JP2828910B2 - Interference wave removal circuit - Google Patents
Interference wave removal circuitInfo
- Publication number
- JP2828910B2 JP2828910B2 JP20785294A JP20785294A JP2828910B2 JP 2828910 B2 JP2828910 B2 JP 2828910B2 JP 20785294 A JP20785294 A JP 20785294A JP 20785294 A JP20785294 A JP 20785294A JP 2828910 B2 JP2828910 B2 JP 2828910B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- interference wave
- power
- thermal noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Noise Elimination (AREA)
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、通信受信装置等におけ
る主アンテナのサイドローブ領域から入射される妨害波
を除去する妨害波除去回路に関する。特に、主アンテナ
とは別に補助アンテナを設け、この補助アンテナから入
力された信号に基づき、閉ループの構成によって妨害波
を除去する妨害波除去回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an interfering wave removing circuit for removing an interfering wave incident from a side lobe region of a main antenna in a communication receiver or the like. In particular, the present invention relates to an interfering wave removing circuit for providing an auxiliary antenna separately from a main antenna and removing an interfering wave based on a signal input from the auxiliary antenna in a closed loop configuration.
【0002】[0002]
【従来の技術】通信機の受信装置等で、主アンテナのサ
イドローブ領域から入射された不要な妨害波を他の補助
アンテナを設けて除去する方法は、一般にサイドローブ
キャンセラ(以下SLCと呼ぶ)として知られている。2. Description of the Related Art A method for removing unnecessary interference waves incident from a side lobe region of a main antenna by providing another auxiliary antenna in a receiving device of a communication device or the like generally uses a side lobe canceller (hereinafter referred to as SLC). Also known as
【0003】受信装置の内部において、妨害波の除去を
行う箇所としては、RF、IF、若しくはビデオ帯のい
ずれの帯域でもよい。また、妨害波を除去するアルゴリ
ズムには種々のものが用いられている。一般的には、I
F帯において閉ループ回路を構成する方式が用いられて
いる。図4には、受信装置のIF帯にSLC回路を具備
した例が示されている。主アンテナ1からの受信信号
は、RF増幅器3aに入力され増幅される。その後、こ
の増幅された信号波ミクサ4aに入力され、IF信号に
変換される。この変換後のIF信号はバンドパスフィル
タ(以下BPFと呼ぶ)6aに入力されて、IF帯域外
不要信号が除去される。不要信号が除去された信号は、
IF増幅器7aに入力されて増幅される。この増幅され
た信号波はSLC回路8に主チャネル信号として入力さ
れる。[0003] Inside the receiving device, a portion for removing an interfering wave may be any of RF, IF, and video bands. In addition, various algorithms are used for removing the interference wave. In general, I
A method of forming a closed loop circuit in the F band is used. FIG. 4 shows an example in which an SLC circuit is provided in the IF band of the receiving device. The received signal from the main antenna 1 is input to the RF amplifier 3a and amplified. Then, the amplified signal wave mixer 4a inputs the amplified signal wave mixer 4a and converts it into an IF signal. The converted IF signal is input to a band-pass filter (hereinafter, referred to as BPF) 6a, and an unnecessary signal outside the IF band is removed. The signal from which unnecessary signals have been removed is
The signal is input to the IF amplifier 7a and amplified. This amplified signal wave is input to the SLC circuit 8 as a main channel signal.
【0004】一方補助アンテナ2の受信信号は、上記主
チャネル系の信号と同様にRF増幅器3b、ミクサ4
b、BPF6b及びIF増幅器7bを経て補助チャネル
信号としてSLC回路8の他の端子に入力される。な
お、上記ミクサ4a、4bには局部発振器5から共通の
ローカル信号が印加されている。SLC回路8では主チ
ャネル信号と補助チャネル信号を受信し、この補助チャ
ネル信号に基づいて、主チャネル信号から妨害発生分が
除去される。そして、この妨害発生分が除去された信号
が出力されるのである。On the other hand, the reception signal of the auxiliary antenna 2 is transmitted to the RF amplifier 3b and the mixer 4 in the same manner as the main channel signal.
b, through the BPF 6b and the IF amplifier 7b, is input to the other terminal of the SLC circuit 8 as an auxiliary channel signal. Note that a common local signal is applied from the local oscillator 5 to the mixers 4a and 4b. The SLC circuit 8 receives the main channel signal and the auxiliary channel signal, and based on the auxiliary channel signal, an occurrence of interference is removed from the main channel signal. Then, a signal from which the interference is removed is output.
【0005】図5には、従来のSLC回路の構成例が示
されている。主チャネル信号は、減算器20において妨
害発生分が減算された後パワーディバイダ(以下、PD
と呼ぶ)21により等分割される。この等分割された信
号の一方はSLC出力として外部に取り出され、一方は
更にPD17に供給される。そして、PD17において
さらに信号が等分割されるのである。FIG. 5 shows a configuration example of a conventional SLC circuit. The main channel signal is subjected to a power divider (hereinafter, referred to as PD) after the interference is subtracted by the subtractor 20.
). One of the equally divided signals is taken out as an SLC output, and the other is further supplied to the PD 17. Then, the signal is further equally divided in the PD 17.
