JP2842793B2 - 可変抵抗減衰回路 - Google Patents
可変抵抗減衰回路Info
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- JP2842793B2 JP2842793B2 JP6232741A JP23274194A JP2842793B2 JP 2842793 B2 JP2842793 B2 JP 2842793B2 JP 6232741 A JP6232741 A JP 6232741A JP 23274194 A JP23274194 A JP 23274194A JP 2842793 B2 JP2842793 B2 JP 2842793B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は可変抵抗減衰回路に関
し、特にＣＡＴＶ用中継器における可変等化器の一部と
して使用されるピンダイオードを用いた可変抵抗減衰回
路に関する。
し、特にＣＡＴＶ用中継器における可変等化器の一部と
して使用されるピンダイオードを用いた可変抵抗減衰回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の可変抵抗減衰器として
は、例えば特開昭５９−１４３４１４号公報に記載され
ている可変抵抗減衰器がある。図２はこの可変抵抗減衰
器の回路図である。
は、例えば特開昭５９−１４３４１４号公報に記載され
ている可変抵抗減衰器がある。図２はこの可変抵抗減衰
器の回路図である。
【０００３】この可変抵抗減衰器は可変抵抗器としてピ
ンダイオード６６，６８を用いたブリッジＴ型の可変減
衰器６と、ピンダイオード６６，６８のバイアス電流を
制御する差動増巾回路７とから構成され、入力された入
力信号１０１に対して可変減衰器６で減衰量設定電圧５
により設定された値の減衰を与えて伝送路側の負荷４に
送出する。可変減衰器６は入出力側共伝送路の回路イン
ピーダンスに整合した状態で入力信号１０１に対し設定
された値の減衰を与えるものである。
ンダイオード６６，６８を用いたブリッジＴ型の可変減
衰器６と、ピンダイオード６６，６８のバイアス電流を
制御する差動増巾回路７とから構成され、入力された入
力信号１０１に対して可変減衰器６で減衰量設定電圧５
により設定された値の減衰を与えて伝送路側の負荷４に
送出する。可変減衰器６は入出力側共伝送路の回路イン
ピーダンスに整合した状態で入力信号１０１に対し設定
された値の減衰を与えるものである。
【０００４】この減衰量の可変はピンダイオード６６，
６８のバイアス電流を変化させることによりダイオード
の微小交流インピーダンスを変化させて行うが、回路イ
ンピーダンスを整合状態を維持して減衰量を可変するの
が条件となる。本可変減衰器ではこの条件を満足させる
ためにピンダイオード６６，６８の微小交流インピーダ
ンス即ち、その抵抗値をそれぞれＲ1 ，Ｒ2 とすれば、
その値は常にＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ0 2の関係を維持している。
尚、Ｒ0 は回路インピーダンスを示す。この条件を満足
させる為、ピンダイオード６６，６８のバイアス電流は
差動増巾器７から供給されており、この両バイアス電流
はその合算値が一定で相補的に変化するようになってい
る。
６８のバイアス電流を変化させることによりダイオード
の微小交流インピーダンスを変化させて行うが、回路イ
ンピーダンスを整合状態を維持して減衰量を可変するの
が条件となる。本可変減衰器ではこの条件を満足させる
ためにピンダイオード６６，６８の微小交流インピーダ
ンス即ち、その抵抗値をそれぞれＲ1 ，Ｒ2 とすれば、
その値は常にＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ0 2の関係を維持している。
尚、Ｒ0 は回路インピーダンスを示す。この条件を満足
させる為、ピンダイオード６６，６８のバイアス電流は
