JP2890650B2 - Current sensor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、被測定導体の周囲に対称配置された一対の
インダクタンス素子を用いて被測定導体の電流を非接触
に計測する電流センサに関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current sensor that non-contactly measures a current of a conductor to be measured using a pair of inductance elements symmetrically arranged around the conductor to be measured.

［従来の技術］ 従来、被測定導体を流れる電流を非接触に測定する非
接触型電流センサ（以下、単に電流センサという）とし
て、第21図〜第23図に示す型式のものが知られている。[Prior Art] Conventionally, as a non-contact type current sensor (hereinafter simply referred to as a current sensor) for measuring a current flowing through a conductor to be measured in a non-contact manner, a type shown in FIGS. 21 to 23 is known. I have.

第21図の電流センサは、被測定導体100が挿通される
磁気コア200にセンスコイル300を巻装し、センスコイル
300両端の誘導電圧により被測定導体100の電流を検出す
るものであり、通常、カレントトランスホーマとして知
られている。In the current sensor of FIG. 21, a sense coil 300 is wound around a magnetic core 200 through which the conductor to be measured 100 is inserted, and the sense coil
The current of the conductor under test 100 is detected by an induced voltage at both ends of the conductor 300, and is generally known as a current transformer.

第22図の電流センサは、被測定導体100が挿通される
有ギャップ磁気コア201のギャップ202にホール素子400
を介装し、ホール素子400の出力電圧により被測定導体1
00の電流を検出する。The current sensor shown in FIG. 22 has a Hall element 400
The conductor 1 to be measured is interposed by the output voltage of the Hall element 400.
00 current is detected.

第23図の電流センサは、２磁心マルチバイブレータ型
式の電流センサとして知られるものであり、例えば、日
本応用磁気学会誌、Vol.12,No.2,1988に記載されてい
る。この電流センサは、被測定導体100を中心として互
いに180度対称となるように配設されるアモルファス芯
材対500にコイル600をそれぞれ巻装し、被測定磁界によ
るアモルファス芯材対500の透磁率変化を、コイル600に
流す交流電流の変調度や変化として検出する。The current sensor shown in FIG. 23 is known as a two-core multivibrator type current sensor, and is described in, for example, Journal of the Japan Society of Applied Magnetics, Vol. 12, No. 2, 1988. In this current sensor, the coils 600 are respectively wound around an amorphous core material pair 500 arranged so as to be 180 degrees symmetrical with respect to the conductor 100 to be measured, and the magnetic permeability of the amorphous core material pair 500 due to the magnetic field to be measured. The change is detected as the degree of modulation or the change of the alternating current flowing through the coil 600.

この電流センサは、ホール素子を用いるものなどに比
較して集磁コアを必要せず小形化できる点や使用温度限
界が高い点で有利であり、各種モータに内蔵してその駆
動制御に用いる場合に好適である。This current sensor is advantageous in that it does not require a magnetizing core and can be miniaturized and has a high operating temperature limit, compared to sensors using a Hall element. It is suitable for.

［発明が解決しようとする課題］ しかしながら、上記した第21図の電流センサは、電磁
誘導原理に基づくので、大型高重量となり、しかも低周
波電流の検出感度が低く、パルス電流のような非正弦波
電流の計測ができない欠点がある。第22図の電流センサ
も大型高重量の集磁コアを必要とし、更に高周波電流の
検出に際し集磁コアの鉄損が大きい欠点がある。[Problems to be Solved by the Invention] However, since the current sensor shown in FIG. 21 is based on the electromagnetic induction principle, the current sensor is large and heavy, has low detection sensitivity for low-frequency current, and has non-sinusoidal characteristics such as pulse current. There is a disadvantage that the wave current cannot be measured. The current sensor of FIG. 22 also requires a large and heavy magnetic flux collecting core, and further has the disadvantage that the core loss of the magnetic flux collecting core is large when detecting a high-frequency current.

一方、第23図の電流センサは集磁コアを必要としない
ので、小型軽量化が可能であり、低周波から高周波に至
るまで高い感度を維持できるが、例えば隣接電線などを
流れる電流が発生する磁場の影響を受けやすく、そのた
めにSN比が劣化してしまう欠点があった。On the other hand, since the current sensor of FIG. 23 does not require a magnetic flux collecting core, it can be reduced in size and weight, and can maintain high sensitivity from a low frequency to a high frequency. There is a drawback that the magnetic field is easily affected by the magnetic field and the S / N ratio is deteriorated.

本発明はこのような課題に鑑みなされたものであり、
隣接電線に流れる電流による磁界の影響を低減し高いSN
比をもつ電流センサを提供することをその解決すべき課
題としている。The present invention has been made in view of such problems,
Reduces the effect of magnetic fields due to the current flowing in adjacent wires and increases SN
The problem to be solved is to provide a current sensor having a ratio.

［課題を解決するための手段］ 第１発明の電流センサは、高透磁性の芯材対を互いに
被測定導体に対して対称となるように配置し、該各芯材
にそれぞれ巻装されるキャリヤ磁界印加用のキャリヤコ
イル及び芯材内磁束変化検出用のセンスコイルと、前記
各キャリヤコイルに等しい大きさと等しい周波数とをも
つキャリア電流を供給し被測定磁界方向を基準として互
いに逆方向のキャリア磁界を前記各芯材に個別に発生さ
せるキャリヤ電流源と、前記各センスコイルに誘導され
る各誘導電圧中のキャリア電圧成分が互いに打消すよう
に前記各二次電圧を差動増幅する差動増幅回路部とを有
し、前記芯材対および前記各コイルを環状に囲覆する高
透磁性の磁気シールド体とを具備することを特徴として
いる。[Means for Solving the Problems] In the current sensor according to the first aspect of the invention, a pair of cores having high magnetic permeability are arranged symmetrically with respect to the conductor to be measured, and are wound around each core. A carrier coil for applying a carrier magnetic field and a sense coil for detecting a change in magnetic flux in the core, and a carrier current having an equal magnitude and an equal frequency are supplied to the respective carrier coils, and carriers in opposite directions with respect to the direction of the magnetic field to be measured are supplied. A carrier current source that individually generates a magnetic field in each of the core members; and a differential amplifier that differentially amplifies each of the secondary voltages so that carrier voltage components in each of the induced voltages induced in each of the sense coils cancel each other. And a highly magnetically permeable magnetic shield that surrounds the core material pair and each of the coils in an annular shape.

第２発明の電流センサは、被測定導体が挿通される導
体挿通孔を有する回路基板と、前記導体挿通孔の孔心を
中心として互いに180度対称となるように前記回路基板
上に配設される高透磁性の芯材対と、該各芯材にそれぞ
れ巻装されるキャリヤ磁界印加用のキャリヤコイル及び
芯材内磁束変化検出用のセンスコイルと、前記各キャリ
ヤコイルに等しい大きさと等しい周波数とをもつキャリ
ア電流を供給し被測定磁界方向を基準として互いに逆方
向のキャリア磁界を前記各芯材に個別に発生させるキャ
リヤ電流源と、前記各センスコイルに誘導される各誘導
電圧中のキャリア電圧成分が互いに打消すように前記各
二次電圧を差動増幅する差動増幅回路部と、前記回路基
板を環状に囲覆する高透磁性の磁気シールド体とを具備
する。A current sensor according to a second aspect of the present invention includes a circuit board having a conductor insertion hole through which a conductor to be measured is inserted, and a circuit board disposed on the circuit board so as to be symmetrical by 180 degrees with respect to the center of the conductor insertion hole. A pair of highly permeable core materials, a carrier coil for applying a carrier magnetic field and a sense coil for detecting a change in magnetic flux in the core material wound around each core material, and a frequency equal to and equal to each of the carrier coils. A carrier current source for supplying a carrier current having the same direction and individually generating carrier magnetic fields in the respective core members in mutually opposite directions with respect to the direction of the magnetic field to be measured; and a carrier in each induced voltage induced in each of the sense coils. A differential amplifier circuit for differentially amplifying each of the secondary voltages so that the voltage components cancel each other; and a highly magnetically permeable magnetic shield that surrounds the circuit board in a ring shape.

