JP2905856B2

JP2905856B2 - ステッピングモータの制御回路

Info

Publication number: JP2905856B2
Application number: JP1031250A
Authority: JP
Inventors: イヴ・ゲリン
Original assignee: Eta SA Fuaburiiku Debooshu
Current assignee: Eta SA Fuaburiiku Debooshu
Priority date: 1988-02-12
Filing date: 1989-02-13
Publication date: 1999-06-14
Anticipated expiration: 2014-06-14
Also published as: HK142594A; CH672043GA3; DE68900226D1; CH672043B5; JPH01243891A; EP0327989A1; EP0327989B1

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、回転子と、回転子へ磁気的に結合されるコ
イルとを有する、とくに腕時計用のステッピングモータ
用の制御回路に関するものである。更に詳しくいえば、
本発明は、電源から所定の持続時間の駆動パルスをコイ
ルへ供給し、それにより駆動パルスの平均電圧および電
力が電源電圧の変動の影響を受けないようにした回路に
関するものである。

この種の回路はいくつかの利点を持ち、とくに小型の
時計においていくつかの利点を有するから、良く知られ
ている。小型の時計では入力電圧は電池により供給され
る。電池の種類に応じて、電池の公称電圧はかなり変化
する。たとえば、水銀電池の電圧は1.35Vであり、銀電
池およびリチウム電池の電圧はそれぞれ1.5V、3Vであ
る。電源の電圧に等しい振幅の駆動パルスを供給する従
来の制御回路では、モータの動作の設定を変えないとあ
る種類の電池の代わりに別の種類の電池を用いることは
もちろんできない。したがって、各種類の電池を特定の
回路に対応させねばならず、かつアフターサービズの問
題が起こるから、電池の種類によって電圧が異なること
は大きな欠点である。

これとは対照的に、電源からの入力電圧の変化とは独
立している平均電圧を持つ駆動パルスを供給できる制御
回路では、電池の種類によって電圧が異なることは何ら
問題ではない。電源からの入力電圧が変化する原因は、
電池を異なる種類の電池に交換したりすること、および
電池の放電状態等にある。更に、この種の回路の場合に
は、駆動パルスの平均電圧は、電池の電圧の値よりかな
り低い値に設定できる。そうすると、コイルを太い横断
の線、すなわち、安くて、加工が容易である線で製作で
き、したがってモータの価格を低くできるから、駆動パ
ルスの平均電圧を低くできることは大きな利点である。

電力を電圧降下抵抗で消費させることなしに一定の平
均電圧を有する駆動パルスを得るために、駆動パルス電
流を断続することが行われていたが、その断続の際の中
断時間と中断の回数は電源電圧に依存していた。

〔従来の技術〕

たとえば、英国特許第Ａ−2054916号明細書には、電
源の出力電圧を検出し、その出力電圧を基準電圧と比較
する手段と、駆動パルス電流を断続する予め設定された
５つのプログラムとを有する制御回路が記載されてい
る。電源電圧の許容変化が５つの範囲に分けられ、それ
らのプログラムの１つに各範囲を対応させる。平均電圧
が各範囲の中心で求められる値に等しいようにしてプロ
グラムは設定される。したがって、調節は不連続である
から、平均電圧は与えられた範囲内で一定に保たれな
い。その結果、範囲の下限においては、モータは歩進し
ないことがあり、それのトルクが減少するが、それの出
力の上限においてはそれの出力の上限においてはそれの
出力が最適でなくなる。

平均電圧を連続的に調節する利点を有するより高度な
制御回路がヨーロッパ特許出願EP0154889号明細書に記
載されている。その高度な制御回路は駆動パルスの断続
を設定する掃引発振器を有する。それらの断続の持続時
間は、駆動パルスの平均電圧を一定に保つように、電源
の出力電圧の変化により支配される。発振器が適切な断
続を行ったとすると、この回路は精密な調節を行うこと
を可能にする。

