqBy selecting the AC side
Even if there is an error in the value of the LC filter or circuit resistance,
Mode switching variable sd, SqConverges to zero
Can be done.
【００３９】なお、上記ρd ，ρq は右辺の式から計算
された値であるが、その値が大きい程、ｓd ，ｓq の収
束率が高いので、収束率の目安とすることができる。本
発明は上記した原理に基づき、電流形コンバータを制御
するようにしたものであり、本発明においては、図１に
示すように制御装置を構成し電流形コンバータを制御す
る。The above ρ d and ρ q are values calculated from the formulas on the right side. As the values are larger, the convergence rates of s d and s q are higher. it can. According to the present invention, a current source converter is controlled based on the above principle. In the present invention, a control device is configured as shown in FIG. 1 to control the current source converter.
【００４０】すなわち、まず、直流制御器７において、
図５のブロック図により、出力電流ｉL とその指令値ｉ
L * から交流電流有効成分指令値ｉd * を算出する。ま
た、無効電流指令値算出手段８において、前記（５）式
により、交流電流有効成分指令値ｉd * と電源力率角指
令値をφ* から交流電流無効成分指令値ｉq * 得る。That is, first, in the DC controller 7,
According to the block diagram of FIG.LAnd its command value i
L *From the AC current effective component command value id *Is calculated. Ma
In the reactive current command value calculating means 8, the equation (5) is used.
The AC effective component command value id *And power power factor angle finger
Restriction price φ*From the AC current invalid component command value iq *obtain.
【００４１】なお、ここで、図１の点線９で示すよう
に、ｉd * をｉd に置き換えても、同様に交流電流無効
成分指令値ｉq * を求めることができる。ついで、第１
の手段１において、前記（８）式により切り換え変数ｓ
d ，ｓqを求める。一方、第２の手段２において前記
（９）式により等価操作ベクトルｉd eq，ｉ q eqを計算
し、第３の手段３において、直流電流ｉL と動作可能な
スイッチ状態より制御ベクトルの有効成分ｉL ｕd 、無
効成分ｉL ｕq を計算する。Here, as shown by a dotted line 9 in FIG.
And id *To idEven if replaced with
Component command value iq *Can be requested. Then, first
In the means 1, the switching variable s is calculated by the above equation (8).
d, SqAsk for. On the other hand, in the second means 2,
From the equation (9), the equivalent operation vector id eq, I q eqCalculate
Then, in the third means 3, the DC current iLOperable with
Effective component i of control vector from switch stateLud,Nothing
Active ingredient iLuqIs calculated.
【００４２】そして、上記等価操作ベクトルｉd eq，ｉ
q eqと制御ベクトルｉL ｕd ，ｉLｕq との差ｉL ｕd
−ｉd eq、ｉL ｕq −ｉq eqを求める。第４の手段４お
よび第５の手段５は上記（ｉL ｕd −ｉd eq）、（ｉL
ｕq −ｉq eq）と、前記した切り換え変数ｓd ，ｓq の
極性から（必要に応じてＬＣパラメータや回路抵抗の誤
差により定まるｉd eq，ｉq eqの誤差の最大値Δd ，Δ
q を考慮して）、スイッチングベクトルを選択するため
の出力を発生し、第６の手段６は前記（１０）または
（１４）式を満足するスイッチングベクトルｕd ，ｕq
を選定し、選定されたベクトルにより多相電流形コンバ
ータ１０を構成する半導体スイッチを開閉し、出力電流
を制御する。Then, the equivalent operation vector id eq, I
q eqAnd control vector iLud, ILuqDifference iLud
−id eq, ILuq−iq eqAsk for. Fourth means 4
And the fifth means 5 correspond to (i)Lud−id eq), (IL
uq−iq eq) And the aforementioned switching variable sd, Sqof
From the polarity (if necessary, incorrect LC parameters and circuit resistance)
I determined by the differenced eq, Iq eqMaximum error Δd, Δ
qTo select the switching vector)
The sixth means 6 generates the output of (10) or
Switching vector u satisfying equation (14)d, Uq
Is selected, and the multi-phase current source converter is selected according to the selected vector.