［作用］ 各発明の電流センサの測定原理は、被測定導体を流れ
る被測定電流によりその周囲に形成される被測定磁界が
アモルファス芯材対の透磁率を変化させることを利用し
ており、アモルファス芯材対に巻装したコイルに流す交
流電流の変調度変化としてこの透磁率変化を検出してい
る。[Operation] The measurement principle of the current sensor of each invention utilizes the fact that the measured magnetic field formed around the measured current flowing through the measured conductor changes the magnetic permeability of the amorphous core material pair. This change in magnetic permeability is detected as a change in the degree of modulation of the alternating current flowing through the coil wound around the core material pair.

更に詳細に説明すれば、キャリア電流源により各芯材
にそれぞれ誘起される２つのキャリア磁界の一方は芯材
中の被測定磁界（被測定電流により誘起される磁界）を
強める方向に作用し、他方はそれを弱める方向に作用す
る。その結果、一方の芯材の透磁率は磁気飽和に近付く
ので減少し、他方の芯材の透磁率は磁気飽和から遠ざか
るので増加し、センスコイルでは上記両透磁率変化によ
り変調されたキャリア変調電圧がそれぞれ生じる。More specifically, one of the two carrier magnetic fields induced in each core material by the carrier current source acts in a direction to strengthen the magnetic field to be measured (the magnetic field induced by the current to be measured) in the core material, The other acts to weaken it. As a result, the magnetic permeability of one core material decreases as it approaches magnetic saturation, and the magnetic permeability of the other core material increases as it moves away from magnetic saturation. In the sense coil, the carrier modulation voltage modulated by the above-described change in both magnetic permeability. Respectively occur.

したがって、これら変調されたキャリア電圧の差は被
測定電流の大きさにほぼ比例するものとみなせるので、
二つのキャリア変調電圧の差により被測定電流を測定す
ることができる。なお、二つのキャリア変調電圧に含ま
れる各キャリア電圧成分は同相に設定されているので、
二つのキャリア変調電圧に含まれる各キャリア電圧成分
の差から除去される。Therefore, since the difference between these modulated carrier voltages can be considered to be substantially proportional to the magnitude of the current to be measured,
The measured current can be measured based on the difference between the two carrier modulation voltages. Since the carrier voltage components included in the two carrier modulation voltages are set to the same phase,
It is removed from the difference between the respective carrier voltage components included in the two carrier modulation voltages.

本発明では特に、磁気シールド体が、センスコイル及
びキャリアコイルが巻装された芯材対及び被測定導体
を、被測定電流の通電方向を軸心として環状に囲覆して
いる。In the present invention, in particular, the magnetic shield body annularly covers the core material pair around which the sense coil and the carrier coil are wound and the conductor to be measured with the direction of the current to be measured being the axis.

その結果、この磁気シールド体は、被測定電流がその
周囲に形成する磁束を吸収して芯材中に形成する被測定
磁界を弱化するものの、それ以上に外部磁界をシールド
し、その結果、磁気シールド体を設けると、設けない場
合に比較して総合的なSN比が格段に向上する。As a result, this magnetic shield body absorbs the magnetic flux formed around the current to be measured and weakens the magnetic field to be measured formed in the core material, but further shields the external magnetic field, and as a result, The provision of the shield body significantly improves the overall S / N ratio compared to the case where the shield body is not provided.

［実施例］ （第１実施例） 本発明の電流センサの一実施例を、第１図〜第８図に
より説明する。Embodiment (First Embodiment) One embodiment of the current sensor of the present invention will be described with reference to FIGS.

この実施例の電流センサは、平行に配設された３本の
銅バー（２本だけを図示）10の一本の電流を検出するも
ので、１本の銅バー（本発明でいう被測定導体）10が挿
通される両端開口の角筒形状を有する磁気シールド体９
と、磁気シールド体９の内部中央に配設された回路基板
８と、回路基板８に装着された芯材1a、1b、キャリヤコ
イル2a、2b、キャリア電流源３、バイアス電流源４、セ
ンスコイル5a、5b、検波（整流）回路6a、6b、差動増幅
回路７、ローパスフィルタ８とからなり、これら検波
（整流）回路6a、6b、差動増幅回路７及びローパスフィ
ルタ８は本発明でいう差動増幅回路部を構成している。The current sensor of this embodiment detects one current of three copper bars (only two are shown) 10 disposed in parallel, and one copper bar (measurement target in the present invention) A magnetic shield 9 having a rectangular cylindrical shape with openings at both ends through which a conductor 10 is inserted
A circuit board 8 disposed in the center of the inside of the magnetic shield 9, core materials 1 a and 1 b mounted on the circuit board 8, carrier coils 2 a and 2 b, a carrier current source 3, a bias current source 4, a sense coil 5a and 5b, detection (rectification) circuits 6a and 6b, a differential amplifier circuit 7, and a low-pass filter 8. These detection (rectification) circuits 6a and 6b, the differential amplifier circuit 7, and the low-pass filter 8 are referred to in the present invention. It constitutes a differential amplifier circuit section.

磁気シールド体９は厚さ0.5mmの珪素鋼板を屈曲し両
端をスポット溶接して形成されており、開口は3cm×3cm
で奥行きは2cmに形成されている。The magnetic shield 9 is formed by bending a silicon steel sheet having a thickness of 0.5 mm and spot-welding both ends, and the opening is 3 cm × 3 cm.
With a depth of 2 cm.

回路基板８は、アルミナ基板からなり表面に配線パタ
ンが設けられている。回路基板８の主面は磁気シールド
体９の開口方向と直交しており、回路基板８の外周縁は
磁気シールド体９の内周縁に密接している。回路基板８
の中央部には銅バー10が挿通する導体挿通孔81が設けら
れており、導体挿通孔81の開口寸法は0.4cm×1.5cmで、
ほぼ銅バー10の最小断面寸法に等しくされている。The circuit board 8 is made of an alumina substrate and has a wiring pattern on the surface. The main surface of the circuit board 8 is orthogonal to the opening direction of the magnetic shield 9, and the outer peripheral edge of the circuit board 8 is in close contact with the inner peripheral edge of the magnetic shield 9. Circuit board 8
A conductor insertion hole 81 through which the copper bar 10 is inserted is provided in the center of the conductor insertion hole 81, and the opening size of the conductor insertion hole 81 is 0.4 cm × 1.5 cm.
It is approximately equal to the minimum cross-sectional dimension of the copper bar 10.

回路基板８の主表面にはアモルファス磁性材料からな
る芯材1a、1bが配設されており、芯材1a、1bにはエナメ
ル線からなるキャリアコイル2a、2b、センスコイル5a、
5bが巻装されている。芯材1a、1bは、それぞれ、長さ5m
m、直径0.12mmであるCo−Fe−Si−Ｂ系の零磁歪アモル
ファスワイヤ（ユニチカ社製）を３本重ねた後、270℃
で30分間アニールして構成されている。芯材1aと芯材1b
とは、導体挿通孔81の孔心を中心として互いに180度対
称で、かつ、回路基板８の主面と平行（すなわち銅バー
10を流れる電流の方向と直角）で、しかも、前記孔心を
中心とする仮想円の円周方向に配置されている。Core materials 1a and 1b made of an amorphous magnetic material are provided on the main surface of the circuit board 8, and carrier coils 2a and 2b made of enameled wires and sense coils 5a and 1b are formed on the core materials 1a and 1b.
5b is wound. Core material 1a, 1b, each 5m in length
After stacking three Co-Fe-Si-B zero magnetostrictive amorphous wires (manufactured by Unitika) having a diameter of 0.12 mm and a temperature of 270 ° C.
For 30 minutes. Core 1a and Core 1b
Is 180 degrees symmetric with respect to the center of the conductor insertion hole 81 and parallel to the main surface of the circuit board 8 (that is, the copper bar).
(Perpendicular to the direction of the current flowing through the hole 10) and in the circumferential direction of the imaginary circle centered on the hole center.