差動増巾器７から供給されており、この両バイアス電流
はその合算値が一定で相補的に変化するようになってい
る。
【０００５】尚、可変減衰器６において、コンデンサ６
１，６２，６５，６９はバイアス電流の直流分阻止用コ
ンデンサであり、抵抗６３，６４は減衰器の固定抵抗素
子である。
１，６２，６５，６９はバイアス電流の直流分阻止用コ
ンデンサであり、抵抗６３，６４は減衰器の固定抵抗素
子である。
【０００６】また、差動増巾器７は差動動作するトラン
ジスタ７８，７９と、その動作点を決定する抵抗７１，
７２，７３，７４と、両トランジスタの合算したコレク
タ電流を所定の値に固定する抵抗７５と、減衰量設定電
圧５の電圧を所定値に分圧する抵抗７６，７７とから構
成されている。減衰量設定電圧５の電圧によりトランジ
スタ７８，７９のコレクタ電流の分割比が変化し、結
局、可変減衰器６のピンダイオード６６，６８のバイア
ス電流が相補的に変化して前述したようにＲ1 ×Ｒ2 ＝
Ｒ0 2の関係を満足させ、インピーダンス整合状態を維持
しながら減衰量が変化するようになっている。
ジスタ７８，７９と、その動作点を決定する抵抗７１，
７２，７３，７４と、両トランジスタの合算したコレク
タ電流を所定の値に固定する抵抗７５と、減衰量設定電
圧５の電圧を所定値に分圧する抵抗７６，７７とから構
成されている。減衰量設定電圧５の電圧によりトランジ
スタ７８，７９のコレクタ電流の分割比が変化し、結
局、可変減衰器６のピンダイオード６６，６８のバイア
ス電流が相補的に変化して前述したようにＲ1 ×Ｒ2 ＝
Ｒ0 2の関係を満足させ、インピーダンス整合状態を維持
しながら減衰量が変化するようになっている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】このように従来例にお
いては、減衰量を変える手段として両ピンダイオードの
バイアス電流を差動増巾器により相補的に変化させてい
るが、ピンダイオードにおいてはバイアス電流に対する
その抵抗値の変化は必づしも直線的関係でなくて、また
個体の特性バラツキもあるために両バイアス電流の合算
値を一定にし各々相補的に変化させてもＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ
0 2の関係を完全に満足させることはできない。従って、
減衰量を変化させ所定の減衰量に設定した時に減衰器の
入出力インピーダンスは若干変化して完全な整合状態が
保証できない。あるいは減衰量の可変巾に対してインピ
ーダンス整合の範囲が限定されるという問題がある。
いては、減衰量を変える手段として両ピンダイオードの
バイアス電流を差動増巾器により相補的に変化させてい
るが、ピンダイオードにおいてはバイアス電流に対する
その抵抗値の変化は必づしも直線的関係でなくて、また
個体の特性バラツキもあるために両バイアス電流の合算
値を一定にし各々相補的に変化させてもＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ
0 2の関係を完全に満足させることはできない。従って、
減衰量を変化させ所定の減衰量に設定した時に減衰器の
入出力インピーダンスは若干変化して完全な整合状態が
保証できない。あるいは減衰量の可変巾に対してインピ
ーダンス整合の範囲が限定されるという問題がある。
【０００８】特にＣＡＴＶ用中継器の可変減衰器として
使用する場合は、インピーダンス不整合状態により発生
する反射電力の影響で画像品質が著しく劣化するので重
要な問題となる。
使用する場合は、インピーダンス不整合状態により発生
する反射電力の影響で画像品質が著しく劣化するので重
要な問題となる。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の可変抵抗減衰回
路は、直列アームの可変抵抗器に第１のピンダイオード
と並列アームの可変抵抗器に第２のピンダイオードとを
用い外部制御電圧により前記第１のピンダイオードのバ
イアス電流を可変すると同時に内部で自動的に制御され
