JP2900664B2 - Induction heating device - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、誘導加熱方式
の電子ジャー炊飯器等の誘導加熱装置に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an induction heating apparatus such as an induction heating type electronic jar rice cooker.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、誘導加熱方式の電子ジャー炊飯器
等の誘導加熱装置は、マイクロプロセッサ手段が出力し
た信号に応じてスイッチング素子の導通期間を変化させ
るパワー制御手段により鍋に印加するパワーを変化させ
ている。2. Description of the Related Art Conventionally, an induction heating device such as an electronic jar rice cooker of the induction heating type uses a power control means for changing a conduction period of a switching element in accordance with a signal output from a microprocessor means to control a power applied to a pot. Is changing.
【０００３】以下、従来の誘導加熱装置の１つである誘
導加熱方式の電子ジャー炊飯器（以下誘導加熱炊飯器と
記す）について図４〜図７を使って説明する。[0003] Hereinafter, an electronic heating rice cooker of an induction heating system (hereinafter referred to as an induction heating rice cooker), which is one of the conventional induction heating devices, will be described with reference to FIGS.
【０００４】交流電源１から供給された交流は、整流回
路２とフィルタ３によって直流に変換され、共振回路７
に接続されている。共振回路７は、高周波磁界を発生し
て鍋４を加熱する加熱コイル５と共振コンデンサ６によ
って構成されている。８は、前記共振回路７に接続され
共振電流を生成するスイッチング素子である。また９は
スイッチング素子８の破壊を防止する逆導通ダイオード
である。１０はスイッチング素子８を駆動する駆動手段
である。また１１は、共振回路７の両端の電圧を取り扱
いやすい５Ｖ以下の電圧にレベル変換し、スイッチング
素子８がオンするタイミング信号を出力する同期パルス
発生手段である。１３は使用者が例えば炊飯や保温のた
めのキー１２を押すと、押されたキーを判定し、このキ
ー入力に相当するパワーをデジタル信号で出力するDATA
OUT端子と、駆動手段１０にスイッチング素子８を加熱
または停止にする信号を出力するP0WER ON/OFF端子を持
つマイクロプロセッサ手段である。１４は、前記マイク
ロプロセッサ手段１３のデジタル信号をアナログ信号に
変換するＤ／Ａ変換手段である。さらに１５は、同期パ
ルス発生手段１１のオンタイミングに応じてスイッチン
グ素子８をオンさせ、Ｄ／Ａ変換手段１４の電圧レベル
でスイッチング素子８がオンしている時間を決定し、駆
動手段１０を通してスイッチング素子８を制御するパワ
ー制御手段である。The AC supplied from the AC power supply 1 is converted into DC by the rectifier circuit 2 and the filter 3,
It is connected to the. The resonance circuit 7 includes a heating coil 5 for generating a high-frequency magnetic field to heat the pan 4 and a resonance capacitor 6. A switching element 8 is connected to the resonance circuit 7 and generates a resonance current. Reference numeral 9 denotes a reverse conducting diode for preventing the switching element 8 from being destroyed. Reference numeral 10 denotes a driving unit that drives the switching element 8. Reference numeral 11 denotes a synchronizing pulse generating means for converting the voltage between both ends of the resonance circuit 7 into a voltage of 5 V or less, which is easy to handle, and outputting a timing signal for turning on the switching element 8. When the user presses a key 12 for cooking or keeping warm, for example, the user determines the pressed key and outputs a power corresponding to the key input as a digital signal.
The microprocessor means has an OUT terminal and a P0WER ON / OFF terminal for outputting a signal for heating or stopping the switching element 8 to the driving means 10. Reference numeral 14 denotes a D / A converter for converting a digital signal of the microprocessor 13 into an analog signal. Further, at 15, the switching element 8 is turned on in accordance with the on timing of the synchronization pulse generating means 11, the time during which the switching element 8 is turned on is determined by the voltage level of the D / A conversion means 14, Power control means for controlling the element 8.
【０００５】次に、パワー制御手段１５の回路の構成に
ついて詳細に説明する。パワー制御手段１５は、コンパ
レータ１７の出力がＨのとき、コンデンサ１６をコンパ
レータ１７の−端子の電圧が＋端子の電圧レベルに到達
するまでの間、抵抗１８と抵抗１９を介して充電してい
る。この充電時間によって、スイッチング素子８のオン
時間が決定される。このオン時間が長いほど、鍋４を加
熱するパワーが大きく短くなるとこのパワーは小さくな
る。このようにオン時間を変えることによって、鍋４に
加わるパワーは変化するものである。またスイッチング
素子８のオフ時間は、同期パルス発生手段１１の出力が
Ｌのときの時間の長さによって決定される。つまり、同
期パルス発生手段１１の出力がＬである間は、コンパレ
ータ１７の出力はＬであり、コンデンサ１６の電荷は抵
抗１８・ダイオード２０を介して放電されている。Next, the circuit configuration of the power control means 15 will be described in detail. When the output of the comparator 17 is H, the power control means 15 charges the capacitor 16 via the resistors 18 and 19 until the voltage of the − terminal of the comparator 17 reaches the voltage level of the + terminal. . The ON time of the switching element 8 is determined by the charging time. The longer the ON time is, the smaller the power for heating the pot 4 becomes, the smaller the power becomes. By changing the on-time in this manner, the power applied to the pot 4 changes. The off time of the switching element 8 is determined by the length of time when the output of the synchronization pulse generation means 11 is L. That is, while the output of the synchronization pulse generating means 11 is L, the output of the comparator 17 is L, and the electric charge of the capacitor 16 is discharged via the resistor 18 and the diode 20.
【０００６】この従来例では、コンパレータ１７の＋端
子の電圧は、ダイオード２１・ダイオード２２の２個の
ダイオードの順方向電圧に設定されており、同期パルス
発生手段１１の出力がＬの間にコンデンサ１６の電荷は
コンパレータ１７の＋端子の電圧以下になるように放電
される。In this conventional example, the voltage at the + terminal of the comparator 17 is set to the forward voltage of the two diodes 21 and 22, and the capacitor is connected while the output of the synchronizing pulse generator 11 is at L. The 16 charges are discharged so as to be lower than the voltage of the + terminal of the comparator 17.