キャリアコイル2a及びセンスコイル5aは芯材1aに、同
じくキャリアコイル2b及びセンスコイル5bは芯材1bにそ
れぞれ所定ターンだけ巻回されており、キャリアコイル
2aとキャリアコイル2bは等しいターン数を有し、センス
コイル5aとセンスコイル5bは等しいターン数を有してい
る。キャリアコイル2a、2bは直列に接続されており、そ
の両端は、直列に接続された搬送電流源３及びバイアス
電流源４の両端に接続されている。The carrier coil 2a and the sense coil 5a are wound around the core 1a, and the carrier coil 2b and the sense coil 5b are wound around the core 1b for a predetermined number of turns, respectively.
2a and carrier coil 2b have the same number of turns, and sense coil 5a and sense coil 5b have the same number of turns. The carrier coils 2a and 2b are connected in series, and both ends are connected to both ends of the carrier current source 3 and the bias current source 4 connected in series.

キャリア電流源３は所定の大きさをもつ約470kHzの搬
送電流icを供給し、バイアス電流源４は所定の大きさの
直流バイアス電流ibを供給する。The carrier current source 3 supplies a carrier current ic of a predetermined magnitude of about 470 kHz, and the bias current source 4 supplies a DC bias current ib of a predetermined magnitude.

これら電流源３、４から各キャリアコイル2a、2bに供
給される電流ｉ（＝ib＋ic）により、芯材1aに誘起され
る印加磁界Hm（Hm＝Hb＋Hc）のベクトルと、芯材1bに誘
起される印加磁界Hm（Hm＝Hb＋Hc）のベクトルとは、互
いに等しい大きさをもち、かつ、第６図に示すように、
被測定磁界Hexに対して一方は同方向で他方は逆方向と
なっている。The current i (= ib + ic) supplied from the current sources 3 and 4 to each of the carrier coils 2a and 2b causes the vector of the applied magnetic field Hm (Hm = Hb + Hc) induced in the core 1a and the current induced in the core 1b. The vector of the applied magnetic field Hm (Hm = Hb + Hc) has the same magnitude as each other, and as shown in FIG.
One is in the same direction and the other is in the opposite direction to the measured magnetic field Hex.

センスコイル5a、5bの各一端は接地され、両他端は個
別に検波回路6a、6bに入力されて直流化され、検波回路
6a、6bで検波された信号電圧は差動増幅回路７で差動増
幅され、ローパスフィルタ８で残留キャリア波成分など
の高周波成分をカットして出力される。One end of each of the sense coils 5a and 5b is grounded, and the other ends are individually input to the detection circuits 6a and 6b to be converted to DC, and the detection circuits
The signal voltages detected by 6a and 6b are differentially amplified by the differential amplifier circuit 7, and are output by the low-pass filter 8 after cutting off high-frequency components such as residual carrier wave components.

以下、この電流センサの作動原理を詳細に説明する。 Hereinafter, the operation principle of the current sensor will be described in detail.

キャリア電流源３及びバイアス電流源４から供給され
る電流ｉにより、キャリアコイル2a、2bに、それぞれ絶
対値が等しい印加磁界Hm（＝Hc＋Hb）が個別に誘起され
る。なお、Hbは直流バイアス電流ibにより誘起されるバ
イアス磁界、Hcはキャリア電流icにより誘起されるキャ
リア磁界である。上述のように、キャリアコイル2aの磁
界Hmのベクトルと、キャリアコイル2bの磁界Hmのベクト
ルとは、被測定磁界Hexに対し一方は同方向で他方は逆
方向となっている。したがって、芯材1aにおいて被測定
磁界Hexが磁界H1を強める場合には、芯材1bにおいて被
測定磁界Hexは磁界H2を弱める。The applied magnetic fields Hm (= Hc + Hb) having the same absolute value are individually induced in the carrier coils 2a and 2b by the current i supplied from the carrier current source 3 and the bias current source 4. Hb is a bias magnetic field induced by the DC bias current ib, and Hc is a carrier magnetic field induced by the carrier current ic. As described above, one of the vector of the magnetic field Hm of the carrier coil 2a and the vector of the magnetic field Hm of the carrier coil 2b are in the same direction with respect to the measured magnetic field Hex, and the other is in the opposite direction. Therefore, when the measured magnetic field Hex increases the magnetic field H1 in the core 1a, the measured magnetic field Hex weakens the magnetic field H2 in the core 1b.

各センスコイル5a、5bに誘起される二次電圧をV2a、V
2b、センスコイル5aの相互インダクタンスをMa、センス
コイル5bの相互インダクタンスをMb、芯材1a、1bを貫通
する被測定磁界Hexの磁束をΦｘ、センスコイルの巻回
ターン数をN2とすれば、 V2a＝−Ma・di/dt−N2・ｄΦx/dt Ma＝Mo＋ΔMaとすれば、 V2a＝−（Mo＋ΔMa）・di/dt−N2・ｄΦx/dt V2b＝−Mb・di/dt−N2・ｄΦx/dt Mb＝Mo＋ΔMbとすれば、 V2a＝−（Mo＋ΔMb）・di/dt−N2・ｄΦx/dt なお、Moは相互インダクタンスＭの一定成分値、ΔMb
は相互インダクタンスＭの変動成分値、N2・ｄΦx/dtは
被測定磁界Hexの変化により誘導される電圧である。The secondary voltages induced in each of the sense coils 5a, 5b are represented by V2a, V2
2b, the mutual inductance of the sense coil 5a is Ma, the mutual inductance of the sense coil 5b is Mb, the magnetic flux of the magnetic field to be measured Hex penetrating the cores 1a and 1b is Φx, and the number of turns of the sense coil is N2. V2a = −Ma · di / dt−N2 · dΦx / dt If Ma = Mo + ΔMa, V2a = − (Mo + ΔMa) · di / dt−N2 · dΦx / dt V2b = −Mb · di / dt−N2 · dΦx / Assuming that dt Mb = Mo + ΔMb, V2a = − (Mo + ΔMb) · di / dt−N2 · dΦx / dt where Mo is a constant component value of the mutual inductance M, ΔMb
Is a variable component value of the mutual inductance M, and N2 · dΦx / dt is a voltage induced by a change in the measured magnetic field Hex.

したがって、検波回路6a、6bを無視して考えれば、差
動増幅回路７の出力電圧Voは、 Vo＝ｆ・（V2a−V2b）＝−（ΔMa−ΔMb）となる。ｆは
比例定数である。Therefore, when the detection circuits 6a and 6b are ignored and considered, the output voltage Vo of the differential amplifier circuit 7 is Vo = f · (V2a−V2b) = − (ΔMa−ΔMb). f is a proportionality constant.