る前記第２のピンダイオードのバイアス電流により減衰
量を所定の値に設定するブリッジＴ型可変減衰器と、ハ
イブリットトランスの４線側巻線回路の一方を外部入力
端子に他方を検出出力端子にまた前記ハイブリットトラ
ンスの２線側巻線回路を前記ブリッジＴ型可変減衰器の
入力に接続して前記外部入力端子に入力信号を加えた時
に前記ブリッジＴ型可変減衰器の入力インピーダンスの
不整合状態により前記検出出力端子に生じる不平衝電流
を不整合による反射電力として検出するハイブリットト
ランス回路と、前記不平衝電流の正負位相状態を前記入
力信号により判定し前記外部制御電圧により減衰量を可
変する時に基準減衰量（減衰量可変巾の中央であらかじ
め前記不平衝電流が０に設定される減衰量をいう）で設
定された前記ブリッジＴ型減衰器の正規インピーダンス
値が高（＋）あるいは低（−）の方向に変化するかその
変化方向を示す極性信号を出力する位相比較器と前記不
平衝電流に含まれるパイロット信号を抽出するバンドパ
スフィルタと前記バンドパスフィルタの出力信号を増幅
した後に前記極性信号に応じて＋方向あるいは一方向に
整流し前記外部制御電圧により可変される減衰量の変化
方向と変化量とを示す直流電圧を出力する増幅整流回路
と前記直流電圧をレベルシフトし直流増幅して前記基準
減衰量の時を基準電流として前記直流電圧に応じて変化
し前記不平衝電流を０に近づけるように制御する第２の
ピンダイオードのバイアス電流として出力する直流増幅
器とから構成される制御回路とを備えている。また、前
記ハイブリットトランス回路は４線側の外部入力端子側
と検出出力端子側との巻線比をｎ（２以上の整数）：１
と非対称にしても良い。
路は、直列アームの可変抵抗器に第１のピンダイオード
と並列アームの可変抵抗器に第２のピンダイオードとを
用い外部制御電圧により前記第１のピンダイオードのバ
イアス電流を可変すると同時に内部で自動的に制御され
る前記第２のピンダイオードのバイアス電流により減衰
量を所定の値に設定するブリッジＴ型可変減衰器と、ハ
イブリットトランスの４線側巻線回路の一方を外部入力
端子に他方を検出出力端子にまた前記ハイブリットトラ
ンスの２線側巻線回路を前記ブリッジＴ型可変減衰器の
入力に接続して前記外部入力端子に入力信号を加えた時
に前記ブリッジＴ型可変減衰器の入力インピーダンスの
不整合状態により前記検出出力端子に生じる不平衝電流
を不整合による反射電力として検出するハイブリットト
ランス回路と、前記不平衝電流の正負位相状態を前記入
力信号により判定し前記外部制御電圧により減衰量を可
変する時に基準減衰量（減衰量可変巾の中央であらかじ
め前記不平衝電流が０に設定される減衰量をいう）で設
定された前記ブリッジＴ型減衰器の正規インピーダンス
値が高（＋）あるいは低（−）の方向に変化するかその
変化方向を示す極性信号を出力する位相比較器と前記不
平衝電流に含まれるパイロット信号を抽出するバンドパ
スフィルタと前記バンドパスフィルタの出力信号を増幅
した後に前記極性信号に応じて＋方向あるいは一方向に
整流し前記外部制御電圧により可変される減衰量の変化
方向と変化量とを示す直流電圧を出力する増幅整流回路
と前記直流電圧をレベルシフトし直流増幅して前記基準
減衰量の時を基準電流として前記直流電圧に応じて変化
し前記不平衝電流を０に近づけるように制御する第２の
ピンダイオードのバイアス電流として出力する直流増幅
器とから構成される制御回路とを備えている。また、前
記ハイブリットトランス回路は４線側の外部入力端子側
と検出出力端子側との巻線比をｎ（２以上の整数）：１
と非対称にしても良い。
【００１０】更に具体的には、直列アームの可変抵抗器
に第１のピンダイオードと並列アームの可変抵抗器に第
２のピンダイオードとを用い外部制御電圧により前記第
１のピンダイオードのバイアス電流を可変して減衰量を
所定の値に設定するブリッジＴ型可変減衰器と、４線側
巻線回路の一方を外部入力端子に他方を検出出力端子に
また２線側巻線回路を前記ブリッジＴ型可変減衰器の入
