JP2894161B2 - DC converter - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、テレビ受像機、ビデオ
機器、オーディオ機器等の直流電源回路に使用するため
の直流変換器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a DC converter for use in a DC power supply circuit of a television receiver, video equipment, audio equipment and the like.

【０００２】[0002]

【従来の技術】テレビ受像機の電源回路は、動作時の電
圧を供給するための主電源回路と、リモコン用の補助電
源回路とを有する。スタンバイ（待機）時には電力損失
の低減及び安全性の確保のために主電源回路は実質的に
非動作になる。なお、主電源回路はチョッパ回路又はフ
ライバック・コンバータ回路等に構成されている。2. Description of the Related Art A power supply circuit of a television receiver has a main power supply circuit for supplying a voltage during operation and an auxiliary power supply circuit for a remote controller. During standby (standby), the main power supply circuit is substantially inactive to reduce power loss and ensure safety. The main power supply circuit is constituted by a chopper circuit or a flyback converter circuit or the like.

【０００３】[0003]

【発明が解決しようとする課題】ところで、主電源回路
と補助電源回路とを完全に独立して設けると、装置が大
型になるのみならず、コスト高になる。この問題を解決
するために主電源回路の一部を利用して補助電源回路を
設けることもある。しかし、電圧制御や主電源を切離し
て安全性も確保するために複数の回路部品が必要にな
り、回路構成の十分な簡略化が達成されていない。By the way, if the main power supply circuit and the auxiliary power supply circuit are provided completely independently, not only the device becomes large but also the cost increases. In order to solve this problem, an auxiliary power supply circuit may be provided using a part of the main power supply circuit. However, a plurality of circuit components are required to secure voltage control and safety by disconnecting the main power supply, and sufficient simplification of the circuit configuration has not been achieved.

【０００４】そこで、本発明の目的は第１及び第２の出
力端子を有し、且つ第１の出力端子の電圧を実質的に零
又は低くするように形成された直流変換器の構成の簡略
化及び低コスト化を達成することにある。Accordingly, an object of the present invention is to simplify the configuration of a DC converter having first and second output terminals and formed so that the voltage at the first output terminal is substantially zero or low. And cost reduction.

【０００５】[0005]

【課題を解決するための手段】上目的を達成するための
請求項１の発明は、直流電源端子と、第１及び第２の出
力端子と、１次、２次、及び３次巻線を有するトランス
と、トランジスタと、平滑用コンデンサと、補助整流平
滑用回路と、電圧制御回路と、切替装置とを有し、前記
直流電源端子と前記第１の出力端子との間に前記トラン
ジスタと前記１次巻線との直列回路が接続され、前記平
滑用コンデンサは前記第１の出力端子とグランド（共通
端子）との間に接続され、前記補助整流平滑回路は前記
２次巻線と前記第２の出力端子との間に接続され、前記
３次巻線は前記トランジスタのベ−ス・エミッタ間に対
して並列に接続され、前記電圧制御回路は前記第１の出
力端子に第１の電圧を得、前記第２の出力端子に第２の
電圧を得るように構成され、前記切替装置は前記第１の
出力端子に前記第１の電圧を得る時に前記トランスの蓄
積エネルギ−を前記平滑用コンテンサに対して放出する
ための蓄積エネルギ−放出回路を形成し、前記第１の出
力端子の電圧を前記第１の電圧よりも低い値又は零にす
る時に前記平滑用コンデンサを直接又は抵抗を介して短
絡すると共に前記蓄積エネルギ−放出回路を前記平滑用
コンデンサから切り離すように形成されていることを特
徴とする直流変換器に係わるものである。上記目的を達
成するための請求項２の発明は、直流電源端子と、第１
及び第２の出力端子と、１次、２次、３次及び４次巻線
を有するトランスと、トランジスタと、平滑用コンデン
サと、補助整流平滑回路と、起動抵抗と、第１及び第２
の電圧制御回路と、逆流阻止用ダイオードと、切替装置
とを有し、前記トランジスタのコレクタが前記１次巻線
を介して前記電源端子に接続され、前記トランジスタの
エミッタは前記第１の出力端子に接続され、前記平滑用
コンデンサは前記トランジスタのエミッタとグランドと
の間に接続され、前記補助整流平滑回路は前記２次巻線
と前記第２の出力端子との間に接続され、前記起動抵抗
は前記電源端子と前記トランジスタのベースとの間に接
続され、前記３次巻線は前記トランジスタのベース・エ
ミッタ間に対して並列に接続され、前記４次巻線は前記
逆流阻止用ダイオードと前記切替装置とを介して前記ト
ランジスタのエミッタとグランドとの間に接続され、前
記第１の電圧制御回路は前記第１の出力端子とグランド
との間の第１の出力電圧を検出する回路と前記第１の電
圧を一定に制御する手段とを有して前記トランジスタの
ベースに接続され且つ前記第１の出力端子に前記第１の
出力電圧を得る時に電圧制御動作が生じるように形成さ
れ、前記第２の電圧制御回路は前記第２の出力端子の第
２の出力電圧を一定に制御する手段を有して前記トラン
ジスタのベースに接続され且つ前記第１の出力端子の電
圧を零又は低くする時に前記第２の出力電圧を一定にす
るための制御動作が生じるように形成され、前記切替装
置は前記第１の出力端子に前記第１の出力電圧を得る時
に前記４次巻線を前記トランジスタのエミッタとグラン
ドとの間に接続し、前記第１の出力端子の電圧を実質的
に零又は低い値にする時に前記４次巻線を前記トランジ
スタのエミッタとグランドとの間から切り離すと共に前
記トランジスタのエミッタをグランドに接続するように
構成されていることを特徴とする直流変換器に係わるも
のである。According to the first aspect of the present invention, a DC power supply terminal, first and second output terminals, and primary, secondary, and tertiary windings are provided. Having a transformer, a transistor, a smoothing capacitor, an auxiliary rectifying and smoothing circuit, a voltage control circuit, and a switching device, wherein the transistor and the first output terminal are provided between the DC power supply terminal and the first output terminal. A series circuit with a primary winding is connected, the smoothing capacitor is connected between the first output terminal and ground (common terminal), and the auxiliary rectifying and smoothing circuit is connected to the secondary winding and the second winding. Tertiary winding is connected in parallel between the base and the emitter of the transistor, and the voltage control circuit is connected to the first output terminal by a first voltage. And obtain a second voltage at the second output terminal. The switching device forms a stored energy release circuit for releasing the stored energy of the transformer to the smoothing capacitor when obtaining the first voltage at the first output terminal; When the voltage at the first output terminal is set to a value lower than the first voltage or to zero, the smoothing capacitor is short-circuited directly or via a resistor, and the stored energy discharging circuit is disconnected from the smoothing capacitor. The present invention relates to a DC converter characterized by being formed as described above. In order to achieve the above object, the invention according to claim 2 includes a DC power supply terminal,
And a second output terminal, a transformer having primary, secondary, tertiary and quaternary windings, a transistor, a smoothing capacitor, an auxiliary rectifying and smoothing circuit, a starting resistor, and first and second
Wherein the collector of the transistor is connected to the power terminal via the primary winding, and the emitter of the transistor is the first output terminal. , The smoothing capacitor is connected between the emitter of the transistor and ground, the auxiliary rectifying and smoothing circuit is connected between the secondary winding and the second output terminal, and the starting resistor Is connected between the power supply terminal and the base of the transistor, the tertiary winding is connected in parallel between the base and the emitter of the transistor, and the quaternary winding is connected to the reverse current blocking diode and the base. A first voltage control circuit connected between the emitter of the transistor and ground via a switching device; and a first output terminal between the first output terminal and ground. A voltage control operation includes a circuit for detecting a voltage and means for controlling the first voltage to be constant, the voltage control operation being performed when the first output voltage is obtained at the first output terminal and connected to the base of the transistor. And the second voltage control circuit is connected to the base of the transistor and has a means for controlling a second output voltage of the second output terminal to be constant, and is connected to the first output terminal. The control device is formed such that a control operation for keeping the second output voltage constant when the voltage of the first output voltage is reduced to zero or lower is performed, and the switching device is configured to obtain the first output voltage at the first output terminal. A quaternary winding is connected between the emitter of the transistor and ground, and the quaternary winding is connected between the emitter of the transistor and ground when the voltage at the first output terminal is substantially zero or low. Between It is intended that related to DC converter, characterized in that is configured to connect the emitter of the transistor to the ground together with the disconnect.