すなわち、出力電圧Voは、各相互インダクタンスMa、
Mbの変化分ΔMaとΔMbとの差に比例し、上述したように
被測定磁界Hexの変化に対してΔMaとΔMbとの符号は逆
となるので、出力電圧Voはほぼ相互インダクタンスMa、
Mbの変化分ΔMaとΔMbの絶対値の和にほぼ比例する。That is, the output voltage Vo is determined by each mutual inductance Ma,
Since the sign of ΔMa and ΔMb is opposite to the change of the measured magnetic field Hex as described above, the output voltage Vo is substantially equal to the mutual inductance Ma,
It is almost proportional to the sum of the absolute values of the variation ΔMa and ΔMb of Mb.

更に、相互インダクタンスMaの変化分ΔMaは芯材1aの
比透磁率μａの変化にほぼ比例し、比透磁率μａの変化
は、第７図に示す芯材1a、1bの特性図からわかるよう
に、所定の磁界範囲において全磁界H1の変化にほぼ比例
する。同様に、相互インダクタンスMbの変化分ΔMbは芯
材1bの比透磁率μｂの変化にほぼ比例し、比透磁率μｂ
の変化は、全磁界H2の変化にほぼ比例する。Further, the change ΔMa in the mutual inductance Ma is almost proportional to the change in the relative magnetic permeability μa of the core 1a, and the change in the relative magnetic permeability μa can be understood from the characteristic diagram of the cores 1a and 1b shown in FIG. , Is substantially proportional to the change in the total magnetic field H1 in a predetermined magnetic field range. Similarly, the change ΔMb in the mutual inductance Mb is almost proportional to the change in the relative permeability μb of the core 1b, and the relative permeability μb
Is approximately proportional to the change in the total magnetic field H2.

結局、出力電圧Voは、芯材1aの全磁界H1と芯材1aの全
磁界H2との差に比例し、 H1＝Hb＋Hc＋Hex H2＝Hb＋Hc−Hex であるから、 Voは（H1−H2）にほぼ比例し、（H1−H2）はHexにほ
ぼ比例する。After all, the output voltage Vo is proportional to the difference between the total magnetic field H1 of the core 1a and the total magnetic field H2 of the core 1a, and H1 = Hb + Hc + Hex H2 = Hb + Hc−Hex. (H1−H2) is approximately proportional to Hex.

すなわち、芯材1aでは印加磁界Hm＝（Hb＋Hc）と被測
定磁界Hexとが互いに加算されて強くなり、強くなった
分だけ相互インダクタンスMaが減少して、２次電圧V2a
が低下する。That is, in the core material 1a, the applied magnetic field Hm = (Hb + Hc) and the magnetic field to be measured Hex are added to each other and become stronger, and the mutual inductance Ma is reduced by the increased strength, so that the secondary voltage V2a
Decrease.

一方、芯材1bでは印加磁界Hm＝（Hb＋Hc）と被測定磁
界Hexとが打消しあって弱くなり、弱くなった分だけ相
互インダクタンスMaが増加して、２次電圧V2bが減る出
力電圧V2bが増加する。On the other hand, in the core material 1b, the applied magnetic field Hm = (Hb + Hc) and the magnetic field to be measured Hex cancel each other and become weaker, and the mutual inductance Ma increases as much as the weakened, and the output voltage V2b in which the secondary voltage V2b decreases is reduced. To increase.

その結果、出力電圧Voは、被測定磁界Hexの変化にぼ
ぼ比例し、被測定磁界Hexは被測定電流ｉに比例するの
で、出力電圧Voは、被測定電流ｉにほぼ比例する。As a result, the output voltage Vo is almost proportional to the change in the measured magnetic field Hex, and the measured magnetic field Hex is proportional to the measured current i. Therefore, the output voltage Vo is substantially proportional to the measured current i.

更に、出力電圧Voには直流バイアス磁界Hb及びキャリ
ア磁界Hcは差動増幅回路７において同相成分であるので
キャンセルされ、被測定磁界Hexが０の時には出力電圧V
oは基底レベルとなる。Further, the DC bias magnetic field Hb and the carrier magnetic field Hc of the output voltage Vo are canceled out because they are in-phase components in the differential amplifier circuit 7, and when the measured magnetic field Hex is 0, the output voltage V
o is the base level.

次に、第８図を参照して磁気シールド体９の作用を定
性的に説明する。Next, the operation of the magnetic shield 9 will be qualitatively described with reference to FIG.

第８図では、電流iaの上下に芯材1a、1bを設け、更に
磁気シールド体９がこれらを囲んでいる。電流iaに平行
に流れる電流ibが誘起する磁束Φｂの大部分はアモルフ
ァス磁性材料からなる磁気シールド体９を通り、その分
だけ芯材1a、1bを貫通する磁束が減少する。In FIG. 8, cores 1a and 1b are provided above and below the current ia, and a magnetic shield 9 surrounds them. Most of the magnetic flux Φb induced by the current ib flowing in parallel to the current ia passes through the magnetic shield 9 made of an amorphous magnetic material, and the magnetic flux penetrating the cores 1a and 1b is reduced by that much.

一方、被測定電流iaがその周囲に誘起する磁束（図示
せず）もまた、磁気シールド体９に吸収され、その分だ
け芯材1a、1bを貫通する磁束が減少する。On the other hand, the magnetic flux (not shown) induced around the current ia to be measured is also absorbed by the magnetic shield 9, and the magnetic flux penetrating through the core members 1a and 1b is reduced by that much.

したがって、電流ibによって生じる外部磁界が芯材1
a、1bの透磁率を変調する度合と、電流iaによって生じ
る信号磁界が芯材1a、1bの透磁率を変調する度合とは、
それぞれ減少する。Therefore, the external magnetic field generated by the current ib
a, the degree of modulating the magnetic permeability of 1b, and the degree that the signal magnetic field generated by the current ia modulates the magnetic permeability of the core materials 1a, 1b,
Decrease respectively.

電流iaと電流ibとを別々に流して第１図の電流センサ
により実験したところ、ia＝ib＝300A、iaとibとの間隔
を5cmとした場合、磁気シールド体９が無い場合には、
出力電圧Vo（第４図参照）におけるia成分とib成分との
比率は1:0.04であった。そして、磁気シールド体９があ
る場合には、出力電圧Voにおけるia成分とib成分との比
率は1:0.003であった。When the current ia and the current ib were separately passed and an experiment was performed using the current sensor shown in FIG. 1, when ia = ib = 300 A, the interval between ia and ib was 5 cm, and when the magnetic shield 9 was not provided,
The ratio between the ia component and the ib component in the output voltage Vo (see FIG. 4) was 1: 0.04. When the magnetic shield 9 was provided, the ratio between the ia component and the ib component in the output voltage Vo was 1: 0.003.

すなわち、磁気シールド体９を設けることによって、
SN比を格段に改善できることがわかった。That is, by providing the magnetic shield body 9,
It was found that the SN ratio could be significantly improved.

従来、電流が流れる被測定導体がその周囲に作る誘導
磁界を媒介として非接触に上記電流を測定する場合、ホ
ール素子のような磁界検出素子に上記誘導磁界を集中す
る集磁コアを設けることは考えられても、磁界検出素子
を貫通する誘導磁界を減殺するような磁気シールド体を
設けるなどということは考えられたことはなかった。本
発明者らは、このような一般常識に反して磁気シールド
体９を設けたところ、信号の絶対レベルは低下するもの
のSN比は格段に向上することを発見したものである。Conventionally, when the current to be measured is measured in a non-contact manner through an induced magnetic field generated by a conductor to be measured around which a current flows, providing a magnetic flux collecting core for concentrating the induced magnetic field on a magnetic field detecting element such as a Hall element is not preferable. Even so, it has never been considered to provide a magnetic shield for reducing the induced magnetic field penetrating the magnetic field detecting element. The present inventors have found that when the magnetic shield body 9 is provided contrary to such general common sense, the signal-to-noise level is reduced but the S / N ratio is significantly improved.

以下、他の実施例を説明する。 Hereinafter, another embodiment will be described.