【０００７】以上のように構成された誘導加熱炊飯器に
ついて、以下その動作を説明する。交流電源１が供給す
るＡＣ１００Ｖは、整流回路２とフィルタ３で直流に変
換されて、加熱コイル５に供給される。ここで使用者が
例えばキー１２を操作して炊飯を指示すると、マイクロ
プロセッサ手段１３はキー１２が操作されたことを判定
し、POWER ON/OFFの端子をオンにして加熱を開始する。
この場合マイクロプロセッサ手段１３は、炊飯時のパワ
ーである1200Wにする為に、オープンコレクタで構成さ
れたDATA OUT端子をオン／オフしてディジタル信号を出
力する。この場合、マイクロプロセッサ手段１３のDATA
OUT端子がすべてオンになっている状態が、Ｄ／Ａ変換
手段１４の出力の電圧レベルが最も低く、加熱コイル５
への出力も一番低くなる。またDATA OUT端子がすべてオ
フになっている状態が、Ｄ／Ａ変換手段１４の出力の電
圧レベルが最も高く、加熱コイル５への出力も最も大き
くなるものである。The operation of the induction heating rice cooker constructed as described above will be described below. AC 100 V supplied by the AC power supply 1 is converted into DC by the rectifier circuit 2 and the filter 3 and supplied to the heating coil 5. Here, when the user operates the key 12, for example, to instruct rice cooking, the microprocessor means 13 determines that the key 12 has been operated, turns on the POWER ON / OFF terminal, and starts heating.
In this case, the microprocessor means 13 outputs a digital signal by turning on / off a DATA OUT terminal composed of an open collector in order to set the power for cooking rice to 1200 W. In this case, the DATA
When the OUT terminals are all on, the voltage level of the output of the D / A converter 14 is the lowest, and the heating coil 5
Output is also the lowest. When all the DATA OUT terminals are off, the voltage level of the output of the D / A conversion means 14 is the highest, and the output to the heating coil 5 is also the highest.
【０００８】このパワー制御手段１５の動作は、図５に
示した通りである。すなわち、スイッチング素子８のコ
レクタ電圧Ｖceの出力電圧波形は図５（ａ）に、コレク
タに流れる電流Ｉcの出力電流波形は図５（ｂ）に、フ
ィルタ３の出力電圧Ｖc2とコレクタ電圧Ｖceをレベル変
換したレベル変換後の電圧は図５（ｃ）に、コンパレー
タ１７の−端子の電圧波形は図５（ｅ）に示した通りと
なる。図５（ｃ）の時間ｔ1でフィルタ３の電圧Ｖc2の
レベル変換電圧がコレクタ電圧Ｖceのレベル変換電圧よ
り大きくなると、図５（ｄ）に示しているように時間ｔ
1で同期パルス発生手段１１の出力がＨとなる。同期パ
ルス発生手段１１の出力がＨとなると、Ｄ／Ａ変換手段
１４のパワーに応じて電圧レベルにより、コンパレータ
１７の＋端子の電圧はＨとなる。このためパワー制御手
段１５は、図５（ｅ）に示しているようにコンパレータ
１７の−端子に接続されたコンデンサ１６に充電を開始
する。すなわち、電源から抵抗１８と抵抗１９を介し
て、時間ｔ1のタイミングで充電を開始する。またこの
充電は、コンパレータ１７の−端子の電圧が＋端子の電
圧と同レベル達する時間ｔ2で終了する。この結果コン
パレータ１７の出力端子はＬになる。同時に駆動手段１
０によってスイッチング素子８をオフにする。こうし
て、コンパレータ１７の＋端子からダイオード２１とダ
イオード２２を介してコンパレータ１７の出力端子に向
かって電流が流れる。この結果コンパレータ１７の＋端
子の電圧は、図５（ｄ）の時間時間ｔ1と時間ｔ2の間に
示しているようにダイオード２１とダイオード２２の２
つのダイオードの順方向電圧となる。一方時間ｔ2の時
点ではスイッチング素子８はオフとなり、図５（ｂ）の
時間ｔ2に示しているようにコレクタ電流Ｉcは流れなく
なる。同時に図５（ａ）に示しているように、コレクタ
電圧Ｖceは上昇していく。フィルタ３の出力電圧Ｖc2と
コレクタ電圧Ｖceをレベル変換すると、レベル変換後の
電圧は図５（ｃ）に示すようになり、時間ｔ3の時点で
はコンパレータ１７の＋端子の電圧はＬとなる。一方コ
ンパレータ１７の−端子に接続されたコンデンサ１６の
電荷は、抵抗１８とダイオード２０を介して放電され、
このためコレクタ電圧Ｖceは低下する。こうして図５
（ｃ）の時間ｔ4の時点で、同期パルス発生手段１１の
出力がＨになるまでコンデンサ１６は放電を継続する。
この時間ｔ4の時点で、コンパレータ１７の−端子に接
続されたコンデンサ１６の電圧はコンパレータ１７の＋
端子の電圧と同レベル以下となっている。同期パルス発
生手段１１の出力がＨになり、かつコンパレータ１７の
−端子の電圧が＋端子より低くなると、コンパレータ１
７の出力端子は再びＨとなる。この結果コンデンサ１６
は、再び充電を開始し、以上の時間ｔ1から時間ｔ4まで
の動作を繰り返すものである。The operation of the power control means 15 is as shown in FIG. That is, the output voltage waveform of the collector voltage Vce of the switching element 8 is shown in FIG. 5 (a), the output current waveform of the current Ic flowing through the collector is shown in FIG. 5 (b), and the output voltage Vc2 of the filter 3 and the collector voltage Vce are leveled. The converted voltage after the level conversion is as shown in FIG. 5C, and the voltage waveform of the minus terminal of the comparator 17 is as shown in FIG. 5E. When the level conversion voltage of the voltage Vc2 of the filter 3 becomes larger than the level conversion voltage of the collector voltage Vce at the time t1 in FIG. 5C, as shown in FIG.