【０００６】[0006]

【発明の作用及び効果】本発明においては、第１の出力
端子が第１の出力電圧を要求している時にチョッパ回路
の動作になり、第１の出力端子が第１の出力電圧を要求
していない時にはフライバックコンバ−タの動作にな
る。従って、１つのトランジスタによって２種類の回路
動作が可能になる。第２の出力端子のみに所望の出力電
圧が要求されている時にトランジスタのチョッパ動作を
そのまま継続させると、比較的大きな電力損失が生じる
のみでなく、安全性の上からも好ましくない。本発明で
は第２の出力端子のみに出力電圧が要求されている時に
は第１の出力端子がグランドに接続され、トランジスタ
がフライバックコンバ−タとして動作する。従って、１
つのトランジスタによってチョッパ動作とフランバック
コンバ−タ動作との両方を行うことが可能になり、装置
の小型化及び低コスト化が達成される。される。請求項
２に示すように構成すると、チョッパ−動作とフライバ
ックコンバ−タ動作とがより確実に得られる。In the present invention, the chopper circuit operates when the first output terminal requests the first output voltage, and the first output terminal requests the first output voltage. Otherwise, the flyback converter operates. Therefore, two types of circuit operations can be performed by one transistor. If the desired output voltage is required only at the second output terminal, if the chopper operation of the transistor is continued as it is, not only a relatively large power loss occurs but also it is not preferable from the viewpoint of safety. In the present invention, when an output voltage is required only at the second output terminal, the first output terminal is connected to the ground, and the transistor operates as a flyback converter. Therefore, 1
With one transistor, it is possible to perform both the chopper operation and the franbac converter operation, and the size and cost of the device can be reduced. Is done. According to the structure described in claim 2, the chopper operation and the flyback converter operation can be more reliably obtained.

【０００７】[0007]

【第１の実施例】次に、図１〜図３を参照して本発明の
第１の実施例に係わるテレビ受像機の電源回路の直流変
換器を説明する。図１において、交流電源端子１には整
流平滑回路から成る直流電源２が接続されている。直流
電源２は例えば３００Ｖの電源端子３とグランド端子４
とを有する。電源端子３にはトランス６の１次巻線７の
一端が接続されている。トランス６は相互に電磁結合さ
れた補助電源用の２次巻線８と、トランジスタ駆動用の
３次巻線９と、蓄積エネルギー放出用の４次巻線１０と
を有する。１次巻線７の他端はＮＰＮ型の第１のトラン
ジスタＱ1 のコレクタに接続され、この第１のトランジ
スタＱ1 のエミッタは第１の出力端子１１に接続されて
いる。第１の出力端子１１とグランド端子４との間には
ＴＶ受像機の主回路から成る第１の負荷（主負荷）が接
続されている。トランジスタＱ1 のエミッタとグランド
端子４との間には平滑用コンデンサ１３が接続されてい
る。First Embodiment Next, a DC converter of a power supply circuit of a television receiver according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, a DC power supply 2 composed of a rectifying and smoothing circuit is connected to an AC power supply terminal 1. The DC power supply 2 is, for example, a 300 V power supply terminal 3 and a ground terminal 4.
And One end of a primary winding 7 of a transformer 6 is connected to the power supply terminal 3. The transformer 6 has a secondary winding 8 for an auxiliary power supply, a tertiary winding 9 for driving a transistor, and a quaternary winding 10 for discharging stored energy, which are electromagnetically coupled to each other. The other end of the primary winding 7 is connected to the collector of a first transistor Q1 of NPN type, and the emitter of the first transistor Q1 is connected to the first output terminal 11. A first load (main load) composed of a main circuit of the TV receiver is connected between the first output terminal 11 and the ground terminal 4. A smoothing capacitor 13 is connected between the emitter of the transistor Q1 and the ground terminal 4.

【０００８】２次巻線８にはダイオード１４とコンデン
サ１５とから成る整流平滑回路１６を介して第２の出力
端子１７が接続されている。第２の出力端子１７とグラ
ンドとの間にはＴＶ受像機のリモコン受信回路から成る
第２の負荷（補助負荷）１８が接続されている。従っ
て、第２の出力端子１７の電圧は第１の出力端子１１の
電圧よりも大幅に低い。A second output terminal 17 is connected to the secondary winding 8 via a rectifying / smoothing circuit 16 including a diode 14 and a capacitor 15. Between the second output terminal 17 and the ground, a second load (auxiliary load) 18 composed of a remote control receiving circuit of the TV receiver is connected. Therefore, the voltage at the second output terminal 17 is significantly lower than the voltage at the first output terminal 11.

【０００９】第１のトランジスタＱ1 は、第１及び第２
の負荷１２、１８の両方に電力を供給する場合にチョッ
パ動作する。一方、第２の負荷１８のみに電力を供給す
る場合には、トランスを有するフライバックコンバータ
として動作する。上記２つの動作を行うために、第１及
び第２の電圧制御回路１９、２０が設けられている。ま
た、第１のトランジスタＱ1 を正帰還駆動するために、
３次巻線９の一端がコンデンサ２１と抵抗２２を介して
第１のトランジスタＱ1 のベースに接続され、この３次
巻線９の他端が第１のトランジスタＱ1 のエミッタに接
続されている。The first transistor Q1 has first and second transistors Q1 and Q2.
Chopper operation is performed when power is supplied to both of the loads 12, 18. On the other hand, when power is supplied only to the second load 18, it operates as a flyback converter having a transformer. To perform the above two operations, first and second voltage control circuits 19 and 20 are provided. Further, in order to drive the first transistor Q1 by positive feedback,
One end of the tertiary winding 9 is connected to the base of the first transistor Q1 via the capacitor 21 and the resistor 22, and the other end of the tertiary winding 9 is connected to the emitter of the first transistor Q1.

【００１０】トランス６の４次巻線１０は第１のトラン
ジスタＱ1 のオン期間にトランス６に蓄積されたエネル
ギーを第１の負荷１２及び平滑用コンデンサ１３に放出
するために、逆流阻止用ダイオード２３と切替装置２４
の接点ａとを介して第１のトランジスタＱ1 のエミッタ
とグランド端子４との間に接続されている。The quaternary winding 10 of the transformer 6 discharges the energy stored in the transformer 6 to the first load 12 and the smoothing capacitor 13 during the ON period of the first transistor Q1. And switching device 24
Is connected between the emitter of the first transistor Q1 and the ground terminal 4 via the contact a.