【0006】一方、補助チャネル信号は、PD10によ
って信号が等分割された後リミタ増幅器11、及び90
°ハイブリッド12に供給される。このリミタ増幅器1
1において、いわゆるリミティング増幅された補助チャ
ネル信号は、90°ハイブリッド15において互いに位
相の異なる2つの信号に変換される。すなわち、この9
0°ハイブリッド15において、90°位相を異にした
I、Q信号に分割されるのである。このI、Q信号は、
上述したPD17の出力である2つの信号と、それぞれ
相関がとられる。この相関は、図5に示されているよう
に2つの相関器16a、16bにおいてとられるのであ
る。このようにして、相関器16a、16bから2つの
ベースバンド信号が出力される。これらの2つのベース
バンド信号は、それぞれ増幅器18a、18bにおいて
増幅され、積分器19a、19bにおいて積分がなされ
る。このようにして、補助チャネルにおけるI及びQ信
号と、主チャネルの信号との間の相関が求められたこと
になる。PD10において等分割された他方の信号は9
0°ハイブリッド12に供給されている。この90°ハ
イブリッド12は、上述した90°ハイブリッド15と
同様に、補助チャネル信号を互いに90°位相の異なる
I及びQ信号に変換する。図5に示されているように、
この2つのI及びQ信号は、前記2つのベースバンド信
号によって、それぞれ変調器14a、14bにおいて変
調され、パワーコンバイナ(以下PCと呼ぶ)13にお
いて電力合成される。このPC13における電力合成に
よってIF信号が得られる。ここで得られたIF信号
は、主チャネルのIF信号と同振幅、同位相となるの
で、減算器20においてこの両者を合成することにより
主チャネルの妨害波成分が除去される。On the other hand, the auxiliary channel signal is divided into equal parts by the PD 10 and then to the limiter amplifiers 11 and 90.
° is supplied to the hybrid 12. This limiter amplifier 1
In 1, the so-called limiting-amplified auxiliary channel signal is converted into two signals having different phases from each other in the 90 ° hybrid 15. That is, this 9
In the 0 ° hybrid 15, the signal is divided into I and Q signals having different phases by 90 °. The I and Q signals are
The two signals output from the PD 17 are correlated with each other. This correlation is taken in the two correlators 16a and 16b as shown in FIG. Thus, two baseband signals are output from the correlators 16a and 16b. These two baseband signals are amplified in amplifiers 18a and 18b, respectively, and are integrated in integrators 19a and 19b. In this way, the correlation between the I and Q signals in the auxiliary channel and the signal in the main channel has been determined. The other signal equally divided in the PD 10 is 9
It is supplied to the 0 ° hybrid 12. The 90 ° hybrid 12 converts the auxiliary channel signal into I and Q signals having phases different from each other by 90 °, similarly to the above-described 90 ° hybrid 15. As shown in FIG.
These two I and Q signals are modulated by the two baseband signals in modulators 14a and 14b, respectively, and power-combined in a power combiner (hereinafter referred to as PC) 13. An IF signal is obtained by the power combining in the PC 13. Since the obtained IF signal has the same amplitude and the same phase as the main channel IF signal, the interference signal component of the main channel is removed by combining the two in the subtractor 20.
【0007】このように、原理的にいえば、主チャネル
と補助チャネルとの信号の間で振幅比と位相差と情報を
得て、変調器においてこれらの差を補正し、主チャネル
の信号と同じ信号を作成することにより、この同じ信号
を主チャネルから減算すれば妨害波の成分だけが得られ
るものである。As described above, in principle, the amplitude ratio, the phase difference, and the information are obtained between the signals of the main channel and the auxiliary channel, and these differences are corrected by the modulator, and the signal of the main channel and the signal of the main channel are corrected. By creating the same signal, if the same signal is subtracted from the main channel, only the interference wave component can be obtained.
【0008】このように、閉ループで構成されたSLC
回路の妨害波の除去比を、妨害波のみが入力された場合
について以下に説明する。図5に示されている従来のS
LC回路において、減算器20,PD21,相関器16
a又は16b,増幅器18a又は18b,積分器19a
又は19b,変調器14a又は14b,PC13,減算
器20のIチャネルとQチャネルとの2つの閉ループ動
作によって妨害波のみが入力される。このように妨害波
のみが入力されることによってループ動作が収束した場
合の積分器の出力信号、すなわち変調器信号WJは、 WJ=WOPTGh|X|/(1+Gh|X|)…(1) で表せられる。この(1)式のGはループ内の利得、h
はリミタ増幅器の出力電圧、Xは変調器の補助チャネル
側からの入力電圧である。またWOPTは、妨害はを完
全に除去するための最適値であって、次の(2)式で表
される。As described above, the closed loop SLC
The rejection ratio of the interfering wave in the circuit will be described below when only the interfering wave is input. The conventional S shown in FIG.
In the LC circuit, the subtractor 20, the PD 21, the correlator 16
a or 16b, amplifier 18a or 18b, integrator 19a
Or 19b, the modulator 14a or 14b, the PC 13, and the subtractor 20 by the two closed-loop operations of the I channel and the Q channel, so that only the interference wave is input. Integrator output signal of the thus when only disturbance is the loop operation is converged by being inputted, i.e. the modulator signal W J is, W J = W OPT Gh | X | / (1 + Gh | X |) ... (1) G in this equation (1) is the gain in the loop, h
Is the output voltage of the limiter amplifier, and X is the input voltage from the auxiliary channel side of the modulator. W OPT is an optimum value for completely removing interference, and is expressed by the following equation (2).
【0009】 WOPT=JM/JA …(2) この(2)式のJAは、SLC回路の補助チャネルへの
入力信号である。また、上記JMは主チャネルへの入力
信号であり、これらは振幅と位相情報を持つ複素数であ
る。[0009] W OPT = J M / J A ... (2) J A of the equation (2) is the input signal to the auxiliary channel of the SLC circuit. Also, the J M is an input signal to the main channel, which is a complex number having an amplitude and phase information.