Open and close the semiconductor switches that make up the
Control.
【００４３】本発明の請求項１〜４の発明においては、
上記のように構成したので、直流電流制御偏差、力率角
偏差を共にゼロに収束させることができるとともに、交
流側のＬＣフィルタの共振を抑制して、所望の制御目的
を達成することができる。また、本発明の請求項２のよ
うに、第４、第５の手段を構成することにより、交流側
のＬＣフィルタや回路抵抗のパラメータに変動があって
も、制御性能を保証することができる。In the invention of claims 1 to 4 of the present invention,
With the configuration described above, both the DC current control deviation and the power factor angle deviation can be made to converge to zero, and the desired control purpose can be achieved by suppressing the resonance of the AC-side LC filter. . Further, by configuring the fourth and fifth means as in claim 2 of the present invention, control performance can be guaranteed even if there are fluctuations in the parameters of the AC-side LC filter and the circuit resistance. .
【００４４】さらに、本発明の請求項３の発明のよう
に、直流制御器にコンバータの出力電流指令値ｉL * の
二乗値に比例した値と出力電流の二乗値に比例した値を
入力し、直流制御器がその偏差を増幅した値を用いて交
流電流有効成分指令値ｉd * を得ることにより、図５に
示したＰＩ制御器のような線形制御器を用いることがで
き、動作状態に係わらず、固定ゲインで一定の特性を得
ることができる。Further, as in the third aspect of the present invention, a value proportional to the square value of the output current command value i L * and a value proportional to the square value of the output current are input to the DC controller. The DC controller obtains an AC current effective component command value id * using a value obtained by amplifying the deviation, so that a linear controller such as the PI controller shown in FIG. 5 can be used. Irrespective of this, a fixed characteristic can be obtained with a fixed gain.
【００４５】また、本発明の請求項４、請求項５のよう
に、交流電流有効成分指令値ｉd *もしくは交流電流有
効成分ｉd と電源力率角指令値φ* から交流電流無効成
分指令値ｉq * を得ることにより、負荷電流とともに、
電源側の力率角を指定通りに制御できるようになる。Further, according to the fourth and fifth aspects of the present invention, the AC current effective component command value id * or the AC current invalid component command is obtained from the AC current effective component id and the power supply power factor angle command value φ *. By obtaining the value iq * , along with the load current,
The power factor angle on the power supply side can be controlled as specified.
【００４６】[0046]
【実施例】図６は本発明の実施例の制御装置の構成を示
す図である。同図において、１４’は多相交流電源、１
１’は多相電流形コンバータブリッジ、１５’は直流リ
アクトル、１３’は負荷である。また、１８は電源電圧
検出器、１９は電源電流検出器、２０はリアクトル電圧
（電流微分値）検出器、２１は直流電流検出器である。FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a control device according to an embodiment of the present invention. In the figure, reference numeral 14 'denotes a polyphase AC power source, 1
1 'is a multi-phase current source converter bridge, 15' is a DC reactor, and 13 'is a load. Reference numeral 18 denotes a power supply voltage detector, 19 denotes a power supply current detector, 20 denotes a reactor voltage (current differential value) detector, and 21 denotes a DC current detector.
【００４７】２２は上記電源電圧検出器１８、電源電流
検出器１９、リアクトル電圧（電流微分値）検出器２０
が出力するアナログ信号、および、出力電流指令値ｉL
* 、力率角指令値φ* をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ
変換器、２２’は上記直流電流検出器２１が出力するア
ナログ信号をデジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換器であ
る。Reference numeral 22 denotes the power supply voltage detector 18, the power supply current detector 19, the reactor voltage (current differential value) detector 20
Output from the analog signal and the output current command value i L
* , A / D to convert power factor angle command value φ * into digital signal
The converter 22 'is an A / D converter for converting an analog signal output from the DC current detector 21 into a digital signal.