【００１１】切替装置２４は第１及び第２の固定接点
ａ、ｂと可動接点ｃとリレーコイル２５とから成り、駆
動回路２６によってコイル２５に電流を流した時に接点
ａと接点ｂが切替わるように構成されている。第１の固
定接点ａは４次巻線１０に接続され、第２の固定接点ｂ
は電流制限用抵抗２７を介してグランド端子４に接続さ
れ、可動接点ｃは第１のトランジスタＱ1 のエミッタに
接続されている。なお、トランジスタＱ1 の電流制限が
不要の時には抵抗２７は省くことができる。駆動回路２
６は接点ａ、ｂをオン・オフ制御するためのスイッチ回
路を含み、リモートコントロール装置等の指令に応答し
て接点ａ、ｂをオン・オフ制御する。The switching device 24 includes first and second fixed contacts a and b, a movable contact c, and a relay coil 25. When a current flows through the coil 25 by the drive circuit 26, the contact a and the contact b are switched. It is configured as follows. The first fixed contact a is connected to the quaternary winding 10 and the second fixed contact b
Is connected to the ground terminal 4 via the current limiting resistor 27, and the movable contact c is connected to the emitter of the first transistor Q1. When it is not necessary to limit the current of the transistor Q1, the resistor 27 can be omitted. Drive circuit 2
Reference numeral 6 includes a switch circuit for controlling on / off of the contacts a and b, and controls on / off of the contacts a and b in response to a command from a remote control device or the like.

【００１２】この直流変換器は自励型に構成されている
ので、電源端子３と第１のトランジスタＱ1 のベースと
の間に起動抵抗２８が接続されている。Since this DC converter is of a self-excited type, a starting resistor 28 is connected between the power supply terminal 3 and the base of the first transistor Q1.

【００１３】第１の電圧制御回路１９は第１の出力端子
１１の電圧を一定に制御するためのものであるから、第
１の出力端子１１とグランド端子４との間に接続され、
この出力ライン２９が制御用の第２のトランジスタＱ2
のベースに接続されている。ＰＮＰ型の第２のトランジ
スタＱ2 のエミッタは第１のトランジスタＱ1 のベース
に接続され、このコレクタは第１のトランジスタＱ1 の
エミッタに接続されている。従って、第２のトランジス
タＱ2 は第１のトランジスタＱ1 のベース電流のバイパ
スとして働く。第１の電圧制御回路１９は図２に具体的
に示すように、電圧検出用抵抗３０、３１と、ＮＰＮ型
の誤差増幅用トランジスタ３２と、定電圧源を形成する
ためのツエナーダイオード３３及び抵抗３４と、電流制
限用抵抗３５とから成る。電圧検出回路を形成する抵抗
３０、３１は第１の出力端子１１とグランド端子４との
間に接続され、これ等の分圧点がトランジスタ３２のベ
ースに接続されている。トランジスタ３２のエミッタは
ツエナーダイオード３３のカソードに接続され、コレク
タは抵抗２９を介して第２のトランジスタＱ2 のベース
に接続されている。ツエナーダイオード３３のアノード
はグランド端子４に接続され、カソードは抵抗３４を介
して第１の出力端子１１に接続されている。Since the first voltage control circuit 19 is for controlling the voltage of the first output terminal 11 to be constant, it is connected between the first output terminal 11 and the ground terminal 4,
This output line 29 is used as a control second transistor Q2.
Connected to the base. The emitter of the PNP-type second transistor Q2 is connected to the base of the first transistor Q1, and its collector is connected to the emitter of the first transistor Q1. Therefore, the second transistor Q2 acts as a bypass for the base current of the first transistor Q1. As specifically shown in FIG. 2, the first voltage control circuit 19 includes voltage detecting resistors 30 and 31, an NPN type error amplifying transistor 32, a zener diode 33 for forming a constant voltage source, and a resistor. 34 and a current limiting resistor 35. The resistors 30 and 31 forming the voltage detection circuit are connected between the first output terminal 11 and the ground terminal 4, and these voltage dividing points are connected to the base of the transistor 32. The emitter of the transistor 32 is connected to the cathode of the Zener diode 33, and the collector is connected via a resistor 29 to the base of the second transistor Q2. The anode of the Zener diode 33 is connected to the ground terminal 4, and the cathode is connected to the first output terminal 11 via the resistor 34.

【００１４】第２の電圧制御回路２０はコンデンサ３６
とダイオード３７とツエナーダイオード３８と抵抗３９
とから成る。コンデンサ３６の一端はダイオード３７を
介して３次巻線９の一端に接続され、コンデンサ３６の
他端は３次巻線９の他端に接続されている。コンデンサ
３６とダイオード３７の接続点４０とトランジスタＱ2
のベースとの間にツエナーダイオード３８が接続されて
いる。抵抗３９はコンデンサ３６に並列に接続されてい
る。The second voltage control circuit 20 includes a capacitor 36
, Diode 37, Zener diode 38 and resistor 39
Consisting of One end of the capacitor 36 is connected to one end of the tertiary winding 9 via a diode 37, and the other end of the capacitor 36 is connected to the other end of the tertiary winding 9. The connection point 40 of the capacitor 36 and the diode 37 and the transistor Q2
A Zener diode 38 is connected between the base and the base. The resistor 39 is connected to the capacitor 36 in parallel.

【００１５】[0015]

【動作】リモートコントローラ（図示せず）によってＴ
Ｖ受像機の第１の負荷１２をオンにするための信号を発
生させると、リモコン回路から成る第２の負荷１８がこ
れに応答し、リレー駆動回路２６は可動接点ｃを第１の
固定接点ａに接続する。図２は第１の固定接点ａをオン
にした場合の動作に関係する部分を図１から抽出して示
す。まず、起動抵抗２８を介して第１のトランジスタＱ
1 のベース電流が流れ、これにより、トランスの１次巻
線７にも電流が流れ、２次巻線９に黒丸で示す極性に電
圧が発生する。この２次巻線９の電圧によってコンデン
サ２１と抵抗２２とトランジスタＱ1 のベース・エミッ
タ間とを通って２次巻線９に戻る閉回路に正帰還動作で
電流が流れ、トランジスタＱ1 のオンが維持される。ト
ランジスタＱ1 のコレクタ電流はトランスの１次巻線７
がインダクタンスを有するので傾斜を有して徐々に増大
する。第１のトランジスタＱ1 のコレクタ電流Ｉ_C はこ
のベース電流Ｉ_B に第１のトランジスタＱ1 の増幅率ｈ
_FEを乗算した値である。ベース電流Ｉ_B はほぼ一定とみ
なされるので、コレクタ電流Ｉ_C がＩ_B ×ｈ_FEに達した
後は第１のトランジスタＱ1 の飽和オン動作状態を維持
することができなくなり、第１のトランジスタＱ1 のコ
レクタ・エミッタ間の電圧が増大し、逆に１次巻線７の
電圧は減少し、同時に３次巻線９の電圧も減少し、第１
のトランジスタＱ1 は急速にオフになる。[Operation] T by remote controller (not shown)
When a signal for turning on the first load 12 of the V receiver is generated, a second load 18 composed of a remote control circuit responds thereto, and the relay drive circuit 26 sets the movable contact c to the first fixed contact. Connect to a. FIG. 2 shows, from FIG. 1, parts related to the operation when the first fixed contact a is turned on. First, the first transistor Q
A base current flows through the primary winding 7 of the transformer, and a voltage is generated in the secondary winding 9 with a polarity indicated by a black circle. Due to the voltage of the secondary winding 9, a current flows through a closed circuit that returns to the secondary winding 9 through the capacitor 21, the resistor 22, and the base and emitter of the transistor Q1 in a positive feedback operation, and the transistor Q1 is kept on. Is done. The collector current of the transistor Q1 is equal to the primary winding 7 of the transformer.
Has an inductance and thus gradually increases with a slope. Amplification factor of the first transistor Q1 collector current I _C of the first transistor Q1 to the base current I _B h
_This is a value obtained by multiplying _FE . Since the base current I _B is considered almost constant, after the collector current I _C reaches I _B × h _FE is no longer able to maintain saturation on the operating state of the first transistor Q1, the first transistor Q1 , The voltage across the primary winding 7 decreases, and at the same time, the voltage across the tertiary winding 9 decreases.
Transistor Q1 turns off quickly.