（第２実施例） この実施例の電流センサは、第９図に示すように、一
対の芯材1a、1b、キャリアコイル2a、2b、搬送電流源
３、バイアス電流源４、センスコイル5a、5b、差動増幅
回路７、バンドパスフィルタ80、検波（整流）回路６、
ローパスフィルタ８と、第１実施例と同じ回路基板８及
び磁気シールド体９とからなる。(Second Embodiment) As shown in FIG. 9, the current sensor of this embodiment has a pair of cores 1a and 1b, carrier coils 2a and 2b, a carrier current source 3, a bias current source 4, a sense coil 5a, 5b, differential amplifier circuit 7, band-pass filter 80, detection (rectification) circuit 6,
It comprises a low-pass filter 8, a circuit board 8 and a magnetic shield 9 as in the first embodiment.

この電流センサは、第１図の電流センサに比較して、
差動増幅した後で検波（整流）する点、及び、差動増幅
回路７から出力されるAM変調電圧を検波前に搬送周波数
を通過中心周波数とするバンドパスフィルタ80を通過さ
せる点が異なっている。This current sensor is different from the current sensor of FIG.
The difference is that detection (rectification) is performed after differential amplification, and that the AM modulation voltage output from the differential amplifier circuit 7 passes through a band-pass filter 80 having a carrier frequency as a center frequency before detection before detection. I have.

このようにすれば、差動増幅前の回路処理を減らし、
かつ、必要なAM変調帯域だけを検波できるので、SN比を
改善することができる。This reduces the circuit processing before differential amplification,
In addition, since only the necessary AM modulation band can be detected, the SN ratio can be improved.

（第３実施例） この実施例の電流センサは、第10図に示すように、第
９図の電流センサに負帰還用の反転増幅回路79を付加し
たものである。増幅率がｍ（ｍ＜１）である反転増幅回
路79はローパスフィルタ８から出力された信号電圧をキ
ャリアコイル2a、2bに負帰還して、この電流センサの直
線性を改善している。(Third Embodiment) As shown in FIG. 10, the current sensor of this embodiment is obtained by adding an inverting amplifier circuit 79 for negative feedback to the current sensor of FIG. An inverting amplifier 79 having an amplification factor m (m <1) negatively feeds back the signal voltage output from the low-pass filter 8 to the carrier coils 2a and 2b, thereby improving the linearity of the current sensor.

なお、第11図に示すように、芯材1a、2aに専用の負帰
還コイル9a、9bを巻回し、これら負帰還コイル9a、9bを
直列接続し、差動増幅器７の出力電流を負帰還されても
よい。As shown in FIG. 11, dedicated negative feedback coils 9a and 9b are wound around the core members 1a and 2a, these negative feedback coils 9a and 9b are connected in series, and the output current of the differential amplifier 7 is negatively fed back. May be done.

（第４実施例） 本実施例の電流センサは、第１実施例の回路部分を第
12図に示すように、２磁心マルチバイブレータ型式の回
路に置換したものであって、一対の芯材10a、10bに個別
に負荷コイル20a、20bを巻回し、この負荷コイル20a、2
0bをコレクタ負荷とする無安定マルチバイブレータＭの
各エミッタ電圧Ve1、Ve2を、それぞれRCローパスフィル
タLPF1、LPF2で平滑化した後、差動増幅回路OPEで差動
増幅している。更に、芯材10a、10bにそれぞれ負帰還コ
イル（図示せず）を巻回し、差動増幅出力Vdを帰還抵抗
Rfを介して帰還してセンサの直線性を改善している。な
お、Ｅは高位電源、R1、Vrはエミッタ抵抗である。Fourth Embodiment A current sensor according to the present embodiment includes a circuit
As shown in FIG. 12, the circuit is replaced with a two-core multivibrator type circuit, and load coils 20a and 20b are individually wound around a pair of core members 10a and 10b.
The emitter voltages Ve1 and Ve2 of the astable multivibrator M having 0b as a collector load are smoothed by RC low-pass filters LPF1 and LPF2, respectively, and then differentially amplified by a differential amplifier OPE. Further, a negative feedback coil (not shown) is wound around each of the core members 10a and 10b, and the differential amplified output Vd is fed back to the feedback resistor.
Feedback via Rf improves the linearity of the sensor. E is a high-order power supply, and R1 and Vr are emitter resistors.

この電流センサの測定原理を、以下に説明する。 The measurement principle of this current sensor will be described below.

無安定マルチバイブレータＭから負荷コイル20a、20b
に通電される電流I1、I2により、芯材10a、10bに互いに
等しいキャリア磁界Hmが誘起される。被測定磁界Hexと
すると、芯材10aを貫通する磁界H1がHm＋Hex、芯材10b
を貫通する磁界H2がHm−Hexとなるように、この芯材10
a、10bを被測定磁界Hex中に配置する。このようにすれ
ば、被測定磁界Hexが増加すると、磁界H1は増加し、磁
界H2は減少する。Load coils 20a, 20b from astable multivibrator M
Carrier magnetic fields Hm that are equal to each other are induced in the core members 10a and 10b by the currents I1 and I2 applied to the core members 10a and 10b. Assuming that the magnetic field to be measured is Hex, the magnetic field H1 penetrating the core 10a is Hm + Hex, and the core 10b
So that the magnetic field H2 penetrating through the core material 10 becomes Hm-Hex.
a and 10b are arranged in the magnetic field to be measured Hex. In this way, when the measured magnetic field Hex increases, the magnetic field H1 increases and the magnetic field H2 decreases.

磁界H1が増加すれば芯材10aは磁気飽和に近付くので
その自己インダクタンスは減少し、磁界H2が減少すれば
芯材10bは磁気飽和から遠ざかるのでその自己インダク
タンスは増加し、その結果、各自己インダクタンスに比
例したエミッタ電圧Ve1、Ve2が２つのエミッタ抵抗RLの
両端に生じ、この電圧差は平滑化された後で差動増幅回
路OPEで差動増幅されて出力される。When the magnetic field H1 increases, the core material 10a approaches magnetic saturation, so that its self-inductance decreases.When the magnetic field H2 decreases, the core material 10b moves away from magnetic saturation, so that its self-inductance increases. Are generated at both ends of the two emitter resistors RL. This voltage difference is smoothed and then differentially amplified by the differential amplifier circuit OPE to be output.

すなわち、被測定磁界Hexの大きさにより、各芯材10
a、10bの動作点はそれらのＢ−Ｈカーブ上で互いに逆方
向に移動し、各負荷コイル20a、20bの平均インダクタン
ス（線形化インダクタンス）に差が生じ、このインダク
タンス差にほぼ比例する差動増幅回路OPEの出力電圧に
より、被測定電流を測定している。That is, depending on the magnitude of the magnetic field to be measured Hex, each core material 10
The operating points a and 10b move in the directions opposite to each other on the BH curve, causing a difference in the average inductance (linearized inductance) of each of the load coils 20a and 20b. The measured current is measured by the output voltage of the amplifier circuit OPE.

（第５実施例） 本実施例の電流センサは、第13図に示すように、導体
挿通孔81aを残して磁気シールド体９中にエポキシ樹脂1
9を充填したものである。この種の電流センサでは、銅
バー10に対して芯材1a、1B及び磁気シールド体９がたと
え微小でも変位すると大きな誤差が生じる。この実施例
では導体挿通孔81aの奥行が深いので、銅バー10が挿通
された電流センサを揺動又は振動しにくくすることがで
き、芯材1a、1bと銅バー10と磁気シールド体９との各相
対距離の変化を防止し、誤差を生じにくくできる。ま
た、内蔵する各種部品やコイルなどを保護することがで
きる。(Fifth Embodiment) As shown in FIG. 13, the current sensor of this embodiment has an epoxy resin 1 in a magnetic shield 9 except for a conductor insertion hole 81a.
9 filled. In this type of current sensor, a large error occurs when the core members 1a and 1B and the magnetic shield 9 are displaced from the copper bar 10 even if they are minute. In this embodiment, since the depth of the conductor insertion hole 81a is large, the current sensor into which the copper bar 10 is inserted can be made difficult to swing or vibrate, and the core members 1a and 1b, the copper bar 10, the magnetic shield body 9, Can be prevented from changing, and errors can hardly occur. Further, it is possible to protect various components and coils incorporated therein.