【0010】妨害波については、互いに90°位相の異
なるI及びQ信号を生成する変調器により、補助チャネ
ル入力信号と上記WJとで複素演算が行われ、この演算
の結果が主チャネル入力信号から減算されて妨害波の除
去が行われる。ここで、妨害波の除去比CRは、次の
(3)式で表される。[0010] For jammer, the modulator generates a different I and Q signals 90 ° out of phase with each other, a complex operation is performed by the auxiliary channel input signal and the W J, results main channel input signal of the operational And the interference wave is removed. Here, the rejection ratio CR of the interference wave is represented by the following equation (3).
【0011】 CR=1/(1+Gh|X|) …(3) このようにして、閉ループで構成されたSLC回路によ
る妨害波除去の動作は、上に述べたようにWOPTに追
従して補助チャネル及び主チャネル信号の相関値が0と
なるように制御されるのである。すなわち、この従来例
における閉ループは1つのサーボ系を構成している。そ
のループゲインは、Gh|X|となり、回路定数及び補
助チャネル入力電圧にそれぞれ依存することになる。CR = 1 / (1 + Gh | X |) (3) As described above, the operation of removing the interference wave by the SLC circuit configured by the closed loop is assisted by following the W OPT as described above. The control is performed so that the correlation value between the channel and the main channel signal becomes zero. That is, the closed loop in this conventional example constitutes one servo system. The loop gain becomes Gh | X |, which depends on the circuit constant and the auxiliary channel input voltage, respectively.
【0012】[0012]
【発明が解決しようとする課題】上記図4に示されてい
る従来の妨害波除去回路においては、SLC回路の補助
チャネルに入力される信号が妨害波のみの場合において
は、上記(3)式に示されるようにループゲインに依存
した妨害波の除去効果が期待される。In the conventional interfering wave removing circuit shown in FIG. 4, when the signal input to the auxiliary channel of the SLC circuit is only the interfering wave, the above equation (3) is used. As shown in (1), an effect of removing an interfering wave depending on the loop gain is expected.
【0013】しかし、SLC回路の補助チャネルへの入
力信号は一般には妨害波だけではない。すなわち、この
補助チャネル系の入力部分、フロントエンドで発生若し
くは増幅された熱雑音を含んだものである。妨害波電力
が、この雑音の電力と比較して無視できない場合には、
実際の妨害波の除去比は、ループゲインだけではなくJ
/N比(SLC回路の補助チャネルに入力される妨害波
と熱雑音電力との比)にも依存してしまう。そのため設
定されたループゲインによる妨害波の除去効果が期待通
りに得られないという問題がある。However, the input signal to the auxiliary channel of the SLC circuit is generally not only an interference wave. That is, it includes thermal noise generated or amplified in the input portion of the auxiliary channel system and the front end. If the disturbance power is not negligible compared to the power of this noise,
The actual rejection ratio of the interference wave is not only the loop gain,
/ N ratio (the ratio between the interference wave input to the auxiliary channel of the SLC circuit and the thermal noise power). Therefore, there is a problem that the effect of removing the interference wave by the set loop gain cannot be obtained as expected.
【0014】このような現象の原因について、図6を参
照して以下に説明する。図6には、X,Y複素平面に変
調信号が示されている様子が表されている。なお、便宜
上Z軸方向に閉ループの追従動作の元となるI若しくは
Qの誤差信号が表されている。また、SLC回路の主チ
ャネル及び補助チャネルに入力される妨害波の振幅は等
しいものとしている。The cause of such a phenomenon will be described below with reference to FIG. FIG. 6 shows a state in which the modulation signal is shown on the X, Y complex plane. It should be noted that an I or Q error signal which is a source of a closed-loop following operation in the Z-axis direction is shown for convenience. Further, the amplitudes of the interference waves input to the main channel and the auxiliary channel of the SLC circuit are assumed to be equal.
【0015】妨害波のみが入力された場合には、SLC
回路は主アンテナと補助アンテナとで受信した妨害波の
電圧比と位相差に依存する複素平面上の任意の点(W
OPT)を目標値として追従し、ループゲインに応じて
定まる点(WJ)の変調信号が生成され、この結果妨害
波が除去される。When only the interference wave is input, the SLC
The circuit operates at any point (W) on the complex plane that depends on the voltage ratio and phase difference of the interfering waves received by the main antenna and the auxiliary antenna.
OPT ) as a target value, and a modulated signal at a point (W J ) determined according to the loop gain is generated. As a result, an interference wave is removed.
【0016】一方、補助チャネルに妨害波が入力され
ず、熱雑音のみが加えられた場合には、この熱雑音と主
チャネル側に入力される熱雑音とは相関がない。従っ
て、SLC回路は、複素平面上の原点を目標値(W
OPTN)としていわゆる追従動作を行う。その結果ル
ープゲインに応じて定まる点(WN)の変調信号が生成
される。熱雑音に対する上記動作においては、その目標
値は何時でも複素平面上の原点である。変調器から主チ
ャネル側に減算信号を送出しないことによって、相関値
を0に制御するSLC回路の動作を行うことは妨害波の
みが入力された場合と同様である。On the other hand, when no interference wave is input to the auxiliary channel and only thermal noise is added, there is no correlation between the thermal noise and the thermal noise input to the main channel. Therefore, the SLC circuit sets the origin on the complex plane to the target value (W
A so-called following operation is performed as OPTN ). As a result, a modulated signal at a point (W N ) determined according to the loop gain is generated. In the above operation for thermal noise, the target value is always the origin on the complex plane. The operation of the SLC circuit for controlling the correlation value to 0 by not sending the subtraction signal from the modulator to the main channel side is the same as the case where only the interference wave is input.