【００１６】第１のトランジスタＱ1 のオン期間には平
滑用コンデンサ１３及び第１の負荷１２に第１のトラン
ジスタＱ1 を通って電流が流れると共に、トランス６に
もエネルギーが蓄積される。第１のトランジスタＱ1 が
オフになると、トランス６の蓄積エネルギーが２次巻線
８から整流平滑回路１６及び第２の負荷１８に放出され
ると共に、４次巻線１０から平滑用コンデンサ１３及び
第１の負荷１２に放出される。なお、第１のトランジス
タＱ1 のオフ期間には３次巻線９の電圧によって第１の
トランジスタＱ1 のベース・エミッタ間が逆バイアスさ
れている。During the ON period of the first transistor Q 1, a current flows through the smoothing capacitor 13 and the first load 12 through the first transistor Q 1, and energy is also stored in the transformer 6. When the first transistor Q1 is turned off, the energy stored in the transformer 6 is discharged from the secondary winding 8 to the rectifying / smoothing circuit 16 and the second load 18, and the quaternary winding 10 supplies the smoothing capacitor 13 It is released to one load 12. During the off-period of the first transistor Q1, the base-emitter of the first transistor Q1 is reverse-biased by the voltage of the tertiary winding 9.

【００１７】トランス６の磁気エネルギーの放出が終了
すると、トランス６の漏れインダクタンスにより３次巻
線９に第１のトランジスタＱ1 のベース・エミッタ間を
順バイアスする向きの電圧が発生して駆動電流（ベース
電流）が第１のトランジスタＱ1 に供給され、同時に抵
抗２８を通して起動電流が供給され、第１のトランジス
タＱ1 は急速にオンになる。その後は同一の動作が繰返
され、第１のトランジスタＱ1 がオン・オフする。When the discharge of the magnetic energy from the transformer 6 is completed, a voltage is generated in the tertiary winding 9 by the leakage inductance of the transformer 6 so as to forward bias the base-emitter of the first transistor Q1. The base current is supplied to the first transistor Q1, and at the same time, the starting current is supplied through the resistor 28, so that the first transistor Q1 turns on rapidly. Thereafter, the same operation is repeated, and the first transistor Q1 is turned on / off.

【００１８】図２の状態において、第１の出力端子１１
の電圧が所定値よりも高くなると、この分圧値とツエナ
ーダイオード３３で与えられる基準電圧との差に対応す
る電流がトランジスタ３２のコレクタに流れる。即ち、
第２のトランジスタＱ2 のベース電流が大きくなり、第
２のトランジスタＱ2 のエミッタ・コレクタ間の抵抗が
小さくなり、３次巻線９及び抵抗２８から第１のトラン
ジスタＱ1 のベースに流れる電流の第２のトランジスタ
Ｑ2 へのバイパス量が増大し、第１のトランジスタＱ1
ののこぎり波又は三角波状に流れるコレクタ電流のピー
ク値が小さくなり、且つオン時間幅が狭くなり、第１の
出力端子１１の電圧が所定値に向って低下する。第１の
出力端子１１の電圧が所定値よりも低くなった時には上
述と逆の動作が生じる。In the state shown in FIG. 2, the first output terminal 11
Is higher than a predetermined value, a current corresponding to the difference between the divided voltage and the reference voltage provided by the Zener diode 33 flows through the collector of the transistor 32. That is,
The base current of the second transistor Q2 increases, the resistance between the emitter and collector of the second transistor Q2 decreases, and the second current of the current flowing from the tertiary winding 9 and the resistor 28 to the base of the first transistor Q1 increases. The amount of bypass to the transistor Q2 increases, and the first transistor Q1
The peak value of the collector current flowing in the form of a sawtooth wave or a triangular wave decreases, and the on-time width decreases, so that the voltage of the first output terminal 11 decreases toward a predetermined value. When the voltage of the first output terminal 11 becomes lower than the predetermined value, the operation opposite to the above occurs.

【００１９】第２の負荷１８に対する電力供給回路には
特別な定電圧制限回路が設けられていない。しかし、整
流平滑回路１６のダイオード１４が第１のトランジスタ
Ｑ1のオフ期間にオンになる極性に決定され、且つ第１
のトランジスタＱ1 のオフ期間にトランス６の各巻線
８、９、１０に一定の電圧が得られるように構成されて
いるので、第２の出力端子１７に一定の電圧を得ること
ができる。即ち、第１の固定接点ａがオンになつている
ため、第１のトランジスタＱ1 のオフ期間には定電圧化
された平滑用コンデンサ１３の電圧が４次巻線１０に印
加され、２次巻線８に定電圧化された電圧が誘起し、第
２の負荷１８に定電圧を供給することができる。The power supply circuit for the second load 18 is not provided with a special constant voltage limiting circuit. However, the polarity of the diode 14 of the rectifying / smoothing circuit 16 is determined to be on during the off period of the first transistor Q1, and
Is configured so that a constant voltage is obtained at each of the windings 8, 9, and 10 of the transformer 6 during the off period of the transistor Q1. That is, since the first fixed contact a is turned on, the voltage of the smoothing capacitor 13 which is set to a constant voltage is applied to the quaternary winding 10 during the off period of the first transistor Q1, and the secondary winding A constant voltage is induced on the line 8, and a constant voltage can be supplied to the second load 18.

【００２０】なお、第１のトランジスタＱ1 のオフ期間
に第２の電圧制御回路２０のコンデンサ３６が３次巻線
９の電圧によってほぼ一定値に充電される。ツエナーダ
イオード３８のツエナー電圧をコンデンサ３６の充電電
圧よりも１〜２Ｖ高く設定すると、第１のトランジスタ
Ｑ1 のオン期間にツエナーダイオード３８が非導通に保
たれ、第２の電圧制御回路２０は電圧制御に無関係にな
る。The capacitor 36 of the second voltage control circuit 20 is charged to a substantially constant value by the voltage of the tertiary winding 9 during the off period of the first transistor Q1. When the Zener voltage of the Zener diode 38 is set to be higher than the charging voltage of the capacitor 36 by 1 to 2 V, the Zener diode 38 is kept non-conductive during the ON period of the first transistor Q1, and the second voltage control circuit 20 Become irrelevant.

【００２１】ＴＶ受像機の主回路から成る第１の負荷１
２をオフにし、リモコン受信回路から成る第２の負荷１
８のみに電力を供給するスタンバイモード時には、例え
ばリモコン制御によって切替装置２４における第２の固
定接点ｂに可動接点ｃを投入する。これにより、第１の
負荷１２、平滑用コンデンサ１３、４次巻線１０、及び
第１の電圧制御回路１９が図１の回路から切離されたと
等価な図３の回路になる。図３の回路はフライバックコ
ンバータ回路であり、以下に説明するように動作する。
第１のトランジスタＱ1 のエミッタは比較的小さい抵抗
２７を介してグランド端子４に接続されるので、エミッ
タの電位はグランドに近い値又は極めて低い値になり、
図２に示した第１の電圧制御回路１９における検出電圧
値が低下するので、第１の電圧制御回路１９は実質的に
切離された状態になる。First load 1 comprising main circuit of TV receiver
2 off, and the second load 1 comprising the remote control receiving circuit
In a standby mode in which power is supplied to only the second contact 8, the movable contact c is turned on to the second fixed contact b in the switching device 24 by, for example, remote control. Thus, the circuit of FIG. 3 is equivalent to the circuit of FIG. 1 in which the first load 12, the smoothing capacitor 13, the quaternary winding 10, and the first voltage control circuit 19 are separated from the circuit of FIG. The circuit of FIG. 3 is a flyback converter circuit and operates as described below.
Since the emitter of the first transistor Q1 is connected to the ground terminal 4 via the relatively small resistor 27, the potential of the emitter becomes a value close to the ground or a very low value,
Since the detection voltage value in the first voltage control circuit 19 shown in FIG. 2 decreases, the first voltage control circuit 19 is substantially disconnected.