なおこの場合、回路基板８を開口して回路基板８の両
側の樹脂19を一体化すると、より耐振性が改善される。In this case, when the circuit board 8 is opened and the resin 19 on both sides of the circuit board 8 is integrated, the vibration resistance is further improved.

（第６実施例） 本実施例の電流センサは、第14図に示すように、導体
挿通孔81b、81cをもつ樹脂蓋82、83を磁気シールド体９
に嵌入したものである。この実施例でも、第５実施例と
同様の効果を奏することができる。Sixth Embodiment As shown in FIG. 14, the current sensor according to the present embodiment includes a resin cover 82, 83 having conductor insertion holes 81b, 81c, and a magnetic shield 9
It fits in. In this embodiment, the same effects as in the fifth embodiment can be obtained.

（第７実施例） 本実施例の電流センサは、第15図に示すように、モー
ルドされるエポキシ樹脂19中に短い銅バー10zを埋め込
んだものであり、被測定電流が流れる銅バー10dはボル
トによりこの銅バー10zに接続される。(Seventh Embodiment) As shown in FIG. 15, the current sensor of the present embodiment has a short copper bar 10z embedded in an epoxy resin 19 to be molded. It is connected to this copper bar 10z by bolts.

このようにすれば、センスコイル5a、5b（第４図参
照）に最も大きな磁気的影響を与える銅バー10zと芯材1
a、1bとの相対位置関係を予め完全固定することができ
るので、振動などによって生じる上述の相対変位に起因
する誤差を大幅に低減することが可能となる。By doing so, the copper bar 10z and the core 1 that exert the greatest magnetic influence on the sense coils 5a and 5b (see FIG. 4)
Since the relative positional relationship between a and 1b can be completely fixed in advance, it is possible to greatly reduce an error caused by the above-described relative displacement caused by vibration or the like.

（第８実施例） 本実施例の電流センサは、第16図に示すように、回路
基板8eの導体挿通孔82を角溝形とし、磁気シールド体9
c、9dを二つ割りとしたものである。この実施例では予
め配線された銅バー10dに回路基板8eを取付け、その
後、磁気シールド体9c、9dを回路基板8eに被せて接着し
ている。このようにすれば、予め配線された銅バー10d
に電流センサを取付けることができる。なお、磁気シー
ルド体9c、9dの対面する先端部の間に、通電方向に伸び
る狭隙89が形成されている。Eighth Embodiment As shown in FIG. 16, the current sensor of this embodiment has a conductor insertion hole 82 of a circuit board 8e having a square groove shape, and a magnetic shield 9
c and 9d are divided into two. In this embodiment, a circuit board 8e is attached to a copper bar 10d which has been wired in advance, and then magnetic shields 9c and 9d are put on and adhered to the circuit board 8e. In this way, the pre-wired copper bar 10d
The current sensor can be attached to the. It should be noted that a narrow gap 89 extending in the direction of electric current is formed between the facing end portions of the magnetic shields 9c and 9d.

また、本実施例によれば、第17図に示すように芯材1
a、1bに対する銅バー10dの電流iaの磁気的影響を殆ど低
下させることなく、隣接する銅バー10eの電流ibによる
芯材1a、1bに対する磁気的影響を低減することができ
る。すなわち、第17図の磁束分布図に示すように、電流
ibによる磁束Φｂはほとんど全て第一実施例の場合と同
様に磁気シールド体9c、9dを流れる。それに反して、電
流iaによる磁束に対して、磁気シールド体9c、9dは閉磁
路とならず、ギャップ幅2dにより、磁気シールド体9c、
9dを流れる電流iaによる磁束が例えば数千分の一に激減
するので、それだけ磁気シールド体9c、9dの飽和を防止
できることができ、磁気シールド体9c、9dを薄肉化（例
えばフィルム化）することが可能となる。なお、磁気シ
ールド体9c、9dの飽和防止は前述したように芯材1a、1b
への非線形の磁気的影響を低減する点で非常に重要であ
る。Further, according to the present embodiment, as shown in FIG.
The magnetic influence of the current ib of the adjacent copper bar 10e on the core members 1a and 1b can be reduced without substantially reducing the magnetic influence of the current ia of the copper bar 10d on a and 1b. That is, as shown in the magnetic flux distribution diagram of FIG.
Almost all the magnetic flux Φb due to ib flows through the magnetic shields 9c and 9d as in the case of the first embodiment. On the other hand, the magnetic shields 9c and 9d do not become a closed magnetic path for the magnetic flux due to the current ia, and the gap width 2d causes the magnetic shields 9c and 9d to be closed.
Since the magnetic flux due to the current ia flowing through 9d is drastically reduced to, for example, several thousandths, the saturation of the magnetic shields 9c and 9d can be prevented accordingly, and the thickness of the magnetic shields 9c and 9d is reduced (for example, into a film). Becomes possible. The saturation of the magnetic shields 9c and 9d is prevented by the cores 1a and 1b as described above.
Is very important in reducing non-linear magnetic effects on

なおこの実施例で大事なことは、電流ibによる磁束Φ
ｂの方向と直角方向に伸びる磁気シールド体の表面に狭
隙89を設けることにより、狭隙89が磁束Φｂを切断しな
いことである。ただ、第18図に示すように、狭隙89が一
個の場合はどこに設けても有効である。What is important in this embodiment is that the magnetic flux Φ due to the current ib
By providing the narrow gap 89 on the surface of the magnetic shield extending in the direction perpendicular to the direction b, the narrow gap 89 does not cut off the magnetic flux Φb. However, as shown in FIG. 18, if there is only one narrow gap 89, it is effective to provide it anywhere.

（第９実施例） 本実施例の電流センサは、第19図に示すように、平行
に流れる３相電流ia、ib、icに対して、芯材1a〜1fの軸
心をそれぞれ、隣接する電流による磁界方向と直角にな
るように配置したものである。もちろん芯材1a〜1fには
第１実施例と同様にキャリアコイル及びセンスコイル
（図示せず）が巻装されており、３組の回路部分（それ
ぞれキャリア電流源及び差動増巾回路部を含む）により
各電流値が測定される。Ninth Embodiment As shown in FIG. 19, in the current sensor of the present embodiment, the axes of the cores 1a to 1f are adjacent to the three-phase currents ia, ib, and ic flowing in parallel, respectively. They are arranged so as to be perpendicular to the direction of the magnetic field caused by the current. Of course, a carrier coil and a sense coil (not shown) are wound around the core members 1a to 1f as in the first embodiment, and three sets of circuit parts (the carrier current source and the differential amplifier circuit part, respectively) are provided. ) Is measured for each current value.

