JP2889303B2

JP2889303B2 - インバータ装置

Info

Publication number: JP2889303B2
Application number: JP2043339A
Authority: JP
Inventors: 稔前原
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1990-02-23
Filing date: 1990-02-23
Publication date: 1999-05-10
Anticipated expiration: 2014-05-10
Also published as: JPH03245774A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、商用交流電源を直流電圧に変換し、この直
流電圧をスイッチング素子のオン・オフによりスイッチ
ングして負荷に供給するインバータ装置に関するもので
ある。

［従来の技術］従来例１第７図は従来の一般的なインバータ装置（特開昭60−
134776号公報参照）の回路図である。交流電源Vsの交流
電圧は、ACフィルタＦを介してダイオードD₃〜D₆よりな
るダイオードブリッジ回路にて全波整流され、平滑用の
コンデンサC₀にて平滑されて、直流電圧となる。コンデ
ンサC₀の両端には、トランジスタQ₁,Q₂の直列回路が並
列的に接続されている。各トランジスタQ₁,Q₂には、ダ
イオードD₁,D₂が逆並列接続されている。トランジスタQ
₁の両端には、コンデンサC₁とインダクタL₂を介して放
電灯laが接続されている。放電灯laの非電源側には、コ
ンデンサC₃が並列接続されている。トランジスタQ₁,Q₂
は高速度で交互にオンオフするように駆動される。ま
ず、トランジスタQ₁がオン状態でトランジスタQ₂がオフ
状態であるときには、コンデンサC₁からトランジスタQ₁
を介して放電灯laに一方向に電流が流れる。次に、トラ
ンジスタQ₁がオフ状態でトランジスタQ₂がオン状態であ
るときには、コンデンサC₀からコンデンサC₁、放電灯l
a、インダクタL₂、トランジスタQ₂を介して逆方向に電
流が流れる。したがって、放電灯laには高周波電力が供
給されるものである。以上によりハーフブリッジ式のイ
ンバータ回路が構成されている。

この回路では、トランジスタQ₂がチョッパー回路のス
イッチイング素子を兼用している。まず、トランジスタ
Q₂がオンされると、ダイオードブリッジの直流出力端を
インダクタL₁で短絡することになる。これにより、イン
ダクタL₁に流れる電流は、ダイオードブリッジの直流出
力電圧の大きさに比例した傾きで増加し、インダクタL₁
にエネルギーが蓄えられて行く。次に、トランジスタQ₂
がオフされると、インダクタL₁のエネルギーは放出さ
れ、ダイオードD₁を介してコンデンサC₀を充電する。こ
のとき、コンデンサC₀には、ダイオードブリッジの直流
出力電圧にインダクタL₁の両端に生じる電圧を加えた電
圧が充電されるので、コンデンサC₀には交流電源Vsのピ
ーク値よりも高い直流電圧を得ることができる。また、
従来例１に比べると、コンデンサC₀に充電電流が流れて
いる期間が長いので、コンデンサC₀の電圧は、より平滑
化される。

従来例２第８図は従来の他のインバータ装置（特願平１−6446
5号参照）の回路図である。以下、その回路構成につい
て説明する。トランジスタQ₁,₂はバイポーラ型のトラン
ジスタよりなる。トランジスタQ₁のエミッタは、トラン
ジスタQ₂のコレクタに接続されている。トランジスタ
Q₁,Q₂のコレクタ及びエミッタには、ダイオードD₁,D₂の
カソード及びアノードが夫々接続されている。トランジ
スタQ₁のコレクタにはダイオードD₃のカソードが接続さ
れ、ダイオードD₃のアノードはダイオードD₄のカソード
に接続され、ダイオードD₄のアノードはトランジスタQ₂
のエミッタに接続されている。トランジスタQ₁のコレク
タには、コンデンサC₀₁の一端が接続され、コンデンサC
₀₁の他端はコンデンサC₀₂の一端に接続され、コンデン
サC₀₂の他端はトランジスタQ₂のエミッタに接続されて
いる。トランジスタQ₁,Q₂の接続点とコンデンサC₀₁,C₀₂
の接続点の間には、負荷回路が接続されている。負荷回
路としては、放電灯laにコンデンサC₃を並列接続し、イ
ンダクタL₂を直列接続した放電灯点灯回路が接続され
る。トランジスタQ₁,Q₂の接続点は、ACフィルタＦを介
して交流電源Vsの一端に接続されている。ダイオード
D₃,D₄の接続点は、インダクタL₁とACフィルタＦを介し
て交流電源Vsの他端に接続されている。

