JP2849085B2 - Digital speed control method for electric motor - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は電動機のデイジタル速度制御方法に関し、よ
り詳細には、マイクロコンピユータを用いた電動機のデ
イジタル制御、例えば複写機等の読み取りスキヤナの往
復駆動装置の制御に適用し得る電動機のデイジタル速度
制御方法に関するものである。 （従来技術） マイクロコンピユータを用いた従来の電動機のデイジ
タル速度制御方法においては、その制御をPID（比例積
分微分）補償器により行つている（例えば特開昭60-173
603号）。この方法においては、比例定数、積分定数、
微分定数等の制御パラメータを有するので、目標値に対
して偏差が出る。また、電動機の状態値の１つである電
流の検出をアナログデイジタル変換回路によつて行う方
法がある（例えば特開昭61-98171号）が、この方法によ
ると、アナログ変換回路の使用のためハードウエアのコ
ストが高くなる。さらに、上記従来方法においては、過
電流防止回路を設けなければならない。この過電流防止
回路は第５図に示され、V_CONTは電動機の制御電圧、21
はアナログスイツチ、22はトランジスタ、V_CCは電源、2
3は電流検出用抵抗、24はコンパレータ、25は電動機、I
aは電機子電流、V_maxは比較電圧であり、電流Iaの最大
値を決める定数である。今、Ｐ点の電圧VpはVp＝IaRに
なる。 V_max＞Vpの場合はコンパレータ24の値が高レベルにな
り、アナログスイツチ21がオンになつて、電動機の制御
電圧V_CONTがトランジスタ22のベースに流れる。逆に、V
_max＜Vpの場合にはコンパレータ24の値は低レベルにな
り、アナログスイツチ21がオフとなり、電動機の制御電
圧V_CONTの信号がトランジスタ22のベースに流れないた
めトランジスタ22はオフとなり、かつしたがつて電流Ia
は流れなくなる。 （目的） 本発明は、上述した従来方法の欠点を解消するために
なされたもので、その目的とするところは、電動機の目
標速度に対して偏差のない速度制御および電動機の入力
電圧と速度からの電流値の推定を行う電動機のデイジタ
ル速度制御方法を提供することである。 （構成） 上記目的を達成するため、特許請求の範囲第１項記載
の発明は、電動機を駆動する手段と、該電動機の動作状
態を指令する状態指令信号を出力する状態指令手段と、
前記電動機の速度を検出する手段と、マイクロプロセッ
サ、ランダムアクセスメモリおよび前記マイクロプロセ
ッサの処理手順が記憶されているリードオンリーメモリ
を備え、前記状態指令信号と前記電動機の速度を検出す
る信号を入力して前記駆動手段に与える制御信号を演算
するマイクロコンピュータとからなる電動機のディジタ
ル速度装置を制御する電動機のディジタル速度制御方法
において、前記電動機の速度を検出した値と前記駆動手
段に与える制御信号の演算結果から、前記電動機の状態
量の１つである電流値x₁（ｋ）を推定し、行列リカチ式 Ｈ（ｋ＋１）＝P1′Ｈ（ｋ）P1-P1′Ｈ（ｋ）Q1（ω＋Q
1′Ｈ（ｋ）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（ｋ）P1＋Wx （但しＨ（０）＝Wx、ｋ＝0,1,2,……、Ｐ及びＱは行
列定数、P1′はP1の転置行列、Q1′はQ1の転置行列、
（ ）^-1は逆行列） の定常解をＨとし、最適ゲインベクトルＧ＝（K0,K1,K
2）を表す式 Ｇ＝（ω＋Q1′HQ1）^-1Q1′HP1 （但しωは負でない重み係数） から前記推定された電流値x₁（ｋ）を乗算するときのフ
ィードバックゲインK1と、前記電動機の出力速度x
₂（ｋ）を乗算するときのフィードバックゲインK2と、
前記電動機の出力速度x₂（ｋ）と目標速度との差を積分
した結果に乗算して目標入力電圧u₁（ｋ）を算出するた
めのゲインK0とを求め、前記電動機のモータに与える入
力電圧ｕ（ｋ）を式 ｕ（ｋ）＝u₁（ｋ）−K1・x₁（ｋ）−K2・x₂（ｋ） に基づいて求め、求められた入力電圧ｕ（ｋ）に基づい
て前記電動機の実速度を目標値に対して偏差のないよう
に制御することを特徴とする。 また、特許請求の範囲第２項記載の発明は、同様の前
提の電動機のディジタル速度制御方法において、前記電
動機の速度を検出した値と前記駆動手段に与える制御信
号の演算結果から、前記電動機の状態量の１つである電
流値x₁（ｋ）を推定し、行列リカチ式 Ｈ（ｋ＋１）＝P1′Ｈ（ｋ）P1-P1′Ｈ（ｋ）Q1（ω＋Q
1′Ｈ（ｋ）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（ｋ）P1＋Wx （但しＨ（０）＝Wx、ｋ＝0,1,2,……、Ｐ及びＱは行
列定数、P1′はP1の転置行列、Q1′はQ1の転置行列、
（ ）^-1は逆行列） の定常解をＨとし、最適ゲインベクトルＧ＝（K0,K1,K
2）を表す式 Ｇ＝（ω＋Q1′HQ1）^-1Q1′HP1 （但しωは負でない重み係数） から前記推定された電流値x₁（ｋ）を乗算するときのフ
ィードバックゲインK1と、前記電動機の出力速度x
₂（ｋ）を乗算するときのフィードバックゲインK2と、
前記電動機の出力速度x₂（ｋ）と目標速度との差を積分
した結果に乗算して目標入力電圧u₁（ｋ）を算出するた
めのゲインK0とを求め、前記電動機のモータに与える入
力電圧ｕ（ｋ）を式 ｕ（ｋ）＝u₁（ｋ）−K1・x₁（ｋ）−K2・x₂（ｋ） に基づいて求め、さらに、前記ｕ（ｋ）が、ディジタル
値に変換した電機子電流の最大値をI_MAXD、電機子抵抗
をR_D、誘起電圧定数をK_EDとしたときに、式 ｕ（ｋ）＝I_MAXD・R_D＋K_ED・x₂（ｋ） となるように求められた入力電圧ｕ（ｋ）に基づいて前
記電動機の実速度を目標値に対して偏差のないように制
御することを特徴とする。 以下、本発明の一実施例に基づいて具体的に説明す
る。 第１図は本発明による制御方法を適用する電動機の速
度制御回路を示すブロツク回路図である。 図において、１はマイクロコンピユータ、２はマイク
ロプロセツサ、３はリードオンリーメモリ（ROM）、４
はランダムアクセスメモリ（RAM）で、さらに、５は指
令発生回路、６は駆動用インタフエイス回路、７は駆動
回路、８は電動機、９はインクリメンタルエンコーダ、
10は検出用インタフエイス回路、11はバスラインを示
す。 このような構成において、指令発生回路５は電動機８
の状態を指令する状態指令信号を出力しかつ速度指令信
号等を発生する。この指令発生回路５の出力はバスライ
ン11に接続されている。駆動用インタフエイス回路６は
マイクロコンピユータ１の演算結果のデイジタル値を、
駆動回路７を構成するパワー半導体、例えばトランジス
タを動作させるパルス状信号（制御信号）に変換する。 駆動回路７は前記パルス状信号に基づいて動作しかつ
電動機８に印加する電圧を制御する。この結果電動機８
は所望の速度で回転する。検出用インタフエイス回路10
はインクリメンタルエンコーダ９の出力パルスを計数す
るカウンタを備え、インクリメンタルエンコーダ９の出
力を処理してデイジタル数値に変換する。電動機８の回
転速度はインクリメンタルエンコーダ９とインタフエイ
ス回路10とによつて検出され、マイクロコンピユータ１
に取り込まれる。 次に、マイクロコンピユータ１で演算される、目標値
に対して出力の偏差がない最適レギユレータ演算方法に
ついて説明する。 一般的に、DCサーボモータは次式のように、２次の状
態方程式に近似される。 Ｘ（ｔ）＝Ａ・Ｘ（ｔ）＋Bu（ｔ） ……（１） で、ｉ（ｔ）；モータ電流、ω（ｔ）；モータ速度、ｕ
（ｔ）；モータ入力電圧 出力方程式は、 Ｙ（ｔ）＝Ｃ・Ｘ（ｔ） ……（２） また、その離散系の状態方程式は、 Ｘ（ｋ＋１）＝PX（ｋ）＋Qu（ｋ） ……（３） 出力式は、Ｙ（ｋ）＝Cx（ｋ） ……（４） 第２図は本発明の目標値に対して出力の偏差がない最
適レギユレータのブロツク図である。図において、Ｒ
（ｋ）は電動機８を目標速度で回転させるための速度指
令であり、これは第１図の指令発生回路５により付与さ
れる。Ｙ（ｋ）は第１図の検出用インタフエイス回路10
により検出された、電動機８のデイジタル値に変換され
た速度である。x₂（ｋ）は電動機８の状態ベクトルの１
つで、式（４）の定数行列Ｃ＝（C₁₁,C₁₂）Ｃ＝（0,1）
とすると、x₂（ｋ）＝Ｙ（ｋ）となる。x₁（ｋ）は同じ
く電動機８の状態ベクトルの１つであり、電動機８に流
れる電流を示している。本発明ではｕ（ｋ）のモータ入
力電圧とＹ（ｋ）によりx₁（ｋ）の推定値_１（ｋ）を
オブザーバにより計算している（このオブザーバに関し
ては後述する）。X0（ｋ）はＲ（ｋ）−Ｙ（ｋ）の積分
値である。K0,K1,K2はリカチ式を解いて決定される最適
ゲインベクトルである。 上記（３）および（４）式より、次の状態方程式を作
る。 但し、Ｓ（ｋ）＝Ｘ（ｋ）−Ｘ（ｋ−１）……（６） ｄ（ｋ）＝ｕ（ｋ）−ｕ（ｋ−１） ……（７） 重み行列W_xは、 前記電動機８を制御する際の評価として、 の評価関数を用い、Ｊを極小にする制御入力ｄ（ｋ）を