このようにすれば、芯材1a〜1fを貫通する外部磁界
は、芯材1a〜1fをそれらの軸心と直角の方向に貫通し、
センスコイル（図示せず）の一部のターンとしか鎖交し
ない。それに対し、芯材1a〜1fを貫通する測定すべき被
測定磁界は、芯材1a〜1fをそれらの軸心方向に貫通しセ
ンスコイル（図示せず）の各ターンのぼほ全部と鎖交す
る。したがって、各センスコイルに誘導される誘導電圧
のSN比は大幅に改善される。In this way, the external magnetic field penetrating the cores 1a to 1f penetrates the cores 1a to 1f in a direction perpendicular to their axes,
Only a part of turns of the sense coil (not shown) is linked. On the other hand, the magnetic field to be measured penetrating the cores 1a to 1f penetrates the cores 1a to 1f in the axial direction thereof and interlinks with almost all of the turns of the sense coil (not shown). I do. Therefore, the S / N ratio of the induced voltage induced in each sense coil is greatly improved.

もちろん、この実施例では平行に２本または４本以上
の被測定導体が配設される場合にも有効である。Of course, this embodiment is also effective when two or four or more conductors to be measured are arranged in parallel.

（第10実施例） 本実施例は応用上重要な３相電流センサの改良に関す
るものであり、第20図に示すように、３個の電流センサ
7a、7b、7cを通電方向（図中上下方向）と直角の方向に
一列に配設したものである。このようにすれば、各芯材
は外部磁界に対して二重に磁気シールドされるので、更
に一層SN比を改善することができる。もちろん、２相ま
たは４相の場合でも各電流センサを通電方向と直角方向
に伸びる面上に配列することにより同様の効果を得るこ
とができる。(Tenth Embodiment) The present embodiment relates to an improvement of a three-phase current sensor which is important in application. As shown in FIG.
7a, 7b, and 7c are arranged in a line in a direction perpendicular to the direction of conduction (vertical direction in the figure). In this way, since each core is magnetically shielded doubly against the external magnetic field, the S / N ratio can be further improved. Of course, even in the case of two-phase or four-phase, the same effect can be obtained by arranging the current sensors on a surface extending in a direction perpendicular to the direction of current flow.

もちろん、この実施例において３つの磁気シールド体
９にそれぞれ狭隙89（第17図参照）を設けることもで
き、また、各磁気シールド体９を一体に形成することも
可能である。Of course, in this embodiment, the three magnetic shields 9 can be provided with narrow gaps 89 (see FIG. 17), respectively, and the magnetic shields 9 can be formed integrally.

なお、３対のセンスコイルの出力電圧をマルチプレク
サを介して１個の差動増幅回路部に送り、１個の差動増
幅回路部で各対のセンスコイルの出力電圧を時間順次に
処理することもできる。The output voltages of the three pairs of sense coils are sent to one differential amplifier circuit section via a multiplexer, and the output voltages of each pair of sense coils are processed in time sequence by one differential amplifier circuit section. Can also.

また、３対の各キャリアコイルに供給するキャリア電
流を一個のキャリア電流源から並列あるいは直列に供給
することもできる。このように、多相電流センサにおい
て回路を共用すれば小形化、低消費電力化が可能とな
る。Further, the carrier current supplied to each of the three pairs of carrier coils can be supplied in parallel or in series from one carrier current source. As described above, if a circuit is shared in the multi-phase current sensor, the size and power consumption can be reduced.

更なる変形態様を以下に説明する。 Further modifications are described below.

上記各実施例では、芯材として一対のものを用いた
が、芯材を複数組設けてそれらを銅バー10の周囲に等間
隔に配置することもできる。In each of the above embodiments, a pair of core members is used. However, a plurality of core members may be provided and arranged at equal intervals around the copper bar 10.

磁気シールド体９は、各種形状のアモルファス磁性材
で構成することができる。アモルファス磁性材は保磁力
及びヒステリシスが小さいのでそれを原因として芯材1
a、1bに生じる非線形磁気変化が小さく、その結果、セ
ンスコイルに誘導されるノイズ成分が小さい。テープ状
のアモルファス磁性材を１回以上巻いて磁気シールド体
９を形成してもよく、針状のアモルファス磁性材が混入
した樹脂により磁気シールド体９を成型してもよい。The magnetic shield 9 can be made of various forms of amorphous magnetic material. Amorphous magnetic material has small coercive force and hysteresis,
Non-linear magnetic changes occurring in a and 1b are small, and as a result, noise components induced in the sense coil are small. The magnetic shield 9 may be formed by winding a tape-shaped amorphous magnetic material one or more times, or the magnetic shield 9 may be formed of a resin mixed with a needle-shaped amorphous magnetic material.

本発明の電流センサは磁界中における芯材1a、1bの透
磁率変化に基づいて電流を検出するものであるので、光
測定磁界あるいは外部磁界により磁気シールド体９の透
磁率変化（特に飽和）が生じると、SN比が劣化してしま
う。したがって、ヒステリシスカーブが小さく透磁率変
化が小さく飽和しにくい材料が最も好適である。Since the current sensor of the present invention detects a current based on a change in the magnetic permeability of the core members 1a and 1b in a magnetic field, a change in the magnetic permeability (particularly, saturation) of the magnetic shield 9 due to an optical measurement magnetic field or an external magnetic field. If this occurs, the SN ratio will deteriorate. Therefore, a material that has a small hysteresis curve and a small change in magnetic permeability and is unlikely to be saturated is most preferable.

以上に説明した各実施例の構成上の特徴を以下にまと
める。The structural features of each embodiment described above are summarized below.

（ａ）孔心から磁気シールド体９までの距離を、孔心か
ら各芯材までの距離の２倍以上に設定すれば、芯材1a、
1bに対する磁気シールド体９の磁気的影響が減り、SN比
が改善される。(A) If the distance from the core to the magnetic shield 9 is set to be at least twice the distance from the core to each core, the core 1a,
The magnetic influence of the magnetic shield 9 on 1b is reduced, and the SN ratio is improved.

（ｂ）キャリヤコイル2a、2bはセンスコイル5a、5bを兼
ねることができる。(B) The carrier coils 2a, 2b can also serve as the sense coils 5a, 5b.

（ｃ）磁気シールド体９をアモルファス磁性材で構成す
れば、その高い透磁率と小さいヒステリシスによりSN比
が改善される。(C) If the magnetic shield 9 is made of an amorphous magnetic material, the SN ratio is improved by its high magnetic permeability and small hysteresis.

（ｄ）磁気シールド体９を珪素鋼板で構成しても（ｃ）
と同様の効果を得ることができる。(D) Even if the magnetic shield 9 is made of a silicon steel plate, (c)
The same effect as described above can be obtained.

（ｅ）磁気シールド体９は、磁性芯材1a、1bから等距離
にある中心線を中心として鏡面対称形状をもつことが好
ましい。このようにすれば、磁性芯材1a、1bに対する磁
気シールド体９の磁気的影響が等しくなり相殺しやすく
なる。(E) The magnetic shield 9 preferably has a mirror-symmetrical shape about a center line equidistant from the magnetic cores 1a and 1b. In this way, the magnetic influence of the magnetic shield 9 on the magnetic cores 1a and 1b is equalized, and the magnetic shields 9 are easily offset.

（ｆ）回路基板８の外周縁を磁気シールド体９の内周面
に当接させると、回路基板８上の芯材1a、1bと磁気シー
ルド体９との相対変位を上記当接により規制することが
でき、誤差を低減することができる。(F) When the outer peripheral edge of the circuit board 8 is brought into contact with the inner peripheral surface of the magnetic shield 9, the relative displacement between the core members 1 a and 1 b on the circuit board 8 and the magnetic shield 9 is regulated by the contact. Error can be reduced.