At 1, the output of the synchronization pulse generating means 11 becomes H. When the output of the synchronizing pulse generator 11 becomes H, the voltage of the + terminal of the comparator 17 becomes H according to the voltage level according to the power of the D / A converter 14. Therefore, the power control unit 15 starts charging the capacitor 16 connected to the negative terminal of the comparator 17 as shown in FIG. That is, charging is started at the timing of time t1 from the power supply via the resistors 18 and 19. This charging ends at time t2 when the voltage at the negative terminal of the comparator 17 reaches the same level as the voltage at the positive terminal. As a result, the output terminal of the comparator 17 becomes L. Driving means 1 at the same time
The switching element 8 is turned off by 0. Thus, current flows from the + terminal of the comparator 17 to the output terminal of the comparator 17 via the diodes 21 and 22. As a result, the voltage of the + terminal of the comparator 17 becomes equal to the voltage of the diode 21 and the diode 22 as shown between time t1 and time t2 in FIG.
Forward voltage of one diode. On the other hand, at time t2, the switching element 8 is turned off, and the collector current Ic stops flowing as shown at time t2 in FIG. At the same time, as shown in FIG. 5A, the collector voltage Vce increases. When the output voltage Vc2 of the filter 3 and the collector voltage Vce are level-converted, the voltage after the level conversion becomes as shown in FIG. 5C, and the voltage at the + terminal of the comparator 17 becomes L at time t3. On the other hand, the electric charge of the capacitor 16 connected to the minus terminal of the comparator 17 is discharged through the resistor 18 and the diode 20,
For this reason, the collector voltage Vce decreases. FIG.
At the time t4 in (c), the capacitor 16 continues discharging until the output of the synchronization pulse generating means 11 becomes H.
At the time t4, the voltage of the capacitor 16 connected to the negative terminal of the comparator 17 becomes +
It is below the same level as the terminal voltage. When the output of the synchronizing pulse generation means 11 becomes H and the voltage of the negative terminal of the comparator 17 becomes lower than the positive terminal, the comparator 1
The output terminal 7 goes high again. As a result, the capacitor 16
Starts the charging again and repeats the operation from time t1 to time t4.
【０００９】パワー制御は、コンパレータ１７の＋端子
の電圧レベルを上下させることによって、コンデンサ１
６の充電時間が自由に変化し、この充電時間が長い場合
にはパワーを大きく、充電時間が短い場合にはパワーを
小さく制御できるものである。The power control is performed by raising and lowering the voltage level of the + terminal of the comparator 17 so that the capacitor 1
6, the charging time can be freely changed. If the charging time is long, the power can be increased, and if the charging time is short, the power can be decreased.
【００１０】パワーを大きくするために、コンパレータ
１７の＋端子の電圧レベルを更に高く設定した場合につ
いて、図６に基づいて説明する。スイッチング素子８の
コレクタ電圧Ｖceの出力電圧の波形は図６（ａ）に、コ
レクタに流れる電流Ｉcの出力電流波形は図６（ｂ）
に、フィルタ３の出力電圧Ｖc2とコレクタ電圧Ｖceをレ
ベル変換したレベル変換後の電圧波形は図６（ｃ）に、
コンパレータ１７の＋端子の電圧波形は図６（ｄ）に、
コンパレータ１７の−端子の電圧波形は図６（ｅ）に示
している。A case where the voltage level of the + terminal of the comparator 17 is set higher to increase the power will be described with reference to FIG. The output voltage waveform of the collector voltage Vce of the switching element 8 is shown in FIG. 6A, and the output current waveform of the current Ic flowing through the collector is shown in FIG.
FIG. 6C shows a voltage waveform after level conversion of the output voltage Vc2 of the filter 3 and the collector voltage Vce.
The voltage waveform at the + terminal of the comparator 17 is shown in FIG.
The voltage waveform at the negative terminal of the comparator 17 is shown in FIG.
【００１１】この場合は、図６（ｄ）の時間ｔ４の同期
パルス発生手段１１のスイッチング素子８のオンタイミ
ング時間より、パワーが大きくなった分だけパワー制御
手段１５のコンデンサ１６に対する放電時間が長くなっ
て、その分時間ｔ4から時間ｔ5の間だけスイッチング素
子８のオンタイミングが遅れることになる。このため、
スイッチング素子８のコレクタ電圧Ｖceが変わり、スイ
ッチング素子８の損失が増加する。In this case, the discharge time of the power control means 15 to the capacitor 16 is longer than the on-timing time of the switching element 8 of the synchronizing pulse generation means 11 at time t4 in FIG. As a result, the ON timing of the switching element 8 is delayed by only the time t4 to the time t5. For this reason,
The collector voltage Vce of the switching element 8 changes, and the loss of the switching element 8 increases.
【００１２】次に、パワーを小さくするためにコンパレ
ータ１７の＋端子の電圧レベルを低く設定した場合につ
いて、図７に基づいて説明する。スイッチング素子８の
コレクタ電圧Ｖceの出力電圧の波形は図７（ａ）に、コ
レクタに流れる電流Ｉｃの出力電流の波形は図７（ｂ）
に、フィルタ３の出力電圧Ｖc2とコレクタ電圧Ｖceをレ
ベル変換したレベル変換後の電圧波形は図７（ｃ）に、
コンパレータ１７の＋端子の電圧波形は図７（ｄ）に、
コンパレータ１７の−端子の電圧波形は図７（ｅ）に示
しているとおりである。Next, a case where the voltage level of the + terminal of the comparator 17 is set low to reduce the power will be described with reference to FIG. The waveform of the output voltage of the collector voltage Vce of the switching element 8 is shown in FIG. 7A, and the waveform of the output current of the current Ic flowing through the collector is shown in FIG.