求める。ωは負でない重み計数である。 行列リカチ式は、 Ｈ（Ｋ＋１）＝P1′Ｈ（ｋ）P1 −P1′Ｈ（ｋ）Q1（ω＋Q1′Ｈ（ｋ）Ｑ）^-1Q1′Ｈ
（ｋ）P1＋W_x ……（10） Ｈ（０）＝W_x,k＝0,1,2,…… 式中のＨ（ｋ）は３×３の対称行列で、反復計算の進
行に連れて安定解へ収束する。その定常解をＨとする
と、最適ゲインベクトルＧ＝（K0,K1,K2）は、 Ｇ＝（ω＋Q1′HQ1）^-1Q1′HP1 ……（11） 上記（10）及び（11）式において、P1′はP1の転置行
列、Q1′はQ1の転置行列、（ ）^-1は逆行列である。以
上で最適ゲインベクトルK0,K1,K2を求めることができ
る。 さらに具体的には、 最適ゲインベクトルＧは、３次の横ベクトルで Ｇ＝［K0,K1,K2］ であり、前記（11）式を実行することにより求める。 ここで、ωは前述の負でない重み係数で、Q1′はQ1の
配置行列で前記（５）式に記載されているように、 であり、Ｑは明細書第10頁に記載された定数行列 であり、これにより、（Ｑ）は （Ｑ）＝Ｃ×Ｑ となる。Ｃは明細書第10頁に記載されている Ｃ＝［C₁₁ C₁₂］＝［0 1］ から （Ｑ）＝Ｃ×Ｑ＝q₂ となる。 以上により、Q1は、 となる。 定常解Ｈは前述の（10）式 Ｈ（ｋ＋１）＝P1′Ｈ（ｋ）P1-P1′Ｈ（ｋ）Q1（ω＋Q
1′Ｈ（ｋ）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（ｋ）P1＋Wx から求められる。この式でP1′は前述の（５）式のP1の
配置行列で、Q1は上記のようにして与えられる。また、
Wxは前述の（８）式として示されている。 定常解Ｈは、初期値Ｈ（０）をｋ＝０から始めてＨ
（０）＝Wxを与えることによって収束する。 すなわち、ｋ＝０を実行すると、 Ｈ（１）＝P1′Ｈ（０）P1-P1′Ｈ（０）Q1（ω＋Q1′
Ｈ（０）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（０）P1＋Wx ＝P1′WxP1-P1WxQ1（ω＋Q1′WxQ）^-1Q1WxP1＋Wx となる。次にｋ＝１を実行する。このときＨ（１）はす
でに求まっているので、 Ｈ（２）＝P1′WxP1-P1′Ｈ（１）Q1（ω＋Q1′Ｈ
（１）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（１）P1＋Wx となる。次にｋ＝２を実行する。このときＨ（２）はす
でに求まっているので、さらに、 Ｈ（３）＝P1′Ｈ（２）P1-P1′Ｈ（２）Q1（ω＋Q1′
Ｈ（２）Q^-1Q1′Ｈ（２）P1＋Wx となる。これを繰り返してｋを増加させること、Ｈは定
常値に収束する。 P1は（５）式から、 となり、Ｐは前述した明細書第10頁の上部に示したよう
に、 である。Ｃは前述のように、 Ｃ＝［C₁₁ C₁₂］＝［0 1］ なので、P1は となる。そこで、前記ω、QI′、Ｈ、Q1、P1のそれぞれ
を前記（11）式に代入すると、ゲインK0、K1、K2が求ま
る。 次に、x₁（ｋ）の推定値_１（ｋ）を求めるオブザー
バについて述べる。^０ （ｋ＋１）＝Ｐ（ｋ）＋Qu（ｋ） ……（12） ^０ （ｋ＋１）＝Ｃ^０（ｋ＋１） ……（13） （ｋ＋１）＝^０（ｋ＋１）＋Ｆ〔Ｙ（ｋ＋１）−
^０（ｋ＋１）〕 ……（14） 上式で^０（ｋ＋１）はＸ（ｋ＋１）の暫定推定値で
あり、時点ｋのＸ（ｋ）,u（ｋ）から求められる。Ｆは
フイドバツクにかける重みバクトルであり、有限整定オ
ブザーバの場合は、 により求められる。 以上で_１（ｋ）が求まる。_２（ｋ）は_２（ｋ）
＝x₂（ｋ）になる。 次に電動機８の電流を所定の大きさより流さないため
の方法を述べる。 直流電動機の電圧方程式は電機子インダクタンスが小
さい場合、 Ｖ＝IR＋K_Eω ……（17） V ;電動機電圧 I ;電動機電流 R ;電機子抵抗 K_E；誘起電圧定数 ω ;モータ速度 であり，電動機電流は、 となる。ここで、Ｖは第２図のｕ（ｋ）に、かつ同様に
ωは第２図のＹ（ｋ）に対応する（ｕ（ｋ）,Y（ｋ）は
デイジタル値に変換されたものである）。 したがつて、電動機電流Ｉ、電機子抵抗Ｒ、誘起電圧
定数K_Eもデイジタル値に変換して、それぞれI_D,R_D,K_ED
としてI_Dを計算すれば良い。 今、電機子電流の最大値をI_MAXD（デイジタル値に変
換された値）とすると、I_D＞I_MAXDの場合、 ｕ（ｋ）＝I_MAXD・R_D＋K_ED・Ｙ（ｋ） ……（20） としてｕ（ｋ）を駆動手段に与えれば、（19）式よりI_D
＝I_MAXDになる。 第３図は第１図のマイクロコンピユータ１が処理する
内容を示すフローチヤートであり、その処理手順はROM3
に記憶されている。 今、電源が投入されると、最初に指令発生回路５の状
態指令をブロツクＡで取り込む。尚、指令発生回路５は
電動機８の目標速度、回転方向、ストツプ信号を発生す
る。 次にブロツクＢの処理に移る。このブロツクＢではブ
ロツクＡで取り込んだ状態指令信号のうち、電動機８の
ストツプ信号があるかないかを判断する。ストツプ信号
がある場合にはブロツクＪの処理に移り、駆動用インタ
フエイス回路６に電動機８をストツプさせる信号を送
り、プログラムを終了させる。ストツプ信号がない場合
にはブロツクＣの処理に移る。 ブロツクＣの処理はブロツクＡで取り込まれた状態指
令信号のうち、電動機８の回転方向をCW回転（時計回
転）にするかCCW（反時計回転）にするかの判断ブロツ
クである。CW回転の場合は駆動用インタフエース回路６
にCW回転の信号を送り、ブロツクＤの処理に移る。そう
でない場合にはブロツクＫの処理に移り、駆動用インタ
フエイス回路６にCCW回転の信号を送つて、次にブロツ
クＤの処理に移る。 ブロツクＤの処理はブロツクＡで取り込まれた状態指
令信号のうちの電動機８の目標速度の信号により目標速
度Ｒ（ｋ）の計算を行う。尚、Ｒ（ｋ）は第２図のＲ
（ｋ）に対応する。次のブロックＥの処理に移る。 ブロツクＥの処理は電動機８の回転速度をインクリメ
ンタルエンコーダ９と検出用インタフエイス回路10によ
り読み込む。次にブロツクＦの処理に移る。 ブロツクＦの処理は始めにX0（ｋ）の計算を行う。
尚、K0は前述の最適ゲインベクトルである。次にブロツ
クＧの処理に移る。 ブロツクＧの処理はオブザーバの計算であり、前述の
（12）式，（13）式，（14）式より、^１（ｋ）を求め
る。 ^１（ｋ）はx₁（ｋ）の推定値であり、電動機８の電
流を推定している。次にブロツクＨの処理に移る。 ブロツクＨの処理はｕ（ｋ）の計算であり、電動機８
に与えるモータ入力電圧を計算する。尚、K1,K2は前述
の最適ゲインベクトルである。次にブロツクＩの処理に
移る。 ブロツクＩの処理はI_Dの計算であり、（19）式より求
める。次にブロツクＬの処理に移る。 ブロツクＬの処理は電動機８に流す電流の最大値I
_MAXDとブロツクＩのI_Dと比較してI_Dが大きい場合にはブ
ロツクＭの処理に移り、I_Dが最大値以下の場合にはブロ
ツクＮの処理に移る。 ブロツクＭの処理はｕ（ｋ）の計算であり、（20）式
より計算する。次にブロツクＮの処理に移る。 ブロツクＮの処理はブロツクＨまたはブロツクＮのｕ
（ｋ）に基づき第１図の駆動用インタフエイス回路６に
パルス状信号を出力する。そしてブロツクＡの処理に戻
る。 以上のデイジタル速度制御方法を行うと、第４図に示
す電動機８の過渡応答が得られる。すなわち、目標速度
に対して偏差のない電動機８の回転速度が得られ、ま
た、オーバーシユートも小さくすることができる。 上述した実施例によれば、マイクロコンピユータを使
用した速度制御のため、電動機や負荷が変わつても、プ
ログラムを変更するだけで最適な制御ができる。したが
つて、制御回路をハードウエアで作る必要がなくなるの
で、開発の効率化および共通化が図れる。また、評価関
数を用いて最適フイードバツクゲインの調整および変更
を行う必要がなくなるので、開発期間が短縮できる。さ
らに、オーバーシユートが小さく、目標値に対して速度
偏差がない制御であるため、複写機の読み取りスキヤナ
の駆動に使用した場合に、助走距離を短く、等倍誤差の
ないスキヤナを提供できる。さらにまた、電流検出回
路、過電流防止回路が必要ないため、回路が簡単でかつ
コストダウンとなる。 （効果） 上述したように、本発明によれば、摩擦力や摩擦トル
クのような静的外乱があっても、目標速度に対して出力
の偏差がでない制御アルゴリズムを持たせることができ
るとともに、電流値を電動機の入力電圧と速度から推定
するようにしているので、電流検出用のセンサ等は不要