（ｇ）磁気シールド体９を外殻として磁気シールド体９
内にモールド樹脂を充填すれば、磁気シールド体９がモ
ールドケースとなり、芯材1a、1b、センスコイル5a、5
b、キャリアコイル2a、2bと磁気シールド体９との相対
変位を防止して誤差の増大を防止し、その結果、耐振
性、耐湿性が向上する。(G) Magnetic shield body 9 with magnetic shield body 9 as outer shell
When the mold resin is filled in the inside, the magnetic shield body 9 becomes a mold case, and the core members 1a, 1b, the sense coils 5a, 5
b) The relative displacement between the carrier coils 2a and 2b and the magnetic shield 9 is prevented to prevent an increase in error, and as a result, vibration resistance and moisture resistance are improved.

［発明の効果］ 以上説明したように各発明の電流センサは、高透磁性
の磁気シールド体により両芯材及び導体挿通孔を囲覆し
ているので、外部磁界、特に隣接電流による外部磁界の
影響を排除し、優れたSN比を有する電流センサを実現す
ることができる。[Effects of the Invention] As described above, in the current sensors of the inventions, the core material and the conductor insertion hole are surrounded by the highly magnetically permeable magnetic shield, so that the influence of the external magnetic field, particularly, the external magnetic field due to the adjacent current. And a current sensor having an excellent SN ratio can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は本発明の電流センサの第１実施例を示す模式斜
視図、第２図はその正面図。第３図は第１図の電流セン
サの断面図、第４図は第１図の電流センサのブロック
図、第５図は芯材1a、ｂ近傍の拡大模式図、第６図は芯
材1a、1b中の磁界の方向を示す説明図、第７図は芯材1
a、1bのＢ−Ｈカーブ、第８図は外部磁界Φｂの分布
図、第９図は第２実施例を示すブロック図、第10図は第
３実施例を示すブロック図、第11図は第４実施例を示す
ブロック図である、第12図は第４実施例の電流センサを
示すブロック図、第13図は第５実施例を示す断面図、第
14図は第６実施例を示す断面図、第15図は第７実施例を
示す断面図、第16図は第８実施例を示す断面図、第17図
は第８実施例における磁束Φｂの分布図、第18図は第８
実施例の変形態様を示す磁束分布図、第19図は第９実施
例を示す磁束分布図、第20図は第10実施例を示す断面
図、第21図〜第23図は従来の電流センサを示す模式図で
ある。 1a、1b…芯材 2a、2b…キャリアコイル ３…キャリア電流源 ４…直流バイアス電流源 5a、5b…センスコイル ７…差動増幅回路 ８…回路基板 ９…磁気シールド体FIG. 1 is a schematic perspective view showing a first embodiment of the current sensor of the present invention, and FIG. 2 is a front view thereof. 3 is a cross-sectional view of the current sensor of FIG. 1, FIG. 4 is a block diagram of the current sensor of FIG. 1, FIG. 5 is an enlarged schematic diagram showing the vicinity of the cores 1a and b, and FIG. FIG. 7 is an explanatory view showing the direction of the magnetic field in FIG.
FIG. 8 is a distribution diagram of the external magnetic field Φb, FIG. 9 is a block diagram showing the second embodiment, FIG. 10 is a block diagram showing the third embodiment, and FIG. FIG. 12 is a block diagram showing a fourth embodiment, FIG. 12 is a block diagram showing a current sensor of a fourth embodiment, FIG. 13 is a sectional view showing a fifth embodiment,
14 is a sectional view showing the sixth embodiment, FIG. 15 is a sectional view showing the seventh embodiment, FIG. 16 is a sectional view showing the eighth embodiment, and FIG. 17 is a sectional view of the magnetic flux Φb in the eighth embodiment. Distribution map, Fig. 18 is 8
FIG. 19 is a magnetic flux distribution diagram showing a modification of the embodiment, FIG. 19 is a magnetic flux distribution diagram showing the ninth embodiment, FIG. 20 is a cross-sectional view showing the tenth embodiment, and FIGS. 21 to 23 are conventional current sensors. FIG. 1a, 1b: Core material 2a, 2b: Carrier coil 3: Carrier current source 4: DC bias current source 5a, 5b: Sense coil 7: Differential amplifier circuit 8: Circuit board 9: Magnetic shield

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 白木 久史 愛知県刈谷市豊田町２丁目１番地 株式 会社豊田自動織機製作所内 (56)参考文献 特開 平３−162688（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−1970（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−277976（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) G01R 15/18 G01R 19/00 - 19/32 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Hisashi Shiraki 2-1-1 Toyota-cho, Kariya-shi, Aichi Prefecture Inside Toyota Industries Corporation (56) References JP-A-3-162688 (JP, A) JP-A Sho 64-1970 (JP, A) JP-A-3-277976 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. ⁶ , DB name) G01R 15/18 G01R 19/00-19/32

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】高透磁性の芯材対を互いに被測定導体に対
して対称となるように配置し、 該各芯材にそれぞれ巻装されるキャリヤ磁界印加用のキ
ャリヤコイル及び芯材内磁束変化検出用のセンスコイル
と、 前記各キャリヤコイルに等しい大きさと等しい周波数と
をもつキャリア電流を供給し被測定磁界方向を基準とし
て互いに逆方向のキャリア磁界を前記各芯材に個別に発
生させるキャリヤ電流源と、 前記各センスコイルに誘導される各誘導電圧中のキャリ
ア電圧成分が互いに打消すように前記各二次電圧を差動
増幅する差動増幅回路部とを有し、前記芯材対および前
記各コイルを環状に囲覆する高透磁性の磁気シールド体
と、 を具備することを特徴とする電流センサ。1. A pair of cores having high magnetic permeability are arranged symmetrically with respect to a conductor to be measured, and a carrier coil for applying a carrier magnetic field and a magnetic flux in the core are wound around each core. A sense coil for detecting a change, and a carrier that supplies a carrier current having an equal magnitude and an equal frequency to each of the carrier coils, and individually generates carrier magnetic fields in the respective core members in mutually opposite directions with respect to the direction of the magnetic field to be measured. A current source; and a differential amplifier circuit section that differentially amplifies the respective secondary voltages so that carrier voltage components in the respective induced voltages induced in the respective sense coils cancel each other. And a highly magnetically permeable magnetic shield body surrounding each of the coils in a ring shape. 【請求項２】被測定導体が挿通される導体挿通孔を有す
る回路基板と、 前記導体挿通孔の孔心を中心として互いに180度対称と
なるように前記回路基板上に配設される高透磁性の芯材
対と、 該各芯材にそれぞれ巻装されるキャリヤ磁界印加用のキ
ャリヤコイル及び芯材内磁束変化検出用のセンスコイル
と、 前記各キャリヤコイルに等しい大きさと等しい周波数と
をもつキャリア電流を供給し被測定磁界方向を基準とし
て互いに逆方向のキャリア磁界を前記各芯材に個別に発
生させるキャリヤ電流源と、 前記各センスコイルに誘導される各誘導電圧中のキャリ
ア電圧成分が互いに打消すように前記各二次電圧を差動
増幅する差動増幅回路部と、 前記回路基板を環状に囲覆する高透磁性の磁気シールド
体と、 を具備することを特徴とする電流センサ。2. A circuit board having a conductor insertion hole through which a conductor to be measured is inserted, and a highly transparent board disposed on the circuit board so as to be symmetrical by 180 degrees with respect to a center of the hole of the conductor insertion hole. A magnetic core material pair, a carrier coil for applying a carrier magnetic field and a sense coil for detecting a magnetic flux change in the core material wound around each core material, and having a frequency equal to and equal to each of the carrier coils. A carrier current source that supplies a carrier current and individually generates carrier magnetic fields in opposite directions with respect to each other with respect to the magnetic field direction to be measured, and a carrier voltage component in each induced voltage induced in each of the sense coils. A current amplifier comprising: a differential amplifier circuit section that differentially amplifies the respective secondary voltages so as to cancel each other; and a highly magnetically permeable magnetic shield body that surrounds the circuit board in a ring shape. Support.