【００４８】２３はディジタルシグナル・プロセッサ
（以下ＤＳＰと略記する）であり、ＤＳＰ２３は上記Ａ
／Ｄ変換器２２，２２’の出力を前記した手法で処理
し、多相電流形コンバータブリッジ１１’の開閉信号を
出力する。２４はゲートドライバであり、ゲートドライ
バ２４はディジタルシグナルプロセッサ２３が出力する
開閉信号に基づき、多相電流形コンバータブリッジ１
１’のスイッチング素子を駆動する。Reference numeral 23 denotes a digital signal processor (hereinafter abbreviated as DSP).
The outputs of the / D converters 22 and 22 'are processed in the above-described manner, and an open / close signal of the multi-phase current source converter bridge 11' is output. Reference numeral 24 denotes a gate driver. The gate driver 24 is based on an open / close signal output from the digital signal processor 23 and operates based on the multiphase current source converter bridge 1.
The 1 'switching element is driven.
【００４９】図７は図６に示したＤＳＰ２３における処
理を示すフローチャートである。同図は、交流電流有効
成分指令値ｉd * と電源力率角指令値φ* が入力されて
からコンバータ開閉信号を出力するまでのフローチャー
ト示しており、出力電流指令値ｉL * から交流電流有効
成分ｉd を求める処理は示されていないが、前記図５に
示した直流制御器をＤＳＰ２３の前段に設けるか、ある
いは、ＤＳＰ２３において、前記図５のブロック図に示
した処理を行うことにより出力電流指令値ｉL * から有
効成分電流指令値ｉd * を求めることができる。FIG. 7 is a flowchart showing the processing in the DSP 23 shown in FIG. The figure, the alternating current effective component command value i d * and the flow chart shown is, the output current command value i L * from the alternating current from the power factor angle command value phi * is input to the output of the converter-off signal Although not processing for obtaining the active ingredient i d are shown, either providing a DC controller shown in FIG. 5 in front of the DSP 23, or, in the DSP 23, by performing the processing shown in the block diagram of FIG. 5 it can be determined effective component current command value i d * from the output current command value i L *.
【００５０】次に、同図により本実施例を説明する。同
図のステップＳ１で電流有効成分指令値ｉd * と力率角
指令値φ* を入力し、ステップＳ２において、前記した
（５）式により、電流無効成分指令値ｉq *を求める。
ステップＳ３において、Ａ／Ｄ変換器２２，２２’でデ
ジタル信号に変換された交流電圧Ｖs 、交流電流ｉs 、
出力電流ｉL 、リアクトル電圧（交流電流微分値に相
当）ＶL をＤＳＰ２３に入力する。Next, this embodiment will be described with reference to FIG. In step S1 of the figure, the current effective component command value id * and the power factor angle command value φ * are input, and in step S2, the current invalid component command value iq * is obtained from the above equation (5).
In step S3, the AC voltage V s , the AC current i s , which have been converted into digital signals by the A / D converters 22 and 22 ′,
The output current i L, (corresponding to the alternating current differential value) reactor voltage V L is input to the DSP 23.
【００５１】ステップＳ４において、上記入力信号から
前記（２）式により交流電流有効成分、ｉd ，無効成分
ｉq 、および、その微分値ｉd ' ，ｉq ' を計算する。
ステップＳ５において、前記（７），（８）式に示した
電流偏差ｅd ，ｅq 、スライディングモードの切り換え
変数ｓd ，ｓq を計算し、ステップＳ６において、スラ
イディングモードの切り換え変数ｓd ，ｓq の極性を求
める。In step S4, the effective component of the alternating current, id , the ineffective component iq , and their differential values id ', iq ' are calculated from the input signal according to the equation (2).
In step S5, the (7), current deviation e d shown in equation (8), e q, the switching variable s d of the sliding mode to calculate the s q, in step S6, the sliding mode switching variable s d, Find the polarity of sq.
【００５２】ステップＳ７において、電源電圧有効成分
Ｖsd、フィルタ用リアクトル値Ｌ，フィルタ、スナバ用
コンデンサ容量Ｃ，電源角周波数ω、およびステップＳ
４において求めた交流電流有効成分ｉd 、無効成分
ｉq 、その微分値ｉd ' ，ｉq 'から（９）式により、
等価操作ベクトルｉd eq，ｉq eqを計算する。ステップ
Ｓ８において、前記図３に示した７種類のベクトルｋ＝
０〜６に対し、出力電流ｉL によりｉL ｕd ，ｉL ｕq
を計算する。In step S7, the power supply voltage effective component V sd , the reactor value L for the filter, the filter and snubber capacitor C, the power supply angular frequency ω,
AC current effective ingredient i d found in 4, reactive component i q, the differential value i d ', i q' by the equation (9),
Equivalent operation vector i d eq, calculates the i q eq. In step S8, the seven types of vectors k =
To 0~6, i L u d by the output current i L, i L u q
Is calculated.
【００５３】ステップＳ９において、上記ｋ＝０〜６の
ベクトルに対して、前記（１０）式のsign（ｉL ｕd k
−ｉd eq）＝sign（ｓd ）を満たすベクトルを記憶する
（ｍ個）。ステップＳ１０において、上記ステップＳ９
で記憶されたｋ＝０〜ｍのベクトルに対して、前記（１
０）式のsign（ｉL ｕq k −ｉq eq）＝sign（ｓq ）を
満たすベクトルを選択する。[0053] In step S9, to the vector of the k = Less than six, the (10) equation sign (i L u d k
-I d eq) = vector storing satisfying sign (s d) (m pieces). In step S10, step S9
With respect to the vector of k = 0 to m stored in
0) to select a vector satisfying equation sign the (i L u q k -i q eq) = sign (s q).
【００５４】ステップＳ１１において、選択されたベク
トルに対応するスイッチ信号を出力する。上記のように
して求められたスイッチ信号はＤＳＰ２３からゲートド
ライバ２４に送られ、コンバータブリッジ１１’のスイ
ッチング素子が制御される。なお、上記実施例のステッ
プＳ９、ステップＳ１０においては、前記（１０）式を
満たすベクトルを選択するようにしているが、前記（１
４）式を満足するベクトルを選択するように構成するこ
ともでき、これにより、交流側のＬＣパラメータや回路
抵抗の変動に対しても、制御性能を保証できるようにな
る。In step S11, a switch signal corresponding to the selected vector is output. The switch signal obtained as described above is sent from the DSP 23 to the gate driver 24, and the switching element of the converter bridge 11 'is controlled. In step S9 and step S10 in the above embodiment, a vector that satisfies the expression (10) is selected.
It is also possible to select a vector that satisfies the expression 4), whereby the control performance can be guaranteed even with respect to fluctuations in the AC-side LC parameters and circuit resistance.
【００５５】[0055]
【発明の効果】以上説明したように、本発明において
は、以下の効果を得ることができる。 （１）負荷電流を制御できるとともに、電源側力率角を
指定通り調整することができ、また、ＬＣフィルタの共
振をアクティブに抑制することができる。 （２）等価操作ベクトルｉd eq，ｉq eqの誤差の最大値
Δd ，Δq を考慮した（１４）式を用いて制御ベクトル
を選択することにより、ＬＣフィルタのパラメータ変動
があっても、負荷が変わっても制御性能が補償される。
いわゆるロバスト性を持つ制御系を構成することができ
る。 （３）制御の流れが簡明で、演算に極性の判断、加減
算、乗算以外のものがないので、プログラミングや制御
回路を簡素化することができる。 （４）出力電流二乗値フィードバックにより、制御器の
設計が容易になり、近似化制御を避け、広範囲の安定
性、均一した制御性能を得ることが可能となる。As described above, the following effects can be obtained in the present invention. (1) The load current can be controlled, the power-factor-side power factor angle can be adjusted as specified, and the resonance of the LC filter can be actively suppressed. (2) Equivalent operation vector i d eq, i q eq error maximum value delta d of, by selecting the control vector using the delta q were considered (14), even if the parameters change of the LC filter Even if the load changes, the control performance is compensated.