になり安価に実施することができる。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a digital speed control method for a motor, and more particularly, to digital control of a motor using a microcomputer, for example, control of a reciprocating drive device of a reading scanner of a copying machine or the like. The present invention relates to a digital speed control method for a motor applicable to the present invention. (Prior Art) In a conventional digital speed control method of a motor using a micro computer, the control is performed by a PID (proportional-integral-derivative) compensator (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-173).
No. 603). In this method, the proportional constant, integral constant,
Since it has a control parameter such as a differential constant, a deviation occurs from a target value. Further, there is a method of detecting the current, which is one of the state values of the electric motor, by using an analog digital conversion circuit (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 61-98171). Increases hardware costs. Further, in the above conventional method, an overcurrent prevention circuit must be provided. This overcurrent protection circuit is shown in FIG. 5, where V _CONT is the motor control voltage, 21
Is an analog switch, 22 is a transistor, V _CC is a power supply, 2
3 is a current detection resistor, 24 is a comparator, 25 is a motor, I
a is the armature current, V _max is the comparison voltage is a constant that determines the maximum value of the current Ia. Now, the voltage Vp at the point P becomes Vp = IaR. When V _max > Vp, the value of the comparator 24 becomes high level, the analog switch 21 is turned on, and the control voltage V _CONT of the motor flows to the base of the transistor 22. Conversely, V
_{When max} <Vp, the value of the comparator 24 becomes low level, the analog switch 21 is turned off, and the signal of the control voltage V _CONT of the motor does not flow to the base of the transistor 22, so that the transistor 22 is turned off. Current Ia
Will not flow. (Purpose) The present invention has been made to solve the above-mentioned drawbacks of the conventional method, and aims at speed control without deviation from a target speed of a motor and the input voltage and speed of the motor. To provide a digital speed control method of a motor for estimating a current value of the motor. (Structure) In order to achieve the above object, the invention according to claim 1 includes means for driving a motor, state command means for outputting a state command signal for commanding an operation state of the motor,
A means for detecting the speed of the motor, a microprocessor, a random access memory, and a read-only memory in which a processing procedure of the microprocessor is stored; and inputting the state command signal and a signal for detecting the speed of the motor. And a microcomputer for calculating a control signal to be applied to the drive means. The digital speed control method for a motor, comprising: a microcomputer for calculating a control signal to be applied to the drive means. From the result, a current value x ₁ (k), which is one of the state quantities of the motor, is estimated, and a matrix recursion formula H (k + 1) = P1′H (k) P1-P1′H (k) Q1 (ω + Q
1′H (k) Q) ⁻¹ Q1′H (k) P1 + Wx (where H (0) = Wx, k = 0, 1, 2,..., P and Q are matrix constants, and P1 ′ is transpose of P1 Matrix, Q1 'is the transpose of Q1,
() ^-1 is an inverse matrix), and let H be the steady-state solution, and the optimal gain vector G = (K0, K1, K
2) Expression G = (ω + Q1′HQ1) ⁻¹ Q1′HP1 (where ω is a non-negative weighting coefficient) and the feedback gain K1 when multiplying the estimated current value x ₁ (k) by the electric motor Output speed x
₂ The feedback gain K2 when multiplying by (k)