【００２２】第１の電圧制御回路１９による第１のトラ
ンジスタＱ1 の制御が行われない状態では、第１のトラ
ンジスタＱ1 のオン期間が第１の電圧制御回路１９が動
作していた時のオン期間よりも長くなり、２次巻線８及
び３次巻線９の第１のトランジスタＱ1 のオン期間の電
圧（以下、オン電圧と言う）及び第１のトランジスタＱ
1 のオフ期間の電圧（以下、オフ電圧と言う）の平均値
が図２のチョッパ回路の時のそれ等よりも上昇する。こ
の結果、図３のフライバックコンバータ動作時における
第２の電圧制御回路２０のコンデンサ３６の充電電圧が
図２のチョッパ動作時のそれよりも高くなる。コンデン
サ３６の電圧Ｖ_C が上昇し、このコンデンサ電圧Ｖ_C が
ツエナーダイオード３８のツエナー電圧Ｖ_Z と第２のト
ランジスタＱ2 のベース・コレクタ間順方向電圧Ｖ_BCと
の和よりも大きくなると、ツエナーダイオード３８が導
通し、コンデンサ３６と第２のトランジスタＱ2 のコレ
クタ・ベース間とツエナーダイオード３８とから成る閉
回路に電流が流れ、第２のトランジスタＱ2 がオン状態
になる。When the first transistor Q1 is not controlled by the first voltage control circuit 19, the ON period of the first transistor Q1 is the ON period when the first voltage control circuit 19 is operating. And the voltage of the first transistor Q1 of the secondary winding 8 and the tertiary winding 9 during the ON period (hereinafter referred to as ON voltage) and the first transistor Q1.
The average value of the voltage during the off period of 1 (hereinafter referred to as the off voltage) is higher than that of the chopper circuit in FIG. As a result, the charging voltage of the capacitor 36 of the second voltage control circuit 20 during the flyback converter operation in FIG. 3 becomes higher than that during the chopper operation in FIG. The voltage V _C rises of the capacitor 36, this capacitor voltage V _C is greater than the sum of the Zener voltage V _Z and a base-collector forward voltage V _BC of the second transistor Q2 of the Zener diode 38, Zener diode 38 conducts, a current flows through a closed circuit including the capacitor 36, the collector and the base of the second transistor Q2, and the Zener diode 38, and the second transistor Q2 is turned on.

【００２３】第１のトランジスタＱ1 のオン期間に蓄え
られたトランス６のエネルギーの放出が終了すると、３
次巻線９に反対の極性の電圧が発生し、３次巻線９とコ
ンデンサ２１と抵抗２２とトランジスタＱ1 のベース・
エミッタ間とから成る閉回路で第１のトランジスタＱ1
のベース電流が流れる。この時、第２のトランジスタＱ
2 がオンしているので、３次巻線９とコンデンサ２１と
抵抗２２と第２のトランジスタＱ2 のエミッタ・ベース
間とツエナーダイオード３８とコンデンサ３６とから成
る閉回路で第２のトランジスタＱ2 のベース電流が流れ
る。第２のトランジスタＱ2 にベース電流が流れると、
このベース電流に電流増幅率を乗算した値のコレクタ電
流が第２のトランジスタＱ2 に流れる。この第２のトラ
ンジスタＱ2 は第１のトランジスタＱ1 の駆動電流のバ
イパスとして働き、この第２のトランジスタＱ2 にバイ
パスした分だけ第１のトランジスタＱ1 のベース電流が
減少し、第１のトランジスタＱ1 ののこぎり波状のコレ
クタ電流のピーク値が低くなり、且つオン時間幅も狭く
なる。When the discharge of the energy of the transformer 6 stored during the ON period of the first transistor Q1 ends, 3
A voltage of the opposite polarity is generated in the secondary winding 9, and the tertiary winding 9, the capacitor 21, the resistor 22, and the base of the transistor Q1
The first transistor Q1
Base current flows. At this time, the second transistor Q
2 is on, the closed circuit comprising the tertiary winding 9, the capacitor 21, the resistor 22, the emitter and base of the second transistor Q2, the Zener diode 38 and the capacitor 36, forms the base of the second transistor Q2. Electric current flows. When a base current flows through the second transistor Q2,
A collector current having a value obtained by multiplying the base current by the current amplification factor flows through the second transistor Q2. The second transistor Q2 acts as a bypass for the drive current of the first transistor Q1, and the base current of the first transistor Q1 is reduced by the amount bypassed by the second transistor Q2. The peak value of the wavy collector current decreases, and the on-time width also decreases.

【００２４】第１のトランジスタＱ1 のオン時間幅が狭
くなると、２次巻線８及び３次巻線９のオン電圧及びオ
フ電圧の平均値が低下する。コンデンサ３６の電圧が基
準値よりも低下すると、第２のトランジスタＱ2 のベー
ス電流が低下し、第１のトランジスタＱ1 の駆動電流の
バイパス量が少なくなり、第１のトランジスタＱ1 のコ
レクタ電流のピーク値及びオン時間幅が大きくなり、第
２の出力端子１７の電圧及びコンデンサ３６の電圧を上
昇させる動作が生じる。第２の電圧制御回路２０のコン
デンサ３６の電圧は、第２の負荷１８のための整流平滑
回路１６のコンデンサ１５の電圧に対応している。即
ち、第１のトランジスタＱ1 のオフ期間にはダイオード
１４がオンであるからコンデンサ１５の電圧が２次巻線
８に印加され、これに対応した電圧が３次巻線９に得ら
れ、これがコンデンサ３６に充電される。従って、コン
デンサ３６の電圧は第２の出力端子１７の電圧を示して
いることになる。これはコンデンサ３６の電圧が一定に
なるように制御すれば。スタンバイ時において第２の出
力端子１７の電圧を一定にすることができることを意味
する。When the ON time width of the first transistor Q1 is reduced, the average value of the ON voltage and the OFF voltage of the secondary winding 8 and the tertiary winding 9 decreases. When the voltage of the capacitor 36 falls below the reference value, the base current of the second transistor Q2 decreases, the amount of bypass of the drive current of the first transistor Q1 decreases, and the peak value of the collector current of the first transistor Q1 decreases. In addition, the ON time width increases, and an operation of increasing the voltage of the second output terminal 17 and the voltage of the capacitor 36 occurs. The voltage of the capacitor 36 of the second voltage control circuit 20 corresponds to the voltage of the capacitor 15 of the rectifying / smoothing circuit 16 for the second load 18. That is, since the diode 14 is on during the off-period of the first transistor Q1, the voltage of the capacitor 15 is applied to the secondary winding 8, and a voltage corresponding thereto is obtained in the tertiary winding 9, and this is applied to the capacitor 9. 36 is charged. Therefore, the voltage of the capacitor 36 indicates the voltage of the second output terminal 17. This can be achieved by controlling the voltage of the capacitor 36 to be constant. This means that the voltage of the second output terminal 17 can be kept constant during standby.

