JP2840850B2 - スイッチング型電源 - Google Patents
スイッチング型電源Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0032—Control circuits allowing low power mode operation, e.g. in standby mode
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Television Receiver Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はスイッチング型電源に関する。
或る種のテレビジョン受像機は、例えば、受像機の共
通導体に対して生成されるＲ、Ｇ、Ｂ入力信号のような
外部ビデオ入力信号を受信するための信号端子を有す
る。そして、その信号端子および受像機共通導体は、例
えばVCRあるいはテレテキスト・デコーダのような外部
装置の対応する信号端子と共通導体に結合される。
通導体に対して生成されるＲ、Ｇ、Ｂ入力信号のような
外部ビデオ入力信号を受信するための信号端子を有す
る。そして、その信号端子および受像機共通導体は、例
えばVCRあるいはテレテキスト・デコーダのような外部
装置の対応する信号端子と共通導体に結合される。
外部装置とテレビジョン受像機との間の信号結合を簡
単にするため、受像機および外部装置の共通導体は全て
が同電位になる様に互いに接続される。また、各外部装
置の信号線は受像機の対応する信号端子に結合される。
その様な構成では、テレビジョン受像機の様な各装置の
共通導体はその装置を付勢する対応交流主電源に対して
浮動状態、あるいは導電的に絶縁状態を維持される。そ
の共通導体が浮動状態に維持されている時に、その共通
導体の電位を持っている端子に使用者が接触してもその
使用者は電気的な衝撃を受けない。
単にするため、受像機および外部装置の共通導体は全て
が同電位になる様に互いに接続される。また、各外部装
置の信号線は受像機の対応する信号端子に結合される。
その様な構成では、テレビジョン受像機の様な各装置の
共通導体はその装置を付勢する対応交流主電源に対して
浮動状態、あるいは導電的に絶縁状態を維持される。そ
の共通導体が浮動状態に維持されている時に、その共通
導体の電位を持っている端子に使用者が接触してもその
使用者は電気的な衝撃を受けない。
それ故、例えばテレビジョン受像機の共通導体あるい
はアースをその受像機に電力を供給する交流主電源の端
子の電位から絶縁することが望ましい。その様な絶縁
は、一般には変圧器によって行なわれ、絶縁された共通
導体は、“コールド（cold）”接地導体と呼ばれる。
はアースをその受像機に電力を供給する交流主電源の端
子の電位から絶縁することが望ましい。その様な絶縁
は、一般には変圧器によって行なわれ、絶縁された共通
導体は、“コールド（cold）”接地導体と呼ばれる。
テレビジョン受像機の代表的なスイッチング型電源
（SMPS）では、例えば、交流主供給電圧がブリッジ整流
器に直接結合され、例えば、“ホット（hot）”接地導
体と呼ばれるコールド接地導体から導電的に絶縁された
共通導体を基準とする未調整直流入力供給電圧が生成さ
れる。パルス幅変調器は絶縁の働きをしているフライバ
ック変圧器の１次巻線間に未調整供給電圧を供給するチ
ョッパートランジスタ・スイッチのデューティサイクル
を制御する。変調器によって決定される周波数を持つフ
ライバック電圧がこの変圧器の２次巻線で生成され、且
つ整流されて、テレビジョン受像機の水平偏向回路を付
勢する電圧Ｂ＋のような直流出力供給電圧が生成され
る。フライバック変圧器の１次巻線は、例えばホット接
地導体に導電的に結合されている。フライバック変圧器
の２次巻線と電圧Ｂ＋は変圧器によって形成されたホッ
ト・コールド障壁によってホット接地導体から導電的に
絶縁される。
（SMPS）では、例えば、交流主供給電圧がブリッジ整流
器に直接結合され、例えば、“ホット（hot）”接地導
体と呼ばれるコールド接地導体から導電的に絶縁された
共通導体を基準とする未調整直流入力供給電圧が生成さ
れる。パルス幅変調器は絶縁の働きをしているフライバ
ック変圧器の１次巻線間に未調整供給電圧を供給するチ
ョッパートランジスタ・スイッチのデューティサイクル
を制御する。変調器によって決定される周波数を持つフ
ライバック電圧がこの変圧器の２次巻線で生成され、且
つ整流されて、テレビジョン受像機の水平偏向回路を付
勢する電圧Ｂ＋のような直流出力供給電圧が生成され
る。フライバック変圧器の１次巻線は、例えばホット接
地導体に導電的に結合されている。フライバック変圧器
の２次巻線と電圧Ｂ＋は変圧器によって形成されたホッ
ト・コールド障壁によってホット接地導体から導電的に
絶縁される。
或る従来回路では、出力供給電圧である電圧Ｂ＋は、
フライバック変圧器の別の巻線、すなわちいわば別の変
圧器、に生成された電圧を感知することによって検知さ
れ、この検知された電圧によって前記チョッパートラン
ジスタ・スイッチを制御して出力供給電圧の調整をして
いた。しかし、その様にして検知される電圧は出力供給
電圧たとえば電圧Ｂ＋の変化に十分に追随することがで
きないので不都合である。電圧Ｂ＋の調整を都合良く行
なうためには、別の巻線や別の変圧器の如き別のホット
・コールド障壁をなす手段を使用せずに、電圧Ｂ＋が生
成される端子においてその電圧を直接検知することが望
ましい。
フライバック変圧器の別の巻線、すなわちいわば別の変
圧器、に生成された電圧を感知することによって検知さ
れ、この検知された電圧によって前記チョッパートラン
ジスタ・スイッチを制御して出力供給電圧の調整をして
いた。しかし、その様にして検知される電圧は出力供給
電圧たとえば電圧Ｂ＋の変化に十分に追随することがで
きないので不都合である。電圧Ｂ＋の調整を都合良く行
なうためには、別の巻線や別の変圧器の如き別のホット
・コールド障壁をなす手段を使用せずに、電圧Ｂ＋が生
成される端子においてその電圧を直接検知することが望
ましい。
この発明を実施したスイッチング型電源では、フライ
バック・タイミング制御信号が電圧Ｂ＋（出力供給電
圧）のレベルに従って生成され、それらは共にコールド
接地導体を基準にしている。そのタイミング制御信号
は、従来の如き別の変圧器などの手段を使用せずに、入
力側エネルギーを出力側に伝達するホット・コールド障
壁をなす変圧器を介して、ホット接地導体に導電的に結
合されているチョッパートランジスタ・スイッチに供給
されて、そのチョッパートランジスタ・スイッチの導通
デューティサイクルのパルス幅変調を行なう。
バック・タイミング制御信号が電圧Ｂ＋（出力供給電
圧）のレベルに従って生成され、それらは共にコールド
接地導体を基準にしている。そのタイミング制御信号
は、従来の如き別の変圧器などの手段を使用せずに、入
力側エネルギーを出力側に伝達するホット・コールド障
壁をなす変圧器を介して、ホット接地導体に導電的に結
合されているチョッパートランジスタ・スイッチに供給
されて、そのチョッパートランジスタ・スイッチの導通
デューティサイクルのパルス幅変調を行なう。
このように、主たるエネルギー伝達用変圧器の他に、
ホット・コールド障壁をなす別の絶縁用変圧器を使用す
ることなく、上述のような、出力供給電圧に正しく追随
するタイミング制御信号を用いていて、所望の出力供給
電圧の調整を行なうことができる。
ホット・コールド障壁をなす別の絶縁用変圧器を使用す
ることなく、上述のような、出力供給電圧に正しく追随
するタイミング制御信号を用いていて、所望の出力供給
電圧の調整を行なうことができる。
この発明のスイッチング型電源の要旨とする構成を、
理解の便のために後記の図示実施例における諸素子にお
よび電圧等に付けた参照番号を各要素に付記して、次に
説明する。
理解の便のために後記の図示実施例における諸素子にお
よび電圧等に付けた参照番号を各要素に付記して、次に
説明する。
この発明によるスイッチング型電源は、第１の態様と
して、入力供給電圧の電圧源（100）と、第１巻線（W
1）および第２巻線（W3）を有する変圧器（Ｔ）と、こ
の第１巻線（W1）および電圧源（100）に結合された端
子（トランジスタQ1のコレクタ）を有する制御可能なス
イッチ（Q1）を持っている。このスイッチ（Q1）は、周
期性の第１制御信号（iB）によって導通／非導通の切換
えがなされて上記第１巻線（W1）に第１のスイッチング
電流（iC）を流す。スイッチ（Q1）が導通から非導通に
切換えられると、第１巻線（W1）を流れていた第１のス
イッチング電流（iC）の消滅により変圧器（Ｔ）には磁
気的エネルギーが蓄えられる、変圧器（Ｔ）には、巻線
（W1）中の第１のスイッチング電流（iC）に応答して、
負荷（たとえば水平偏向回路）に供給されるべき出力供
給電圧（Ｂ＋）を、この変圧器（Ｔ）に蓄えられている
磁気的エネルギーから生成する手段（106）が結合され
ている。更に、変圧器（Ｔ）の第１巻線（W1）を含む電
流路中に接続されていて、上記のスイッチ（Q1）の導通
時に第１のスイッチング電流（iC）の少なくとも一部分
を流通させることによってこの電流（iC）のレベルを表