The result obtained by integrating the difference between the output speed x ₂ (k) of the electric motor and the target speed is multiplied to obtain a gain K0 for calculating the target input voltage u ₁ (k), and the input given to the motor of the electric motor is obtained. calculated based on the voltage u (k) is the formula _{u (k) = u 1 (} k) -K1 · x 1 (k) -K2 · x 2 (k), based on the input obtained voltage u (k) It is characterized in that the actual speed of the electric motor is controlled so as not to deviate from a target value. According to a second aspect of the present invention, there is provided a digital speed control method for a motor based on the same premise, wherein a value of a detected speed of the motor and a calculation result of a control signal given to the driving means are used to calculate the speed of the motor. The current value x ₁ (k), which is one of the state quantities, is estimated, and the matrix recursion formula H (k + 1) = P1′H (k) P1-P1′H (k) Q1 (ω + Q
1′H (k) Q) ⁻¹ Q1′H (k) P1 + Wx (where H (0) = Wx, k = 0, 1, 2,..., P and Q are matrix constants, and P1 ′ is transpose of P1 Matrix, Q1 'is the transpose of Q1,
() ^-1 is an inverse matrix), and let H be the steady-state solution, and the optimal gain vector G = (K0, K1, K
2) Expression G = (ω + Q1′HQ1) ⁻¹ Q1′HP1 (where ω is a non-negative weighting coefficient) and the feedback gain K1 when multiplying the estimated current value x ₁ (k) by the electric motor Output speed x
₂ The feedback gain K2 when multiplying by (k)
The result obtained by integrating the difference between the output speed x ₂ (k) of the electric motor and the target speed is multiplied to obtain a gain K0 for calculating the target input voltage u ₁ (k), and the input given to the motor of the electric motor is obtained. calculated based on the voltage u (k) is the formula _{u (k) = u 1 (} k) -K1 · x 1 (k) -K2 · x 2 (k), further, the u (k) is a digital value When the maximum value of the converted armature current is I _MAXD , the armature resistance is R _D , and the induced voltage constant is K _ED , the equation u (k) = I _MAXD · R _D + K _ED · x ₂ (k) The actual speed of the electric motor is controlled based on the input voltage u (k) obtained so as not to deviate from a target value. Hereinafter, a specific description will be given based on an embodiment of the present invention. FIG. 1 is a block circuit diagram showing a speed control circuit of a motor to which a control method according to the present invention is applied. In the figure, 1 is a micro computer, 2 is a microprocessor, 3 is a read only memory (ROM), 4
Is a random access memory (RAM), 5 is a command generation circuit, 6 is a driving interface circuit, 7 is a driving circuit, 8 is a motor, 9 is an incremental encoder,
Reference numeral 10 denotes a detection interface circuit, and reference numeral 11 denotes a bus line. In such a configuration, the command generation circuit 5 includes the motor 8
And outputs a speed command signal and the like. The output of the command generation circuit 5 is connected to a bus line 11. The drive interface circuit 6 converts the digital value of the operation result of the microcomputer 1 into
The driving circuit 7 converts the driving signal into a pulse signal (control signal) for operating a power semiconductor, for example, a transistor. The drive circuit 7 operates based on the pulse signal and controls a voltage applied to the electric motor 8. As a result, the motor 8
Rotates at the desired speed. Detection interface circuit 10
Has a counter for counting the output pulses of the incremental encoder 9 and processes the output of the incremental encoder 9 to convert it into a digital value. The rotation speed of the electric motor 8 is detected by an incremental encoder 9 and an interface circuit 10, and the rotation speed of the micro computer 1 is determined.
It is taken in. Next, an explanation will be given of a method of calculating the optimum regulator which is calculated by the microcomputer 1 and has no deviation of the output from the target value. Generally, a DC servomotor is approximated by a second-order equation of state, as in the following equation. X (t) = A.X (t) + Bu (t) (1) Where, i (t); motor current, ω (t); motor speed, u
(T); motor input voltage The output equation is: Y (t) = C × X (t) (2) Further, the state equation of the discrete system is: X (k + 1) = PX (k) + Qu (k) (3) The output equation is Y (k) = Cx (k) (4) FIG. 2 is a block diagram of an optimum regulator having no deviation in output from a target value according to the present invention. In the figure, R