力に接続して前記外部入力端子に入力信号を加えた時に
前記ブリッジＴ型可変減衰器の入力インピーダンスの不
整合状態により前記検出出力端子に生づる不平衡電流を
不整合による反射電力として検出するハイブリットトラ
ンス回路と、前記不平衡電流の正負位相状態を前記入力
信号により判定する位相比較器と前記不平衡電流に含ま
れるパイロット信号を抽出するバンドパスフィルタと前
記バンドパスフィルタの出力信号を増巾した後に前記位
相比較器の出力を用いて整流し正負の直流信号を出力す
る増巾整流回路と前記直流信号をレベルシフトし直流増
巾して後に前記第２のピンダイオードのバイアス電流と
して出力する直流増巾器とから構成される制御回路とを
備えている。
に第１のピンダイオードと並列アームの可変抵抗器に第
２のピンダイオードとを用い外部制御電圧により前記第
１のピンダイオードのバイアス電流を可変して減衰量を
所定の値に設定するブリッジＴ型可変減衰器と、４線側
巻線回路の一方を外部入力端子に他方を検出出力端子に
また２線側巻線回路を前記ブリッジＴ型可変減衰器の入
力に接続して前記外部入力端子に入力信号を加えた時に
前記ブリッジＴ型可変減衰器の入力インピーダンスの不
整合状態により前記検出出力端子に生づる不平衡電流を
不整合による反射電力として検出するハイブリットトラ
ンス回路と、前記不平衡電流の正負位相状態を前記入力
信号により判定する位相比較器と前記不平衡電流に含ま
れるパイロット信号を抽出するバンドパスフィルタと前
記バンドパスフィルタの出力信号を増巾した後に前記位
相比較器の出力を用いて整流し正負の直流信号を出力す
る増巾整流回路と前記直流信号をレベルシフトし直流増
巾して後に前記第２のピンダイオードのバイアス電流と
して出力する直流増巾器とから構成される制御回路とを
備えている。
【００１１】
【実施例】次に本発明の一実施例につき図面を参照して
説明する。図１は本実施例の回路図である。
説明する。図１は本実施例の回路図である。
【００１２】図１において、可変減衰器１はピンダイオ
ード１６，１８を減衰量を可変するための可変抵抗器と
して用いたブリッジＴ型の可変減衰器で、Ｃ１１，１
２，１５，１９はピンダイオード１６，１８のバイアス
電流１０３，１０４の直流阻止用コンデンサ、抵抗器１
３，１４は減衰器を構成する固定抵抗器である。この可
変減衰器はピンダイオード１６，１８のバイアス電流を
制御して、その抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 をＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ
0 2（Ｒ0 は回路インピーダンス）の条件を満足しつつ、
その個々の値を変えることにより入出力インピーダンス
（Ｒ0 ）を整合状態に維持して減衰量を変えるものであ
る。即ち、バイアス電流１０４を外部の減衰量設定電圧
５の電圧で変えることにより、バイアス電流１０３はこ
れに自動的に追従しＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ0 2の条件を満足させ
るようになっている。
ード１６，１８を減衰量を可変するための可変抵抗器と
して用いたブリッジＴ型の可変減衰器で、Ｃ１１，１
２，１５，１９はピンダイオード１６，１８のバイアス
電流１０３，１０４の直流阻止用コンデンサ、抵抗器１
３，１４は減衰器を構成する固定抵抗器である。この可
変減衰器はピンダイオード１６，１８のバイアス電流を
制御して、その抵抗値Ｒ1 ，Ｒ2 をＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ
0 2（Ｒ0 は回路インピーダンス）の条件を満足しつつ、
その個々の値を変えることにより入出力インピーダンス
（Ｒ0 ）を整合状態に維持して減衰量を変えるものであ
る。即ち、バイアス電流１０４を外部の減衰量設定電圧
５の電圧で変えることにより、バイアス電流１０３はこ
れに自動的に追従しＲ1 ×Ｒ2 ＝Ｒ0 2の条件を満足させ