【0017】次に、妨害波と熱雑音とが同時に入力され
た場合について説明する。この場合には前記2つの動
作、すなわち妨害波のみが入力される場合と熱雑音のみ
が入力された場合とを重ね合わせたものとなる。SLC
回路は2つの目標値WOPT及びWOPTNに追従を行
おうとする。しかし、これらの2つの点は相異なるた
め、閉ループの追従力が互いに引き合い、誤差信号が0
となる点(WJN)で釣り合って追従動作が停止する。
このことが図4に示されている。図4において、W
OPTは妨害波が完全に除去されるポイントであり、妨
害波に対する誤差信号は0となるが熱雑音電力に比例し
た誤差信号が表れる。一方、逆にWOPTNにおいては
妨害波電力に比例した誤差信号が表れてしまう。Next, the case where the interference wave and the thermal noise are input simultaneously will be described. In this case, the two operations, that is, the case where only the interference wave is input and the case where only the thermal noise is input, are superimposed. SLC
The circuit attempts to follow two target values W OPT and W OPTN . However, since these two points are different, the follow-up forces of the closed loop attract each other and the error signal becomes zero.
At the point (W JN ), and the following operation stops.
This is shown in FIG. In FIG.
The OPT is a point at which the interference wave is completely removed. The error signal for the interference wave becomes 0, but an error signal proportional to the thermal noise power appears. On the other hand, an error signal proportional to the power of the interference wave appears in W OPTN .
【0018】このようにJ/N比が小さい領域において
は、補助チャネルに入力される熱雑音によりWOPTへ
のSLC回路の追従がJ/N比に依存して原点方向に引
き込まれるため、ループゲインに依存した妨害波の除去
比が得られないという問題がある。例えば、ループゲイ
ンが40dbの場合は、熱雑音が全く入力されない理想
的な条件においては、妨害波の除去比はおよそ−40d
b得られるが、J/N比が1の場合においてはその除去
比が約−6dbまでしか得られなくなってしまう。本発
明は、このような欠点を改善し、J/N比が小さい領域
における熱雑音に起因する妨害波の除去比の制限をなく
し、高い妨害波の除去比を得ることを目的とする。In the region where the J / N ratio is small as described above, the follow-up of the SLC circuit to the W OPT due to the thermal noise input to the auxiliary channel is pulled toward the origin depending on the J / N ratio. There is a problem that a rejection ratio of an interference wave depending on a gain cannot be obtained. For example, when the loop gain is 40 db, under ideal conditions where no thermal noise is input, the rejection ratio of the interfering wave is approximately −40 dB.
b, but when the J / N ratio is 1, the removal ratio can only be obtained up to about -6 db. An object of the present invention is to improve such a drawback, eliminate the restriction on the rejection ratio of an interference wave caused by thermal noise in a region where the J / N ratio is small, and obtain a high interference wave rejection ratio.
【0019】[0019]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するために、主アンテナ及び妨害波抑圧用補助アンテ
ナからの信号を受信し、前記主アンテナのサイドローブ
領域から入射される妨害波の除去を閉ループ構成で行う
妨害波除去回路において、前記補助アンテナを介して入
力された妨害波の電力と、妨害波除去回路自身で発生若
しくは増幅した熱雑音の電力との総和を計測する電力測
定手段と、前記電力測定手段において計測された妨害波
及び熱雑音の電力の総和に基づいて、前記妨害波の電力
と前記熱雑音の電力との比を求める電力比算出手段と、
閉ループ動作で生成される変調信号をサンプル/ホール
ドするサンプル/ホールド回路と、前記電力比算出手段
において算出された電力比に応じた増幅率でサンプル/
ホールド回路でホールドされた前記変調信号を増幅する
直流増幅器と、前記直流増幅器の出力信号と、前記変調
信号とのいずれか一方の信号を選択し、この選択した信
号を出力する切換スイッチと、を備え、閉ループ動作で
得られた変調信号を補正し、この補正後の変調信号を用
いて閉ループで妨害波を除去することを特徴とする妨害
波除去回路である。SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, the present invention is to receive a signal from a main antenna and an auxiliary antenna for suppressing a disturbance wave, and to receive a disturbance wave incident from a side lobe region of the main antenna. Power measurement for measuring the sum of the power of the interference wave input via the auxiliary antenna and the power of the thermal noise generated or amplified by the interference wave removal circuit itself in the interference wave removal circuit that removes the noise in a closed loop configuration Means, based on the sum of the power of the disturbing wave and the thermal noise measured by the power measuring means, power ratio calculating means for calculating the ratio of the power of the disturbing wave and the power of the thermal noise,
A sample / hold circuit for sampling / holding the modulated signal generated by the closed loop operation; and a sample / hold circuit for amplification / amplitude according to the power ratio calculated by the power ratio calculation means.
A DC amplifier that amplifies the modulation signal held by the hold circuit, an output signal of the DC amplifier, and a changeover switch that selects one of the modulation signal and outputs the selected signal; An interference wave elimination circuit, comprising: correcting a modulation signal obtained by a closed loop operation, and removing an interference wave in a closed loop by using the corrected modulation signal.
【0020】[0020]
【作用】本発明における切換スイッチは、閉ループ動作
で得られた変調信号をもとに、これを補正した開ループ
の変調信号で妨害波の除去を行うことにより、熱雑音に
起因する妨害波除去比の劣化を防止することができる。The changeover switch according to the present invention removes an interference wave caused by thermal noise by removing an interference wave with an open-loop modulation signal corrected based on the modulation signal obtained by the closed-loop operation. The deterioration of the ratio can be prevented.