(K) is a speed command for rotating the motor 8 at the target speed, which is given by the command generation circuit 5 in FIG. Y (k) is the detection interface circuit 10 shown in FIG.
Is the speed converted into the digital value of the electric motor 8 detected by x ₂ (k) is one of the state vectors of the motor 8
Then, the constant matrix C = (C ₁₁ , C ₁₂ ) C = (0,1) in equation (4)
Then, x ₂ (k) = Y (k). x ₁ (k) is also one of the state vectors of the electric motor 8 and indicates a current flowing through the electric motor 8. The present invention is calculated by the observer an estimate _{1 (k)} of the u motor input voltage (k) and Y (k) by x ₁ (k) (will be described later this observer). X0 (k) is an integrated value of R (k) -Y (k). K0, K1, and K2 are optimal gain vectors determined by solving the Rikachi equation. The following equation of state is created from the above equations (3) and (4). However, S (k) = X ( k) -X (k-1) ...... (6) d (k) = u (k) -u (k-1) ...... (7) weight matrix W _x is, As an evaluation when controlling the electric motor 8, The control input d (k) for minimizing J is obtained using the evaluation function of ω is a non-negative weight count. The matrix relict equation is: H (K + 1) = P1′H (k) P1−P1′H (k) Q1 (ω + Q1′H (k) Q) ⁻¹ Q1′H
(K) P1 + W _x (10) H (0) = W _x , k = 0,1,2, ... H (k) in the formula is a 3 × 3 symmetric matrix, and as the iterative calculation proceeds And converge to a stable solution. Assuming that the stationary solution is H, the optimal gain vector G = (K0, K1, K2) is as follows: G = (ω + Q1′HQ1) ⁻¹ Q1′HP1 (11) In the above equations (10) and (11), P1 'is the transposed matrix of P1, Q1' is the transposed matrix of Q1, and () ^-1 is the inverse matrix. As described above, the optimum gain vectors K0, K1, K2 can be obtained. More specifically, the optimal gain vector G is a third-order horizontal vector, G = [K0, K1, K2], and is obtained by executing the above equation (11). Here, ω is the above-mentioned non-negative weighting coefficient, and Q1 ′ is an arrangement matrix of Q1, as described in the above equation (5), And Q is a constant matrix described on page 10 of the specification. Thus, (Q) becomes (Q) = C × Q. C is (Q) = C × Q = q ₂ from C = [C ₁₁ C ₁₂ ] = [01] described on page 10 of the specification. From the above, Q1 is Becomes The stationary solution H is calculated by the above equation (10) H (k + 1) = P1'H (k) P1-P1'H (k) Q1 (ω + Q
1′H (k) Q) ⁻¹ Q1′H (k) P1 + Wx In this equation, P1 'is the arrangement matrix of P1 in the above equation (5), and Q1 is given as described above. Also,
Wx is shown as the above equation (8). The stationary solution H is obtained by starting the initial value H (0) from k = 0, and
It converges by giving (0) = Wx. That is, when k = 0 is executed, H (1) = P1'H (0) P1-P1'H (0) Q1 (ω + Q1 '
H (0) Q) ^-1 Q1'H (0) P1 + Wx = P1'WxP1-P1WxQ1 (.omega. + Q1'WxQ) ^-1 Q1WxP1 + Wx. Next, k = 1 is executed. At this time, since H (1) has already been obtained, H (2) = P1′WxP1-P1′H (1) Q1 (ω + Q1′H
(1) Q) ^-1 Q1'H (1) P1 + Wx Next, k = 2 is executed. At this time, since H (2) has already been obtained, H (3) = P1′H (2) P1-P1′H (2) Q1 (ω + Q1 ′)
H (2) Q ^-1 Q1'H (2) P1 + Wx. By repeating this to increase k, H converges to a steady value. P1 is given by equation (5). And P is, as shown at the top of page 10 of the above specification, It is. As described above, C = [C ₁₁ C ₁₂ ] = [01], so P1 is Becomes Then, by substituting each of the ω, QI ′, H, Q1, and P1 into the equation (11), the gains K0, K1, and K2 are obtained. Next, an observer for obtaining an estimated value ₁ (k) of x ₁ (k) will be described. ⁰ (k + 1) = P (k) + Qu (k) (12) ⁰ (k + 1) = C ⁰ (k + 1) (13) (k + 1) = ⁰ (k + 1) + F [Y (k + 1) −
⁰ (k + 1)] (14) In the above equation, ⁰ (k + 1) is a provisional estimated value of X (k + 1), and is obtained from X (k), u (k) at time point k. F is the weight vector to be applied to the fluid back, and in the case of a finite set observer, Required by Thus, ₁ (k) is obtained. ₂ (k) is ₂ (k)