わす電流サンプリング信号（Vsense）を発生させるサン
プリング用インピーダンス（RS）と、この電流サンプリ
ング信号（Vsense）に応答して前述の第１制御信号
（iB）を生成し、第１のスイッチング電流（iC）が或る
所定のレベルを超えたときに上記のスイッチ（Q1）を非
導通に変える手段（U1a、U1b、Q2）と、上記スイッチ
（Q1）の第１の導通期間の経過後に変圧器（Ｔ）の第２
巻線（W3）に低インピーダンスを与えて第１のスイッチ
ング電流（iC）が上記の所定レベルを超えるようにする
手段（Q3）と、上記のスイッチ（Q1）のデューティサイ
クルが出力供給電圧（Ｂ＋）を調整するため負帰還的に
変わるように、出力供給電圧（Ｂ＋）に従ってスイッチ
（Q1）の上記第１の導通期間の長さを変える手段（U2
a）と、を有している。
して、入力供給電圧の電圧源（100）と、第１巻線（W
1）および第２巻線（W3）を有する変圧器（Ｔ）と、こ
の第１巻線（W1）および電圧源（100）に結合された端
子（トランジスタQ1のコレクタ）を有する制御可能なス
イッチ（Q1）を持っている。このスイッチ（Q1）は、周
期性の第１制御信号（iB）によって導通／非導通の切換
えがなされて上記第１巻線（W1）に第１のスイッチング
電流（iC）を流す。スイッチ（Q1）が導通から非導通に
切換えられると、第１巻線（W1）を流れていた第１のス
イッチング電流（iC）の消滅により変圧器（Ｔ）には磁
気的エネルギーが蓄えられる、変圧器（Ｔ）には、巻線
（W1）中の第１のスイッチング電流（iC）に応答して、
負荷（たとえば水平偏向回路）に供給されるべき出力供
給電圧（Ｂ＋）を、この変圧器（Ｔ）に蓄えられている
磁気的エネルギーから生成する手段（106）が結合され
ている。更に、変圧器（Ｔ）の第１巻線（W1）を含む電
流路中に接続されていて、上記のスイッチ（Q1）の導通
時に第１のスイッチング電流（iC）の少なくとも一部分
を流通させることによってこの電流（iC）のレベルを表
わす電流サンプリング信号（Vsense）を発生させるサン
プリング用インピーダンス（RS）と、この電流サンプリ
ング信号（Vsense）に応答して前述の第１制御信号
（iB）を生成し、第１のスイッチング電流（iC）が或る
所定のレベルを超えたときに上記のスイッチ（Q1）を非
導通に変える手段（U1a、U1b、Q2）と、上記スイッチ
（Q1）の第１の導通期間の経過後に変圧器（Ｔ）の第２
巻線（W3）に低インピーダンスを与えて第１のスイッチ
ング電流（iC）が上記の所定レベルを超えるようにする
手段（Q3）と、上記のスイッチ（Q1）のデューティサイ
クルが出力供給電圧（Ｂ＋）を調整するため負帰還的に
変わるように、出力供給電圧（Ｂ＋）に従ってスイッチ
（Q1）の上記第１の導通期間の長さを変える手段（U2
a）と、を有している。
また、この発明のスイッチング型電源は、正常モード
の動作でもこの正常モードの動作が止まっている待機モ
ードの動作でも働くことができるスイッチング型電源と
して構成されているもので、スイッチング・トランジス
タ（Q1）と、このスイッチング・トランジスタ（Q1）の
主電流導通電極（コレクタ）に結合された第１巻線（W
1）を持った変圧器（Ｔ）と、このスイッチング・トラ
ンジスタ（Q1）にスイッチング動作を行なわせるために
その制御電極（ベース）に結合された制御手段（Q2）
と、変圧器（Ｔ）に結合されていて上記トランジスタ
（Q1）のスイッチング動作に従って、負荷に供給される
出力供給電圧（Ｂ＋）と負荷電流（iL）とを生成する手
段（106）と、出力供給電圧に応答して、正常モード動
作期間中、この出力供給電圧に従ってスイッチング・ト
ランジスタ（Q1）のデューティサイクルを変えるために
上記の制御手段（Q2）に供給すべき第１制御信号
（VIN）を生成する手段（U1a）と、電源の待機モード動
作期間に、負荷が要求する電流（iL）を、正常モードの
動作期間における負荷電流よりも減少させ、その結果、
オン／オフ制御信号（端子126の信号）が正常モードか
ら待機モードへ変わった後に、負荷の正常動作を止めか
つ上記の減少した負荷電流に応動して出力供給電圧（Ｂ
＋）が増加するようにするオン／オフ制御信号の信号源
（Q4）と、出力供給電圧（Ｂ＋）が、正常モードの動作
から待機モードの動作への遷移期間中、所定のレベルを
超えると、この出力供給電圧（Ｂ＋）に応答して第２制
御信号（Vm）を発生する手段（U1c）と、を備えてい
る。上記の第２制御信号（Vm）は、第１制御信号
（VIN）を生成する手段（U1a）に結合されて、待機モー
ドの期間に第１制御信号（VIN）を変化させることによ
って、スイッチング・トランジスタ（Q1）を流れる第１
のスイッチング電流のピーク・レベルを正常モード期間
における第１のスイッチング電流の値よりも低くして、
出力供給電圧（Ｂ＋）の値を正常モードの動作期間にお
ける値よりも小さな値に減少させる働きをする信号であ
る。更に、この電源は、上記した出力供給電圧が小さな
値に減少しても、上記待機モードの動作への遷移に続く
待機モードの動作期間中、第２制御信号（Vm）の発生を
維持する手段（U1d）を備えて、構成されている。
の動作でもこの正常モードの動作が止まっている待機モ
ードの動作でも働くことができるスイッチング型電源と
して構成されているもので、スイッチング・トランジス
タ（Q1）と、このスイッチング・トランジスタ（Q1）の
主電流導通電極（コレクタ）に結合された第１巻線（W
1）を持った変圧器（Ｔ）と、このスイッチング・トラ
ンジスタ（Q1）にスイッチング動作を行なわせるために
その制御電極（ベース）に結合された制御手段（Q2）
と、変圧器（Ｔ）に結合されていて上記トランジスタ
（Q1）のスイッチング動作に従って、負荷に供給される
出力供給電圧（Ｂ＋）と負荷電流（iL）とを生成する手
段（106）と、出力供給電圧に応答して、正常モード動
作期間中、この出力供給電圧に従ってスイッチング・ト
ランジスタ（Q1）のデューティサイクルを変えるために
上記の制御手段（Q2）に供給すべき第１制御信号
（VIN）を生成する手段（U1a）と、電源の待機モード動
作期間に、負荷が要求する電流（iL）を、正常モードの
動作期間における負荷電流よりも減少させ、その結果、
オン／オフ制御信号（端子126の信号）が正常モードか
ら待機モードへ変わった後に、負荷の正常動作を止めか
つ上記の減少した負荷電流に応動して出力供給電圧（Ｂ
＋）が増加するようにするオン／オフ制御信号の信号源
（Q4）と、出力供給電圧（Ｂ＋）が、正常モードの動作
から待機モードの動作への遷移期間中、所定のレベルを
超えると、この出力供給電圧（Ｂ＋）に応答して第２制
御信号（Vm）を発生する手段（U1c）と、を備えてい
る。上記の第２制御信号（Vm）は、第１制御信号
（VIN）を生成する手段（U1a）に結合されて、待機モー
ドの期間に第１制御信号（VIN）を変化させることによ
って、スイッチング・トランジスタ（Q1）を流れる第１
のスイッチング電流のピーク・レベルを正常モード期間
における第１のスイッチング電流の値よりも低くして、
出力供給電圧（Ｂ＋）の値を正常モードの動作期間にお
ける値よりも小さな値に減少させる働きをする信号であ
る。更に、この電源は、上記した出力供給電圧が小さな
値に減少しても、上記待機モードの動作への遷移に続く
待機モードの動作期間中、第２制御信号（Vm）の発生を
維持する手段（U1d）を備えて、構成されている。
第１図（第1a図と第1b図より成る）はこの発明を実施
したスイッチング型電源（SMPS）の１例を示す。このス
イッチング型電源は、例えばテレビジョン受像機の偏向
回路（図示せず）を付勢するために使用される調整され
た＋145Vの出力供給電圧Ｂ＋と、同じく調整された＋24
Vの出力供給電圧Ｖ＋とを生成する。また、主供給電圧V
ACは、ブリッジ整流器100で整流されて端子100aに未調
整電圧VURを生成する。フライバック変圧器Ｔの１次巻
線W1は端子100aと電力スイッチング・トランジスタQ1の
コレクタ電極との間に結合されている。このフライバッ
ク変圧器Ｔは第3a図と第3b図に示すように構成されてい
る。第１図、第3a図、第3b図の同じ符号と数字は同一
物、あるいは同一機能を示す。
したスイッチング型電源（SMPS）の１例を示す。このス
イッチング型電源は、例えばテレビジョン受像機の偏向
回路（図示せず）を付勢するために使用される調整され
た＋145Vの出力供給電圧Ｂ＋と、同じく調整された＋24
Vの出力供給電圧Ｖ＋とを生成する。また、主供給電圧V
ACは、ブリッジ整流器100で整流されて端子100aに未調
整電圧VURを生成する。フライバック変圧器Ｔの１次巻
線W1は端子100aと電力スイッチング・トランジスタQ1の
コレクタ電極との間に結合されている。このフライバッ
ク変圧器Ｔは第3a図と第3b図に示すように構成されてい
る。第１図、第3a図、第3b図の同じ符号と数字は同一
物、あるいは同一機能を示す。
第１図のトランジスタQ1のエミッタはエミッタ電流サ
ンプリング抵抗器RSを経てホット接地と称する共通導体
に結合されていて、抵抗器RSの両端間にはトランジスタ
Q1のコレクタ電流iCに比例する電圧Vsenseが生成され
る。トランジスタQ1のベースは結合キャパシタ102を介
して端子104に結合されており、この端子104にはスイッ
チング信号VC2が生成される。信号VC2はトランジスタQ1
にスイッチング動作を行なわせる。端子104は抵抗器103
を介して変圧器Ｔの２次巻線W2の端子W2aに結合されて
いる。
ンプリング抵抗器RSを経てホット接地と称する共通導体
に結合されていて、抵抗器RSの両端間にはトランジスタ
Q1のコレクタ電流iCに比例する電圧Vsenseが生成され
る。トランジスタQ1のベースは結合キャパシタ102を介
して端子104に結合されており、この端子104にはスイッ
チング信号VC2が生成される。信号VC2はトランジスタQ1
にスイッチング動作を行なわせる。端子104は抵抗器103
を介して変圧器Ｔの２次巻線W2の端子W2aに結合されて
いる。
第２図（ａ）乃至（ｍ）は第１図のスイッチング型電
源の正常な安定状態動作を説明するための波形を示す。
第1a図、第1b図、第２図（ａ）乃至（ｍ）における同じ
符号と数字は同一物、あるいは同一機能を示す。
源の正常な安定状態動作を説明するための波形を示す。
第1a図、第1b図、第２図（ａ）乃至（ｍ）における同じ
符号と数字は同一物、あるいは同一機能を示す。
いま、第２図（ａ）乃至（ｍ）に示された波形の互い
に対応する一つの周期について見ると、たとえば第２図
（ａ）の期間t0−t2に対応する期間に、第１図の巻線W2
に生成される第２図（ｄ）の電圧VW2はホット接地に対
して正となり、トランジスタQ1のベースに矢印方向に流
れる電流iBを生成する。この電流iBは、図示された極性
の電圧VC102をキャパシタ102中に生成する。第２図
（ｃ）の電流iBは、第２図（ａ）の期間t0−t2に第１図
のトランジスタQ1を導通状態に維持するベース電流を与
える。その結果、第１図に示す、トランジスタQ1のコレ
クタ電流iCは第２図（ｂ）に示すように期間t0−t2にア
ップランピング（upramping）し、それにより第１図の
変圧器Ｔには誘導性エネルギーが蓄積される。後述のよ
うに、第２図（ａ）の時点t2で第１図のトランジスタQ1
は非導通になる。
に対応する一つの周期について見ると、たとえば第２図
（ａ）の期間t0−t2に対応する期間に、第１図の巻線W2
に生成される第２図（ｄ）の電圧VW2はホット接地に対
して正となり、トランジスタQ1のベースに矢印方向に流
れる電流iBを生成する。この電流iBは、図示された極性
の電圧VC102をキャパシタ102中に生成する。第２図
（ｃ）の電流iBは、第２図（ａ）の期間t0−t2に第１図
のトランジスタQ1を導通状態に維持するベース電流を与
える。その結果、第１図に示す、トランジスタQ1のコレ
クタ電流iCは第２図（ｂ）に示すように期間t0−t2にア
ップランピング（upramping）し、それにより第１図の
変圧器Ｔには誘導性エネルギーが蓄積される。後述のよ
うに、第２図（ａ）の時点t2で第１図のトランジスタQ1
は非導通になる。
トランジスタQ1が非導通になった後、巻線W1に蓄積さ
れた誘導性エネルギーは変圧器、つまりフライバック作
用によって、変圧器Ｔの２次巻線W4へ伝送される。巻線
W4の対応する端子108と109に生成された対応するフライ
バック・パルスはそれぞれダイオード106、107によって
整流され、更に、キャパシタ121、122で濾波されて、コ
ールド接地と称する第２の共通導体を基準とした直流電
圧Ｂ＋、Ｖ＋を生成する。コールド接地はホット接地か
ら電気的に絶縁されている。
れた誘導性エネルギーは変圧器、つまりフライバック作
用によって、変圧器Ｔの２次巻線W4へ伝送される。巻線
W4の対応する端子108と109に生成された対応するフライ
バック・パルスはそれぞれダイオード106、107によって
整流され、更に、キャパシタ121、122で濾波されて、コ
ールド接地と称する第２の共通導体を基準とした直流電
圧Ｂ＋、Ｖ＋を生成する。コールド接地はホット接地か
ら電気的に絶縁されている。
端子109は抵抗器110と111によって形成された分圧器
を介して比較器U2bの反転入力端子113に結合されてい
る。第1a図のトランジスタQ1の導通時に、変圧器作用に
よって生成された端子109の電圧は負であって、端子113
に結合されている保護ダイオード112は導通し、第２図
（ｍ）の期間t0−t2に、端子113に生成される信号VHを
ダイオード112の順方向電圧（負の値である）にクラン
プする。
を介して比較器U2bの反転入力端子113に結合されてい
る。第1a図のトランジスタQ1の導通時に、変圧器作用に
よって生成された端子109の電圧は負であって、端子113
に結合されている保護ダイオード112は導通し、第２図
（ｍ）の期間t0−t2に、端子113に生成される信号VHを
ダイオード112の順方向電圧（負の値である）にクラン
プする。
第1b図に３個の抵抗器R10、R11、R12は電圧Ｂ＋が生
成される端子150と比較器U2bの出力端子114との間に直
列に結合されていて、端子114とコールド接地との間に
結合されたキャパシタC10を充電する。従って、信号VH
が負の時は、抵抗器R10とR11の間の端子115に、期間t0
−t2の間、例えば第２図（ｌ）に示すような波形の鋸歯
状信号VSのアップランピング部分が生成される。期間t0
−t2以前は、第1b図のキャパシタC10は完全に放電され
ているので、第２図（ｌ）の信号VSは＋12Vよりも低い
レベルの平坦部分となる。その平坦部分のレベルは抵抗
器R11とR12の両抵抗値の和と抵抗器R10の抵抗値との比
によって決定される。
成される端子150と比較器U2bの出力端子114との間に直
列に結合されていて、端子114とコールド接地との間に
結合されたキャパシタC10を充電する。従って、信号VH
が負の時は、抵抗器R10とR11の間の端子115に、期間t0
−t2の間、例えば第２図（ｌ）に示すような波形の鋸歯
状信号VSのアップランピング部分が生成される。期間t0
−t2以前は、第1b図のキャパシタC10は完全に放電され
ているので、第２図（ｌ）の信号VSは＋12Vよりも低い
レベルの平坦部分となる。その平坦部分のレベルは抵抗
器R11とR12の両抵抗値の和と抵抗器R10の抵抗値との比
によって決定される。
鋸歯状信号VSは比較器U2aの非反転入力端子に結合さ
れる。比較器U2aの反転入力端子には＋12Vのレベルの電
圧が供給されている。第２図（ｋ）のパルス信号VB3が
生成される比較器U2aの出力端子116はスイッチング・ト
ランジスタQ3のベース電極に結合されている。そのトラ
ンジスタQ3のコレクタは、保護ダイオードD3と電流制限
インダクタL3を経て変圧器Ｔの２次巻線W3に結合されて
いる。例えば、第２図（ｋ）の期間t1−t2のような鋸歯
状信号VSが＋12Vのレベルよりも大きくなった後、トラ
ンジスタQ3はトランジスタQ1の導通期間の一部分で瞬間
的に導通する。
れる。比較器U2aの反転入力端子には＋12Vのレベルの電
圧が供給されている。第２図（ｋ）のパルス信号VB3が
生成される比較器U2aの出力端子116はスイッチング・ト
ランジスタQ3のベース電極に結合されている。そのトラ
ンジスタQ3のコレクタは、保護ダイオードD3と電流制限
インダクタL3を経て変圧器Ｔの２次巻線W3に結合されて
いる。例えば、第２図（ｋ）の期間t1−t2のような鋸歯
状信号VSが＋12Vのレベルよりも大きくなった後、トラ
ンジスタQ3はトランジスタQ1の導通期間の一部分で瞬間
的に導通する。
トランジスタQ3は導通時に、ダイオードD3とインダク
タL3と共に、巻線W3の両端間に結合されてその巻線の両
端間で実質的に低インピーダンスとして作用する直列構
成を形成する。インダクタL3は第２図（ｊ）の短絡回路
電流iSのピーク振幅を制限する。その結果生ずる低イン
ピーダンスは変圧器作用によって第１図の巻線W1の両端
間に低インピーダンスをもたらす。それ故、トランジス
タQ1のコレクタ電流iCは第２図（ｂ）の期間t1−t2に期
間t0−t1におけるよりも十分に速い速度で増加する。そ
の結果、電流iCに比例する第1a図の電圧Vsenseは第２図
（ｂ）の時点t1後の短時間に、ツエナーダイオードZ2.7
の両端間に生ずる第1a図の基準電圧VR1に等しくなる。
タL3と共に、巻線W3の両端間に結合されてその巻線の両
端間で実質的に低インピーダンスとして作用する直列構
成を形成する。インダクタL3は第２図（ｊ）の短絡回路
電流iSのピーク振幅を制限する。その結果生ずる低イン
ピーダンスは変圧器作用によって第１図の巻線W1の両端
間に低インピーダンスをもたらす。それ故、トランジス
タQ1のコレクタ電流iCは第２図（ｂ）の期間t1−t2に期
間t0−t1におけるよりも十分に速い速度で増加する。そ
の結果、電流iCに比例する第1a図の電圧Vsenseは第２図
（ｂ）の時点t1後の短時間に、ツエナーダイオードZ2.7
の両端間に生ずる第1a図の基準電圧VR1に等しくなる。
電圧VsenseとVR1は比較器U1aに結合されてそこで比較
される。その比較器には出力端子105を介してキャパシ
タC2の両端間に結合される出力トランジスタ・スイッチ
（図示せず）がある。第２図（ｂ）の時点t2で電圧V
senseが電圧VR1に等しくなると、第1a図のキャパシタC2
は直ちに放電され、キャパシタC2で生成される鋸歯状信
号VINは第２図（ｆ）に示すように零になる。期間t2−t
6のような各周期の残予期間に、鋸歯状信号VINは第1a図
の抵抗器R2とキャパシタC2とによって決定される速さで
アップランピングする。信号VINは比較器U1bの反転入力
端子に供給される。ツエナーダイオードZ5.1の両端間に
生成された基準レベルVR2は比較器U1bの非反転入力端子
に供給される。
される。その比較器には出力端子105を介してキャパシ
タC2の両端間に結合される出力トランジスタ・スイッチ
（図示せず）がある。第２図（ｂ）の時点t2で電圧V
senseが電圧VR1に等しくなると、第1a図のキャパシタC2
は直ちに放電され、キャパシタC2で生成される鋸歯状信
号VINは第２図（ｆ）に示すように零になる。期間t2−t
6のような各周期の残予期間に、鋸歯状信号VINは第1a図
の抵抗器R2とキャパシタC2とによって決定される速さで
アップランピングする。信号VINは比較器U1bの反転入力
端子に供給される。ツエナーダイオードZ5.1の両端間に
生成された基準レベルVR2は比較器U1bの非反転入力端子
に供給される。
第２図（ｆ）の時点t2に信号VINが零になると、比較
器U1bの出力端子で生成されてスイッチング・トランジ
スタQ2のベースに結合される第２図（ｇ）の出力信号V
OUTはトランジスタQ2を導通させる。第２図（ｅ）の時
点t2に第1a図のトランジスタQ2が導通すると、そのトラ
ンジスタQ2はキャパシタ102の端子104をホット接地へ結
合する。トランジスタQ1のベースに結合されているキャ
パシタ102の他方の端子は端子104のレベルに対して負の
レベルにある。それ故、第２図（ａ）の時点t2の前にト
ランジスタQ1を導通状態にしていたトランジスタQ1のベ
ース電荷は速やかに除去され、第1a図のトランジスタQ1
は直ちに非導通状態になる。
器U1bの出力端子で生成されてスイッチング・トランジ
スタQ2のベースに結合される第２図（ｇ）の出力信号V
OUTはトランジスタQ2を導通させる。第２図（ｅ）の時
点t2に第1a図のトランジスタQ2が導通すると、そのトラ
ンジスタQ2はキャパシタ102の端子104をホット接地へ結
合する。トランジスタQ1のベースに結合されているキャ
パシタ102の他方の端子は端子104のレベルに対して負の
レベルにある。それ故、第２図（ａ）の時点t2の前にト
ランジスタQ1を導通状態にしていたトランジスタQ1のベ
ース電荷は速やかに除去され、第1a図のトランジスタQ1
は直ちに非導通状態になる。
鋸歯状信号VINによって制御される信号VOUTは第２図
（ｇ）の期間t2−t4にトランジスタQ2を導通状態に維持
し、またトランジスタQ1を非導通状態に維持する。第２
図（ｆ）のアップランピング信号VINがレベルVR2よりも
大きくなる時点t4で信号VOUTは状態を変えて0Vのレベル
に達するので、ワンショット動作が得られる。各周期に
おいて長さが同じである例えば第２図（ａ）の期間t2−
t4にトランジスタQ2は導通状態に維持され、トランジス
タQ1は非導通状態に維持される。
（ｇ）の期間t2−t4にトランジスタQ2を導通状態に維持
し、またトランジスタQ1を非導通状態に維持する。第２
図（ｆ）のアップランピング信号VINがレベルVR2よりも
大きくなる時点t4で信号VOUTは状態を変えて0Vのレベル
に達するので、ワンショット動作が得られる。各周期に
おいて長さが同じである例えば第２図（ａ）の期間t2−
t4にトランジスタQ2は導通状態に維持され、トランジス
タQ1は非導通状態に維持される。
例えば期間t2−t4の一部分の間に、２次巻線W4の端子
108、109のそれぞれにおける正のフライバック・パルス
はダイオード106、107を導通状態に維持し、且つ、フィ
ルタ・キャパシタ121、122をそれぞれ充電する電流を生
成する。例えば、キャパシタ121に蓄積される電荷は端
子150を介して流れる負荷電流iLとして除去される電荷
を補充し、且つ、第1a図のトランジスタQ1の導通時に第
２図（ａ）の期間t0−t2の長さに比例する。また、第２
図（ａ）の期間t0−t2の長さは信号VB3によって制御さ
れる。従って、例えば、電圧Ｂ＋はトランジスタQ1のデ
ューティサイクルを制御する信号VB3によって調整され
る。
108、109のそれぞれにおける正のフライバック・パルス
はダイオード106、107を導通状態に維持し、且つ、フィ
ルタ・キャパシタ121、122をそれぞれ充電する電流を生
成する。例えば、キャパシタ121に蓄積される電荷は端
子150を介して流れる負荷電流iLとして除去される電荷
を補充し、且つ、第1a図のトランジスタQ1の導通時に第
２図（ａ）の期間t0−t2の長さに比例する。また、第２
図（ａ）の期間t0−t2の長さは信号VB3によって制御さ
れる。従って、例えば、電圧Ｂ＋はトランジスタQ1のデ
ューティサイクルを制御する信号VB3によって調整され
る。
トランジスタQ1の非導通期間に生ずる第1b図の端子10
9における正の電圧は、第２図（ｍ）の期間t2−t4に示
すように、比較器U2bの端子113の信号VHを正にする。そ
の結果、第1b図のキャパシタC10は直ちに放電され、鋸
歯状信号VSは例えば、第２図（ｌ）の期間t2−t4におい
て＋12Vよりも低い一定のレベルに維持され、第1a図の
トランジスタQ1が再び導通する第２図（ａ）の次の期間
t4−t6の準備が行なわれる。
9における正の電圧は、第２図（ｍ）の期間t2−t4に示
すように、比較器U2bの端子113の信号VHを正にする。そ
の結果、第1b図のキャパシタC10は直ちに放電され、鋸
歯状信号VSは例えば、第２図（ｌ）の期間t2−t4におい
て＋12Vよりも低い一定のレベルに維持され、第1a図の
トランジスタQ1が再び導通する第２図（ａ）の次の期間
t4−t6の準備が行なわれる。
電圧Ｂ＋を生成するために使用される例えばダイオー
ド106は第２図（ａ）の時点t23まで導通している。期間
t2−t23にトランジスタQ1のコレクタ電圧VC1は、電圧V
UR、第1b図の電圧Ｂ＋、および変圧器Ｔの巻数比によっ
て決定される＋600Vの一定の正レベルにある。
ド106は第２図（ａ）の時点t23まで導通している。期間
t2−t23にトランジスタQ1のコレクタ電圧VC1は、電圧V
UR、第1b図の電圧Ｂ＋、および変圧器Ｔの巻数比によっ
て決定される＋600Vの一定の正レベルにある。
第２図（ａ）の期間t23−t4には、、巻線W1のインダ
クタンスと共振回路を形成する第1a図の構成120の動作
によって、電圧VC1は共振状態で変化する。構成120はダ
ンピング抵抗器117とダイオード118の並列配列体と直列
に結合された第1a図のキャパシタ119を含む。構成120は
トランジスタQ1のコレクタとホット接地との間に結合さ
れている。ダイオード118は第２図（ａ）の期間t2−t23
に、キャパシタ119の両端間の電圧を電圧VC1に等しくさ
せる。
クタンスと共振回路を形成する第1a図の構成120の動作
によって、電圧VC1は共振状態で変化する。構成120はダ
ンピング抵抗器117とダイオード118の並列配列体と直列
に結合された第1a図のキャパシタ119を含む。構成120は
トランジスタQ1のコレクタとホット接地との間に結合さ
れている。ダイオード118は第２図（ａ）の期間t2−t23
に、キャパシタ119の両端間の電圧を電圧VC1に等しくさ
せる。
期間t23−t4に第1b図のダイオード106と107は非導通
になり、コレクタ電圧VC1は巻線W1、キャパシタ119およ
び比較器117の回路中に生成される共振リンギング（rin
ging）電流によって変化する。その共振リンギング電流
の働きによって、電圧VW2すなわち変圧器Ｔの巻線W2の
両端間に発生し、且つ、第２図（ｄ）の時点t3まで負で
ある電圧VW2は、この時点t3の後、共振状態でより正方
向に増加する。
になり、コレクタ電圧VC1は巻線W1、キャパシタ119およ
び比較器117の回路中に生成される共振リンギング（rin
ging）電流によって変化する。その共振リンギング電流
の働きによって、電圧VW2すなわち変圧器Ｔの巻線W2の
両端間に発生し、且つ、第２図（ｄ）の時点t3まで負で
ある電圧VW2は、この時点t3の後、共振状態でより正方
向に増加する。
第２図（ｇ）の時点t4において第1a図のトランジスタ
Q2のベースの信号VOUTは、上述のワンショット動作の結
果として零になり、トランジスタQ2を非導通にする。非
導通になったトランジスタQ2は正の電圧VW2がトランジ
スタQ1のベースに結合されるようにする。抵抗器103と
キャパシタ102を介してトランジスタQ1のベースに結合
される正の電圧VW2は第1a図のトランジスタQ1を導通さ
せる電流iBを生成する。キャパシタ119とダンピング抵
抗器117の各値は、第２図（ｇ）の信号VOUTが零になる
第２図（ｄ）の時点t4において、電圧VW2がトランジス
タQ1を導通させるに十分な正の値となるように選択され
る。第1a図のトランジスタQ1は、期間t0−t2について上
述した形と同じように、第２図（ｋ）のパルスVB3によ
って決定される第２図（ａ）の時点t6まで導通状態を維
持する。
Q2のベースの信号VOUTは、上述のワンショット動作の結
果として零になり、トランジスタQ2を非導通にする。非
導通になったトランジスタQ2は正の電圧VW2がトランジ
スタQ1のベースに結合されるようにする。抵抗器103と
キャパシタ102を介してトランジスタQ1のベースに結合
される正の電圧VW2は第1a図のトランジスタQ1を導通さ
せる電流iBを生成する。キャパシタ119とダンピング抵
抗器117の各値は、第２図（ｇ）の信号VOUTが零になる
第２図（ｄ）の時点t4において、電圧VW2がトランジス
タQ1を導通させるに十分な正の値となるように選択され
る。第1a図のトランジスタQ1は、期間t0−t2について上
述した形と同じように、第２図（ｋ）のパルスVB3によ
って決定される第２図（ａ）の時点t6まで導通状態を維
持する。
第２図（ａ）の時点t4、すなわちその直前の周期の時
点t0に類似している時点の後、第1b図のキャパシタC10
は第２図（ａ）の期間t0−t1について前述したように、
鋸歯状に充電される。信号VSの直流オフセット電圧は電
圧Ｂ＋に比例し、且つ、抵抗器R11を調整することによ
って調整される。従って、例えば第２図（ｋ）の時点t5
で生ずる前縁を持った第1b図のトランジスタQ3のベース
のパルス信号VB3は、第２図（ｌ）の期間t4−t5が経過
した後に生ずる。第1a図のトランジスタQ1の導通時間を
表わす期間t4−t5の長さは電圧Ｂ＋に比例する。
点t0に類似している時点の後、第1b図のキャパシタC10
は第２図（ａ）の期間t0−t1について前述したように、
鋸歯状に充電される。信号VSの直流オフセット電圧は電
圧Ｂ＋に比例し、且つ、抵抗器R11を調整することによ
って調整される。従って、例えば第２図（ｋ）の時点t5
で生ずる前縁を持った第1b図のトランジスタQ3のベース
のパルス信号VB3は、第２図（ｌ）の期間t4−t5が経過
した後に生ずる。第1a図のトランジスタQ1の導通時間を
表わす期間t4−t5の長さは電圧Ｂ＋に比例する。
例えば、弾圧Ｂ＋の増加は信号VSの直流オフセットを
増加させるので、トランジスタQ3は所定周期中で早期に
導通する。上述のように、トランジスタQ3が信号VB3の
パルスで導通すると、トランジスタQ1のコレクタ電流iC
は急速に増加し、トランジスタQ2を導通させ、次に、ト
ランジスタQ1を直ちに非導通させる。従って、トランジ
スタQ1の導通時の期間t0−t2あるいはt4−t6の長さは電
圧Ｂ＋が増加すると減少する。その結果、例えば電圧Ｂ
＋を生成する第1b図のフィルタ・キャパシタ121を充電
する電流を生成するために必要な磁気エネルギーは一層
少量となる。他方、電圧Ｂ＋の減少は所定周期の後期に
トランジスタQ2およびQ3を導通させ、且つトランジスタ
Q1を非導通にさせる。従って、電圧Ｂ＋の変化は、電圧
Ｂ＋で制御されるように、所定周期中のトランジスタQ3
の導通およびトランジスタQ1の非導通の時点を進めある
いは遅延させることによって、負帰還ループ態様で打ち
消される。その負帰還ループの利得はキャパシタC10の
値によって決定され、その値を選択することによって上
昇あるいは低下する。
増加させるので、トランジスタQ3は所定周期中で早期に
導通する。上述のように、トランジスタQ3が信号VB3の
パルスで導通すると、トランジスタQ1のコレクタ電流iC
は急速に増加し、トランジスタQ2を導通させ、次に、ト
ランジスタQ1を直ちに非導通させる。従って、トランジ
スタQ1の導通時の期間t0−t2あるいはt4−t6の長さは電
圧Ｂ＋が増加すると減少する。その結果、例えば電圧Ｂ
＋を生成する第1b図のフィルタ・キャパシタ121を充電
する電流を生成するために必要な磁気エネルギーは一層
少量となる。他方、電圧Ｂ＋の減少は所定周期の後期に
トランジスタQ2およびQ3を導通させ、且つトランジスタ
Q1を非導通にさせる。従って、電圧Ｂ＋の変化は、電圧
Ｂ＋で制御されるように、所定周期中のトランジスタQ3
の導通およびトランジスタQ1の非導通の時点を進めある
いは遅延させることによって、負帰還ループ態様で打ち
消される。その負帰還ループの利得はキャパシタC10の
値によって決定され、その値を選択することによって上
昇あるいは低下する。
例えば、巻線W4、電圧Ｂ＋と信号VB3とが生成される
各端子、および巻線W3を含む第1b図のスイッチング型電
源の第１部分はコールド接地に導電的に結合されてい
る。これに対して、例えば、トランジスタQ1と巻線W1と
を含むスイッチング型電源の第２部分はホット接地に導
電的に結合されている。変圧器Ｔはスイッチング型電源
の第１部分と第２部分を導電的に絶縁するホット・コー
ルド障壁を形成している。
各端子、および巻線W3を含む第1b図のスイッチング型電
源の第１部分はコールド接地に導電的に結合されてい
る。これに対して、例えば、トランジスタQ1と巻線W1と
を含むスイッチング型電源の第２部分はホット接地に導
電的に結合されている。変圧器Ｔはスイッチング型電源
の第１部分と第２部分を導電的に絶縁するホット・コー
ルド障壁を形成している。
この発明によれば、コールド接地を基準としているタ
イミング信号VB3はフライバック変圧器Ｔの巻線W3を経
てトランジスタQ1のベース電極に供給される。そのトラ
ンジスタQ1はホット接地へ導電的に結合されている。従
って変圧器Ｔはホット接地をコールド接地に対して導電
的に絶縁状態に維持する。信号VB3は上述のように、電
圧Ｂ＋のレベルに従ってトランジスタQ1が非導通になる
時点を制御する。
イミング信号VB3はフライバック変圧器Ｔの巻線W3を経
てトランジスタQ1のベース電極に供給される。そのトラ
ンジスタQ1はホット接地へ導電的に結合されている。従
って変圧器Ｔはホット接地をコールド接地に対して導電
的に絶縁状態に維持する。信号VB3は上述のように、電
圧Ｂ＋のレベルに従ってトランジスタQ1が非導通になる
時点を制御する。
エネルギーは、例えば巻線W1を含むホット接地に導電
的に結合されたスイッチング型電源の第２部分から、例
えば、巻線W4を含むコールド接地に導電的に結合された
スイッチング型電源の第１部分へホット・コールド障壁
を跨ぐ変圧器Ｔ中を伝送される。そのエネルギーの伝送
は信号VB3がホット・コールド障壁を横切って結合され
る方向とは逆方向にそのホット・コールド障壁を横切っ
て行なわれる。従って、変圧器Ｔはホット・コールド障
壁を横切って一方向に、すなわち巻線W1から巻線W4へ供
給電流を通過させるためと、ホット・コールド障壁を横
切って反対方向に、トランジスタQ1のスイッチングのタ
イミングを制御するタイミング信号VB3を供給するため
に使用される。それ故、コールド接地に導電的に結合さ
れているスイッチング型電源の第１部分（ここでは制御
信号VB3が発生する）からホット接地に導電的に結合さ
れているスイッチング型電源の第２部分（ここでは制御
動作が実際に行なわれる）へホット・コールド障壁を横
切ってタイミング信号VB3を結合するために余分な絶縁
用変圧器を必要としないという利点がある。また、タイ
ミング信号VB3は電圧Ｂ＋が実際に生成される端子150に
おいて電圧Ｂ＋のレベルを感知することによって生成さ
れるので有利である。
的に結合されたスイッチング型電源の第２部分から、例
えば、巻線W4を含むコールド接地に導電的に結合された
スイッチング型電源の第１部分へホット・コールド障壁
を跨ぐ変圧器Ｔ中を伝送される。そのエネルギーの伝送
は信号VB3がホット・コールド障壁を横切って結合され
る方向とは逆方向にそのホット・コールド障壁を横切っ
て行なわれる。従って、変圧器Ｔはホット・コールド障
壁を横切って一方向に、すなわち巻線W1から巻線W4へ供
給電流を通過させるためと、ホット・コールド障壁を横
切って反対方向に、トランジスタQ1のスイッチングのタ
イミングを制御するタイミング信号VB3を供給するため
に使用される。それ故、コールド接地に導電的に結合さ
れているスイッチング型電源の第１部分（ここでは制御
信号VB3が発生する）からホット接地に導電的に結合さ
れているスイッチング型電源の第２部分（ここでは制御
動作が実際に行なわれる）へホット・コールド障壁を横
切ってタイミング信号VB3を結合するために余分な絶縁
用変圧器を必要としないという利点がある。また、タイ
ミング信号VB3は電圧Ｂ＋が実際に生成される端子150に
おいて電圧Ｂ＋のレベルを感知することによって生成さ
れるので有利である。
電圧Ｖ＋によって付勢される直列通過調整器VR2は＋1
2Vの調整電圧Ｖ＋12を生成する。この調整電圧Ｖ＋12は
抵抗器124と125の間の接続端子126に生成される電圧の
関数として発生する。抵抗器124と125が電圧Ｖ＋12とコ
ールド接地との間に結合される直列構成を形成する。
2Vの調整電圧Ｖ＋12を生成する。この調整電圧Ｖ＋12は
抵抗器124と125の間の接続端子126に生成される電圧の
関数として発生する。抵抗器124と125が電圧Ｖ＋12とコ
ールド接地との間に結合される直列構成を形成する。
供給電圧VKは巻線W5中で発生するフライバック電圧を
ダイオード132で整流することによって生成される。ホ
ット接地を基準とする電圧VKは例えば、待機制御回路12
7の比較器U1cとU1dを付勢するために使用される。キャ
パシタCKで濾波された電圧VKは抵抗器134と135から成る
抵抗性分圧器を介して比較器U1cの反転入力端子151に結
合されて端子151に制御電圧Vjを生成する。抵抗器133は
抵抗器135と134の間の接続端子151に結合された第１の
端子と、比較器U1dの出力端子152に結合された第２の端
子とを有する。
ダイオード132で整流することによって生成される。ホ
ット接地を基準とする電圧VKは例えば、待機制御回路12
7の比較器U1cとU1dを付勢するために使用される。キャ
パシタCKで濾波された電圧VKは抵抗器134と135から成る
抵抗性分圧器を介して比較器U1cの反転入力端子151に結
合されて端子151に制御電圧Vjを生成する。抵抗器133は
抵抗器135と134の間の接続端子151に結合された第１の
端子と、比較器U1dの出力端子152に結合された第２の端
子とを有する。
電圧VR2は比較器U1cの非反転入力端子に結合される。
電圧Vmが生成される比較器U1cの出力端子153は比較器U1
dの反転入力端子に結合されている。また、基準電圧VR1
は比較器U1dの非反転入力端子に結合される。
電圧Vmが生成される比較器U1cの出力端子153は比較器U1
dの反転入力端子に結合されている。また、基準電圧VR1
は比較器U1dの非反転入力端子に結合される。
第４図（ａ）−（ｈ）は第1a図のスイッチング型電源
の正常動作から待機動作への変遷を説明するために有用
な各種信号波形を示す。第５図（ａ）−（ｈ）は待機動
作から正常動作への逆の変遷を説明するための対応する
各種信号波形を示す。第1a図、第1b図、第２図（ａ）−
（ｍ）、第４図（ａ）−（ｈ）、第５図（ａ）−（ｈ）
における同じ数字、番号は同一物あるいは同一機能を示
す。
の正常動作から待機動作への変遷を説明するために有用
な各種信号波形を示す。第５図（ａ）−（ｈ）は待機動
作から正常動作への逆の変遷を説明するための対応する
各種信号波形を示す。第1a図、第1b図、第２図（ａ）−
（ｍ）、第４図（ａ）−（ｈ）、第５図（ａ）−（ｈ）
における同じ数字、番号は同一物あるいは同一機能を示
す。
正常動作期間に、第1a図の比較器U1cとU1dは端子152
の電圧を0Vに維持するラッチとして動作し、電圧Vjは電
圧VR2よりも小さくなる。それ故、比較器U1cは電圧VR1
よりも高いレベルの電圧Vmを発生し、比較器U1aの非反
転入力端子に結合されたダイオードD20を非導通状態に
維持する。
の電圧を0Vに維持するラッチとして動作し、電圧Vjは電
圧VR2よりも小さくなる。それ故、比較器U1cは電圧VR1
よりも高いレベルの電圧Vmを発生し、比較器U1aの非反
転入力端子に結合されたダイオードD20を非導通状態に
維持する。
第４図（ａ）の時間t10で示すように、スイッチとし
て動作し、且つ、抵抗器125の両端間に結合された第1b
図のトランジスタQ4が、導通する時に待機動作は開始さ
れる。その結果、第1b図の電圧Ｖ＋12は０になる。そし
て、水平発振器（図示せず）は直ちに動作を停止し、待
機動作が始まる。
て動作し、且つ、抵抗器125の両端間に結合された第1b
図のトランジスタQ4が、導通する時に待機動作は開始さ
れる。その結果、第1b図の電圧Ｖ＋12は０になる。そし
て、水平発振器（図示せず）は直ちに動作を停止し、待
機動作が始まる。
電圧Ｖ＋12が0Vにまで減少することによって、比較器
U2aの非反転入力端子の電圧VSはダイオードD10の順方向
電圧にクランプされる。しかしながら、電圧調整器VR1
で生成される比較器U2aの反転入力端子の電圧VVR1は正
常および待機の両動作期間に約＋12Vに等しく維持され
る。それ故、トランジスタQ3は連続的に非導通状態のま
まとなり、その結果、トランジスタQ1は変圧器Ｔと共
に、負帰還ループ態様ではもはや制御されない自走ブロ
ッキング発振器を形成する。それ故、トランジスタQ1の
デューティサイクルはトランジスタQ4の導通後、最初は
増加する。また、端子150の負荷は待機期間に実質的に
少量の電流を引き出す。それ故、第４図（ｅ）、（ｇ）
の期間t12−t13に示すように、電圧VK、Ｂ＋Ｖ、ｊはト
ランジスタQ4の導通状態への変遷後、最初は増加する。
U2aの非反転入力端子の電圧VSはダイオードD10の順方向
電圧にクランプされる。しかしながら、電圧調整器VR1
で生成される比較器U2aの反転入力端子の電圧VVR1は正
常および待機の両動作期間に約＋12Vに等しく維持され
る。それ故、トランジスタQ3は連続的に非導通状態のま
まとなり、その結果、トランジスタQ1は変圧器Ｔと共
に、負帰還ループ態様ではもはや制御されない自走ブロ
ッキング発振器を形成する。それ故、トランジスタQ1の
デューティサイクルはトランジスタQ4の導通後、最初は
増加する。また、端子150の負荷は待機期間に実質的に
少量の電流を引き出す。それ故、第４図（ｅ）、（ｇ）
の期間t12−t13に示すように、電圧VK、Ｂ＋Ｖ、ｊはト
ランジスタQ4の導通状態への変遷後、最初は増加する。
第４図（ｇ）はの時点t13では、電圧Vjは電圧VR2に等
しくなり、第1a図の比較器U1cは第４図（ｈ）に示すよ
うに、0Vの出力電圧Vmを生成する。正常動作期間に電圧
Vmで逆バイアスされる第1a図のクランピング・ダイオー
ドD20は第４図（ｈ）の時点t13で導通する。第４図
（ｈ）の時点t13の後、比較器U1aの非反転入力端子に結
合された第1a図のダイオードD20のアノードは比較器U1d
の非反転入力端子の電圧VR1をダイオードD20の順方向電
圧にクランプする。従って、待機中に、電圧VR1は正常
動作中よりも実質的に低くなる。その結果、各周期中
に、第４図（ｃ）の電圧Vsenseの波形で示すように、コ
レクタ電流iCのピークレベルが正常動作期間よりも実質
的に低くなると、トランジスタQ1は非導通になる。それ
で第1a図の巻線W1に蓄積されたエネルギーはトランジス
タQ1の導通時に実質的に減少する。その結果、待機期間
に電圧Ｂ＋とVKは正常動作期間におけるそれらの各値に
比べて結局、減少する。
しくなり、第1a図の比較器U1cは第４図（ｈ）に示すよ
うに、0Vの出力電圧Vmを生成する。正常動作期間に電圧
Vmで逆バイアスされる第1a図のクランピング・ダイオー
ドD20は第４図（ｈ）の時点t13で導通する。第４図
（ｈ）の時点t13の後、比較器U1aの非反転入力端子に結
合された第1a図のダイオードD20のアノードは比較器U1d
の非反転入力端子の電圧VR1をダイオードD20の順方向電
圧にクランプする。従って、待機中に、電圧VR1は正常
動作中よりも実質的に低くなる。その結果、各周期中
に、第４図（ｃ）の電圧Vsenseの波形で示すように、コ
レクタ電流iCのピークレベルが正常動作期間よりも実質
的に低くなると、トランジスタQ1は非導通になる。それ
で第1a図の巻線W1に蓄積されたエネルギーはトランジス
タQ1の導通時に実質的に減少する。その結果、待機期間
に電圧Ｂ＋とVKは正常動作期間におけるそれらの各値に
比べて結局、減少する。
電圧VKの減少により、第２図（ｆ）のアップランピン
グ信号VINの変化率もまた減少する。それ故、トランジ
スタQ1の非導通時間に対する導通時間の比、つまりデュ
ーティサイクルもまた減少する。その結果、電圧Ｂ＋と
VKは正常動作期間の各値に対して更に減少する。或る負
荷状態では、電圧Ｂ＋は待機期間に、例えば正常動作レ
ベルの約2/3にまで降下する。
グ信号VINの変化率もまた減少する。それ故、トランジ
スタQ1の非導通時間に対する導通時間の比、つまりデュ
ーティサイクルもまた減少する。その結果、電圧Ｂ＋と
VKは正常動作期間の各値に対して更に減少する。或る負
荷状態では、電圧Ｂ＋は待機期間に、例えば正常動作レ
ベルの約2/3にまで降下する。
待機から正常動作への変遷期間に水平偏向スイッチ
（図示せず）におけるストレスを減少して偏向トランジ
スタの２次的破壊の危険を回避するために、始動時に電
圧Ｂ＋は低レベルであることが望ましい。これに対し
て、例えば集積回路TDA4600を使用した或る種の従来の
スイッチング型電源では、電圧Ｂ＋は145Vの正常動作レ
ベルから＋190Vの待機レベルへ増加する。
（図示せず）におけるストレスを減少して偏向トランジ
スタの２次的破壊の危険を回避するために、始動時に電
圧Ｂ＋は低レベルであることが望ましい。これに対し
て、例えば集積回路TDA4600を使用した或る種の従来の
スイッチング型電源では、電圧Ｂ＋は145Vの正常動作レ
ベルから＋190Vの待機レベルへ増加する。
第４図（ｈ）の時点t13の後、導通状態のダイオードD
20の両端に互いに結合された入力端子を有する第1a図の
比較器U1dは抵抗性分圧器から抵抗器133を切り離す。そ
れ故、第４図（ｇ）の電圧Vjは直ちに電圧VR2よりも高
くなる。その結果、第1a図の比較器U1cは待機中、第４
図（ｈ）の電圧Vmを0Vに維持する。従って、上述のよう
に、待機中に電圧VKが最終的に正常動作期間よりも小さ
くなったとしても、第1a図の比較器U1cとU1dは待機動作
中、各々の状態にラッチされたままとなる。
20の両端に互いに結合された入力端子を有する第1a図の
比較器U1dは抵抗性分圧器から抵抗器133を切り離す。そ
れ故、第４図（ｇ）の電圧Vjは直ちに電圧VR2よりも高
くなる。その結果、第1a図の比較器U1cは待機中、第４
図（ｈ）の電圧Vmを0Vに維持する。従って、上述のよう
に、待機中に電圧VKが最終的に正常動作期間よりも小さ
くなったとしても、第1a図の比較器U1cとU1dは待機動作
中、各々の状態にラッチされたままとなる。
第５図（ａ）の時点t16に示すように、正常動作がト
ランジスタQ4の動作によって開始すると直ちに、第５図
（ｅ）の電圧Ｂ＋と第５図（ｇ）の電圧Vjはダウンラン
ピング（down ramping）して減少する。電圧Ｂ＋とVj
におけるその様な減少は、例えばスイッチングを開始す
る水平偏向トランジスタ（図示せず）による電圧Ｂ＋の
突然の負荷に基づいて生ずる。第５図（ｇ）の時点t17
で電圧Vjが電圧VR2よりも小さくなると、第1a図の待機
制御回路127の比較器U1cとU1dは各々の状態を反転す
る。その結果、第1a図のダイオードD20は再び逆バイア
スされ、電圧VR1は＋2.7Vの正規レベルに戻る。次に、
トランジスタQ3は第５図（ｂ）の時点t18で導通し、第
１図のスイッチング型電源の帰還動作を再開させる。
ランジスタQ4の動作によって開始すると直ちに、第５図
（ｅ）の電圧Ｂ＋と第５図（ｇ）の電圧Vjはダウンラン
ピング（down ramping）して減少する。電圧Ｂ＋とVj
におけるその様な減少は、例えばスイッチングを開始す
る水平偏向トランジスタ（図示せず）による電圧Ｂ＋の
突然の負荷に基づいて生ずる。第５図（ｇ）の時点t17
で電圧Vjが電圧VR2よりも小さくなると、第1a図の待機
制御回路127の比較器U1cとU1dは各々の状態を反転す
る。その結果、第1a図のダイオードD20は再び逆バイア
スされ、電圧VR1は＋2.7Vの正規レベルに戻る。次に、
トランジスタQ3は第５図（ｂ）の時点t18で導通し、第
１図のスイッチング型電源の帰還動作を再開させる。
偏向回路（図示せず）に故障が生じて、例えば電圧Ｂ
＋が生成される端子150とコールド接地との間に短絡回
路あるいは過負荷が形成されると、スイッチング型電源
は断続モードで動作を始める。この断続モードでは、電
流iCの各パルスは第６図に示すように、電流iCのパルス
が発生しない比較的長い不動作期間の後に生ずる。電流
iCの各電流パルスの終わりに短絡回路は電圧VC1が電圧V
URを実質的に超えることがないようにする。それ故、変
圧器Ｔにはリンギング電流は生じない。その結果、電圧
VW2は正常動作中のように正にはならない。それ故、電
圧VW2はトランジスタQ1を導通させることができない。
＋が生成される端子150とコールド接地との間に短絡回
路あるいは過負荷が形成されると、スイッチング型電源
は断続モードで動作を始める。この断続モードでは、電
流iCの各パルスは第６図に示すように、電流iCのパルス
が発生しない比較的長い不動作期間の後に生ずる。電流
iCの各電流パルスの終わりに短絡回路は電圧VC1が電圧V
URを実質的に超えることがないようにする。それ故、変
圧器Ｔにはリンギング電流は生じない。その結果、電圧
VW2は正常動作中のように正にはならない。それ故、電
圧VW2はトランジスタQ1を導通させることができない。
所定の不動作期間の始めに、トランジスタQ1はキャパ
シタ102に生成された負電圧によって比導通状態に維持
されている。不動作時間中にキャパシタ102は抵抗器15
6、ダイオード155、抵抗器103、巻線W2を経て徐々に放
電されて、矢印に示される方向とは反対の方向に電流iB
を流す。
シタ102に生成された負電圧によって比導通状態に維持
されている。不動作時間中にキャパシタ102は抵抗器15
6、ダイオード155、抵抗器103、巻線W2を経て徐々に放
電されて、矢印に示される方向とは反対の方向に電流iB
を流す。
電圧VURが生成される端子100aとトランジスタQ1のベ
ースとの間には抵抗器101が結合されている。キャパシ
タ102が放電して矢印の方向と反対の方向に流れている
電流iBが抵抗器101の電流i101よりも小さくなると、ト
ランジスタQ1が導通して正帰還ループが電流iCのパルス
を生成する。従って、抵抗器101の電流i101によって不
動作時間が終了する。
ースとの間には抵抗器101が結合されている。キャパシ
タ102が放電して矢印の方向と反対の方向に流れている
電流iBが抵抗器101の電流i101よりも小さくなると、ト
ランジスタQ1が導通して正帰還ループが電流iCのパルス
を生成する。従って、抵抗器101の電流i101によって不
動作時間が終了する。
短絡回路で過負荷動作を起こす電流iCのパルス期間の
或る時点で、電圧VW2によって生成される電流iBは、ト
ランジスタQ1の導通時中、そのトランジスタQ1を飽和状
態に維持するには不十分である。それ故、トランジスタ
Q1のコレクタの電圧は増加し始め、電圧VW2は正の値が
小さくなって、電流iBは正帰還ループ態様で減少する。
電流iBが０になると、トランジスタQ1は非導通になり、
次の不動作期間が始まる。この様な断続的な動作は過負
荷が生ずる時に望ましい。それは、断続的な動作がトラ
ンジスタQ1を加熱から保護してトランジスタQ1のストレ
スを減少するためである。
或る時点で、電圧VW2によって生成される電流iBは、ト
ランジスタQ1の導通時中、そのトランジスタQ1を飽和状
態に維持するには不十分である。それ故、トランジスタ
Q1のコレクタの電圧は増加し始め、電圧VW2は正の値が
小さくなって、電流iBは正帰還ループ態様で減少する。
電流iBが０になると、トランジスタQ1は非導通になり、
次の不動作期間が始まる。この様な断続的な動作は過負
荷が生ずる時に望ましい。それは、断続的な動作がトラ
ンジスタQ1を加熱から保護してトランジスタQ1のストレ
スを減少するためである。
以上述べたように、始動動作期間に、第１図のスイッ
チング型電源は偏向回路（図示せず）によって最初、過
負荷状態にある。それ故、スイッチング型電源は、第７
図の期間ton−tstartの電圧Ｂ＋の過渡的な波形で示す
ように、上述の断続的モードで動作する。その断続的モ
ードは滑らかな開始動作をさせるので都合がよい。時点
tstartに、第１図のトランジスタQ1は巻線W2を介して適
当なベース駆動を受けて正帰還ループを動作させる。そ
の結果、断続的モードの動作が停止する。第７図の時点
t0に、負帰還ループが安定化されて安定状態に入り、滑
らかな開始導通動作が終わる。
チング型電源は偏向回路（図示せず）によって最初、過
負荷状態にある。それ故、スイッチング型電源は、第７
図の期間ton−tstartの電圧Ｂ＋の過渡的な波形で示す
ように、上述の断続的モードで動作する。その断続的モ
ードは滑らかな開始動作をさせるので都合がよい。時点
tstartに、第１図のトランジスタQ1は巻線W2を介して適
当なベース駆動を受けて正帰還ループを動作させる。そ
の結果、断続的モードの動作が停止する。第７図の時点
t0に、負帰還ループが安定化されて安定状態に入り、滑
らかな開始導通動作が終わる。
以上に述べたこの発明の実施例では、第1a図の抵抗器
101はトランジスタQ1を導通させるための始動ベース電
流を与える。この発明の別の実施例では、第1a図に示す
ように、半波整流電圧V100bを生成するブリッジ整流器1
00の端子100bとトランジスタQ1のベースとの間に抵抗器
101′が結合されて、第1a図のスイッチング型電源から
除去された抵抗器101の代わりに使用される。
101はトランジスタQ1を導通させるための始動ベース電
流を与える。この発明の別の実施例では、第1a図に示す
ように、半波整流電圧V100bを生成するブリッジ整流器1
00の端子100bとトランジスタQ1のベースとの間に抵抗器
101′が結合されて、第1a図のスイッチング型電源から
除去された抵抗器101の代わりに使用される。
抵抗器101の代わりに抵抗器101′が使用される場合に
は、過負荷時あるいは始動時において、電圧VACの交互
の半周期に抵抗器101′には電流が実質的に流れない。
その半周期の各々は端子100bの半波整流電圧V100bが０
の時に生ずる10ms（主周波数が50Hzの時）の長さを有す
る。それ故、前述の不動作期間は、第８図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）の電圧V100b、VC1、電流iCの波形で示す
ように、交互に生ずる10msの間隔で伸延する。例えば、
第８図（ｃ）の10msの伸延した不動作期間は第1a図のト
ランジスタQ1の冷却を可能にし、トランジスタQ1を保護
し、そのストレスを減少するので都合がよい。その10ms
の不動作期間は滑らかな開始動作が生ずる期間の長さを
増加させる。（60Hzの主周波数が使用される場合は、不
動作期間8msである。） 第９図（ａ）−（ｅ）は、抵抗器101′が抵抗器101の
代わりに使用される場合の第1a図のスイッチング型電源
の滑らかな開始動作を説明するために有用な波形を示
す。第1a図、第２図（ａ）−（ｍ）、第７図、第８図、
第９図（ａ）−（ｅ）における同じ符号と数字は同一物
あるいは同一機能を示す。第９図（ｃ）の時点tstartに
おいて電流iCは、第1a図のトランジスタQ1を各周期の一
部で非導通にさせるワンショット構成をトリガするのに
十分に大きい。トランジスタQ1の導通期間に変圧器Ｔに
蓄積されるエネルギーは、トランジスタQ1の各非導通期
間の終わりにトランジスタQ1を導通させる電流iBを生成
する。
は、過負荷時あるいは始動時において、電圧VACの交互
の半周期に抵抗器101′には電流が実質的に流れない。
その半周期の各々は端子100bの半波整流電圧V100bが０
の時に生ずる10ms（主周波数が50Hzの時）の長さを有す
る。それ故、前述の不動作期間は、第８図（ａ）、
（ｂ）、（ｃ）の電圧V100b、VC1、電流iCの波形で示す
ように、交互に生ずる10msの間隔で伸延する。例えば、
第８図（ｃ）の10msの伸延した不動作期間は第1a図のト
ランジスタQ1の冷却を可能にし、トランジスタQ1を保護
し、そのストレスを減少するので都合がよい。その10ms
の不動作期間は滑らかな開始動作が生ずる期間の長さを
増加させる。（60Hzの主周波数が使用される場合は、不
動作期間8msである。） 第９図（ａ）−（ｅ）は、抵抗器101′が抵抗器101の
代わりに使用される場合の第1a図のスイッチング型電源
の滑らかな開始動作を説明するために有用な波形を示
す。第1a図、第２図（ａ）−（ｍ）、第７図、第８図、
第９図（ａ）−（ｅ）における同じ符号と数字は同一物
あるいは同一機能を示す。第９図（ｃ）の時点tstartに
おいて電流iCは、第1a図のトランジスタQ1を各周期の一
部で非導通にさせるワンショット構成をトリガするのに
十分に大きい。トランジスタQ1の導通期間に変圧器Ｔに
蓄積されるエネルギーは、トランジスタQ1の各非導通期
間の終わりにトランジスタQ1を導通させる電流iBを生成
する。
第1a図と第1b図はこの発明の１実施例のスイッチング型
電源を示す図、第２図（ａ）乃至（ｍ）は第１図の回路
の正常動作を説明するための波形を示す図、第3a図と第
3b図は第１図のスイッチング型電源に使用される絶縁用
変圧器を示す図、第４図（ａ）乃至（ｈ）は第１図のス
イッチング型電源の正常動作から待機動作への変遷を説
明するための波形を示す図、第５図（ａ）乃至（ｈ）は
第１図のスイッチング型電源の待機動作から正常動作へ
の変遷を説明するための波形を示す図、第６図は過負荷
期間の第１図の回路の波形を示す図、第７図は始動期間
における第１図の回路の動作を説明するための過渡的な
波形を示す図、第８図（ａ）乃至（ｃ）は第１図の変形
回路の過負荷時における波形を示す図、第９図（ａ）乃
至（ｅ）は第１図の変形回路の始動時における波形を示
す図、である。 100……入力供給電圧源、106……出力供給電圧を生成す
る手段、Ｔ……変圧器、W1、W3……第１および第２の巻
線、iB……第１制御信号、iC……第１のスイッチング電
流、Q1……スイッチ、Ｂ＋……出力供給電圧、Vsense…
…電流サンプリング信号、RS……第１インピーダンス、
U1a、U1b、Q2……スイッチを非導通に切換える手段、Q3
……第１のスイッチング電流が所定レベルを超えるよう
にする手段、U2a……第１の導通期間を変える手段、Q1
……スイッチング・トランジスタ、Ｔ……変圧器、Q2…
…制御手段、Ｂ＋……出力供給電圧、106……出力供給
電圧と出力電流との生成手段、VIN……第１制御信号、U
1a……第１制御信号生成手段、Q4……オン／オフ制御信
号源、Vm……第２制御信号、U1c……第２制御信号発生
手段、iC……第１のスイッチング電流、U1d……第２制
御信号発生維持手段。
電源を示す図、第２図（ａ）乃至（ｍ）は第１図の回路
の正常動作を説明するための波形を示す図、第3a図と第
3b図は第１図のスイッチング型電源に使用される絶縁用
変圧器を示す図、第４図（ａ）乃至（ｈ）は第１図のス
イッチング型電源の正常動作から待機動作への変遷を説
明するための波形を示す図、第５図（ａ）乃至（ｈ）は
第１図のスイッチング型電源の待機動作から正常動作へ
の変遷を説明するための波形を示す図、第６図は過負荷
期間の第１図の回路の波形を示す図、第７図は始動期間
における第１図の回路の動作を説明するための過渡的な
波形を示す図、第８図（ａ）乃至（ｃ）は第１図の変形
回路の過負荷時における波形を示す図、第９図（ａ）乃
至（ｅ）は第１図の変形回路の始動時における波形を示
す図、である。 100……入力供給電圧源、106……出力供給電圧を生成す
る手段、Ｔ……変圧器、W1、W3……第１および第２の巻
線、iB……第１制御信号、iC……第１のスイッチング電
流、Q1……スイッチ、Ｂ＋……出力供給電圧、Vsense…
…電流サンプリング信号、RS……第１インピーダンス、
U1a、U1b、Q2……スイッチを非導通に切換える手段、Q3
……第１のスイッチング電流が所定レベルを超えるよう
にする手段、U2a……第１の導通期間を変える手段、Q1
……スイッチング・トランジスタ、Ｔ……変圧器、Q2…
…制御手段、Ｂ＋……出力供給電圧、106……出力供給
電圧と出力電流との生成手段、VIN……第１制御信号、U
1a……第１制御信号生成手段、Q4……オン／オフ制御信
号源、Vm……第２制御信号、U1c……第２制御信号発生
手段、iC……第１のスイッチング電流、U1d……第２制
御信号発生維持手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44 H04N 5/63
Claims (2)
- 【請求項１】入力供給電圧源と、 第１および第２の巻線を有する変圧器と、 上記第１巻線と上記入力供給電圧源に結合された主電流
導通端子を有し、周期性を持った第１制御信号によって
切換えられて、上記変圧器に磁気的エネルギーを蓄積す
る上記第１巻線に第１のスイッチング電流を生成する制
御可能なスイッチと、 上記変圧器に結合され且つ上記第１のスイッチング電流
に応答して、負荷に結合される出力供給電圧を上記蓄積
されたエネルギーから生成する手段と、 上記第１巻線をを含む電流路中に結合されていて、上記
制御可能なスイッチの導通時に上記第１のスイッチング
電流の少なくとも一部分を流通させて上記スイッチング
電流のレベルを示す電流サンプリング信号を生成する電
流サンプリング用第１インピーダンスと、 上記電流サンプリング信号に応答して上記第１制御信号
を生成し、上記第１のスイッチング電流が所定レベルを
超えた時に上記制御可能なスイッチを非導通に切換える
手段と、 上記制御可能なスイッチの第１の導通期間の経過後に上
記第２巻線に低インピーダンスを供給して、上記第１の
スイッチング電流が上記所定レベルを超えるようにする
手段と、 上記制御可能なスイッチのデューティサイクルが上記出
力供給電圧を調整するために負帰還態様で変化するよう
に、上記出力供給電圧に従って上記第１の導通期間を変
える手段と、 を備えたスイッチング型電源。 - 【請求項２】スイッチング・トランジスタと、 該スイッチング・トランジスタの主電流導通電極に結合
された第１巻線を有する変圧器と、 上記スイッチング・トランジスタの制御電極に結合され
ていて、このトランジスタにスイッチング動作を行なわ
せる制御手段と、 上記変圧器に結合されていて、上記スイッチング動作に
応じて、負荷に供給される出力供給電圧とその負荷に結
合されてこの負荷に負荷電流を生成する出力電流とを生
成する手段と、 を具備し、正常モードでも、正常動作が止まっている待
機モードでも動作することができるスイッチング型電源
であって；更に 上記出力供給電圧に応じ、正常モードの動作期間に、上
記出力供給電圧に応じて上記スイッチング・トランジス
タのデューティサイクルを変えるために上記制御手段に
結合される第１制御信号を生成する手段と、 上記負荷に結合されたオン／オフ制御信号の信号源であ
って、上記電源の待機モードの動作期間に上記負荷に流
入する電流を上記正常モードの動作期間における上記負
荷電流に対して減少させ、それによって上記オン／オフ
制御信号が正常モードから待機モードへ変化した後に、
上記負荷の正常動作を止めかつ上記減少した負荷電流に
応動して上記出力供給電圧が増加するようにするオン／
オフ制御信号源と、 上記出力供給電圧が、上記待機モードの動作への遷移期
間中、所定のレベルを超えると上記出力供給電圧に応答
して第２制御信号を発生する手段と、 を備え、上記第２制御信号は、上記の第１制御信号を生
成する手段に結合されて、上記待機モードの期間に上記
第１制御信号を変化させることにより、上記スイッチン
グ・トランジスタを流れる上記第１のスイッチング電流
のピーク・レベルを上記正常モードの期間における上記
第１のスイッチング電流の値よりも低くして、上記出力
供給電圧の値を上記正常モードの動作期間における値よ
りも小さな値に減少させる信号であり、 更に、上記出力供給電圧が上記小さな値に減少しても、
上記待機モードの動作への遷移に続く待機モードの動作
期間中、上記第２制御信号の発生を続ける手段を、 具備して成るスイッチング型電源。
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