FIG. 7C shows a voltage waveform after level conversion of the output voltage Vc2 of the filter 3 and the collector voltage Vce.
The voltage waveform at the + terminal of the comparator 17 is shown in FIG.
The voltage waveform at the negative terminal of the comparator 17 is as shown in FIG.
【００１３】すなわちパワーが小さいために、スイッチ
ング素子８のコレクタ電圧Ｖceの出力電圧も小さくな
り、図７（ｃ）に示している同期パルス発生手段１１の
入力であるコレクタ電圧Ｖceのレベル変換電圧がフィル
タ３の出力電圧Ｖc2のレベル変換電圧に交差する前（時
間ｔ1）に、すなわち同期パルス発生回路１１がスイッ
チング素子８をオフするオフタイミング信号を出す前
に、コンデンサ１６の電圧はコンパレータ１７の＋端子
の電圧と同一となるものである。このときコンパレータ
１７は出力が反転してＨとなり、コンデンサ１６の充電
を開始する。コンデンサ１６が充電されてコンパレータ
１７の−端子の電圧が上昇して、時間ｔ2にコンパレー
タ１７の＋端子の電圧と同一となると、コンパレータ１
７の出力端子は反転してＬになる。従ってコンデンサ１
６は放電を開始する。この放電時間は短いために、時間
ｔ3において、同期パルス発生手段１１の出力が反転し
ない状態でコンパレータ１７が再びコンデンサ１６の充
電を開始する。このためこの場合には、正規のインバー
タ波形が得られず、出力パワーは不安定なものとなる。That is, since the power is small, the output voltage of the collector voltage Vce of the switching element 8 also becomes small, and the level conversion voltage of the collector voltage Vce which is the input of the synchronization pulse generating means 11 shown in FIG. Before crossing the level conversion voltage of the output voltage Vc2 of the filter 3 (time t1), that is, before the synchronous pulse generation circuit 11 issues an off timing signal for turning off the switching element 8, the voltage of the capacitor 16 is + It is the same as the terminal voltage. At this time, the output of the comparator 17 is inverted to H, and charging of the capacitor 16 is started. When the capacitor 16 is charged and the voltage at the minus terminal of the comparator 17 rises and becomes equal to the voltage at the plus terminal of the comparator 17 at time t2, the comparator 1
The output terminal 7 is inverted to L. Therefore capacitor 1
6 starts discharging. Since this discharge time is short, at time t3, the comparator 17 starts charging the capacitor 16 again without the output of the synchronization pulse generating means 11 being inverted. Therefore, in this case, a normal inverter waveform cannot be obtained, and the output power becomes unstable.
【００１４】炊飯器は、炊飯時には1200Wの大パワー
を、起動時はスロースタートが必要であるためにできる
だけ小さいパワーを、保温時には400W程度の中パワーを
必要とするものである。The rice cooker requires a large power of 1200 W at the time of cooking rice, a power as small as possible at the time of startup because a slow start is required, and a medium power of about 400 W at the time of heat retention.
【００１５】[0015]
【発明が解決しようとする課題】しかしながらこのよう
な従来の構成では、パワーが一定である誘導加熱装置に
おいては問題とはならないが、パワーが可変である誘導
加熱装置においては出力パワーが不安定なものとなると
いう課題を有しているものである。つまり、パワーを大
きくするためにコンパレータ１７の＋端子のレベルを上
げると充電時間だけではなく放電時間も長くなるもので
ある。従ってスイッチング素子８のオンタイミングが遅
れ、スイッチング時のＶceが高くなって、スイッチング
素子８のターンオンロスも増加し、且つ正規の動作にな
らないものである。またパワーを小さくすると、放電時
間は短くなり、スイッチング素子８のオフ時間は短くな
り、共振回路での共振が開始される前にスイッチング素
子８がオンになるものである。従ってこの場合にも正規
の共振波形を得ることができず、正規のインバータ動作
にならないものである。However, in such a conventional configuration, there is no problem in the induction heating device having a constant power, but the output power is unstable in the induction heating device having a variable power. It has a problem that it becomes something. That is, if the level of the + terminal of the comparator 17 is increased to increase the power, not only the charging time but also the discharging time becomes longer. Therefore, the ON timing of the switching element 8 is delayed, Vce at the time of switching is increased, the turn-on loss of the switching element 8 is increased, and normal operation is not achieved. When the power is reduced, the discharging time is shortened, the off time of the switching element 8 is shortened, and the switching element 8 is turned on before resonance in the resonance circuit starts. Therefore, also in this case, a normal resonance waveform cannot be obtained, and a normal inverter operation cannot be performed.
【００１６】つまり従来の構成では、印加パワー、すな
わち充電時間を大きく変化させることはできないもので
あった。換言すれば、コンパレータ１７の＋端子の電圧
レベルの範囲を広くとることができず、大パワーで小パ
ワーでも高精度の安定した制御ができない、また小パワ
ーの設定が難しいという問題を有しているものである。That is, in the conventional configuration, the applied power, that is, the charging time cannot be largely changed. In other words, the range of the voltage level of the + terminal of the comparator 17 cannot be widened, and high-precision and stable control cannot be performed even with a large power and a small power, and it is difficult to set a small power. Is what it is.
【００１７】そこで本発明は、このような従来の構成が
有している課題を解決しようとするもので、小パワーか
ら大パワーまで安定して制御することができる誘導加熱
装置を提供することを目的とするものである。Accordingly, the present invention is to solve the problem of the conventional configuration, and to provide an induction heating device capable of controlling stably from a small power to a large power. It is the purpose.
【００１８】[0018]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明は、被加熱物を誘導加熱する加熱コイルと、前
記加熱コイルに高周波電流を供給する高周波電力供給手
段と、前記高周波電力供給手段に用いられるスイッチン
グ素子のオンオフをコンデンサの充放電時間に基づいて
制御する駆動手段とを備えた誘導加熱装置において、前
記コンデンサの充電時に前記スイッチング素子をオン、
放電時にオフするとともに、前記コンデンサの放電時間
が所定値以下となるように放電経路を変更し、オン時間
に拘わらずオフ時間を所定値以下に抑えるようにしてな
るものである。Means for Solving the Problems The present invention to achieve the object, a heating coil for inductively heating an object to be heated, before
A high frequency power supplying means for supplying a high-frequency current to the serial heating coil in the induction heating apparatus provided with a driving means for controlling, based on and off of the switching element used in the high frequency power supplying means to the charging and discharging time of the capacitor, before
Turning on the switching element when charging the capacitor,
Turns off at the time of discharge, the discharge time of the capacitor changes the discharge path to be equal to or less than the predetermined value, on-time
Nevertheless, keep the off-time below the specified value.
It is those that.
【００１９】[0019]
【作用】上記構成によれば、コンデンサの充電電圧が異
なる場合でも、放電時間をほぼ一定にすることができ
る。つまりコンデンサの充電電圧のレベルが高くなって
も低くなっても、放電時間には大きな変化は生じないも
のである。従って、低パワーから高パワーまで精度良く
安定に制御できる。According to the above arrangement, the charging voltage of the capacitor is different.
Even in such a case, the discharge time can be made substantially constant. In other words, no significant change occurs in the discharge time regardless of whether the charging voltage level of the capacitor is high or low. Therefore , accurate and stable control from low power to high power is possible.
【００２０】[0020]
【実施例】以下、図１から図３を参照しながら本発明の
実施例を詳細に説明する。図１は、本発明の一実施例で
ある誘導加熱装置の１つである電子ジャー炊飯器の回路
構成を示したものである。本実施例の構成は、図４で説
明した従来の誘導加熱炊飯器の装置に構成に、コンデン
サ１６の電荷を1.5V程度のレベルまで急速に放電させる
急速放電回路２３を追加したものである。パワー制御手
段２７は、コンパレータ１７を中心に構成され、コンパ
レータ１７の＋端子と出力端子間には２つのダイオード
２１と２２が接続されている。コンパレータ２７の−端
子には、コンデンサ１６と抵抗１８と抵抗１９とが接続
され、この抵抗１８・１９を介してコンデンサ１６に充
電するようになっている。この２つの抵抗１８と１９の
接続点とコンパレータ１７の出力間には、ダイオード２
０が接続されている。またコンパレータ１７の−端子に
は、コンデンサ１６の放電を急速に行うことによってコ
ンデンサ１６の電圧を素早く一定の電圧にまで低下させ
る急速放電回路２３を接続している。本実施例では急速
放電回路２３は、前記抵抗１８・抵抗１９よりも小さい
抵抗値を有している抵抗２４と抵抗２５・ダイオード２
６によって構成されている。ダイオード２６は、抵抗２
４と抵抗２５の接続点に接続している。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 1 shows a circuit configuration of an electronic jar rice cooker which is one of the induction heating apparatuses according to one embodiment of the present invention. The configuration of the present embodiment is obtained by adding a rapid discharge circuit 23 for rapidly discharging the charge of the capacitor 16 to a level of about 1.5 V to the configuration of the conventional induction heating rice cooker described with reference to FIG. The power control means 27 is configured around the comparator 17, and two diodes 21 and 22 are connected between the + terminal and the output terminal of the comparator 17. The negative terminal of the comparator 27 is connected to the capacitor 16, the resistor 18 and the resistor 19, and the capacitor 16 is charged via the resistors 18 and 19. A diode 2 is connected between the connection point of the two resistors 18 and 19 and the output of the comparator 17.
0 is connected. The negative terminal of the comparator 17 is connected to a quick discharge circuit 23 that rapidly reduces the voltage of the capacitor 16 to a constant voltage by rapidly discharging the capacitor 16. In this embodiment, the rapid discharge circuit 23 includes a resistor 24, a resistor 25, and a diode 2 having a smaller resistance value than the resistors 18 and 19.
6. The diode 26 is connected to the resistor 2
4 and the connection point of the resistor 25.
【００２１】以上のように構成した誘導加熱炊飯器につ
いて、以下パワー制御手段２７の動作について説明す
る。スイッチング素子８のコレクタ電圧Ｖceのピーク時
の波形は図２（ａ）に、コレクタに流れる電流Ｉcのピ
ーク時の波形は図２（ｂ）に、フィルタ３の出力電圧Ｖ
c2とコレクタ電圧Ｖceとをレベル変換したレベル変換後
の電圧は図２（ｃ）に、コンパレータ１７の＋端子の電
圧波形は図２（ｄ）に、コンパレータ１７の−端子の電
圧波形は図２（ｅ）に示している。The operation of the power control means 27 of the induction heating rice cooker constructed as described above will be described below. The waveform at the peak of the collector voltage Vce of the switching element 8 is shown in FIG. 2A, and the waveform at the peak of the current Ic flowing through the collector is shown in FIG.
FIG. 2C shows a voltage after level conversion of c2 and the collector voltage Vce, FIG. 2D shows a voltage waveform at the + terminal of the comparator 17, and FIG. (E).
【００２２】図２（ｃ）の時間ｔ1で示しているよう
に、加熱コイル５の片側の電圧であるフィルタ３の出力
電圧Ｖc2をレベル変換した電圧が、加熱コイル５の他端
の電圧であるコレクタ電圧Ｖceのレベル変換電圧より大
きくなると、同期パルス発生手段１１の出力がＨとな
り、また同様にこの電圧が小となると同期パルス発生手
段１１の出力はＬとなる。一方マイクロプロセッサ手段
１３は、使用者のキー１２の操作によって例えば炊飯キ
ーが入力されたときには1200W、保温キーが入力された
ときには400Wと出力するパワーを決定し、このパワーに
応じた信号をDATA OUTから常時ディジタル信号で出力し
ているものである。このディジタル信号はＤ／Ａ変換手
段１４がアナログ電圧に変換して、前記同期パルス発生
手段１１の出力とともにコンパレータ１７の＋端子に供
給している。この結果コンパレータ１７の＋端子の電圧
は、図２（ｄ）に示したようになるものである。加熱コ
イル５に印加されるパワーの大きさは、図２（ｄ）に示
しているように同期パルス発生手段１１がＨのときの時
間ｔ1からｔ2の長さを決定するコンパレータ１７の＋端
子に印加される電圧レベルで決定される。この電圧レベ
ルが高いほど加熱コイル５に印加されるパワーは大きく
なるものである。パワー制御手段２７は、図２（ｅ）に
示しているように、コンパレータ１７の−端子に接続さ
れたコンデンサ１６を充放電し、スイッチング素子８を
オンオフする信号を作り出している。この充電時間がス
イッチング素子８の通電時間を決定するもので、通電時
間の長さによって出力パワーが変化する。つまり、時間
ｔ1が充電開始時期であり電源から抵抗１８と抵抗１９
とを介して充電を実行する。この充電は、時間ｔ2でコ
ンパレータ１７の−端子の電圧が＋端子の電圧と同レベ
ルに達して、コンパレータ１７の出力が反転してＬとな
るまで継続される。この結果コンパレータ１７の出力
は、駆動手段１０を介して時間ｔ2でスイッチング素子
８をオフし、図２（ｂ）の時間ｔ2に示しているよう
に、スイッチング素子８のコレクタ電流Ｉcは流れなく
なる。同時に図２（ａ）に示しているようにコレクタ電
圧Ｖceが上昇を開始する。このときのフィルタ３の出力
電圧Ｖc2とコレクタ電圧Ｖceとをレベル変換すると、レ
ベル変換後の電圧は図２（ｃ）に示しているようにな
る。さらに時間ｔ3で、同期パルス発生手段１１の出力
がＬとなり、コンパレータ１７の＋端子電圧もＬにな
る。図２（ｄ）に示しているように、時間ｔ2と時間ｔ3
の間はコンパレータ１７の＋端子からダイオード２１と
２２を介してコンパレータ１７の出力端子に向かって電
流が流れ、コンパレータ１７の＋端子の電圧はダイオー
ド２１とダイオード２２の２つのダイオードの順方向電
圧となる。As shown by time t1 in FIG. 2C, the voltage obtained by level-converting the output voltage Vc2 of the filter 3, which is the voltage on one side of the heating coil 5, is the voltage on the other end of the heating coil 5. When the collector voltage Vce becomes higher than the level conversion voltage, the output of the synchronizing pulse generator 11 becomes H. Similarly, when this voltage becomes lower, the output of the synchronizing pulse generator 11 becomes L. On the other hand, the microprocessor means 13 determines the power to output, for example, 1200 W when the rice cooker key is input and 400 W when the heat retention key is input by operating the key 12 by the user, and outputs a signal corresponding to this power to the DATA OUT. Is always output as a digital signal. This digital signal is converted into an analog voltage by the D / A converter 14 and supplied to the + terminal of the comparator 17 together with the output of the synchronous pulse generator 11. As a result, the voltage at the + terminal of the comparator 17 is as shown in FIG. The magnitude of the power applied to the heating coil 5 is connected to the + terminal of the comparator 17 which determines the length of time t1 to t2 when the synchronization pulse generating means 11 is H as shown in FIG. Determined by the applied voltage level. The power applied to the heating coil 5 increases as the voltage level increases. The power control means 27 charges and discharges the capacitor 16 connected to the negative terminal of the comparator 17 and generates a signal for turning the switching element 8 on and off, as shown in FIG. This charging time determines the energizing time of the switching element 8, and the output power changes according to the length of the energizing time. That is, the time t1 is the charging start time, and the power supply supplies the resistor 18 and the resistor 19
And charging through. This charging is continued until the voltage at the negative terminal of the comparator 17 reaches the same level as the voltage at the positive terminal at time t2, and the output of the comparator 17 is inverted to L. As a result, the output of the comparator 17 turns off the switching element 8 at time t2 via the driving means 10, and the collector current Ic of the switching element 8 stops flowing as shown at time t2 in FIG. At the same time, the collector voltage Vce starts increasing as shown in FIG. When the output voltage Vc2 of the filter 3 and the collector voltage Vce at this time are level-converted, the voltage after the level conversion is as shown in FIG. Further, at time t3, the output of the synchronization pulse generating means 11 becomes L, and the + terminal voltage of the comparator 17 also becomes L. As shown in FIG. 2D, time t2 and time t3
During the period, a current flows from the + terminal of the comparator 17 to the output terminal of the comparator 17 via the diodes 21 and 22. The voltage of the + terminal of the comparator 17 is equal to the forward voltage of the two diodes 21 and 22. Become.
【００２３】一方放電回路２３は、コンパレータ１７の
出力がＬのとき、抵抗２４・抵抗２５によって本実施例
では1.5Vという基準電圧を作成している。コンパレータ
１７の出力端子はＬになっているため、コンパレータ１
７の−端子に接続されているコンデンサ１６の電荷は時
間ｔ2から時間ｔ3までダイオード２６を介して前記1.5V
に達するまで放電する。この放電の結果コンデンサ１６
の端子電圧が1.5V以下になると、ダイオード２６がほぼ
オープン状態となって新たに抵抗１８とダイオード２０
によって構成した放電回路を介して、図２（ｅ）の時間
ｔ3から時間ｔ4に示しているように放電を継続する。こ
の放電は、図２（ａ）に示しているコレクタ電圧Ｖceが
低下して、図２（ｃ）に示している時間ｔ4でフィルタ
３の出力電圧Ｖc2のレベル変換電圧がコレクタ電圧Ｖｃ
ｅのレベル変換電圧より大きくなって、同期パルス発生
手段１１の出力がＨになるまで継続する。On the other hand, when the output of the comparator 17 is L, the discharge circuit 23 generates a reference voltage of 1.5 V in this embodiment by the resistors 24 and 25. Since the output terminal of the comparator 17 is L, the comparator 1
The electric charge of the capacitor 16 connected to the-terminal of 7 is supplied to the 1.5 V through the diode 26 from time t2 to time t3.