= X ₂ (k). Next, a method for preventing the electric current of the electric motor 8 from flowing more than a predetermined value will be described. When the armature inductance is small, the voltage equation of the DC motor is as follows: V = IR + K _E ω (17) V; motor voltage I; motor current R; armature resistance K _E ; induced voltage constant ω; The current is Becomes Here, V corresponds to u (k) in FIG. 2, and similarly, ω corresponds to Y (k) in FIG. 2 (u (k) and Y (k) are converted to digital values. is there). Therefore, the motor current I, the armature resistance R, and the induced voltage constant K _E are also converted into digital values, and I _D , R _D , and K _{ED respectively.}
And calculate _ID . Now, assuming that the maximum value of the armature current is I _MAXD (a value converted into a digital value), if I _D > I _MAXD , then u (k) = I _MAXD · R _D + K _ED · Y (k) If u (k) is given to the driving means as (20), I _D
= I _MAXD . FIG. 3 is a flowchart showing the contents to be processed by the microcomputer 1 of FIG.
Is stored in Now, when the power is turned on, first, the state command of the command generation circuit 5 is fetched by the block A. The command generation circuit 5 generates a target speed, a rotation direction, and a stop signal of the electric motor 8. Next, the process proceeds to block B. In the block B, it is determined whether or not there is a stop signal of the electric motor 8 among the state command signals fetched in the block A. If there is a stop signal, the process proceeds to block J, where a signal for stopping the electric motor 8 is sent to the drive interface circuit 6 to terminate the program. If there is no stop signal, the process proceeds to block C. The processing of block C is a block for judging whether the rotation direction of the electric motor 8 is CW rotation (clockwise rotation) or CCW (counterclockwise rotation) in the state command signal taken in block A. In case of CW rotation, drive interface circuit 6
Then, a signal for CW rotation is sent to block D, and the process proceeds to block D. If not, the process proceeds to block K, sends a CCW rotation signal to the driving interface circuit 6, and then proceeds to block D. In the process of block D, the target speed R (k) is calculated based on the target speed signal of the electric motor 8 among the state command signals taken in block A. Note that R (k) is R in FIG.
(K). The processing moves to the next block E. In the processing of block E, the rotational speed of the electric motor 8 is read by the incremental encoder 9 and the detection interface circuit 10. Next, the process proceeds to block F. In the processing of block F, X0 (k) is first calculated.
K0 is the above-mentioned optimal gain vector. Next, the process proceeds to block G. The processing of the block G is the calculation of the observer, and ¹ (k) is obtained from the above-described equations (12), (13), and (14). ¹ (k) is an estimated value of x ₁ (k), and estimates the current of the electric motor 8. Next, the process proceeds to block H. The processing of block H is the calculation of u (k),
Calculate the motor input voltage given to. Note that K1 and K2 are the aforementioned optimal gain vectors. Next, the process proceeds to block I. The processing of block I is the calculation of _ID , which is obtained from equation (19). Next, the process proceeds to block L. The processing of the block L is based on the maximum value I of the current flowing through the motor 8.
Compared to I _D of _MAXD and block I if I _D is large moves to process in block M, the routine to proceed to block N when I _D is equal to or smaller than the maximum value. The processing of block M is the calculation of u (k), which is calculated from equation (20). Next, the process proceeds to block N. Block N is processed by block H or block N by u.