るようになっている。
【００１３】反射電力検出回路２は可変減衰器１の入力
インピーダンス不整合により生づる反射電力をハイブリ
ットトランス２１を利用して検出する。ハイブリットト
ランス２１の４線側巻線２１ｂと平衡抵抗器２２の両端
に入力信号１０１が加えられた時、２線側巻線２１ａに
接続された可変減衰器１の入力インピーダンスが平衡抵
抗器２２の抵抗値（回路インピーダンスの値に対応す
る）と平衡しないと、この不平衡の度合に応じて４線側
巻線２１Ｃと平衡抵抗器２２との両端に不平衡電流１０
２が生づる。これを反射電力として検出している。
インピーダンス不整合により生づる反射電力をハイブリ
ットトランス２１を利用して検出する。ハイブリットト
ランス２１の４線側巻線２１ｂと平衡抵抗器２２の両端
に入力信号１０１が加えられた時、２線側巻線２１ａに
接続された可変減衰器１の入力インピーダンスが平衡抵
抗器２２の抵抗値（回路インピーダンスの値に対応す
る）と平衡しないと、この不平衡の度合に応じて４線側
巻線２１Ｃと平衡抵抗器２２との両端に不平衡電流１０
２が生づる。これを反射電力として検出している。
【００１４】制御回路３は不平衡電流１０２を入力し、
この不平衡電流１０２が最小になるようにバイアス電流
１０３によりピンダイオード１８の抵抗値を制御する。
入力信号レベルを適度に調整するための固定の抵抗減衰
器３１，３２と、不平衡電流１０２の極性を検出する位
相比較器３３と、不平衡電流１０２に含まれるパイロッ
ト信号を抽出するバンドパスフィルタ３４と、パイロッ
ト信号を増巾する増巾器３５と、位相比較器の出力信号
でパイロット信号の正負方向を識別し整流する整流回路
３６と、整流出力をレベルシフトし直流増巾し、バイア
ス電流１０３としてピンダイオード１８に供給する直流
増巾器３７とから構成されている。
この不平衡電流１０２が最小になるようにバイアス電流
１０３によりピンダイオード１８の抵抗値を制御する。
入力信号レベルを適度に調整するための固定の抵抗減衰
器３１，３２と、不平衡電流１０２の極性を検出する位
相比較器３３と、不平衡電流１０２に含まれるパイロッ
ト信号を抽出するバンドパスフィルタ３４と、パイロッ
ト信号を増巾する増巾器３５と、位相比較器の出力信号
でパイロット信号の正負方向を識別し整流する整流回路
３６と、整流出力をレベルシフトし直流増巾し、バイア
ス電流１０３としてピンダイオード１８に供給する直流
増巾器３７とから構成されている。
【００１５】次に本実施例の動作を説明する。入力信号
１０１はハイブリットトランス２１を通過し、可変減衰
器１で所定の減衰を受け、伝送路に送出され負荷４で終
端される。可変減衰器１の減衰量は減衰量設定電圧５で
任意の値に設定される。減衰量は基準減衰量が設定され
ており、この場合基準減衰量は可変巾の中央、例えば可
変巾を５〜４５ｄＢとすると２５ｄＢである。この基準
減衰量の時の不平衝電流１０２は０になるようにあらか
じめピンダイオード１８，１４のバイアス電流１０４，
１０３を調整して設定してある。即ち、この状態では可
変減衰器１の入力インピーダンスは正規値である。先ず
減衰量を基準値から増加させる場合につきその動作を説
明すると、先ず、減衰量設定電圧５の電圧を下げる方向
に操作するので、バイアス電流１０４は減少し、ピンダ
イオード１６の抵抗値は大きくなる。従って可変減衰器
１の減衰量は増加するが、その入力インピーダンスは回
路インピーダンスＲｏより大きい方向にづれて不整合状
態となる。この結果極性が負方向の不平衝電流１０２が
生づる。この不平衝電流の変化は制御回路３の位相比較
器３３によりその変化方向が検出される。即ち位相比較
器３３は抵抗減衰器３１を介し不平衝電流１０２の一部
と抵抗減衰器３２を介し入力信号１０１の一部とを入力
し、両者を位相比較することにより不平衝電流１０２の
正負位相状態を検出し極性信号を出力する。この極性信
号は可変減衰器１の入力インピーダンスが正規値より高
い方向にづれた時、負（−）極性また低い方向にづれた
時に正（＋）極性となり、この場合は−極性となる。ま