【００２５】上述から明らかなように、本実施例によれ
ば、１つのトランジスタＱ1 を使用して第１及び第２の
出力端子１１、１７の電圧を安定化させることができ
る。また、スタンバイ時に、第１の負荷１２に対して高
い電圧が印加されることを阻止して安全性を高め且つ電
力損失を低減することができる。また、簡単な回路で第
１の電圧制御回路１９に基づくチョッパ動作と第２の電
圧制御回路２０によるフライバックコンバータ動作との
両方を行うことができる。As is clear from the above, according to the present embodiment, the voltage of the first and second output terminals 11 and 17 can be stabilized using one transistor Q1. Further, at the time of standby, application of a high voltage to the first load 12 can be prevented to improve safety and reduce power loss. Further, both a chopper operation based on the first voltage control circuit 19 and a flyback converter operation based on the second voltage control circuit 20 can be performed with a simple circuit.

【００２６】[0026]

【第２の実施例】次に、図４を参照して第２の実施例の
直流変換器を説明する。但し、図４において図１と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図４の直流変換器は図１の切替装置２４を変形した他は
図１と同一に構成されている。図４の切替装置では、エ
ネルギー放出用の４次巻線１０の一端と第１のトランジ
スタＱ1 のエミッタとの間にはスイッチを設けずに、こ
の他端とグランド端子４との間に切替装置２４ａを設け
ている。この切替装置２４ａの可動接点ｃは固定接点ａ
に対してチョッパ動作の時にのみ接触する。また、図１
の切替装置２４の第２の固定接点ｂの代りに図４ではト
ランジスタＱ3 が第１のトランジスタＱ1 のエミッタと
グランド端子４との間に設けられ、このベースがダイオ
ード４１と抵抗４２を介して電源端子３に接続されてい
る。またトランジスタＱ3 をオン・オフするためにこの
ベースとグランド端子４との間に切替装置２４ａが接続
されている。Second Embodiment Next, a DC converter according to a second embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 4, portions common to FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
The DC converter of FIG. 4 has the same configuration as that of FIG. 1 except that the switching device 24 of FIG. 1 is modified. In the switching device of FIG. 4, no switch is provided between one end of the quaternary winding 10 for energy release and the emitter of the first transistor Q1, and the switching device is connected between the other end and the ground terminal 4. 24a is provided. The movable contact c of the switching device 24a is a fixed contact a
Contact only during chopper operation. FIG.
In FIG. 4, a transistor Q3 is provided between the emitter of the first transistor Q1 and the ground terminal 4 in place of the second fixed contact b of the switching device 24 of FIG. Connected to terminal 3. A switching device 24a is connected between the base and the ground terminal 4 to turn on / off the transistor Q3.

【００２７】図４の回路で第１及び第２の負荷１２、１
８に電力を供給する時には、切替装置２４ａをオンにす
る。これにより、４次巻線１０によってエネルギーを放
出するための回路が形成され、また第３のトランジスタ
Ｑ3 がオフになるために第１のトランジスタＱ1 のエミ
ッタがグランドから開放される。図４の第１の負荷１２
に対する電力供給を停止し、第２の負荷１８のみに電力
を供給する時には切替装置２４ａをオフにする。これに
より、第３のトランジスタＱ3 がオンになり、第１のト
ランジスタＱ1 のエミッタがグランド端子４に実質的に
接続され、第１の負荷１２が切離される。上記以外の動
作は図１と同一であるので、同一の作用効果が得られ
る。In the circuit of FIG. 4, the first and second loads 12, 1
When the power is supplied to the switch 8, the switching device 24a is turned on. As a result, a circuit for discharging energy is formed by the quaternary winding 10, and the emitter of the first transistor Q1 is released from the ground because the third transistor Q3 is turned off. First load 12 in FIG.
When the power supply to the second load 18 is stopped and the power is supplied only to the second load 18, the switching device 24a is turned off. As a result, the third transistor Q3 is turned on, the emitter of the first transistor Q1 is substantially connected to the ground terminal 4, and the first load 12 is disconnected. Operations other than those described above are the same as those in FIG. 1, and thus the same operation and effect can be obtained.

【００２８】[0028]

【第３の実施例】次に、図５を参照して第３の実施例の
直流変換器を説明する。但し、図５において図１と共通
する部分には同一の符号を付してその説明を省略する。
図５では図１の第２のトランジスタＱ2 に相当するもの
が設けられていない。従って、第１の電圧制御回路１９
の出力ライン２９が第１のトランジスタＱ1 のベースに
直接に接続されている。また、ツエナーダイオード３８
のカソードも第１のトランジスタＱ1 のベースに直接に
接続されている。従って、図５ではフライバック・コン
バータ動作時にコンデンサ３６の電圧がツエナーダイオ
ード３８の電圧になるように第１のトランジスタＱ1 が
制御される。また、図５ではフライバック・コンバータ
動作時に第１のトランジスタＱ1 のベース電流のバイパ
スが３次巻線９とコンデンサ２１と抵抗２２とツエナー
ダイオード３８とコンデンサ３６の閉回路で生じる。な
お、第１のトランジスタＱ1 のエミッタの出力ラインに
ダイオードＤ1 が接続されている。その他は図１と同一
であるので、同一の作用効果を有する。Third Embodiment Next, a DC converter according to a third embodiment will be described with reference to FIG. However, in FIG. 5, portions common to FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
In FIG. 5, a component corresponding to the second transistor Q2 in FIG. 1 is not provided. Therefore, the first voltage control circuit 19
Is directly connected to the base of the first transistor Q1. The Zener diode 38
Is also directly connected to the base of the first transistor Q1. Accordingly, in FIG. 5, the first transistor Q1 is controlled so that the voltage of the capacitor 36 becomes the voltage of the Zener diode 38 during the flyback converter operation. In FIG. 5, when the flyback converter operates, the base current of the first transistor Q1 is bypassed in a closed circuit of the tertiary winding 9, the capacitor 21, the resistor 22, the Zener diode 38 and the capacitor 36. The diode D1 is connected to the output line of the emitter of the first transistor Q1. Others are the same as those in FIG. 1 and thus have the same functions and effects.

【００２９】[0029]