Based on (k), a pulse signal is output to the driving interface circuit 6 of FIG. Then, the process returns to block A. When the above digital speed control method is performed, the transient response of the electric motor 8 shown in FIG. 4 is obtained. That is, the rotation speed of the electric motor 8 having no deviation from the target speed can be obtained, and the overshoot can be reduced. According to the above-described embodiment, since the speed is controlled using the microcomputer, even if the electric motor or the load changes, the optimum control can be performed only by changing the program. Therefore, since it is not necessary to make the control circuit with hardware, development efficiency and commonality can be achieved. Further, since it is not necessary to adjust and change the optimum feedback gain using the evaluation function, the development period can be shortened. Furthermore, since the control is performed with a small overshoot and no speed deviation from a target value, a scanner having a short approach distance and having no unity error can be provided when used for driving a reading scanner of a copying machine. Furthermore, since a current detection circuit and an overcurrent prevention circuit are not required, the circuit is simple and the cost is reduced. (Effects) As described above, according to the present invention, even if there is a static disturbance such as a frictional force or a frictional torque, it is possible to have a control algorithm in which the output does not deviate from the target speed, Since the current value is estimated from the input voltage and the speed of the motor, a current detection sensor or the like is not required, and the operation can be performed at low cost.

【図面の簡単な説明】 第１図は本発明による制御方法を適用する電動機の速度
制御回路を示すブロツク図、第２図は本発明の目標値に
対して出力の偏差がない最適レギユレータを示すブロツ
ク図、第３図は第１図のマイクロコンピユータが処理す
る内容を示すフローチヤート、第４図は本発明によるデ
イジタル速度制御方法における過渡応答を示す特性図、
第５図は過電流防止回路図である。 １……マイクロコンピユータ、２……マイクロプロセツ
サ、３……リードオンリーメモリ（ROM）、４……ラン
ダムアクセスメモリ（RAM）、５……指令発生回路、７
……駆動回路、８……電動機。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a block diagram showing a speed control circuit of a motor to which a control method according to the present invention is applied, and FIG. 2 shows an optimum regulator having no output deviation from a target value according to the present invention. FIG. 3 is a flow chart showing contents processed by the microcomputer of FIG. 1, FIG. 4 is a characteristic diagram showing a transient response in the digital speed control method according to the present invention,
FIG. 5 is an overcurrent prevention circuit diagram. 1 ... microcomputer, 2 ... microprocessor, 3 ... read only memory (ROM), 4 ... random access memory (RAM), 5 ... command generation circuit, 7
…… Drive circuit, 8 …… Electric motor.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭61−98171（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−42286（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−10987（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−173603（ＪＰ，Ａ) 高橋安人著「ディジタル制御」（岩波 書店，1985年３月15日発行）Ｐ．116 (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H02P 5/00──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-61-98171 (JP, A) JP-A-61-42286 (JP, A) JP-A-61-10987 (JP, A) JP-A-61-9887 173603 (JP, A) Yasuto Takahashi, Digital Control (Iwanami Shoten, March 15, 1985) 116 (58) Field surveyed (Int. Cl. ⁶ , DB name) H02P 5/00

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】 １．電動機を駆動する手段と、該電動機の動作状態を指
令する状態指令信号を出力する状態指令手段と、前記電
動機の速度を検出する手段と、マイクロプロセッサ、ラ
ンダムアクセスメモリおよび前記マイクロプロセッサの
処理手順が記憶されているリードオンリーメモリを備
え、前記状態指令信号と前記電動機の速度を検出する信
号を入力して前記駆動手段に与える制御信号を演算する
マイクロコンピュータとからなる電動機のディジタル速
度装置を制御する電動機のディジタル速度制御方法にお
いて、 前記電動機の速度を検出した値と前記駆動手段に与える
制御信号の演算結果から、前記電動機の状態量の１つで
ある電流値x₁（ｋ）を推定し、 行列リカチ式 Ｈ（ｋ＋１）＝P1′Ｈ（ｋ）P1-P1′Ｈ（ｋ）Q1（ω＋Q
1′Ｈ（ｋ）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（ｋ）P1＋Wx （但しＨ（０）＝Wx、ｋ＝0,1,2,……、Ｐ及びＱは行列
定数、 P1′はP1の転置行列、Q1′はQ1の転置行列、（ ）^-1は
逆行列） の定常解をＨとし、最適ゲインベクトルＧ＝（K0,K1,K
2）を表す式 Ｇ＝（ω＋Q1′HQ1）^-1Q1′HP1 （但しωは負でない重み係数） から前記推定された電流値x₁（ｋ）を乗算するときのフ
ィードバックゲインK1と、前記電動機の出力速度x
₂（ｋ）を乗算するときのフィードバックゲインK2と、
前記電動機の出力速度x₂（ｋ）と目標速度との差を積分
した結果に乗算して目標入力電圧u₁（ｋ）を算出するた
めのゲインK0とを求め、 前記電動機のモータに与える入力電圧ｕ（ｋ）を式 ｕ（ｋ）＝u₁（ｋ）−K1・x₁（ｋ）−K2・x₂（ｋ） に基づいて求め、 求められた入力電圧ｕ（ｋ）に基づいて前記電動機の実
速度を目標値に対して偏差のないように制御することを
特徴とする電動機のディジタル速度制御方法。 ２．電動機を駆動する手段と、該電動機の動作状態を指
令する状態指令信号を出力する状態指令手段と、前記電
動機の速度を検出する手段と、マイクロプロセッサ、ラ
ンダムアクセスメモリおよび前記マイクロプロセッサの
処理手順が記憶されているリードオンリーメモリを備
え、前記状態指令信号と前記電動機の速度を検出する信
号を入力して前記駆動手段に与える制御信号を演算する
マイクロコンピュータとからなる電動機のディジタル速
度装置を制御する電動機のディジタル速度制御方法にお
いて、 前記電動機の速度を検出した値と前記駆動手段に与える
制御信号の演算結果から、前記電動機の状態量の１つで
ある電流値x₁（ｋ）を推定し、 行列リカチ式 Ｈ（ｋ＋１）＝P1′Ｈ（ｋ）P1-P1′Ｈ（ｋ）Q1（ω＋Q
1′Ｈ（ｋ）Ｑ）^-1Q1′Ｈ（ｋ）P1＋Wx （但しＨ（０）＝Wx、ｋ＝0,1,2,……、Ｐ及びＱは行列
定数、 P1′はP1の転置行列、Q1′はQ1の転置行列、（ ）^-1は