A control system having so-called robustness can be configured. (3) Since the flow of control is simple and there is no operation other than polarity judgment, addition / subtraction, and multiplication, programming and control circuits can be simplified. (4) The output current square value feedback facilitates the design of the controller, avoids approximation control, and provides a wide range of stability and uniform control performance.
【図１】本発明の原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of the present invention.
【図２】三相電流形コンバータの主回路構成を示す図で
ある。FIG. 2 is a diagram showing a main circuit configuration of a three-phase current source converter.
【図３】三相回路上で使用可能な７種類のスイッチベク
トルを示す図である。FIG. 3 is a diagram showing seven types of switch vectors that can be used on a three-phase circuit.
【図４】７種類のスイッチ状態とスイッチベクトルの関
係を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a relationship between seven types of switch states and switch vectors.
【図５】本発明の直流電流制御ループブロック図の一例
を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing an example of a DC current control loop block diagram of the present invention.
【図６】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a control device according to an embodiment of the present invention.
【図７】本発明の交流制御演算の処理内容を示すフロー
チャートである。FIG. 7 is a flowchart showing processing contents of an AC control calculation according to the present invention.
【図８】従来の電流形コンバータ制御ブロック図であ
る。FIG. 8 is a control block diagram of a conventional current source converter.
１ スライディングモード切り換え変数ｓd ，ｓq
を求める第１の手段 ２ 等価操作ベクトルｉd eq，ｉq eqを算出する第
２の手段 ３ 制御ベクトルｉL ｕd ，ｉL ｕq を算出する第
３の手段 ４，５ ｓd ，ｓq の収束条件を算出する第４、第５の
手段 ６ 制御ベクトルｉL ｕd ，ｉL ｕq を選択する第
６の手段 ７ 交流電流有効成分指令値を算出する直流制御器 ８ 無効電流指令値算出手段 １０ 多相電流形コンバータ １１ 三相電流形コンバータブリッジ １１’１１” 多相電流形コンバータブリッジ １２ 電源側交流ＬＣフィルタ １３，１３’，１３” 負荷 １４ 三相交流電源 １４’ 多相交流電源 １５，１５’ 直流リアクトル １６ 直流制御器ブロック １７ 直流回路ブロック １８ 電源電圧検出器 １９ 電源電流検出器 ２０ リアクトル両端電圧検出器 ２１ 直流電流検出器 ２２，２２’ Ａ／Ｄ変換器 ２３ デジタルシグナル・プロセッサ ２４ ゲートドライバ ２５ 電流制御器 ２６ ＰＷＭパターン合成部 ２７ コンバータ部1 Sliding mode switching variables s d and s q
First means 2 equivalent operation vector i d eq seeking, i q eq second means 3 control vector for calculating a i L u d, i L u third means 4, 5 s d for calculating a q, s Fourth and fifth means for calculating the convergence condition of q 6 Sixth means for selecting the control vectors i L u d and i L u q 7 DC controller for calculating the AC current effective component command value 8 Reactive current command Value calculation means 10 Multi-phase current source converter 11 Three-phase current source converter bridge 11'11 "Multi-phase current source converter bridge 12 Power supply side AC LC filter 13, 13 ', 13" Load 14 Three-phase AC power supply 14' Multi-phase AC Power supply 15, 15 'DC reactor 16 DC controller block 17 DC circuit block 18 Power supply voltage detector 19 Power supply current detector 20 Reactor voltage detector 21 DC current detector 22, 22' A / D converter 23 Digital Signal Processor 24 Gate Driver 25 Current Controller 26 PWM Pattern Synthesis Unit 27 Converter Unit
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−105561（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−19261（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/00 - 7/40 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-4-105561 (JP, A) JP-A-8-19261 (JP, A) (58) Fields investigated (Int.Cl. 6 , DB name) H02M 7/00-7/40
Claims (5)
より直流を得る電流形コンバータと、 該コンバータの出力電流ｉL と、該出力電流の指令値か
ら交流電流の有効成分の指令値ｉd * を求める直流制御
器と、 与えられた電源力率角指令値φ* と上記交流電流有効成
分指令値ｉd * から交流無効成分指令値ｉq * を求める
無効電流指令値算出手段と、 交流電流の有効成分ｉd 、無効成分ｉq をそれぞれ前記