以上述べた２種類の回路は、駆動パルスの持続時間中
にコイルを流れる電流の断続を設定することにより、コ
イルの端子へ加えられる平均電圧を入力電圧の値とは無
関係に一定に保つことを可能にする調整手段を有する。
これは、出力電圧（この場合には平均電圧）を、入力信
号（すなわち、電源からの出力電圧）により直接支配す
るような開ループである。回路素子の値が仕様に正確に
一致する場合にのみ、この種の調節により良い結果が得
られることが良く知られている。ある重要な素子の値が
小さく変化しても出力信号が大きく変化することがあ
る。これは大きな欠点である。一方、この種の回路は、
それをある特性に合致させるものとすると、製作中に厳
しい品質管理を必要とする。そうするとその回路の製作
コストが上昇する。他方、回路素子は経時変化するか
ら、それらの特性を長期間にわたって保障することがで
きない。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の主な目的は、一定の平均電圧を有する駆動パ
ルスをステッピングモータに供給し、上記諸欠点を持た
ない制御回路を得ることである。

〔課題を解決するための手段〕

この目的は、本発明によれば、次の制御回路によって
達成される。すなわち、回転子に磁気的に結合され、エ
ネルギー源により供給される電源電圧から電力供給パル
スを供給されるように構成されているコイルを有する腕
時計用のステッピングモータに用いられる制御回路は、「時間基準信号を受けて、前記ステッピングモータの
前記回転子を１ステップ歩進させなければならないとき
に所定の持続時間の１つの制御パルスを含む信号を供給
する波形整形回路を備え、基準電圧源と，前記制御パルスを受ける入力端子と、
出力端子とを有し、前記制御パルスを断続することによ
り得られる断続制御パルスで構成された信号を、前記制
御パルスを受ける毎に、前記出力端子へ供給する調整回
路を備え、前記断続制御パルスに応答して前記コイルを前記電源
へ断続的に接続して、断続電力供給パルスによって形成
される、前記回転子を１ステップづつ歩進させる駆動パ
ルスを前記コイルに供給する駆動回路を備え、前記調整回路には、前記基準電圧と前記断続電力供給パルスによりコイル
の端子間に生成された電圧との差を決定する手段と、前記電源が変動しても各駆動パルスの前記コイルの端
子間における平均電圧がほぼ一定に保たれるように、各
制御パルスの中断時間及び中断回数を前記差の関数とし
て決定するスイッチ手段とが設けられている。」本発明の制御回路の利点は、閉ループ調整の原理を基
にしており、駆動パルスの遮断がコイルの端子における
電圧により決定される点にあり、従来のように電源電圧
により決定されるものではないということにある。いい
かえると、本発明の回路は出力信号を自動制御する。す
なわち、コイルの端子における平均電圧を基準信号に従
って自動制御し、電源電圧の変化や温度の変化のような
外部の要因、または回路素子の値の変化により影響を受
けることが非常に少ない。その結果として、本発明の回
路は、従来の回路より製作が容易で、種々の乱れ要因に
より影響を受ける程度が小さいと言う利点を有する。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明を詳しく説明する。

以下の説明においては、腕時計用のステッピングモー
タに組合わせて用いる制御回路を例として本発明を説明
する。その理由は、その例が本発明の利点をとくに良く
示すからである。この発明の制御回路は、もちろん、電
流消費量および動作の信頼性が重要である他の多くの分
野においても効果的に使用できる。

本発明のよりよき理解のために先ず従来技術に言及す
る。従来のアナログ電子腕時計が示されている第１図に
は、発振器回路１が示されている。この発振器回路１の
周波数は一般に32768Hzであって、その周波数は水晶振
動子２から与えられる基準信号により安定にされる。こ
の信号は分周器３の入力端子へ供給される。その分周器
は1Hzの時間基準信号S3を制御回路４へ供給する。その
制御回路４へはステッピングモータ５が接続される。

回転子と、この回転子へ磁気的に結合されるコイル
と、コイルへ結合される２つの端子とを有するそのステ
ッピングモータは、針が設けられているアナログ時刻指
示器６を駆動する。最後に、腕時計用を動作させるため
に必要な電力を電源電圧Vbの形で電池７が供給する。