逆行列） の定常解をＨとし、最適ゲインベクトルＧ＝（K0,K1,K
2）を表す式 Ｇ＝（ω＋Q1′HQ1）^-1Q1′HP1 （但しωは負でない重み係数） から前記推定された電流値x₁（ｋ）を乗算するときのフ
ィードバックゲインK1と、前記電動機の出力速度x
₂（ｋ）を乗算するときのフィードバックゲインK2と、
前記電動機の出力速度x₂（ｋ）と目標速度との差を積分
した結果に乗算して目標入力電圧u₁（ｋ）を算出するた
めのゲインK0とを求め、 前記電動機のモータに与える入力電圧ｕ（ｋ）を式 ｕ（ｋ）＝u₁（ｋ）−K1・x₁（ｋ）−K2・x₂（ｋ） に基づいて求め、 さらに、前記ｕ（ｋ）が、ディジタル値に変換した電機
子電流の最大値をI_MAXD、電機子抵抗をR_D、誘起電圧定
数をK_EDとしたときに、式 ｕ（ｋ）＝I_MAXD・R_D＋K_ED・x₂（ｋ） となるように求められた入力電圧ｕ（ｋ）に基づいて前
記電動機の実速度を目標値に対して偏差のないように制
御することを特徴とする電動機のディジタル速度制御方
法。(57) [Claims] Means for driving the motor, state command means for outputting a state command signal for commanding the operation state of the motor, means for detecting the speed of the motor, a microprocessor, a random access memory, and a processing procedure of the microprocessor. The microcomputer controls a digital speed device of the electric motor, comprising a read-only memory stored therein, and a microcomputer for inputting the state command signal and a signal for detecting the speed of the electric motor and calculating a control signal to be supplied to the driving means. In the digital speed control method for a motor, a current value x ₁ (k), which is one of the state quantities of the motor, is estimated from a value obtained by detecting a speed of the motor and a calculation result of a control signal given to the driving unit; Matrix rekati formula H (k + 1) = P1'H (k) P1-P1'H (k) Q1 (ω + Q
1′H (k) Q) ⁻¹ Q1′H (k) P1 + Wx (where H (0) = Wx, k = 0, 1, 2,..., P and Q are matrix constants, and P1 ′ is transpose of P1 Matrix, Q1 'is the transposed matrix of Q1, and () ^-1 is the inverse matrix). Let H be the stationary solution, and the optimal gain vector G = (K0, K1, K
2) The feedback gain K1 when multiplying the estimated current value x ₁ (k) from the equation G = (ω + Q1′HQ1) ⁻¹ Q1′HP1 (where ω is a non-negative weight coefficient), and the electric motor Output speed x
₂ The feedback gain K2 when multiplying by (k)
The result obtained by integrating the difference between the output speed x ₂ (k) of the motor and the target speed is multiplied to obtain a gain K0 for calculating the target input voltage u ₁ (k), and the input given to the motor of the motor is obtained. calculated based on the voltage u (k) is the formula _{u (k) = u 1 (} k) -K1 · x 1 (k) -K2 · x 2 (k), based on the input obtained voltage u (k) A digital speed control method for an electric motor, wherein the actual speed of the electric motor is controlled so as not to deviate from a target value. 2. Means for driving the motor, state command means for outputting a state command signal for commanding the operation state of the motor, means for detecting the speed of the motor, a microprocessor, a random access memory, and a processing procedure of the microprocessor. The microcomputer controls a digital speed device of the electric motor, comprising a read-only memory stored therein, and a microcomputer for inputting the state command signal and a signal for detecting the speed of the electric motor and calculating a control signal to be supplied to the driving means. In the digital speed control method for a motor, a current value x ₁ (k), which is one of the state quantities of the motor, is estimated from a value obtained by detecting a speed of the motor and a calculation result of a control signal given to the driving unit; Matrix rekati formula H (k + 1) = P1'H (k) P1-P1'H (k) Q1 (ω + Q
1′H (k) Q) ⁻¹ Q1′H (k) P1 + Wx (where H (0) = Wx, k = 0, 1, 2,..., P and Q are matrix constants, and P1 ′ is transpose of P1 Matrix, Q1 'is the transposed matrix of Q1, and () ^-1 is the inverse matrix). Let H be the stationary solution, and the optimal gain vector G = (K0, K1, K
2) Expression G = (ω + Q1′HQ1) ⁻¹ Q1′HP1 (where ω is a non-negative weighting coefficient) and the feedback gain K1 when multiplying the estimated current value x ₁ (k) by the electric motor Output speed x
₂ The feedback gain K2 when multiplying by (k)
The result obtained by integrating the difference between the output speed x ₂ (k) of the motor and the target speed is multiplied to obtain a gain K0 for calculating the target input voltage u ₁ (k), and the input given to the motor of the motor is obtained. calculated based on the voltage u (k) is the formula _{u (k) = u 1 (} k) -K1 · x 1 (k) -K2 · x 2 (k), further, the u (k) is a digital value When the maximum value of the converted armature current is I _MAXD , the armature resistance is R _D , and the induced voltage constant is K _ED , the equation u (k) = I _MAXD · R _D + K _ED · x ₂ (k) A digital speed control method for an electric motor, wherein the actual speed of the electric motor is controlled so as not to deviate from a target value based on the input voltage u (k) obtained as follows.