【0021】[0021]
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0022】図1には、本発明の好適な実施例であるS
LC回路が示されている。図1に示されているSLC回
路は、図5に示されている従来のSLC回路に所定の回
路又は部品が付加されている。本実施例におけるSLC
回路の補助チャネル入力には、妨害波(J)及び熱雑音
(N)をピックアップするための方向性結合器(以下、
DCと呼ぶ)30が設けられている。DC30がピック
アップした妨害波(J)及び熱雑音(N)の電力の和
が、電力測定回路31によって測定される。そして、そ
の電力測定回路31によって測定された測定値に基づい
て、J/N比が、利得制御回路32において演算され
る。この利得制御回路32においては、この演算結果か
ら、閉ループ動作で得られた変調信号を補正制御するた
めの信号を出力する。FIG. 1 shows a preferred embodiment S of the present invention.
An LC circuit is shown. The SLC circuit shown in FIG. 1 is obtained by adding predetermined circuits or components to the conventional SLC circuit shown in FIG. SLC in this embodiment
A directional coupler (hereinafter, referred to as "J") and a thermal noise (N) for picking up a disturbance (J) and a thermal noise (N) are provided at an auxiliary channel input of the circuit.
DC) 30 is provided. The sum of the power of the interference wave (J) and the thermal noise (N) picked up by the DC 30 is measured by the power measurement circuit 31. The J / N ratio is calculated in the gain control circuit 32 based on the measurement value measured by the power measurement circuit 31. The gain control circuit 32 outputs a signal for correcting and controlling the modulation signal obtained by the closed loop operation based on the calculation result.
【0023】一方、積分器19a、19bにはその出力
端子にそれぞれサンプルホールド回路33a、33bが
接続されている。このサンプルホールド回路33a、3
3bは閉ループ動作で得られた変調信号をホールドする
回路である。このサンプルホールド回路33a、33b
においてホールドされている変調信号のレベルは、利得
可変増幅器34a、34bによって補正される。この利
得可変増幅器34a、34bにおける補正は、上述した
利得制御回路32から送出される制御信号に基づいて行
われる。On the other hand, sample and hold circuits 33a and 33b are connected to the output terminals of the integrators 19a and 19b, respectively. The sample and hold circuits 33a, 33
3b is a circuit for holding the modulation signal obtained by the closed loop operation. These sample and hold circuits 33a and 33b
Are corrected by the variable gain amplifiers 34a and 34b. The correction in the variable gain amplifiers 34a and 34b is performed based on the control signal sent from the gain control circuit 32 described above.
【0024】図1に示されているように、変調器14
a、14bに供給される信号は、従来通り積分器19
a、19bからの信号であるか、若しくは利得可変増幅
器34a、34bからの信号であるかが、スイッチ35
a、35bによって切り換えられるように構成されてい
る。すなわち、このスイッチ35a、35bは閉ループ
動作に切り換えて変調信号を得るとともに、その後は利
得可変増幅器34a、34bからの補正された変調信号
を用いた開ループ動作に切り換えるためのスイッチであ
る。As shown in FIG. 1, the modulator 14
a and 14b are supplied to an integrator 19 as in the prior art.
a, 19b or a signal from the variable gain amplifiers 34a, 34b.
a, 35b. That is, the switches 35a and 35b are switches for switching to a closed loop operation to obtain a modulation signal, and thereafter switching to an open loop operation using the corrected modulation signal from the variable gain amplifiers 34a and 34b.
【0025】本実施例において特徴的なことは、閉ルー
プ動作と開ループ動作を切り換えることによって、熱雑
音に起因する妨害波除去比の劣化を防止することが可能
な構成としたことである。なお、図1においてその他の
構成は、図5に示されている従来のSLC回路と同一で
ある。A feature of the present embodiment is that the switching between the closed loop operation and the open loop operation can prevent the deterioration of the interference wave rejection ratio due to the thermal noise. The other configuration in FIG. 1 is the same as that of the conventional SLC circuit shown in FIG.
【0026】上述したように、図4には従来のSLC回
路を供えた例が示されているが、この図4に示されてい
る例においてSLC回路8を、図1に示されているSL
C回路に置き換えることが可能である。以下、このよう
に図4におけるSLC回路8を図1に示されている本実
施例に係るSLC回路に置き換えた場合のSLC回路の
作用を説明する。As described above, FIG. 4 shows an example in which a conventional SLC circuit is provided. In the example shown in FIG. 4, the SLC circuit 8 is replaced with the SL shown in FIG.
It can be replaced with a C circuit. Hereinafter, the operation of the SLC circuit when the SLC circuit 8 in FIG. 4 is replaced with the SLC circuit according to the present embodiment shown in FIG. 1 will be described.
【0027】まず、SLC回路の補助チャネルに入力さ
れる熱雑音電力(N)は、以下の(4)式で表される。First, the thermal noise power (N) input to the auxiliary channel of the SLC circuit is expressed by the following equation (4).
【0028】 N=F・k・T・B・G …(4) この(4)式のFは、フロントエンドの雑音指数を表
す。また、Bはフロントエンドの通過帯域幅、Gはその
利得をそれぞれ表す。また、kはボルツマン定数であ
り、Tは絶対温度である。フロントエンドの動作温度が
大きく変化しない限り、熱雑音電力(N)はフロントエ
ンドを構成する上記パラメータによって定められる一定
の値となる。N = F · k · T · B · G (4) In the equation (4), F represents the noise figure of the front end. B represents the pass band width of the front end, and G represents its gain. K is Boltzmann's constant and T is the absolute temperature. As long as the operating temperature of the front end does not greatly change, the thermal noise power (N) has a constant value determined by the above parameters constituting the front end.