た、不平衝電流１０２は抵抗減衰器３１を介してバンド
パスフィルタ３４に入力され、ここで入力信号１０１に
挿入された回線監視などに用いられるパイロット信号な
どを抽出する。バイロット信号は増幅器３５で増幅され
た後、整流回路３６に入力され、ここで位相比較器３３
からの極性信号によりこの極性に応じた整流を受け正
（＋）あるいは負（−）の直流電圧となる。この直流電
圧は可変された減衰量の可変方向と変化量とを示すもの
で、この場合は−で所定の電圧値を有する直流電圧とな
る。この直流電圧は、直流増幅器３７に入力されここで
増幅されると同時にレベルシフトされ、電流変換されて
バイアス電流１０３として出力される。即ち、このバイ
アス電流１０３は、基準減衰量の時に可変減衰器１の入
力インピーダンスが正規値になるように設定する基準電
流を中心とし整流回路３６より入力される直流電圧によ
って増減するものである。この場合、バイアス電流１０
３は基準電流より増加し、ピンダイオード１８の抵抗値
を下げる方向に制御する。即ち、ピンダイオード１８の
抵抗値は小さくなるので可変減衰器１の入力インピーダ
ンスは下がり整合状態に近づくように自動的に制御され
る。尚、不平衝電流１０２の変化は充分拡大されバイア
ス電流１０３の変化となるので制御残として残る不平衝
電流の値、即ち不整合量は僅かで実用上問題とならな
い。
１０１はハイブリットトランス２１を通過し、可変減衰
器１で所定の減衰を受け、伝送路に送出され負荷４で終
端される。可変減衰器１の減衰量は減衰量設定電圧５で
任意の値に設定される。減衰量は基準減衰量が設定され
ており、この場合基準減衰量は可変巾の中央、例えば可
変巾を５〜４５ｄＢとすると２５ｄＢである。この基準
減衰量の時の不平衝電流１０２は０になるようにあらか
じめピンダイオード１８，１４のバイアス電流１０４，
１０３を調整して設定してある。即ち、この状態では可
変減衰器１の入力インピーダンスは正規値である。先ず
減衰量を基準値から増加させる場合につきその動作を説
明すると、先ず、減衰量設定電圧５の電圧を下げる方向
に操作するので、バイアス電流１０４は減少し、ピンダ
イオード１６の抵抗値は大きくなる。従って可変減衰器
１の減衰量は増加するが、その入力インピーダンスは回
路インピーダンスＲｏより大きい方向にづれて不整合状
態となる。この結果極性が負方向の不平衝電流１０２が
生づる。この不平衝電流の変化は制御回路３の位相比較
器３３によりその変化方向が検出される。即ち位相比較
器３３は抵抗減衰器３１を介し不平衝電流１０２の一部
と抵抗減衰器３２を介し入力信号１０１の一部とを入力
し、両者を位相比較することにより不平衝電流１０２の
正負位相状態を検出し極性信号を出力する。この極性信
号は可変減衰器１の入力インピーダンスが正規値より高
い方向にづれた時、負（−）極性また低い方向にづれた
時に正（＋）極性となり、この場合は−極性となる。ま
た、不平衝電流１０２は抵抗減衰器３１を介してバンド
パスフィルタ３４に入力され、ここで入力信号１０１に
挿入された回線監視などに用いられるパイロット信号な
どを抽出する。バイロット信号は増幅器３５で増幅され
た後、整流回路３６に入力され、ここで位相比較器３３
からの極性信号によりこの極性に応じた整流を受け正
（＋）あるいは負（−）の直流電圧となる。この直流電
圧は可変された減衰量の可変方向と変化量とを示すもの
で、この場合は−で所定の電圧値を有する直流電圧とな
る。この直流電圧は、直流増幅器３７に入力されここで
増幅されると同時にレベルシフトされ、電流変換されて
バイアス電流１０３として出力される。即ち、このバイ
アス電流１０３は、基準減衰量の時に可変減衰器１の入
力インピーダンスが正規値になるように設定する基準電
流を中心とし整流回路３６より入力される直流電圧によ
って増減するものである。この場合、バイアス電流１０
３は基準電流より増加し、ピンダイオード１８の抵抗値
を下げる方向に制御する。即ち、ピンダイオード１８の
抵抗値は小さくなるので可変減衰器１の入力インピーダ
ンスは下がり整合状態に近づくように自動的に制御され
る。尚、不平衝電流１０２の変化は充分拡大されバイア
ス電流１０３の変化となるので制御残として残る不平衝
電流の値、即ち不整合量は僅かで実用上問題とならな
い。
【００１６】また減衰量を基準値から減少させる場合
は、制御方向は逆方向となるが、以上説明した動作と同
様である。即ち減衰量設定電圧５の電圧を下げるので極
性が負方向の不平衝電流１０２が生づる。バイアス電流
１０３は減少し、ピンダイオード１８の抵抗値は大きく
なり、入力インピーダンスを上げて整合状態になるよう
制御する。
は、制御方向は逆方向となるが、以上説明した動作と同
様である。即ち減衰量設定電圧５の電圧を下げるので極
性が負方向の不平衝電流１０２が生づる。バイアス電流
１０３は減少し、ピンダイオード１８の抵抗値は大きく
なり、入力インピーダンスを上げて整合状態になるよう
制御する。
【００１７】更にピンダイオードなどの特性のバラツキ
或は温度、経時変化などに対しても、上記制御が働くの
で入力インピーダンスの整合状態が自動的に維持され
る。
或は温度、経時変化などに対しても、上記制御が働くの
で入力インピーダンスの整合状態が自動的に維持され
る。
【００１８】尚、ハイブリットコイル２１は４線側巻線
比が１：１のものを使用すると、入力信号は３ｄＢの通
過損失を受けるので、これを減じたい場合は１：９など
の非対称の巻線比のものを使用しても良い。
比が１：１のものを使用すると、入力信号は３ｄＢの通
過損失を受けるので、これを減じたい場合は１：９など
の非対称の巻線比のものを使用しても良い。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の可変抵抗
減衰回路は、入力インピーダンスの不整合状態をハイブ
リットトランスを用いてその不平衡電流によって検出
し、この検出出力によりピンダイオードの抵抗値を制御
して整合状態としているので、広い可変範囲で最適な整
合状態を維持することができ、またピンダイオードなど
の部品バラツキ、特性の変化等に対しても安定した整合
状態を維持することができる効果がある。特にＣＡＴＶ
用中継器などに使用した場合は、不整合状態による映像
品質の劣化を防止して画質の安定化に対し多大の効果が
ある。
減衰回路は、入力インピーダンスの不整合状態をハイブ
リットトランスを用いてその不平衡電流によって検出
し、この検出出力によりピンダイオードの抵抗値を制御
して整合状態としているので、広い可変範囲で最適な整
合状態を維持することができ、またピンダイオードなど
の部品バラツキ、特性の変化等に対しても安定した整合
状態を維持することができる効果がある。特にＣＡＴＶ
用中継器などに使用した場合は、不整合状態による映像
品質の劣化を防止して画質の安定化に対し多大の効果が
ある。
【図１】本発明の一実施例の回路図である。
【図２】従来例の回路図である。
１ 可変減衰器 ２ 反射電力検出回路 ３ 制御回路 ４ 負荷 ５ 減衰量設定電圧 １６，１８ ピンダイオード ２１ ハイブリットコイル ２２ 平衡抵抗 ３１，３２ 抵抗減衰器 ３３ 位相比較器 ３４ バンドパスフィルタ ３５ 増巾器 ３６ 整流回路 ３７ 直流増巾器 １０１ 入力信号 １０２ 不平衡電流 １０３，１０４ バイアス電流
Claims (2)
- 【請求項１】 直列アームの可変抵抗器に第１のピンダ
イオードと並列アームの可変抵抗器に第２のピンダイオ
ードとを用い外部制御電圧により前記第１のピンダイオ
ードのバイアス電流を可変すると同時に内部で自動的に
制御される前記第２のピンダイオードのバイアス電流に
より減衰量を所定の値に設定するブリッジＴ型可変減衰
器と、ハイブリットトランスの４線側巻線回路の一方を
外部入力端子に他方を検出出力端子にまた前記ハイブリ
ットトランスの２線側巻線回路を前記ブリッジＴ型可変
減衰器の入力に接続して前記外部入力端子に入力信号を
加えた時に前記ブリッジＴ型可変減衰器の入力インピー
ダンスの不整合状態により前記検出出力端子に生じる不