交流電流有効成分指令値ｉd * と交流電流無効成分指令
値ｉq * に一致させる交流電流制御器とを備えた多相電
流形コンバータ制御装置において、 上記交流電流制御器は、 上記有効成分指令値ｉd * 、無効成分指令値ｉq * と交
流電流の有効成分ｉd、無効成分ｉq との偏差ｅd ，ｅ
q および該偏差の微分値から切り換え変数ｓd，ｓq を
求める第１の手段と、 ＬＣフィルタパラメータ見積もり値と交流電流値で定ま
る等価操作ベクトルの有効成分ｉd eq、無効成分ｉq eq
を求める第２の手段と、 負荷電流値とスイッチ状態で定まる制御ベクトルに対し
て、その有効成分ｉLｕd と無効成分ｉL ｕq を計算す
る第３の手段と、 上記第３の手段で計算された制御ベクトルに対し、その
有効成分ｉL ｕd と上記第２の手段で求めた等価操作ベ
クトルの有効成分ｉd eqとの差を求め、その差もしくは
その差の極性と上記第１の手段で求めた切り換え変数の
有効成分ｓd の極性に基づき制御ベクトルを選択するた
めの出力を発生する第４の手段と、 上記第３の手段で計算された制御ベクトルに対し、その
無効成分ｉL ｕq と上記第２の手段で求めた等価操作ベ
クトルの無効成分ｉq eqとの差を求め、その差もしくは
その差の極性と、上記第１の手段で求めた切り換え変数
の無効成分ｓqの極性に基づき制御ベクトルを選択する
ための出力を発生する第５の手段と、 上記第４の手段と第５の手段の出力に基づき制御ベクト
ルを選択する第６の手段とを備え、 上記第６の手段により得たスイッチングベクトルにより
多相コンバータを構成する半導体スイッチの開閉指令を
与えることを特徴とする多相交流より直流を得る電流形
コンバータの制御装置。1. A current-source converter to obtain a DC from multiphase AC power supply side with an LC filter, the output current i L of the converter, the command value i d of the active component of the AC current from the command value of the output current * a DC controller seeking, and the reactive current command value calculating means for calculating a given power factor angle command value phi * and the AC current effective component command value i d AC wattless component command value * i q *, AC A polyphase current source converter control comprising an AC current controller for matching the active component id and the reactive component iq of the current to the AC current active component command value id * and the AC current reactive component command value iq * , respectively. In the apparatus, the AC current controller includes a deviation ed , e between the effective component command value id * and the invalid component command value iq * and the active component id and the invalid component iq of the AC current.
switching variable s d from the differential value of q and deviation, a first means for determining the s q, the active ingredient of the equivalent operation vector which is determined by the LC filter parameter estimated values and the AC current value i d eq, reactive component i q eq
Second means for determining the relative control vector determined by the load current and switch state, and a third means for calculating the effective ingredient i L u d and reactive component i L u q, the third means in contrast calculated control vector, obtains the difference between the effective ingredient i L u d and the active ingredient i d eq equivalent operation vector obtained in the second means, the polarity and the second of the difference or the difference A fourth means for generating an output for selecting a control vector based on the polarity of the effective component sd of the switching variable obtained by the first means, and an invalidation of the control vector calculated by the third means. The difference between the component i L u q and the invalid component i q eq of the equivalent operation vector obtained by the second means is obtained, and the difference or the polarity of the difference and the invalidity of the switching variable obtained by the first means are obtained. Select control vector based on polarity of component s q And a sixth means for selecting a control vector based on the output of the fourth means and the fifth means. The switching vector obtained by the sixth means A control device for a current-source converter for obtaining a direct current from a polyphase alternating current, wherein the control device gives an open / close command for a semiconductor switch constituting the multiphase converter.