【第４の実施例】次に、図６を参照して第４の実施例の
直流変換器を説明する。但し、この直流変換器の大部分
は図１と同一であるので、図６には図１の回路を変形し
た部分とこれに直接に関係する部分のみを示す。図６の
回路は図１の切替装置２４を電子化切替装置２４ｂに変
形したものであり、その他は図１と同一に構成されてい
る。電子化切替装置２４ｂは第３、第４及び第５のトラ
ンジスタＱ3 、Ｑ4 、Ｑ5と第１、第２及び第３の抵抗
Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 とから成る。第３のトランジスタＱ3
は抵抗Ｒ1 を介して第１のトランジスタＱ1 のエミッタ
とグランド端子４との間に接続されている。４次巻線１
０は第４のトランジスタＱ4 を介して第１のトランジス
タＱ1 のエミッタに接続されている。第３のトランジス
タＱ3 と第４のトランジスタＱ4 とを互いに反対動作さ
せるために第４のトランジスタＱ4 のベースとグランド
との間に抵抗Ｒ3 を介して第５のトランジスタＱ5 が接
続され、このベースと第３のトランジスタＱ3 のコレク
タとの間に抵抗Ｒ2 が接続されている。図１の第１の負
荷１２を駆動する時には図６の第３のトランジスタＱ3
がオフ、第４のトランジスタＱ4 がオンになる。図１の
第１の負荷１２が非駆動の時には第３のトランジスタＱ
3 をオン、第４のトランジスタＱ4 をオフにする。この
動作は第３のトランジスタＱ3 のベースに制御されたリ
モートコントロールにするオン・オフ駆動回路２６ａに
よって達成される。Fourth Embodiment Next, a DC converter according to a fourth embodiment will be described with reference to FIG. However, since most of the DC converter is the same as that of FIG. 1, FIG. 6 shows only a modified portion of the circuit of FIG. 1 and a portion directly related thereto. The circuit of FIG. 6 is obtained by modifying the switching device 24 of FIG. 1 into an electronic switching device 24b, and the other configuration is the same as that of FIG. The electronic switching device 24b comprises third, fourth and fifth transistors Q3, Q4, Q5 and first, second and third resistors R1, R2, R3. Third transistor Q3
Is connected between the emitter of the first transistor Q1 and the ground terminal 4 via the resistor R1. Fourth winding 1
0 is connected to the emitter of the first transistor Q1 via the fourth transistor Q4. A fifth transistor Q5 is connected between the base of the fourth transistor Q4 and the ground via a resistor R3 in order to make the third transistor Q3 and the fourth transistor Q4 operate in opposite directions. A resistor R2 is connected between the third transistor Q3 and the collector. When driving the first load 12 of FIG. 1, the third transistor Q3 of FIG.
Is turned off, and the fourth transistor Q4 is turned on. When the first load 12 in FIG. 1 is not driven, the third transistor Q
3 is turned on, and the fourth transistor Q4 is turned off. This operation is accomplished by an on / off drive circuit 26a which provides a controlled remote control at the base of the third transistor Q3.

【００３０】[0030]

【第５の実施例】次に、図７の第５の実施例の直流変換
器を説明する。但し、図７及び後述する図８において図
１と共通する部分には同一の符号を付してその説明を省
略する。この実施例ではトランス６の１次巻線７がトラ
ンジスタＱ1 の第１の出力端子１１との間に接続されて
いる。従って、１次巻線７は平滑用リアクトルとして働
いている。１次巻線７がトランジスタＱ1 の出力側であ
るので、図１のエネルギ−放出用の４次巻線１０は省か
れている。Fifth Embodiment Next, a DC converter according to a fifth embodiment of FIG. 7 will be described. However, in FIG. 7 and FIG. 8, which will be described later, parts common to FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted. In this embodiment, the primary winding 7 of the transformer 6 is connected to the first output terminal 11 of the transistor Q1. Therefore, the primary winding 7 functions as a smoothing reactor. Since the primary winding 7 is the output of the transistor Q1, the energy emitting quaternary winding 10 of FIG. 1 is omitted.

【００３１】電圧制御を行うために１次巻線７に対して
ダイオ−ドＤ1 を介して並列にコンデンサＣ1 が接続さ
れている。このコンデンサＣ1 は出力電圧の情報を保持
する。コンデンサＣ1 の電圧に基づいてトランジスタＱ
1 を制御するための電圧制御回路１００は、抵抗Ｒ11〜
Ｒ14とトランジスタＱ11、Ｑ12とツェナ−ダイオ−ドＺ
Ｄ1 とから成る。抵抗Ｒ11、Ｒ12はコンデンサＣ1 の電
圧を分圧してトランジスタＱ11のベ−スに与える。トラ
ンジスタＱ11はツェナ−ダイオ−ドＺＤ1 の基準電圧と
検出電圧との差に対応する出力を発生する。トランジス
タＱ12は主トランジスタＱ1 のベ−ス・エミッタ間に接
続され、前段のトランジスタＱ11から得られる誤差出力
に応答して主トランジスタＱ１のベ−ス電流をバイパス
制御する。To control the voltage, a capacitor C1 is connected in parallel to the primary winding 7 via a diode D1. This capacitor C1 holds information on the output voltage. Based on the voltage of the capacitor C1, the transistor Q
1 is controlled by resistors R11 to R11.
R14, transistors Q11 and Q12 and Zener diode Z
D1. The resistors R11 and R12 divide the voltage of the capacitor C1 and apply it to the base of the transistor Q11. Transistor Q11 generates an output corresponding to the difference between the reference voltage of zener diode ZD1 and the detection voltage. The transistor Q12 is connected between the base and the emitter of the main transistor Q1, and controls the base current of the main transistor Q1 by bypass in response to an error output obtained from the preceding transistor Q11.

【００３２】図７の回路も図１と同様な作用効果を有す
る。また、この回路は電圧制御回路１００をチョッパ動
作とフライバックコンバ−タ動作の両方に兼用できる利
点を有する。The circuit of FIG. 7 has the same operation and effect as FIG. Further, this circuit has an advantage that the voltage control circuit 100 can be used for both the chopper operation and the flyback converter operation.

【００３３】[0033]

【第６の実施例】図８の第６の実施例の直流変換器は、
図７と同様にトランス６の１次巻線７が主トランジスタ
Ｑ1 と第１の出力端子１１との間に接続されている。電
圧制御回路１９は図２の電圧制御回路１９のトランジス
タ３２のコレクタに発光ダイオ−ドＬＥＤを付加した構
成に成っている。ＬＥＤに光結合されたホトトランジス
タＱ22はツェナ−ダイオ−ド３８に並列に接続されてい
る。図８の回路も図１と同様の作用効果を有する。Sixth Embodiment A DC converter according to a sixth embodiment shown in FIG.
As in FIG. 7, the primary winding 7 of the transformer 6 is connected between the main transistor Q1 and the first output terminal 11. The voltage control circuit 19 has a configuration in which a light emitting diode LED is added to the collector of the transistor 32 of the voltage control circuit 19 in FIG. The phototransistor Q22 optically coupled to the LED is connected in parallel to the Zener diode 38. The circuit of FIG. 8 has the same operation and effect as FIG.

【００３４】[0034]

【変形例】本発明は上述の実施例に限定されるものでな
く、例えば次の変形が可能なものである。 （１） 図６の電子化された切替装置２４ｂを図９及び
図１０に示す回路に変形することができる。図９及び図
１０においてもチョッパ動作時には第３のトランジスタ
Ｑ3 がオフに制御され、第４のトランジスタＱ4 がオン
になる。フライバック・コンバータ動作時には第４のト
ランジスタＱ4 がオンになり、第３のトランジスタＱ3
がオフになる。 （２） 第１及び第２の電圧制御回路１９、２０を種々
変形することができる。例えば、第２の電圧制御回路２
０を第２の出力端子１７の電圧を検出し、これが一定に
なるようにトランジスタＱ1 のベース電流を制御する回
路にすることができる。 （３） ビデオ機器、オーディオ機器の電源回路にも本
発明を適用できる。 （４） 切替装置２４は、リレ−やトランジスタのほか
にサイリスタ等のスイッチ素子でも構成できる。[Modifications] The present invention is not limited to the above-described embodiment, and for example, the following modifications are possible. (1) The electronic switching device 24b in FIG. 6 can be modified to the circuits shown in FIGS. 9 and 10, during chopper operation, the third transistor Q3 is controlled to be off, and the fourth transistor Q4 is turned on. When the flyback converter operates, the fourth transistor Q4 is turned on, and the third transistor Q3 is turned on.
Turns off. (2) The first and second voltage control circuits 19 and 20 can be variously modified. For example, the second voltage control circuit 2
0 can be used as a circuit that detects the voltage of the second output terminal 17 and controls the base current of the transistor Q1 so that the voltage becomes constant. (3) The present invention can be applied to power supply circuits of video equipment and audio equipment. (4) The switching device 24 can be configured by a switching element such as a thyristor in addition to a relay and a transistor.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１の実施例に係わる直流変換器を示
す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a DC converter according to a first embodiment of the present invention.

【図２】図１の直流変換器のチョッパ動作に関係する部
分を示す回路図であるFIG. 2 is a circuit diagram showing a portion related to a chopper operation of the DC converter of FIG. 1;

【図３】図１の直流変換器のフライバック・コンバータ
動作に関係する部分を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a part related to a flyback converter operation of the DC converter of FIG. 1;

【図４】第２の実施例の直流変換器を示す回路図であ
る。FIG. 4 is a circuit diagram showing a DC converter according to a second embodiment.

【図５】第３の実施例の直流変換器を示す回路図であ
る。FIG. 5 is a circuit diagram showing a DC converter according to a third embodiment.

【図６】第４の実施例の直流変換器の一部を示す回路図
である。FIG. 6 is a circuit diagram showing a part of a DC converter according to a fourth embodiment.

【図７】第５の実施例の直流変換器を示す回路図であ
る。FIG. 7 is a circuit diagram showing a DC converter according to a fifth embodiment.

【図８】第６の実施例の直流変換器を示す回路図であ
る。FIG. 8 is a circuit diagram showing a DC converter according to a sixth embodiment.

【図９】変形例の切替装置を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a switching device according to a modification.

【図１０】別の変形例の切替装置を示す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing a switching device according to another modification.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１２ 第１の負荷 １６ 補助整流平滑回路 １８ 第２の負荷 １９ 第１の電圧制御回路 ２０ 第２の電圧制御回路 ２４ 切替装置 12 first load 16 auxiliary rectifying and smoothing circuit 18 second load 19 first voltage control circuit 20 second voltage control circuit 24 switching device

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 直流電源端子と、第１及び第２の出力端
子と、１次、２次、及び３次巻線を有するトランスと、
トランジスタと、平滑用コンデンサと、補助整流平滑用
回路と、電圧制御回路と、切替装置とを有し、 前記直流電源端子と前記第１の出力端子との間に前記ト
ランジスタと前記１次巻線との直列回路が接続され、 前記平滑用コンデンサは前記第１の出力端子とグランド
（共通端子）との間に接続され、 前記補助整流平滑回路は前記２次巻線と前記第２の出力
端子との間に接続され、 前記３次巻線は前記トランジ
スタのベ−ス・エミッタ間に対して並列に接続され、 前記電圧制御回路は前記第１の出力端子に第１の電圧を
得、前記第２の出力端子に第２の電圧を得るように構成
され、 前記切替装置は前記第１の出力端子に前記第１の電圧を
得る時に前記トランスの蓄積エネルギ−を前記平滑用コ
ンテンサに対して放出するための蓄積エネルギ−放出回
路を形成し、前記第１の出力端子の電圧を前記第１の電
圧よりも低い値又は零にする時に前記平滑用コンデンサ
を直接又は抵抗を介して短絡すると共に前記蓄積エネル
ギ−放出回路を前記平滑用コンデンサから切り離すよう
に形成されていることを特徴とする直流変換器。A transformer having a DC power supply terminal, first and second output terminals, primary, secondary, and tertiary windings;
A transistor, a smoothing capacitor, an auxiliary rectifying / smoothing circuit, a voltage control circuit, and a switching device, wherein the transistor and the primary winding are provided between the DC power supply terminal and the first output terminal. The smoothing capacitor is connected between the first output terminal and ground (common terminal), and the auxiliary rectifying / smoothing circuit is connected to the secondary winding and the second output terminal. The tertiary winding is connected in parallel between the base and the emitter of the transistor, the voltage control circuit obtains a first voltage at the first output terminal, The switching device is configured to obtain a second voltage at a second output terminal, and the switching device transfers the stored energy of the transformer to the smoothing capacitor when obtaining the first voltage at the first output terminal. Storage energy for release Forming a discharge circuit, when the voltage at the first output terminal is set to a value lower than the first voltage or to zero, the smoothing capacitor is short-circuited directly or via a resistor, and the stored energy discharge circuit is formed. Is formed so as to be separated from the smoothing capacitor. 【請求項２】 直流電源端子と、第１及び第２の出力端
子と、１次、２次、３次及び４次巻線を有するトランス
と、トランジスタと、平滑用コンデンサと、補助整流平
滑回路と、起動抵抗と、第１及び第２の電圧制御回路
と、逆流阻止用ダイオードと、切替装置とを有し、 前記トランジスタのコレクタが前記１次巻線を介して前
記電源端子に接続され、 前記トランジスタのエミッタは前記第１の出力端子に接
続され、 前記平滑用コンデンサは前記トランジスタのエミッタと
グランドとの間に接続され、 前記補助整流平滑回路は前記２次巻線と前記第２の出力
端子との間に接続され、 前記起動抵抗は前記電源端子と前記トランジスタのベー
スとの間に接続され、 前記３次巻線は前記トランジスタのベース・エミッタ間
に対して並列に接続され、 前記４次巻線は前記逆流阻止用ダイオードと前記切替装
置とを介して前記トランジスタのエミッタとグランドと
の間に接続され、 前記第１の電圧制御回路は前記第１の出力端子とグラン
ドとの間の第１の出力電圧を検出する回路と前記第１の
電圧を一定に制御する手段とを有して前記トランジスタ
のベースに接続され且つ前記第１の出力端子に前記第１
の出力電圧を得る時に電圧制御動作が生じるように形成
され、 前記第２の電圧制御回路は前記第２の出力端子の第２の
出力電圧を一定に制御する手段を有して前記トランジス
タのベースに接続され且つ前記第１の出力端子の電圧を
零又は低くする時に前記第２の出力電圧を一定にするた
めの制御動作が生じるように形成され、 前記切替装置は前記第１の出力端子に前記第１の出力電
圧を得る時に前記４次巻線を前記トランジスタのエミッ
タとグランドとの間に接続し、前記第１の出力端子の電
圧を実質的に零又は低い値にする時に前記４次巻線を前
記トランジスタのエミッタとグランドとの間から切り離
すと共に前記トランジスタのエミッタをグランドに接続
するように構成されていることを特徴とする直流変換
器。2. A DC power supply terminal, first and second output terminals, a transformer having primary, secondary, tertiary and quaternary windings, a transistor, a smoothing capacitor, and an auxiliary rectifying smoothing circuit. A starting resistor, first and second voltage control circuits, a backflow preventing diode, and a switching device, wherein a collector of the transistor is connected to the power supply terminal via the primary winding; The transistor has an emitter connected to the first output terminal, the smoothing capacitor is connected between the emitter of the transistor and ground, and the auxiliary rectifying / smoothing circuit includes the secondary winding and the second output. And the tertiary winding is connected in parallel between the base and the emitter of the transistor. The quaternary winding is connected between the emitter of the transistor and ground via the backflow preventing diode and the switching device, and the first voltage control circuit is connected to the first output terminal and ground. And a means for controlling the first voltage to be constant, the circuit being connected to the base of the transistor and having the first output terminal connected to the first output terminal.
The second voltage control circuit is configured to generate a voltage control operation when obtaining an output voltage of the transistor. The second voltage control circuit includes a unit that controls a second output voltage of the second output terminal to be constant. And a control operation for making the second output voltage constant when the voltage of the first output terminal is reduced to zero or low, and the switching device is connected to the first output terminal. Connecting the quaternary winding between the emitter of the transistor and ground when obtaining the first output voltage, and setting the quaternary winding when the voltage at the first output terminal is reduced to substantially zero or a low value; A DC converter characterized in that a winding is disconnected from between the emitter of the transistor and ground and the emitter of the transistor is connected to ground.