平衝電流を不整合による反射電力として検出するハイブ
リットトランス回路と、前記不平衝電流の正負位相状態
を前記入力信号により判定し前記外部制御電圧により減
衰量を可変する時に基準減衰量（減衰量可変巾の中央で
あらかじめ前記不平衝電流が０に設定される減衰量をい
う）で設定された前記ブリッジＴ型減衰器の正規インピ
ーダンス値が高（＋）あるいは低（−）の方向に変化す
るかその変化方向を示す極性信号を出力する位相比較器
と前記不平衝電流に含まれるパイロット信号を抽出する
バンドパスフィルタと前記バンドパスフィルタの出力信
号を増幅した後に前記極性信号に応じて＋方向あるいは
一方向に整流し前記外部制御電圧により可変される減衰
量の変化方向と変化量とを示す直流電圧を出力する増幅
整流回路と前記直流電圧をレベルシフトし直流増幅して
前記基準減衰量の時を基準電流として前記直流電圧に応
じて変化し前記不平衝電流を０に近づけるように制御す
る第２のピンダイオードのバイアス電流として出力する
直流増幅器とから構成される制御回路とを備えることを
特徴とする可変抵抗減衰回路。 - 【請求項２】 前記ハイブリッドトランス回路は４線側
の外部入力端子側と検出出力端子側との巻線比をｎ（２
以上の整数）：１と非対称にすることを特徴とする請求
項１記載の可変抵抗減衰回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6232741A JP2842793B2 (ja) | 1994-09-28 | 1994-09-28 | 可変抵抗減衰回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6232741A JP2842793B2 (ja) | 1994-09-28 | 1994-09-28 | 可変抵抗減衰回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0897677A JPH0897677A (ja) | 1996-04-12 |
| JP2842793B2 true JP2842793B2 (ja) | 1999-01-06 |
Family
ID=16944045
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6232741A Expired - Lifetime JP2842793B2 (ja) | 1994-09-28 | 1994-09-28 | 可変抵抗減衰回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2842793B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4732032B2 (ja) * | 2005-06-30 | 2011-07-27 | 株式会社ゼネラル リサーチ オブ エレクトロニックス | 可変抵抗回路 |
| CN109995344B (zh) * | 2019-05-10 | 2024-02-13 | 中国电子科技集团公司第三十四研究所 | 一种数控衰减电路及其调节方法 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63301610A (ja) * | 1987-05-29 | 1988-12-08 | Sony Tektronix Corp | 可変減衰器 |
| JP3381283B2 (ja) * | 1991-12-24 | 2003-02-24 | 株式会社デンソー | 可変リアクタンス回路およびこれを用いた可変整合回路 |
-
1994
- 1994-09-28 JP JP6232741A patent/JP2842793B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0897677A (ja) | 1996-04-12 |
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