【0029】電力測定回路31においては、妨害波電力
(J)と熱雑音電力(N)との双方が入力されるが、例
えば、対数増幅器等を用いれば、妨害波と熱雑音の和
(M=J+N)が電圧に変換されて求められる。一方、
補助アンテナからの入力を外して、RF増幅器3bを終
端することによって、熱雑音(N)のみの値を測定する
ことが可能である。この値はMN=Nとして予め測定し
ておくことが可能である。上述したように、この値はフ
ロントエンドのパラメータによって定められる一定の値
をとる。従って利得制御回路32において、以下の
(5)式に示すような演算を行えば、J/N比を求める
ことが可能である。The power measurement circuit 31 receives both the disturbance power (J) and the thermal noise power (N). For example, if a logarithmic amplifier or the like is used, the sum (M) of the disturbance and the thermal noise is obtained. = J + N) is obtained by being converted into a voltage. on the other hand,
By removing the input from the auxiliary antenna and terminating the RF amplifier 3b, it is possible to measure only the thermal noise (N). This value can be measured in advance as M N = N. As described above, this value takes a constant value determined by the parameters of the front end. Therefore, the J / N ratio can be obtained by performing an operation shown in the following equation (5) in the gain control circuit 32.
【0030】 J/N=(M−MN)/MN …(5) 但し、電力測定回路31において対数増幅器が用いられ
ている場合には、上記演算は、真数に戻して行う必要が
ある。J / N = (M−M N ) / M N (5) However, when a logarithmic amplifier is used in the power measurement circuit 31, it is necessary to perform the above calculation by returning to the true number. is there.
【0031】このような演算は、入力と出力との関係を
表したテーブルとして予めROM等に書き込んでおけ
ば、妨害波と熱雑音との和から即座にJ/N比が得られ
る。If such a calculation is previously written in a ROM or the like as a table representing the relationship between the input and the output, the J / N ratio can be immediately obtained from the sum of the interference wave and the thermal noise.
【0032】次に、このようにして得られたJ/N比に
基づいて、利得可変増幅器34a、34bの利得の設定
方法を図6に基づいて説明する。図6において、熱雑音
の誤差信号(Nに比例)とWJN、妨害波の誤差信号
(Jに比例)とWJNが作る2つの三角形は互いに相似
の三角形となる。従って、WJNからWOPTを求める
と、以下の(6)式で表される。Next, a method of setting the gains of the variable gain amplifiers 34a and 34b based on the J / N ratio thus obtained will be described with reference to FIG. In FIG. 6, two triangles formed by an error signal of thermal noise (proportional to N) and W JN , and an error signal of disturbing wave (proportional to J) and W JN are similar triangles to each other. Therefore, when W OPT is obtained from W JN , it is expressed by the following equation (6).
【0033】 WOPT=WJN(1+1/J/N) (6) この(6)式でWJNは閉ループ動作で得られる変調信
号である。また、J/N比は本発明の妨害波除去回路で
得られる信号であるので、以上のことから例えばJ/N
=1のときには利得可変増幅器34a、34bの利得を
2に調整すれば、熱雑音に起因する妨害波の劣化を生じ
ない最適な変調信号WOPTが得られることが理解され
よう。W OPT = W JN (1 + 1 / J / N) (6) In the equation (6), W JN is a modulation signal obtained by a closed loop operation. Further, since the J / N ratio is a signal obtained by the interference wave canceling circuit of the present invention, from the above, for example, J / N
It can be understood that when the gain of the variable gain amplifiers 34a and 34b is adjusted to 2 when = 1, an optimal modulated signal W OPT that does not cause deterioration of an interference wave due to thermal noise can be obtained.
【0034】変調信号の閉ループ動作と開ループ動作と
の切り換えは、妨害波の入射条件が変わるごと若しくは
定期的に行うのが好適である。理想的にはこのような切
り換えは妨害波の入射条件が変るごとにするのが好適で
あろうが、入射条件が変化したことを検出するのが困難
である場合には一定の周期ごとに切り換えを行う手法が
簡便である。The switching between the closed-loop operation and the open-loop operation of the modulation signal is preferably carried out every time the incident condition of the interference wave changes or periodically. Ideally, such switching should be performed every time the incident condition of the interference wave changes, but if it is difficult to detect that the incident condition has changed, the switching is performed at regular intervals. Is simple.
【0035】なお、上述したように、利得の補正の手法
は、変調器の制御特性がリニアすなわち変調信号を1/
2にしたときに変調器から出力される減算信号の振幅が
1/2になることを前提としている。一般的には変調器
としてはミクサが使用されるが、この場合、変調器の制
御特性はリニアではないため、利得制御回路が出力する
制御信号は、この変調器の制御特性を考慮した信号とす
るのが好適である。すなわち、本実施例に係る利得制御
回路32は、変調器の制御特性を見掛け上リニアなもの
とする、いわゆるリニアライザの機能を含んだものであ
る。なお、このリニアライザの機能は利得制御回路32
に含ませるのではなく、利得可変増幅器に含ませるのも
好適である。As described above, in the method of correcting the gain, the control characteristic of the modulator is linear, that is, the modulation signal is reduced by 1 /.
It is assumed that the amplitude of the subtraction signal output from the modulator when it is set to 2 becomes 1 /. In general, a mixer is used as a modulator. In this case, since the control characteristics of the modulator are not linear, the control signal output from the gain control circuit is a signal that takes into account the control characteristics of the modulator. It is preferred to do so. That is, the gain control circuit 32 according to the present embodiment includes a function of a so-called linearizer that makes the control characteristics of the modulator appear linear. The function of this linearizer is similar to that of the gain control circuit 32.
It is also preferable to include them in a variable gain amplifier instead of including them.