制御回路４は波形整形回路８と駆動回路９を有する。
時間基準信号S3と、おそらくは、分周器３により発生さ
れた他の信号Ｓ′３とに応答して、波形整形回路は、時
間基準信号S3の周波数と同じ周波数の信号S8を供給す
る。その信号S8は一連の制御パルスP8により形成され
る。それらの制御パルスの持続時間は総て同じであっ
て、典型的には7.8msである。信号S3とS8が第８図に示
されている。駆動回路９はスイッチング手段を有する。
簡単にするために、スイッチング手段は接点Ｘの態様で
示されている。その接点の位置は、パルスP8の持続時間
中は閉じ位置にあり、信号S8の振幅が零である、パルス
P8が存在しない間は開位置にあるように、図示しない手
段を用いて信号P8により決定される。

接点Ｘの一方の端子は電池７の端子へ接続され、接点
Ｘの他方の端子は接続線10によりモータ５の端子へ接続
される。電池の他方の端子とモータの他方の端子は腕時
計の接地端子11により一緒に接続される。信号S8によっ
て（接点Ｘが閉じられている時は開かれ、接点Ｘが開か
れている時間のうちの少なくともある間は閉じるていよ
うに）制御される接点Ｘ′を、接続点10と（接地端子11
へ接続されている）接続線10′との間に配置すると有利
である。実際には、接点ＸとＸ′はトランジスタまたは
伝送ゲートのような電子スイッチである。

制御回路４は次のように動作する。信号S3に応答し
て、波形整形回路８は制御パルスP8を発生する。その制
御パルスP8の持続中、接点Ｘは閉じられ、接点Ｘ′は開
かれる。接点Ｘの閉路中は、モータ５の端子は電池７へ
直結されてモータは電流パルスを受け、その電流パルス
によってコイルの端子には電圧Vmの駆動パルスPmが生じ
る。その電流パルスに応答して回転子は１つ歩進する。
そのパルスの持続時間と振幅は、パルスP8の持続時間お
よび入力電圧Vbの振幅にそれぞれ等しい。駆動パルスの
終わりは、接点Ｘの開放と接点Ｘ′の閉成とにより示さ
れる。接点Ｘ′は、モータを短絡することにより、回転
子の振動を減衰させる。

この種の制御回路においては、電源電圧Vbに変化があ
ると、駆動パルスPmの持続時間の方は影響を受けない
が、駆動パルスの振幅には、同様の変化が生じることに
なる。しかし、ステッピングモータの動作は駆動パルス
の振幅に非常に敏感である。したがって、電池７の代わ
りに異なる電圧の別の電池を用いたとすると、モータ
は、動作を続けるとしても、信頼性は低くなり、最適な
動作を行わない。

この問題を避けるために、制御回路４の代わりに第２
図に示す制御回路14が用いられている。この制御回路14
は、前記波形整形回路８と駆動回路９に加えて調整回路
15を有する。

電源電圧Vbと信号S8が調整回路15へ供給される。この
調整回路は前記諸文献に述べられているような種類の回
路であって、電圧Vbを電源16により供給される基準電圧
Vrと比較することにより、その電圧Vbを測定する手段
（図示せず）を有する。電源16は、電池７から電力を供
給されて、電圧Vrを供給する従来の電圧安定回路で構成
することが好ましい。電源電圧Vbが変化しても電圧Vrの
値は一定に保たれる。調整回路15は、１つのパルスP8に
中断部を設けて得られる形の一連のパルスP15で構成さ
れる信号S15を、駆動回路９へ供給するように構成され
る。一連のパルスP15は、第９図に示すように、持続時
間t15の中断部を有する。

したがって、一連のパルスP15は、時間ｔ′15だけ持
続する幾つかの基本パルスＰ′15を含む。その時間ｔ′
15中は接点Ｘは閉じられ、接点Ｘ′は開かれる。中断時
間t15およびその回数、または、時間間隔t15とｔ′15が
電源電圧Vbの関数として計算されて、駆動パルスPmの平
均電力、いいかえれば、それの平均電圧V₀は、ある限界
内では電源電圧の強さとは無関係に、ほぼ一定に保たれ
る。この場合には、駆動パルス電圧の波形は信号S15の
波形と同じであるから、Vbの各値に対して、この断続パ
ルス電圧の平均値V₀を所定の値に等しくするt15とｔ′1
5の値を見つけることが常に可能であることが明らかで
ある。

時間t15の間はモータ５は接点Ｘ′により短絡される
から、コイルに蓄積されている磁気エネルギーは失われ
ない。それにより信号S15の各基本パルスP15の作用が長
引くことになるから、コイルを流れる電流が反転される
前に接点Ｘ′が開かれて回転子の回路を断つ。回転子の
回路が断たれるのは一連のパルスP15が終わった時だけ
起こるから、その結果として、制御回路14に組合わされ
ているモータ５の効率が非常に高い結果となる。

調整回路15が仕様に合致する限りは、駆動パルスPmの
平均電圧V₀は電源電圧Vbとは独立である。しかし、先に
述べたように、構成部品の価格に大きく依存するこの種
の回路の価格は、この回路が厳密な諸要求に適合しなけ
ればならないとすると、高くなることはさけられない。

それらの欠点を有しない本発明の制御回路19が第３図
に示されている。

したがって、制御回路14に類似する制御回路19は、前
記回路8,9と、本発明を構成する調整回路20とを有す
る。調整回路20へは、電圧Vbと、前記基準電源16に類似
する基準電源７から供給される電圧とが供給される。調
整回路20は補助入力端子Ｅも有する。調整回路20は、そ
の主入力端子へ信号S8が加えられ、信号S20を駆動回路
９へ供給する。更に、補助入力端子Ｅは接続線21により
接続点10へ接続されて、モータ５のコイルから電圧を受
ける。コイルからのこの電圧は、接点Ｘが閉じられてい
る限りは、駆動パルスPmの値に一致する。

信号S20は、信号S15の波形と全体として同様の波形を
有する。したがって、信号S20は、一連のパルスP20を有
する。一連のパルスP20の持続時間は、一連のパルスP8
の持続時間と同じである。一連のパルスP20は個々の基
本パルスＰ′20を有し、基本パルスＰ′20の持続時間
ｔ′20は、持続時間t20の中断時間により分離させられ
る。

調整回路20は、中断時間t20と中断の数とを、駆動パ
ルスPmの平均電圧V₀と基準電圧Vrの差がほぼ零であるよ
うに決定する。したがって、パルスの平均電圧V₀（これ
は制御回路19の出力信号でもある）は基準電圧Vrに従属
することになり、その意味で基準電圧Vrは制御値として
機能する。

従属させられる信号は回路部品の値の変化と、電源、
温度等のような外部パラメータの影響とには非常に左右
させられないことが良く知られている。

したがって、制御回路19は、腕時計の電池を電圧が異
なる別の電池に交換する問題をとくに効果的に解決する
ことを可能にするものである。もちろん、この種の回路
は時計製造の分野とは全く異なる分野、すなわち、外部
パラメータが大きく変化してもステッピングモータが最
適に動作せねばならない分野における用途も有する。

本発明の制御回路19の特性は本質的には調整回路20の
特性を基にしているから、調整回路の各種の実施例につ
いて次に説明する。

第４図に示されている調整回路20の第１の実施例にお
いては、差動増幅器25を含む。差動増幅器25の反転入力
端子は、調整回路20の入力端子Ｅへ接続され、駆動パル
スPm、すなわち、コイルの端子における電圧Vm、を受け
る。差動増幅器25の非反転入力端子は、基準電圧Vrを供
給する電源16へ接続される。したがって、電圧差（Vr−
Vm）の符号に応じた信号S25が、差動増幅器25から出力
される。約１マイクロファラドのコンデンサ26が入力端
子Ｅとアース11の間に接続される。したがって、コンデ
ンサ26はモータ５の端子へ直結される。最後に、接点Ｙ
で表わされているスイッチング装置が、調整回路20の
（信号S8を受ける）入力端子と（信号S20を生ずる）出
力端子との間に接続される。したがって、接点Ｙが開か
れているか、閉じられているかに応じて、信号S20の振
幅は零、または信号S8の振幅に等しい。接点Ｙは、当業
者に知られている手段（図示せず）の助けにより、電圧
差（Vr−Vm）が正の時は閉じられ、電圧差（Vr−Vm）が
負の時は開かれるように、信号S25により直接制御され
る。

それらの条件の下では第４図の回路は次のように機能
する。信号S8（第９図）の制御パルスP8の相互の間にお
いては、信号S20の振幅は零で、接点Ｘ（第３図）は開
かれている。モータ５は電池７へ接続されないから、駆
動パルスPmの振幅は零で、コンデンサ26は放電させられ
る。そうすると電圧差（Vr−Vm）が正であるから、接点
Ｙは閉じられる。信号S20に含まれる制御パルスP8が現
れると、接点Ｘが閉じられて電池７が出力電流パルスを
供給する。この電流は、モータ５とコンデンサ26とに流
れる。モータとコンデンサとに供給されている電圧Vmを
有する駆動パルスの振幅が増大しはじめ、モータの回転
子を回転させる。制御パルスP8のパルス持続時間に関連
して、電圧Vmの上昇は非常に速く、その電圧が基準電圧
Vrより高くなると、すなわち、時間ｔ′20が経過する
と、接点Ｙが直ちに開かれて信号20の振幅が零になる
が、パルスP8は依然として存在する。そうすると接点Ｘ
が開かれ、電池７により供給される電流を断つ。この時
点から、コンデンサ26は、モータ５に電流を供給し、モ
ータ５を動作させるために必要な電流をモータ５に供給
することになる。そうするとコンデンサ26の端子間電圧
が降下する。その電流は駆動パルスPmの振幅に相当す
る。時間t20が経過した後は、駆動パルスPmの振幅が基
準電圧Vrより低くなり、接点Ｙが閉じることにより接点
Ｘを閉じ、電流を電池７から流させる。そうすると駆動
パルスPmの振幅は増大し始め、基準電圧Vr以上に増大し
た後で接点Ｙが開いて、電池により供給される電流を再
び断つ。基準電圧Vrに等しい一定の平均電圧振幅V₀を有
する駆動電圧パルスを受けているモータがそれの回転を
終わって、完全な１歩進を行うことができるように、パ
ルスP8が終わるまで接点Ｙが継続的に開閉動作する。

駆動パルスが持続している間にわたって、信号S20
は、中断時間t20で相互に分離されている、一連の（持
続時間ｔ′20の）基本パルスＰ′20で構成される。それ
らの中断時間および持続時間は、駆動パルスの継続中に
変化することができる。その理由は、それらの時間はモ
ータに流れるモータ電流に依存するからである。モータ
電流は回転子の瞬時回転速度の関数である。したがっ
て、信号S20の全体的な波形は、前記信号S15の波形に類
似し、かつその理由から、それらの信号は第９図におけ
る同じ波形により表わされる。

しかし、ここで、時間t15は入力電圧Vbの関数であっ
たが、時間間隔t20は入力電圧Vbに直接関係するもので
はないことに留意する必要がある。なぜなら、時間間隔
t20は、電圧差（Vr−Vm）が負の値から正の値へ変化す
るのに要する時間のみに依存するものだかである。

しかし、そのようにして定められた中断の時間間隔t2
0は極めて短い。その理由は、電圧差（Vr−Vm）の符号
を変えさせるためには駆動パルスPmの振幅の変化が非常
に小さくて十分だからである。その結果、接点Ｙの動作
周波数は高い。しかし、接点は実際には電子的スイッチ
ング装置であって、動作周波数が高くなるとそのスイッ
チング装置の消費電力が増大するから、消費電力が過大
となり得る。

時間間隔t20をより良く定めるためには、シュミット
トリガ27の出力信号S27により接点Ｙを制御すると有利
である。そのシュミットトリガの入力端子は、増幅器25
の出力端子へ接続される。パルスPmの振幅が基準電圧Vr
の近傍にある時は、信号S25はパルスPmの振幅とは逆に
連続して変化する。シュミットトリガ27は、信号S25が
増大して第１のレベルに達すると第１の状態の出力信号
を発生して接点Ｙを閉じさせ、信号S25が減少して第１
のレベルより低い第２のレベルに達すると第２の状態の
出力信号を発生して接点Ｙを開かせる。かくして、時間
間隔t20は信号S25が第１のレベルから第２のレベルに変
化するために要する時間に一致し、従って、増幅器25の
増幅度と、第１と第２のレベルの差とに依存する。同様
に、時間間隔ｔ′20は、信号S25が第２のレベルから第
１のレベルへ変化する時間に一致する。持続時間t20と
ｔ′20は既知であるから、制御パルスP8の持続時間を
（t20＋ｔ′20）で除した商から信号S20の中断の数が決
定される。

第４図に示す調整回路20により、モータ５の端子にお
ける駆動パルスPmの振幅は、制御パルスP8の持続時間
中、基準電圧Vrに等しいほぼ一定の平均値V₀に留まる
が、僅かな一時的変動を呈する。このような条件の下に
おいては、電源電圧Vbが高くなると、基本パルスＰ′20
の持続時間t20が短くなって信号S20の中断の回数が増
す。その理由は、中断の持続時間t20はほぼ一定のまま
だからである。

以上説明した調整回路は良く動作するが、大容量のコ
ンデンサ26を必要とする。そのようなコンデンサは安価
でなく、かつ非常に小型でもないから、この回路を腕時
計に用いることは容易ではない。

第５図は大容量のコンデンサを必要としない回路を示
す。調整回路20のこの実施例においては、電源16は差動
増幅器30の非反転入力端子へ接続され、差動増幅器30の
反転入力端子は抵抗Ｒを介して調整回路20の端子Ｅへ接
続される。この端子Ｅは駆動パルスPmを受ける。また、
増幅器30の反転入力端子と出力端子の間にコンデンサＣ
が接続される。それらの条件の下においては、増幅器30
と、抵抗Ｒと、コンデンサＣは２入力積分回路31を構成
する。この積分回路には電圧VmとVrを受け、信号S30を
出力する。その信号S30は時間ｔに依存し、に等しい。

時定数RCは重要ではないが時間t20およびｔ′20と同
程度でなければならず、コンデンサＣの容量は約500pF
が適当である。したがって、信号S30は、与えられた任
意の時刻に、電圧差（Vr−Vm）の積分の値を表わし、電
圧差（Vr−Vm）の関数である前記信号S25に等しいもの
と考えられる。

前記接点Ｙは調整回路20（第５図）の入力端子と出力
端子の間に設けられる。先に述べたように、この接点Ｘ
は、電圧差（Vr−Vm）の積分値が正の時に閉じられ、そ
の積分値が負の時に開かれるようにして、周知の手段
（図示せず）を用いて、信号S30により直接制御される
ものとまず仮定する。したがって、接点Ｙは出力信号S2
0を中断できる。この場合には、その中断により、外乱
があっても、駆動パルスの持続中における電圧差（Vr−
Vm）の平均値はほぼ零に保たれる。

各制御パルスの初めに第５図の回路が同一の条件の下
で動作できるようにするためには、引き続く２つの制御
パルスの間で、接点Ｚで示されているスイッチング手段
によりコンデンサＣを放電させることが望ましい。抵抗
Ｒの両端へ接続されているその接点Ｚは、インバータ34
からの信号により制御される。そのインバータ34の入力
端子は信号S8を受ける。その接点Ｚの制御は、信号S8の
パルスP8が持続している間は開かれ、それらのパルスP8
が存在しない時は閉じられるようにして、ある手段（図
示せず）により行われる。それにより、積分回路31を、
各駆動パルスより前に初期状態へ戻すことが可能にされ
る。接点Ｚは別の場所に設けることももちろんできる。
たとえば、増幅器30の反転入力端子と出力端子が初期状
態において同じ電位にあるならば、コンデンサＣの端子
に接点Ｚを設けることができる。

以上説明した第５図の回路における接点Ｙの動作周波
数は、第４図の回路について先に述べたのと同じ理由
で、非常に高い。この周波数を低くするために、前記シ
ュミットトリガ27を、増幅器30の出力端子と接点Ｙの間
に接続すると有利である。別のもっと簡単な解決方法
は、増幅器30の２つの入力端子の間にコンデンサ35を接
続し、抵抗36を電源16に直列接続することである（第６
図）。そうすると、増幅器30の反転入力端子に現れる電
圧における急変の初めの部分は、コンデンサ35を介して
増幅器30の他の入力端子へも伝達されれるから、短時間
の間は電圧差（Vr−Vm）がほぼ零のままに保たれること
になり、信号S30の出現を遅らせることができる。

第５図と第６図に示す調整回路20により、制御回路19
からモータ５へ供給される駆動電圧パルスVmは、その最
大振幅が電源電圧Vbに等しく、その全体の波形は時間間
隔t20の中断により決定され、信号S20（第９図）の波形
に等しい。電圧Vbが変化すると、駆動パルスPmの平均電
圧V₀が一定のままとなるように、時間間隔t20とｔ′20
が変化する。２つの異なる入力電圧Vbに対する駆動パル
スPmの典型的な波形が第10図に示されている。この図
は、時間t20はほぼ一定であるが、時間ｔ′20は電圧Vb
とは逆向きに変化することを示す。

電圧差（Vr−Vm）の積分は、第５図と第６図に示す調
整回路と同様にして行われる。この積分動作は、論理回
路によりデジタル的に行えることも良く知られている。
したがって、それら２つのアナログ回路と同じ機能を行
うことができる論理回路を構成することは当業者の能力
範囲内である。

デジタル技術を用いるこの種の調整回路の実施例が第
７図に示されている。駆動パルスPmを受ける調整回路の
入力端子Ｅが、アナログ−デジタル変換器40の入力端子
へ接続されている。信号S8とクロック信号C1も受けるこ
のアナログ−デジタル変換器は、クロック信号C1により
決定される時刻におけるデジタル値と、信号S8の制御パ
ルスP8が持続している間のPmの振幅とを表わす論理出力
信号S40を出力する。信号S8は、制御パルスが存在しな
い間にアナログ−デジタル変換器を零リセットする。

信号S40はマイクロプロセッサ41の入力端子へ供給さ
れる。このマイクロプロセッサ41はクロック信号C1も受
ける。マイクロプロセッサ41にはRAM42と、制御命令に
加えて基準電圧Vrのデジタル値を含むROM43とが組合わ
される。マイクロプロセッサ41は、接点Ｙを制御する信
号S41を供給する。

信号S41が第５図の回路の信号S30またはS27と同一の
役割を演ずる。異なった動作はするが、それら２つの回
路は同じ機能を果たすことができる。もちろん、この機
能はワイヤド論理回路で行わせることももちろんでき
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のアナログ腕時計のブロック図、第２図は
従来の制御回路を含んでいるステッピングモータの制御
回路のブロック図、第３図は本発明の調整回路を含む制
御回路のブロック図、第４〜７図は本発明の調整回路の
異なる実施例の詳しいブロック回路図、第８図〜第10図
はこの明細書で説明する回路により発生された信号の主
波形図である。８……波形整形回路、９……駆動回路、14,19……制御
回路、20……調整回路、25,30……差動増幅器。34……
インバータ、40……アナログ−デジタル変換器、41……
マイクロプロセッサ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 8/00 - 8/42 G04C 3/14

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】回転子に磁気的に結合され、エネルギー源
により供給される電源電圧から電力供給パルスを供給さ
れるように構成されているコイルを有する腕時計用のス
テッピングモータ（５）に用いられる制御回路（19）で
あって、時間基準信号（S3）を受けて、前記ステッピングモータ
の前記回転子を１ステップ歩進させなければならないと
きに所定の持続時間の１つの制御パルス（P8）を含む信
号（S8）を供給する波形整形回路（８）を備え、基準電圧源（16）と、前記制御パルス（P8）を受ける入
力端子と、出力端子とを有し、前記制御パルス（P8）を
断続することにより得られる断続制御パルス（P20）で
構成された信号（S20）を、前記制御パルス（P8）を受
ける毎に、前記出力端子へ供給する調整回路（20）を備
え、前記断続制御パルス（P20）に応答して前記コイルを前
記電源へ断続的に接続して、断続電力供給パルスによっ
て形成される、前記回転子を１ステップづつ歩進させる
駆動パルス（Pm）を前記コイルに供給する駆動回路
（９）を備え、前記調整回路（20）には、前記基準電圧（Vr）と前記断続電力供給パルスによりコ
イルの端子間に生成された電圧（Vm）との差を決定する
手段（25、30）と、前記電源が変動しても各駆動パルス（Pm）の前記コイル
の端子間における平均電圧（Vo）がほぼ一定に保たれる
ように、各制御パルス（P8）の中断時間及び中断回数を
前記差の関数として決定するスイッチ手段（Ｙ）とが設けられていることを特徴とするステッピングモータの制御回路。
【請求項２】請求項１に記載のステッピングモータの制
御回路であって、前記調整回路（20）には、前記コイルの端子間に結合されたキャパシタ（26）と、差動増幅器であって、一方の入力端子に前記基準電圧
（Vr）を受信し、他方の入力端子に前記断続電力供給パ
ルスによって前記コイルの端子間に生成された電圧（V
m）を受信して、前記基準電圧（Vr）と前記コイルの端
子間の電圧（Vm）との差の符号を表す信号（S25）を供
給し、この信号（S25）は前記差が負である間前記制御
信号（P8）を中断するように前記スイッチ手段（Ｙ）を
制御する差動増幅器（25）とが設けられていることを特徴とするステッピングモータ
の制御回路。
【請求項３】請求項２に記載のステッピングモータの制
御回路であって、前記調整回路（20）は、前記差動増幅
器（25）の信号（S25）によって制御される閾値回路（2
7）を有して、制御信号（S27）を前記スイッチ手段
（Ｙ）に与え、この制御信号は前記閾値回路の入力にお
いて前記信号（S25）が所定の方向に変化して第１の閾
値に達すると第１の状態となり、また前記信号（S25）
が逆方向に変化して第２の閾値に達すると第２の状態と
なり、前記差の負値に対応する前記制御信号（S27）の
状態のとき前記制御信号（P8）が中断されることを特徴
とするステッピングモータの制御回路。
【請求項４】請求項３に記載のステッピングモータの制
御回路であって、前記閾値回路（27）はシュミット回路
であることを特徴とするステッピングモータの制御回
路。
【請求項５】請求項１に記載のステッピングモータの制
御回路であって、前記調整回路（20）は、アナログ積分回路であって、第
１の入力端子において前記基準電圧（Vr）を受信し、第
２の入力端子において前記コイルの電圧（Vm）を受信し
て前記制御信号（P8）の持続時間中にこれら電圧の差の
積分値の符号を表す信号（S30）を生成するアナログ積
分回路（31）を含み、前記信号（S30）は前記差が負で
ある間前記制御信号（P8）を中断するように前記スイッ
チ手段（Ｙ）を制御することを特徴とするステッピング
モータの制御回路。
【請求項６】請求項５に記載のステッピングモータの制
御回路であって、前記調整回路（20）は更に前記アナログ積分回路（31）
の信号（S30）によって制御される閾値回路（27）を有
し、制御信号（S27）を前記スイッチ手段（Ｙ）に与
え、この制御信号（S27）は前記閾値回路（27）の入力
において前記信号（S30）が所定の方向に変化して第１
の閾値に達すると第１の状態となり、また前記信号（S3
0）が逆方向に変化して第２の閾値に達すると第２の状
態となり、前記差の負の積分値に対応する前記制御信号
（S27）の状態のとき前記制御信号（P8）が中断される
ことを特徴とするステッピングモータの制御回路。