第９図は上記回路の動作波形図である。

以下、その動作について説明する。交流電源Vsが正の
半サイクルにあるときに、トランジスタQ₁がオンする
と、インダクタL₁、ダイオードD₃、トランジスタQ₁を通
る経路で交流電源VsからインダクタL₁に電流が流れ、イ
ンダクタL₁の電流は入力交流電圧Vinの瞬時値に比例し
た傾きで増加して行き、インダクタL₁にエネルギーが蓄
積される。そして、トランジスタQ₁がオフすると、イン
ダクタL₁のエネルギーはダイオードD₃、コンデンサC₀₁,
C₀₂、ダイオードD₂を通る経路で放出され、コンデンサC
₀₁,C₀₂を充電する。そして、交流電源Vsの正の半サイク
ルの間は、上記過程を繰り返すことで、インダクタL₁に
流れる電流の包絡線を正の期間について正弦波状とする
ことができる。

次に、交流電源Vsの負の半サイクルでは、トランジス
タQ₂がオンすると、トランジスタQ₂、ダイオードD₄、イ
ンダクタL₁を通る経路で交流電源VsからインダクタL₁に
電流が流れる。インダクタL₁に流れる電流は、入力交流
電圧Vinの瞬時値に比例した傾きで、正の半サイクルの
ときとは反対方向に増大して行き、インダクタL₁にエネ
ルギーが蓄積される。トランジスタQ₂がオフすると、イ
ンダクタL₁のエネルギーはダイオードD₁、コンデンサC
₀₁,C₀₂、ダイオードD₄を通る経路で放出され、コンデン
サC₀₁,C₀₂が充電される。そして、交流電源Vsの負の半
サイクルの間、上記過程を繰り返すことで、インダクタ
L₁に流れる電流の包絡線を負の期間についても正弦波状
とすることができる。また、トランジスタQ₁,Q₂が交互
にオン・オフすることで、負荷回路には高周波の電圧Ｖ
が印加される。

上記の回路では、トランジスタQ₁,Q₂を高速で交互に
オン・オフさせることで、交流電源Vsの正負の半サイク
ルに同期して交流的にチョッパー動作を行わせることが
できる。そして、前段にACフィルタＦを挿入すること
で、入力電流を連続的にすることができ、入力電流の歪
率を小さくすることができる。また、このときの入力電
流は、ほぼ入力電圧と同相の正弦波状にすることがで
き、入力力率はほぼ１となる。

従来例３第８図に示す回路は、第10図の動作波形図に示すよう
に動作させることもできる。この第10図に示す動作例で
は、交流電源Vsが正の半サイクルのときには、トランジ
スタQ₁が高周波的にオン・オフ駆動され、トランジスタ
Q₂はオフ状態とされる。また、交流電源Vsが負の半サイ
クルのときには、トランジスタQ₂が高周波的にオン・オ
フ駆動され、トランジスタQ₁はオフ状態とされる。以
下、上記回路の動作について詳述する。

まず、交流電源Vsが正の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ₁がオンすると、インダクタL₁、ダイオードD₃、
トランジスタQ₁を通る経路で交流電源Vsからインダクタ
L₁に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加していく。このとき、コンデン
サC₀₁からトランジスタQ₁を介して負荷回路に電流が流
れる。次に、トランジスタQ₁がオフすると、インダクタ
L₁、ダイオードD₃、コンデンサC₀₁、負荷回路、交流電
源Vsを通る経路、並びに、インダクタL₁、ダイオード
D₃、コンデンサC₀₁,C₀₂、ダイオードD₂、交流電源Vsを
通る経路で、インダクタL₂のエネルギーが放出され、コ
ンデンサC₀₁及びC₀₂が充電される。

このように、交流電源Vsが正の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ₁がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子を兼ねるものであり、トラ
ンジスタQ₂は休止している。

次に、交流電源Vsが負の半サイクルのときに、トラン
ジスタQ₂がオンすると、交流電源Vs、トランジスタQ₂、
ダイオードD₄、インダクタL₁を通る経路で、インダクタ
L₁に電流が流れ、その電流値は入力交流電圧Vinの瞬時
値に比例した傾きで増加して行く。このとき、コンデン
サC₀₂から負荷回路、トランジスタQ₂を通る経路で負荷
回路に電流が流れる。次に、トランジスタQ₂がオフする
と、交流電源Vs、負荷回路、コンデンサC₀₂、ダイオー
ドD₄、インダクタL₁を通る経路、並びに、交流電源Vs、
ダイオードD₁、コンデンサC₀₁,C₀₂、ダイオードD₄、イ
ンダクタL₁を通る経路で、インダクタL₁のエネルギーが
放出され、コンデンサC₀₁及びC₀₂を充電する。

このように、交流電源Vsが負の半サイクルでは、トラ
ンジスタQ₂がチョッパー用のスイッチング素子と負荷電
流供給用のスイッチング素子の働きを兼ねるものであ
り、トランジスタQ₁は休止している。

［発明が解決しようとする課題］ところで、従来例１では、トランジスタQ₂がチョッパ
ー用とインバータ用のスイッチング素子として兼用され
ているので、トランジスタQ₂にのみストレスが加わると
いう問題がある。また、従来例２又は３では、トランジ
スタQ₁,Q₂に均等にストレスが分散されるが、チョッパ
ー電流がトランジスタQ₁,Q₂に流れるので、トランジス
タQ₁,Q₂の電流容量が増大するという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みなされたものであり、そ
の目的とするところは、スイッチング素子の負担を増大
させることなく、入力電流及び負荷電流を制御し、入力
力率が高く、入力電流歪みが小さくできるようなインバ
ータ装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］本発明に係るインバータ装置にあっては、上記の課題
を解決するために、第８図（又は第３図）に示すよう
に、直列接続された第１及び第２のスイッチング素子
と、直列接続された第１及び第２のコンデンサC₀₁,C₀₂
を並列的に接続し、第１及び第２のスイッチング素子の
少なくとも一方の両端に、インダクタンス要素と整流要
素を介して交流電源Vsを接続し、第１及び第２のスイッ
チング素子の接続点と第１及び第２のコンデンサC₀₁,C
₀₂の接続点の間に負荷回路を接続して構成されるインバ
ータ装置において、交流電源と前記インダクタンス要素
と前記一方のスイッチング素子との閉回路に電流が流れ
ない期間に他方のスイッチング素子を複数回オンオフす
る期間を設け、負荷回路に矩形波電圧を出力するように
構成したことを特徴とするものである。

ここで、第１及び第２のスイッチング素子は、例え
ば、トランジスタQ₁,Q₂にダイオードD₁,D₂を逆並列接続
して構成されており、逆方向電流を阻止しない。

［作用］本発明にあっては、このように、チョッパー電流制御
用として動作する側のスイッチング素子を停止させ、他
方のスイッチング素子のオン・オフ動作によって生じる
負荷の帰還電流によって停止した側のスイッチング素子
に逆方向電流を流して、見掛け上、停止したスイッチン
グ素子をオン状態とする。これによって、負荷回路を介
して入力電流を流してチョッパー動作を行うことがで
き、入力力率を高くし、入力電流歪みを小さくすること
ができる。したがって、チョッパー電流は負荷を介して
流れるので、スイッチング素子には電流を流す必要がな
く、スイッチング素子の損失は著しく減少するものであ
る。

［実施例１］第１図は本発明の一実施例の動作波形図である。本実
施例にあっては、第８図に示す回路を使用するものであ
るが、その制御方法が異なる。すなわち、交流電源Vsが
正の半サイクル（Vin＞０）では、トランジスタQ₁はオ
フとなり、トランジスタQ₂のみがオン・オフされる。ま
た、負の半サイクル（Vin＜０）では、トランジスタQ₁
のみがオン・オフされ、トランジスタQ₂はオフとなる。
これは、従来例３の動作波形図（第10図）と比較する
と、トランジスタQ₁,Q₂を動作させる期間が逆になって
いるものである。したがって、本実施例にあっては、ト
ランジスタQ₁,Q₂は共に入力側のチョッパーを制御せ
ず、負荷側の出力のみを制御するものであり、第１図に
示すような負荷電流I laが流れる。また、入力電流は、
負荷電流I laのコンデンサC₀₁又はC₀₂への帰還時に流れ
始める。

まず、交流電源Vsの正の半サイクル（Vin＞０）のと
きには、トランジスタQ₂がオンすると、コンデンサC₀₂
から負荷回路、トランジスタQ₂へと電流が流れる。この
とき、入力電流は停止する。また、トランジスタQ₂がオ
フすると、負荷回路からダイオードD₁、コンデンサC₀₁
へと帰還電流が流れる。また、交流電源VsからACフィル
タＦ、インダクタL₁、ダイオードD₃、コンデンサC₀₁、
負荷回路、ACフィルタＦを介して、交流電源Vsへと、負
荷を介して入力からも電流が流れる（第２図（ａ）の期
間Ta参照）。そして、負荷電流が０になると、交流電源
VsからACフィルタＦ、インダクタL₁、ダイオードD₃、コ
ンデンサC₀₁,C₀₂、ダイオードD₂、ACフィルタＦを介し
て、交流電源Vsへと電流が流れて、コンデンサC₀₁,C₀₂
を充電する（第２図（ｂ）の期間Tb参照）。

トランジスタQ₂がオフしたとき、負荷の電流は、ダイ
オードD₁を介してコンデンサC₀₁への帰還電流となる。
このとき、負荷の両端電圧は、ほぼコンデンサC₀₁の電
圧と等しい電圧となっている。したがって、トランジス
タQ₁の両端には、ダイオードD₁のオン電圧のみで、電圧
だけを見れば、トランジスタQ₁がオンしているのと同じ
状態である。ところが、トランジスタQ₁はオンしていな
いので、トランジスタQ₁には電流が流れず、コンデンサ
C₀₁、負荷を通ってトランジスタQ₁のコレクタ側からエ
ミッタ側へインダクタL₁の電流が流れる。負荷の帰還電
流が０になって、ダイオードD₁がオフすると、インダク
タL₁に蓄えられたエネルギーによってコンデンサC₀₁,C
₀₂を充電する。

次に、交流電源Vsが負の半サイクル（Vin＜０）のと
きには、トランジスタQ₁がオンすると、コンデンサC₀₁
からトランジスタQ₁を介して負荷に電流が流れる。この
とき、入力電流は停止している。また、トランジスタQ₁
がオフすると、負荷からコンデンサC₀₂、ダイオードD₂
を介して帰還電流が流れる。また、交流電源Vsから、AC
フィルタＦ、負荷、コンデンサC₀₂、ダイオードD₄、イ
ンダクタL₁、ACフィルタＦ、交流電源Vsを介して電流が
流れ、負荷を介して入力からも電流が流れる（第２図
（ｂ）の期間Tc参照）。そして、負荷電流が０になる
と、交流電源Vsから、ACフィルタＦ、ダイオードD₁、コ
ンデンサC₀₁,C₀₂、ダイオードD₄、インダクタL₁、ACフ
ィルタＦ、交流電源Vsへと電流が流れて、コンデンサC
₀₁,C₀₂を充電する（第２図（ｂ）の期間Td参照）。

ここで、入力電流が流れる理由は、Vin＞０のときと
同様であり、負荷電流の帰還時にはコンデンサC₀₂の電
圧とほぼ等しい電圧が負荷の両端に発生し、ダイオード
D₂がオンとなり、トランジスタQ₂は電圧だけを見ればオ
ンしているのと同じ状態となる。ところが、トランジス
タQ₂はオンしていないので、入力電流は負荷とコンデン
サC₀₂を通って流れる。負荷の帰還電流が０になると、
ダイオードD₂がオフし、ダイオードD₁,D₄がオンして、
インダクタL₁に蓄えられたエネルギーでコンデンサC₀₁,
C₀₂を充電する。

本実施例にあっては、このように、スイッチング素子
には、負荷の電流のみしか流れてないので、スイッチン
グ素子での損失は従来例１〜３に比べて著しく少ない。
したがって、スイッチング素子の小形化ができる。ま
た、負荷を介してチョッパー作用を行い、入力電流を流
すので、入力力率は高く、入力電流歪みは小さい。

［実施例２］第３図は本発明の他の実施例の回路図であり、この実
施例は、本発明を従来例１に適用した例である。ただ
し、コンデンサC₀₁,C₀₂は大容量の平滑用コンデンサで
あり、その直列回路は第７図に示す平滑用コンデンサC₀
の働きを兼ねている。また、各コンデンサC₀₁,C₀₂は第
７図に示す直流カット用のコンデンサC₁と同様に、負荷
に対する電源としての働きを有している。

第４図は本実施例の動作波形図である。まず、期間T₁
においては、トランジスタQ₁のみをオン・オフしてい
る。負荷には、電流I laが流れる。また、トランジスタ
Q₁のオフ時の負荷電流の帰還によって、実施例１と同じ
ように入力電流が流れる。この間、トランジスタQ₁には
負荷の電流のみしか流れないので、トランジスタQ₁の損
失は少ない。この期間では、コンデンサC₀₁は充電及び
放電を行い、コンデンサC₀₂は充電のみを行う。

次に、期間T₂においては、トランジスタQ₂のみをオン
・オフしている。負荷には期間T₁とは逆向きに電流が流
れる。この期間T₂では、トランジスタQ₂は負荷の電流を
制御するのと同時に、入力チョッパー電流をも制御す
る。この期間T₂では、コンデンサC₀₁は充電のみ、コン
デンサC₀₂は充電及び放電を行う。

本実施例において、コンデンサC₀₁,C₀₂の電圧をほぼ
同じ電圧に保つためには、その容量は大きく設定するこ
とが適切である。期間T₁,T₂はコンデンサC₀₁,C₀₂の電圧
のバランスを保つように、適度に切り替えられる。その
切り替えの時期は、入力電流の歪みを常に最小にするた
めに、交流電源Vsの極性反転時と同期させることが好ま
しい。

本実施例にあっては、期間T₁において、負荷の電流制
御のためのスイッチング素子のオン・オフのみで入力電
流が流れている。これにより、第３図に示す回路で、放
電灯laに矩形波電圧を与えることができ、矩形波点灯回
路を容易に実現することができる。

本実施例において、期間T₁におけるトランジスタQ₁と
期間T₂におけるトランジスタQ₂を同じ周期、同じオン時
間でスイッチングさせると、入力電流の大きさは同じに
はならず、期間T₂のときの方が入力電流が大きくなる。
これは、期間T₂の方が交流電源VsからインダクタL₁へ電
流が流れる時間が長いため、より大きな電流となるため
である。もし、期間T₁とT₂とで入力電流を同じにしたい
のであれば、期間T₂において、オン時間あるいは周期を
適度に短くすると良い。このようにすれば、期間T₁とT₂
の切換は電源極性と同期させる必要はない。

なお、第５図に示すように、インダクタL₁をダイオー
ドブリッジD₃〜D₆よりも交流電源Vsの側に接続した場合
でも同様の効果が得られることは言うまでもない。

［実施例３］第６図は本発明のさらに他の実施例の動作波形図であ
る。上述の第１図に示す制御方法では、入力電流の大き
さが従来例に比べて小さくなるため、コンデンサC₀₁,C
₀₂の出力電圧が低くなる。このコンデンサC₀₁,C₀₂の電
圧低下は、ランプ電流即ち出力の低下を招く。したがっ
て、出力を低下させないようにするために、適度に従来
例の制御方法を用いる期間を設けて、コンデンサC₀₁,C
₀₂の電圧低下を防止することが好ましい。

第６図において、期間T₃では本発明の制御方法を用い
ており、期間T₄では従来例２の制御方法を用いている。
これらの期間T₃,T₄の長さについては、特に限定しない
が、例えば、コンデンサC₀₁,C₀₂の電圧が一定の範囲内
にあるように制御する方法や、ランプ電流の値を一定範
囲内に制御する方法などが考えられる。

この例では、期間T₃とT₄の切換時期が、電源極性の反
転の時期と一致していないため、切換時点を含む半周期
の電流波形には不連続となり、入力歪みが大きくなる。
しかしながら、この点は切換の半周期だけなので、全体
に対する影響は少ない。

この場合、第４図の動作例と同様に、期間T₃とT₄の切
換時期を電源極性の反転時期と一致させれば、入力電流
歪みは最小に抑えることができる。

［発明の効果］本発明によれば、直列接続された第１及び第２のスイ
ッチング素子と、直列接続された第１及び第２のコンデ
ンサを並列的に接続し、第１及び第２のスイッチング素
子の少なくとも一方の両端に、インダクタンス要素と整
流要素を介して交流電源を接続し、第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点と第１及び第２のコンデンサの接
続点の間に負荷回路を接続して構成されるインバータ装
置において、交流電源と前記インダクタンス要素と前記
一方のスイッチング素子との閉回路に電流が流れない期
間に他方のスイッチング素子を複数回オンオフする期間
を設け、負荷回路に矩形波電圧を出力するように構成し
たものであるから、スイッチング素子がオフされたとき
の負荷回路の帰還電流を利用することにより、負荷回路
を介して入力電流を流してチョッパー動作を行うことが
でき、入力力率を高くし、入力電流歪みを小さくするこ
とができるという効果がある。また、チョッパー電流は
負荷回路を介して流れるので、スイッチング素子には電
流を流す必要がなく、スイッチング素子の損失は著しく
減少するという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の動作波形図、第２図
（ａ），（ｂ）は同上の要部波形図、第３図は本発明の
他の実施例の回路図、第４図は同上の動作波形図、第５
図は同上の一変形例の回路図、第６図は本発明のさらに
他の実施例の動作波形図、第７図は従来例の回路図、第
８図は他の従来例の回路図、第９図は同上の動作波形
図、第10図はさらに他の従来例の動作波形図である。 S₁,S₂は制御信号である。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】直列接続された第１及び第２のスイッチン
グ素子と、直列接続された第１及び第２のコンデンサを
並列的に接続し、第１及び第２のスイッチング素子の少
なくとも一方の両端に、インダクタンス要素と整流要素
を介して交流電源を接続し、第１及び第２のスイッチン
グ素子の接続点と第１及び第２のコンデンサの接続点の
間に負荷回路を接続して構成されるインバータ装置にお
いて、交流電源と前記インダクタンス要素と前記一方の
スイッチング素子との閉回路に電流が流れない期間に他
方のスイッチング素子を複数回オンオフする期間を設
け、負荷回路に矩形波電圧を出力するように構成したこ
とを特徴とするインバータ装置。