【0036】このようなリニアライザの機能を外付けと
した場合の実施例が図2に示されている。図2に示され
ているように、リニアライザ36a、36bはスイッチ
35a、35bによって選択された信号をリニアライズ
した後に変調器14a、14bに供給するのである。な
お、図2に示されているSLC回路はリニアライザ36
a、36bを除いて図1に示されているSLC回路と同
様である。FIG. 2 shows an embodiment in which the function of such a linearizer is provided externally. As shown in FIG. 2, the linearizers 36a and 36b linearize the signal selected by the switches 35a and 35b, and then supply the linearized signals to the modulators 14a and 14b. The SLC circuit shown in FIG.
It is the same as the SLC circuit shown in FIG. 1 except for a and 36b.
【0037】図3には、利得制御回路及びリニアライザ
の実際の回路例が示されている。図3に示されているよ
うに利得制御回路及びリニアライザは同一の構成で実現
することが可能である。図3に示されているように、電
力測定値若しくは変調信号は、まず、AD変換器41に
供給される。このAD変換器41は、入力されるアナロ
グ信号をデジタル信号に変換する。この変換後のデジタ
ルデータはROMテーブル42にアドレス信号として供
給される。このROMテーブル42は、利得制御回路と
して用いる場合には上記(6)式に示されている演算結
果が予め書き込まれたテーブルであり、一方、リニアラ
イザに用いられる場合には、変調器の出力信号が変調信
号に比例するような補正値が書き込まれている。このよ
うな補正値はこの変調器の特性を予め測定しておくこと
により得られる。ROMテーブル42の出力信号は、D
A変換器43においてアナログ信号に変換される。これ
によって、DA変換器43は利得補正値若しくはリニア
ライザ補正値を外部に出力するのである。FIG. 3 shows an actual circuit example of the gain control circuit and the linearizer. As shown in FIG. 3, the gain control circuit and the linearizer can be realized with the same configuration. As shown in FIG. 3, the power measurement value or the modulation signal is first supplied to the AD converter 41. The AD converter 41 converts an input analog signal into a digital signal. The converted digital data is supplied to the ROM table 42 as an address signal. The ROM table 42 is a table in which the calculation result shown in the above equation (6) is written in advance when used as a gain control circuit, while the output signal of the modulator is used when used in a linearizer. Is written in such a way that is proportional to the modulation signal. Such a correction value can be obtained by measuring the characteristics of the modulator in advance. The output signal of the ROM table 42 is D
The signal is converted into an analog signal in the A converter 43. Thus, the DA converter 43 outputs the gain correction value or the linearizer correction value to the outside.
【0038】以上述べたように本実施例によれば、閉ル
ープ動作で得られた変調信号に基づいて、これを補正し
た開ループの変調信号で妨害波の除去を行うので、熱雑
音に起因する妨害は除去比の劣化を防止することが可能
である。As described above, according to the present embodiment, based on the modulated signal obtained by the closed loop operation, the interfering wave is removed by the corrected open loop modulated signal. Interference can prevent the rejection ratio from deteriorating.
【0039】[0039]
【発明の効果】以上述べたように、本発明の妨害波除去
回路は、補助チャネルに妨害波とともに入力される熱雑
音に起因する妨害波除去比の劣化を低減することが可能
である。その結果、J/N比が小さい場合においても十
分な妨害波の除去効果が得られる。As described above, the interference wave elimination circuit according to the present invention can reduce the deterioration of the interference wave elimination ratio caused by the thermal noise input together with the interference wave to the auxiliary channel. As a result, even when the J / N ratio is small, a sufficient interference wave removing effect can be obtained.
【図1】本発明の好適な一実施例であるSLC回路の回
路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of an SLC circuit according to a preferred embodiment of the present invention.
【図2】利得制御回路若しくは変調器のリニアライザの
構成を表す構成ブロック図である。FIG. 2 is a configuration block diagram illustrating a configuration of a gain control circuit or a linearizer of a modulator.
【図3】本実施例に係る利得補正回路の構成ブロック図
である。FIG. 3 is a configuration block diagram of a gain correction circuit according to the present embodiment.
【図4】妨害波除去回路を具備した受信装置の構成ブロ
ック図である。FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a receiving device including an interference wave removing circuit.
【図5】従来の妨害波除去回路の回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional interference wave removing circuit.
【図6】熱雑音によって妨害波除去比が劣化する様子を
表した説明図である。FIG. 6 is an explanatory diagram showing a state in which a disturbance noise rejection ratio is deteriorated by thermal noise.