操作ベクトルの有効成分ｉd eqの差を求め、その差と切
り換え変数の有効成分ｓd の極性との積が、ＬＣパラメ
ータや回路抵抗の誤差により定まる上記有効成分ｉd eq
の誤差の最大値Δd より大きいとき出力を発生する第４
の手段と、 制御ベクトルの無効成分ｉL ｕq と等価操作ベクトルの
無効成分ｉq eqの差を求め、その差と切り換え変数の無
効成分ｓq の極性との積が、ＬＣパラメータや回路抵抗
の誤差により定まる上記無効成分ｉq eqの誤差の最大値
Δq より大きいとき出力を発生する第５の手段を備えた
ことを特徴とする請求項１の多相交流より直流を得る電
流形コンバータの制御装置。Wherein determining a difference of the active ingredient i d eq of the active ingredient i L u d equivalent operation vector control vectors, the product of the polarity of the active ingredient s d of the difference and the switching variable, LC parameters and circuit determined by the errors in the resistance the active ingredient i d eq
4 for generating an output when the maximum value greater than delta d of the error
And the difference between the invalid component i L u q of the control vector and the invalid component i q eq of the equivalent operation vector, and the product of the difference and the polarity of the invalid component s q of the switching variable is the LC parameter or the circuit resistance. fifth current type converter to obtain a DC from the multiphase AC of claim 1, further comprising a means for generating an output when the maximum value greater than delta q of error of errors on the determined the reactive component i q eq Control device.
値ｉL * の二乗値に比例した値と出力電流の二乗値に比
例した値を入力し、 上記直流制御器がその偏差を増幅した値を用いて交流電
流有効成分指令値ｉd * を得ることを特徴とする請求項
１または請求項２の多相交流より直流を得る電流形コン
バータの制御装置。3. A converter output current command to a DC controller.
Value iL *The ratio is proportional to the square of the output current and the square of the output current.
Enter the value shown above, and use the value obtained by amplifying the deviation by the DC controller.
Flow effective component command value id *Claims characterized by obtaining
A current source for obtaining a direct current from the polyphase alternating current according to claim 1 or 2.
Control unit for barter.
電流有効成分指令値ｉd * と電源力率角の指令値φ* か
ら算出する無効電流指令値算出手段を設けたことを特徴
とする請求項１，２または請求項３の多相交流より直流
を得る電流形コンバータの制御装置。4. A reactive current command value calculating means for calculating an AC current reactive component command value iq * from an AC current active component command value id * and a power supply power factor angle command value φ *. 4. A control device for a current source converter for obtaining direct current from multi-phase alternating current according to claim 1, 2 or 3.
電流有効成分ｉd と電源力率角の指令値φ* から算出す
る無効電流指令値算出手段を設けたことを特徴とする請
求項１，２または請求項３の多相交流より直流を得る電
流形コンバータの制御装置。5. A reactive current command value calculating means for calculating an AC current reactive component command value iq * from an AC current active component id and a command value φ * of a power supply power factor angle is provided. 4. A control device for a current-source converter for obtaining a direct current from the polyphase alternating current according to claim 1, 2 or 3.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7017756A JP2916091B2 (en) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | Control device for current source converter that obtains DC from multi-phase AC |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7017756A JP2916091B2 (en) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | Control device for current source converter that obtains DC from multi-phase AC |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08214552A JPH08214552A (en) | 1996-08-20 |
| JP2916091B2 true JP2916091B2 (en) | 1999-07-05 |
Family
ID=11952577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7017756A Expired - Lifetime JP2916091B2 (en) | 1995-02-06 | 1995-02-06 | Control device for current source converter that obtains DC from multi-phase AC |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2916091B2 (en) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4652545B2 (en) * | 2000-09-20 | 2011-03-16 | 独立行政法人 日本原子力研究開発機構 | A one-cycle control method for controlling the current and voltage of an AC harmonic filter of a current-type pulse width modulation converter |
| CN113452296B (en) * | 2021-05-10 | 2022-06-24 | 武汉华海通用电气有限公司 | Parameter identification system and method for three-phase inverter permanent magnet synchronous motor with surface mounting |
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-
1995
- 1995-02-06 JP JP7017756A patent/JP2916091B2/en not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08214552A (en) | 1996-08-20 |
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