Discharge until reaching. As a result of this discharge, the capacitor 16
When the terminal voltage becomes 1.5 V or less, the diode 26 becomes almost open, and the resistor 18 and the diode 20 are newly added.
The discharge is continued as shown from time t3 to time t4 in FIG. In this discharge, the collector voltage Vce shown in FIG. 2A decreases, and the level conversion voltage of the output voltage Vc2 of the filter 3 becomes the collector voltage Vc at time t4 shown in FIG.
e, and continues until the output of the synchronizing pulse generation means 11 becomes H.
【００２４】すでに時間ｔ4では、コンパレータ１７の
−端子に接続されたコンデンサ１６の電荷は放電されて
この電圧は低くなっている。この状態で同期パルス発生
手段１１の出力がＨになると、Ｄ／Ａ変換手段１４の出
力によって予め指定されているコンパレータ１７の＋端
子の電圧より−端子の電圧の方が低くなっているため
に、コンパレータ１７の出力端子はＨになる。従って再
びコンデンサ１６は充電を開始することになり、以上の
時間ｔ1から時間ｔ4で説明した動作を繰り返すものであ
る。At time t4, the charge of the capacitor 16 connected to the minus terminal of the comparator 17 is discharged, and this voltage is lowered. In this state, when the output of the synchronizing pulse generator 11 becomes H, the voltage at the-terminal is lower than the voltage at the + terminal of the comparator 17 specified in advance by the output of the D / A converter 14. , The output terminal of the comparator 17 becomes H. Therefore, the capacitor 16 starts charging again, and the operation described above from the time t1 to the time t4 is repeated.
【００２５】次に出力パワーが小さい場合、つまりコン
パレータ１７の＋端子の電圧レベルを低く設定した場合
について、図３に基づいて説明する。スイッチング素子
８のコレクタ電圧Ｖceの出力電圧の波形は図３（ａ）
に、コレクタに流れる出力電流Ｉcの波形は図３（ｂ）
に、フィルタの出力電圧Ｖc2とコレクタ電圧Ｖceをレベ
ル変換したレベル変換後の電圧は図３（ｃ）に、コンパ
レータ１７の＋端子の電圧波形は図３（ｄ）に、コンパ
レータ１７の−端子の電圧波形は図３（ｅ）に示すよう
になっている。Next, a case where the output power is small, that is, a case where the voltage level of the + terminal of the comparator 17 is set low will be described with reference to FIG. The output voltage waveform of the collector voltage Vce of the switching element 8 is shown in FIG.
The waveform of the output current Ic flowing through the collector is shown in FIG.
FIG. 3C shows the voltage after level conversion of the output voltage Vc2 of the filter and the collector voltage Vce, and FIG. 3D shows the voltage waveform of the + terminal of the comparator 17, and FIG. The voltage waveform is as shown in FIG.
【００２６】本実施例では、前記したようにコンデンサ
１６の電圧が急速充電回路２３の基準電圧1.5Vより低く
なると、抵抗１８とダイオード２０とによって構成した
放電回路が動作して、パワーが小さくてもコンデンサ１
６の放電時間を長くとることができるものである。従っ
て従来例の構成のように、コレクタ電圧Ｖceとフィルタ
の出力電圧Ｖc2とが交差しないで発振することはなく、
正常に動作するものである。In this embodiment, as described above, when the voltage of the capacitor 16 becomes lower than the reference voltage 1.5 V of the quick charging circuit 23, the discharging circuit constituted by the resistor 18 and the diode 20 operates to reduce the power. Also capacitor 1
The discharge time of No. 6 can be extended. Therefore, unlike the configuration of the conventional example, the collector voltage Vce and the output voltage Vc2 of the filter do not oscillate without crossing each other.
It works normally.
【００２７】このようにマイクロプロセッサ手段１３の
出力信号をＤ／Ａ変換手段１４でアナログ電圧に変換し
コンパレータ１７の＋端子に印加するパワー制御は、こ
のコンパレータ１７の＋端子の電圧レベルを上下させる
ことによって変化させることができる。コンパレータ１
７の＋端子の電圧レベルを上げると、すなわちコンデン
サ１６に対する充電時間を長くすると、加熱コイル５に
加えるパワーを大きくできる。またコンパレータ１７の
＋端子の電圧レベルを下げると、すなわちコンデンサ１
６に対する充電時間を短くすると、加熱コイル５に加え
るパワーを小さく制御できる。また本実施例の構成とす
ることによって、コンデンサ１６の放電時間はある電圧
レベル以上、例えば1.5V以上であれば余り変化しないも
のである。従って本実施例の回路によれば大パワーから
小パワーまで安定して調整でき、炊飯時の1200Wの大パ
ワーも、起動時の小パワーも、保温時の400W程度の中パ
ワーも自由に出力できるものである。また、設計時に放
電時間を充電時間に無関係に自由に設定できるため設計
がしやすくなるものである。As described above, the power control in which the output signal of the microprocessor means 13 is converted into an analog voltage by the D / A conversion means 14 and applied to the + terminal of the comparator 17 raises or lowers the voltage level of the + terminal of the comparator 17. Can be changed by Comparator 1
By increasing the voltage level of the positive terminal 7, that is, by increasing the charging time for the capacitor 16, the power applied to the heating coil 5 can be increased. When the voltage level of the + terminal of the comparator 17 is lowered,
When the charging time for the heating coil 6 is reduced, the power applied to the heating coil 5 can be controlled to be small. Further, according to the configuration of the present embodiment, the discharge time of the capacitor 16 does not change much if it is equal to or more than a certain voltage level, for example, 1.5 V or more. Therefore, according to the circuit of the present embodiment, it is possible to stably adjust from large power to small power, and it is possible to freely output large power of 1200 W during rice cooking, small power at startup, and medium power of about 400 W during heat insulation. Things. In addition, the discharge time can be freely set at the time of design irrespective of the charge time, which facilitates the design.
【００２８】なおダイオード２１とダイオード２２は、
放電電圧のしきい値をつくるためのもので、ツェナーダ
イオードで構成しても良いものである。また他のパワー
制御回路を使って構成しても良いものである。The diodes 21 and 22 are
This is for setting the threshold value of the discharge voltage, and may be constituted by a Zener diode. Further, it may be configured using another power control circuit.
【００２９】以上のように本実施例によれば、パワー調
整の電圧レベルを自由に大きくすることができ、大パワ
ーから小パワーまで精度よく制御できる。As described above, according to the present embodiment, the voltage level for power adjustment can be freely increased, and accurate control can be performed from a large power to a small power.
【００３０】[0030]
【発明の効果】以上のように本発明によれば、被加熱物
を誘導加熱する加熱コイルと、前記加熱コイルに高周波
電流を供給する高周波電力供給手段と、前記高周波電力
供給手段に用いられるスイッチング素子のオンオフをコ
ンデンサの充放電時間に基づいて制御する駆動手段とを
備えた誘導加熱装置において、前記コンデンサの充電時
に前記スイッチング素子をオン、放電時にオフするとと
もに、前記コンデンサの放電時間が所定値以下となるよ
うに放電経路を変更し、オン時間に拘わらずオフ時間を
所定値以下に抑えるようにしてなることにより、パワー
調整の電圧レベルを自由に大きくすることができ、大パ
ワーから小パワーまで精度良く制御できるものである。
また設計時に、放電時間を自由に設定できるので設計が
しやすくなる。As described above, according to the present invention, the object to be heated is
Heating coil for induction heating, and high frequency
High frequency power supply means for supplying a current, and the high frequency power
Controls the on / off of the switching element used for the supply means.
Drive means for controlling based on the charge / discharge time of the capacitor.
In the induction heating device equipped, when charging the capacitor
When the switching element is turned on and turned off during discharging,
In addition, the discharge time of the capacitor is less than a predetermined value.
Change the discharge path so that the off-time
By suppressing the voltage to a predetermined value or less, the voltage level for power adjustment can be freely increased, and the power can be accurately controlled from a large power to a small power.
In addition, since the discharge time can be freely set at the time of design, the design becomes easy.
【図１】本発明の一実施例である誘導加熱方式による電
子ジャー炊飯器の回路構成図FIG. 1 is a circuit configuration diagram of an electronic jar rice cooker using an induction heating method according to an embodiment of the present invention.
【図２】同実施例におけるパワー制御手段各部の電圧波
形を示す波形図FIG. 2 is a waveform chart showing a voltage waveform of each part of the power control means in the embodiment.
【図３】同、小パワー時におけるパワー制御手段各部の
電圧波形を示す波形図FIG. 3 is a waveform chart showing voltage waveforms at various parts of the power control means at the time of low power.
【図４】従来例の回路を示す回路構成図FIG. 4 is a circuit diagram showing a conventional circuit.
【図５】同、パワー制御手段各部の電圧波形を示す波形
図FIG. 5 is a waveform diagram showing a voltage waveform of each part of the power control means.
【図６】同、小パワー時のパワー制御手段各部の電圧波
形を示す波形図FIG. 6 is a waveform chart showing voltage waveforms at various parts of the power control means at the time of low power.
【図７】同、小パワー時のパワー制御手段各部の電圧波
形を示す波形図FIG. 7 is a waveform chart showing voltage waveforms at various parts of the power control means at the time of low power.
１ 交流電源 ２ 整流回路 ３ フィルタ ５ 加熱コイル ６ 共振回路 ７ 共振コンデンサ ８ スイッチング素子 １０ 駆動手段 １１ 同期パルス発生手段 １２ キー １３ マイクロプロセッサ手段 １４ Ｄ／Ａ変換手段 １５ パワー制御手段 ２３ 急速放電回路 REFERENCE SIGNS LIST 1 AC power supply 2 Rectifier circuit 3 Filter 5 Heating coil 6 Resonant circuit 7 Resonant capacitor 8 Switching element 10 Driving means 11 Synchronous pulse generating means 12 Key 13 Microprocessor means 14 D / A converting means 15 Power control means 23 Rapid discharge circuit
Claims (1)
記加熱コイルに高周波電流を供給する高周波電力供給手
段と、前記高周波電力供給手段に用いられるスイッチン
グ素子のオンオフをコンデンサの充放電時間に基づいて
制御する駆動手段とを備えた誘導加熱装置において、前
記コンデンサの充電時に前記スイッチング素子をオン、
放電時にオフするとともに、前記コンデンサの放電時間
が所定値以下となるように放電経路を変更し、オン時間
に拘わらずオフ時間を所定値以下に抑えるようにしてな
る誘導加熱装置。1. A heating coil for inductively heating an object to be heated, a high-frequency power supply means for supplying a high-frequency current to the heating coil, and a switching element used in the high-frequency power supply means for turning on and off a capacitor during charging and discharging of the capacitor. in the induction heating apparatus provided with a driving means is controlled on the basis, before
Turning on the switching element when charging the capacitor,
An induction heating device that is turned off at the time of discharging and changes a discharge path so that the discharging time of the capacitor is equal to or less than a predetermined value, so that the off time is suppressed to a predetermined value or less regardless of the on time.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP3285929A JP2900664B2 (en) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | Induction heating device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3285929A JP2900664B2 (en) | 1991-10-31 | 1991-10-31 | Induction heating device |
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|---|---|---|---|---|
| JPS56123686A (en) * | 1980-03-04 | 1981-09-28 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Induction heating cooling device |
| JPS62290091A (en) * | 1986-06-09 | 1987-12-16 | 松下電器産業株式会社 | Induction heating cooker |
| JP2712582B2 (en) * | 1989-06-28 | 1998-02-16 | 松下電器産業株式会社 | Induction heating cooker |
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1991
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