1 主アンテナ 2 補助アンテナ 3a、3b RF増幅器 4a、4b ミクサ 5 局部発振器 6a、6b BPF 7a、7b IF増幅器 8 SLC回路 10、17、21 PD 11 リミタ増幅器 12、15 90°ハイブリッド 13 PC 14a、14b 変調器 16a、16b 相関器 18a、18b 増幅器 19a、19b 積分器 20 減算器 30 DC 31 電力測定回路 32 利得制御回路 33a、33b サンプルホールド回路 34a、34b 利得可変増幅器 35a、35b 切換スイッチ 36a、36b リニアライザ 41 AD変換器 42 ROMテーブル 43 DA変換器 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Main antenna 2 Auxiliary antenna 3a, 3b RF amplifier 4a, 4b Mixer 5 Local oscillator 6a, 6b BPF 7a, 7b IF amplifier 8 SLC circuit 10, 17, 21 PD 11 Limiter amplifier 12, 15, 90 90 degree hybrid 13 PC 14a, 14b Modulator 16a, 16b Correlator 18a, 18b Amplifier 19a, 19b Integrator 20 Subtractor 30 DC 31 Power measurement circuit 32 Gain control circuit 33a, 33b Sample hold circuit 34a, 34b Variable gain amplifier 35a, 35b Switch 36a, 36b Linearizer 41 AD converter 42 ROM table 43 DA converter
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鐘ヶ江 誠一 神奈川県鎌倉市上町屋325番地 三菱電 機株式会社 鎌倉製作所内 (72)発明者 島田 淳 神奈川県鎌倉市上町屋325番地 三菱電 機株式会社 鎌倉製作所内 (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04B 1/10──────────────────────────────────────────────────の Continued on the front page (72) Inventor Seiichi Kanegae 325 Kamimachiya, Kamakura City, Kanagawa Prefecture Mitsubishi Electric Corporation Kamakura Works (72) Inventor Jun Shimada 325 Kamimachiya, Kamakura City, Kanagawa Prefecture Mitsubishi Electric Corporation Kamakura Works (58) Fields surveyed (Int. Cl. 6 , DB name) H04B 1/10
Claims (1)
からの信号を受信し、前記主アンテナのサイドローブ領
域から入射される妨害波の除去を閉ループ構成で行う妨
害波除去回路において、 前記補助アンテナを介して入力された妨害波の電力と、
妨害波除去回路自身で発生若しくは増幅した熱雑音の電
力との総和を計測する電力測定手段と、 前記電力測定手段において計測された妨害波及び熱雑音
の電力の総和に基づいて、前記妨害波の電力と前記熱雑
音の電力との比を求める電力比算出手段と、 閉ループ動作で生成される変調信号をサンプル/ホール
ドするサンプル/ホールド回路と、 前記電力比算出手段において算出された電力比に応じた
増幅率でサンプル/ホールド回路でホールドされた前記
変調信号を増幅する直流増幅器と、 前記直流増幅器の出力信号と、前記変調信号とのいずれ
か一方の信号を選択し、この選択した信号を出力する切
換スイッチと、 を備え、閉ループ動作で得られた変調信号を補正し、こ
の補正後の変調信号を用いて閉ループで妨害波を除去す
ることを特徴とする妨害波除去回路。1. An interference wave removing circuit for receiving signals from a main antenna and an auxiliary antenna for suppressing interference waves and removing an interference wave incident from a side lobe region of the main antenna in a closed loop configuration, wherein the auxiliary antenna And the power of the interfering wave input through
Power measurement means for measuring the sum of the power of the thermal noise generated or amplified by the interference wave removal circuit itself, and the interference wave and the thermal noise measured by the power measurement means. Power ratio calculating means for calculating a ratio between power and the power of the thermal noise; a sample / hold circuit for sampling / holding a modulation signal generated in a closed loop operation; and a power ratio calculated by the power ratio calculating means. A DC amplifier that amplifies the modulated signal held by the sample / hold circuit with the amplification factor, and selects one of the output signal of the DC amplifier and the modulated signal, and outputs the selected signal. And a correction switch for correcting the modulated signal obtained by the closed-loop operation, and removing the interfering signal in the closed loop using the corrected modulated signal. Interference wave cancel circuit according to symptoms.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20785294A JP2828910B2 (en) | 1994-09-01 | 1994-09-01 | Interference wave removal circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20785294A JP2828910B2 (en) | 1994-09-01 | 1994-09-01 | Interference wave removal circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0879112A JPH0879112A (en) | 1996-03-22 |
JP2828910B2 true JP2828910B2 (en) | 1998-11-25 |
Family
ID=16546597
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20785294A Expired - Fee Related JP2828910B2 (en) | 1994-09-01 | 1994-09-01 | Interference wave removal circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2828910B2 (en) |
-
1994
- 1994-09-01 JP JP20785294A patent/JP2828910B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0879112A (en) | 1996-03-22 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5789976A (en) | Digital adaptive control of feedforward amplifier using frequency domain cancellation | |
JP3035345B2 (en) | Apparatus and method for reducing distortion in amplification | |
US5528196A (en) | Linear RF amplifier having reduced intermodulation distortion | |
EP1066682B1 (en) | A predistorter | |
EP1087521A1 (en) | Methods and apparatus for adaptive adjustment of feed-forward linearized amplifiers | |
KR20010033536A (en) | Feed forward amplifier with digital intermodulation control | |
US6683495B2 (en) | Reduced architecture for multibranch feedforward power amplifier linearizers | |
JP2004500743A (en) | Communication device | |
US5396189A (en) | Adaptive feedback system | |
JP2002506306A (en) | Feedforward amplifier | |
EP1003278A2 (en) | Nested feed forward distortion reduction system | |
GB2107540A (en) | Feedforward amplifiers | |
US6838934B2 (en) | Feedforward amplifier with dual loop | |
JP2828910B2 (en) | Interference wave removal circuit | |
EP0923193B1 (en) | Improved pilot detection for a control system that reduces distortion produced by electrical circuits | |
JP2001060883A (en) | Transmitter and data transmission device | |
CA2312834A1 (en) | Carrier reutilization for synchronous detection | |
EP1189340A1 (en) | system and method for producing an amplified signal with reduced distortion | |
US20010054932A1 (en) | Amplifier apparatus | |
JP4382950B2 (en) | Nonlinear distortion compensation circuit and nonlinear distortion compensation method | |
JPS5871473A (en) | Pulse ladar device | |
US7038541B2 (en) | Adaptive feed-forward amplifiers and the like | |
KR20020051547A (en) | An apparatus for deleting a leakage signal of a local oscillation signal | |
JPH05235671A (en) | Temperature compensation circuit for distortion compensating multifrequency common amplifier | |
AU770576B2 (en) | Amplifier stabilisation |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |