JP2828107B2 - 高電圧パルス発生回路 - Google Patents
高電圧パルス発生回路Info
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- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01S—DEVICES USING THE PROCESS OF LIGHT AMPLIFICATION BY STIMULATED EMISSION OF RADIATION [LASER] TO AMPLIFY OR GENERATE LIGHT; DEVICES USING STIMULATED EMISSION OF ELECTROMAGNETIC RADIATION IN WAVE RANGES OTHER THAN OPTICAL
- H01S3/00—Lasers, i.e. devices using stimulated emission of electromagnetic radiation in the infrared, visible or ultraviolet wave range
- H01S3/09—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping
- H01S3/097—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping by gas discharge of a gas laser
- H01S3/0971—Processes or apparatus for excitation, e.g. pumping by gas discharge of a gas laser transversely excited
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、銅蒸気レーザ、エキシマレーザ等の高繰り
返し動作放電励起レーザ等に用いられる高電圧パルス発
生回路に関するものである。
返し動作放電励起レーザ等に用いられる高電圧パルス発
生回路に関するものである。
［従来の技術］ 銅蒸気レーザあるいはエキシマレーザ等の放電励起レ
ーザにおいては、高繰り返し化による平均出力の増大が
強く要求されている。例えば、原子力発電所で使用され
るウラン235の同位体分離方法の１つである原子法レー
ザウラン濃縮用レーザとして用いられている銅蒸気レー
ザにおいては、４〜10kHzの高繰り返しで平均出力100W
程度以上が要求されている。この場合、同レーザを発振
させるための高電圧パルス発生回路として第10図に示す
ようなインバータ１によるコマンド充電方式が用いられ
る場合もある。同図において１はインバータ、2,3はイ
ンバータ１の出力端、４は変圧器、５は変圧器４の１次
巻線、６は変圧器４の２次巻線、８はダイオード、９は
サイラトロン、10は主コンデンサ、11はピーキングコン
デンサ、12はレーザ主放電電極、13は充電用インダクタ
ンスあるいは抵抗である。また、同図におけるインバー
タ１の回路構成例を第13図に示す。ここで22は直流電
源、23はコンデンサ27の充電抵抗、24はサイリスタ、25
はダイオード、26は抵抗、27はコンデンサである。第11
図は第10図の高電圧パルス発生回路におけるダイオード
８をながれる電流i1と主コンデンサ10の充電電圧v1の波
形を示したものである。同図においてI1mはダイオード
８を流れる電流i1の波高値、V1mは主コンデンサ10の電
圧v1の波高値、V1′ｍはサイラトロン９がターンオンす
る直前における主コンデンサ10の電圧v1の値、t1は前記
電流i1が流れ始めてから主コンデンサ10の電源v1が波高
値に達するまでの期間、t2は同様にしてサイラトロン９
がターンオンするまでの期間、t3は繰り返し周期であ
る。ここでt2からt3までの期間はサイラトロン９がター
ンオフするのに十分な期間に選定されている。
ーザにおいては、高繰り返し化による平均出力の増大が
強く要求されている。例えば、原子力発電所で使用され
るウラン235の同位体分離方法の１つである原子法レー
ザウラン濃縮用レーザとして用いられている銅蒸気レー
ザにおいては、４〜10kHzの高繰り返しで平均出力100W
程度以上が要求されている。この場合、同レーザを発振
させるための高電圧パルス発生回路として第10図に示す
ようなインバータ１によるコマンド充電方式が用いられ
る場合もある。同図において１はインバータ、2,3はイ
ンバータ１の出力端、４は変圧器、５は変圧器４の１次
巻線、６は変圧器４の２次巻線、８はダイオード、９は
サイラトロン、10は主コンデンサ、11はピーキングコン
デンサ、12はレーザ主放電電極、13は充電用インダクタ
ンスあるいは抵抗である。また、同図におけるインバー
タ１の回路構成例を第13図に示す。ここで22は直流電
源、23はコンデンサ27の充電抵抗、24はサイリスタ、25
はダイオード、26は抵抗、27はコンデンサである。第11
図は第10図の高電圧パルス発生回路におけるダイオード
８をながれる電流i1と主コンデンサ10の充電電圧v1の波
形を示したものである。同図においてI1mはダイオード
８を流れる電流i1の波高値、V1mは主コンデンサ10の電
圧v1の波高値、V1′ｍはサイラトロン９がターンオンす
る直前における主コンデンサ10の電圧v1の値、t1は前記
電流i1が流れ始めてから主コンデンサ10の電源v1が波高
値に達するまでの期間、t2は同様にしてサイラトロン９
がターンオンするまでの期間、t3は繰り返し周期であ
る。ここでt2からt3までの期間はサイラトロン９がター
ンオフするのに十分な期間に選定されている。
このようにサイラトロン９がターンオフするのに十分
な期間を与えることにより、サイラトロンの暴走を生じ
るのを防ぎながら高繰り返し動作を行うことができる。
な期間を与えることにより、サイラトロンの暴走を生じ
るのを防ぎながら高繰り返し動作を行うことができる。
なお、レーザウラン濃縮については例えば、井澤靖
和：“レーザ同位体分離”、レーザ研究、第15巻第６号
pp.101〜106、昭和62年６月、またインバータによるコ
マンド充電方式を用いた励起回路については、山中龍
彦、山中千博、藤原閲夫、山中千代衛：“銅蒸気レーザ
のバッファガス効果”、電気学会研究会資料、光・量子
デバイス研究会、OQD−87−３、昭和62年参照。
和：“レーザ同位体分離”、レーザ研究、第15巻第６号
pp.101〜106、昭和62年６月、またインバータによるコ
マンド充電方式を用いた励起回路については、山中龍
彦、山中千博、藤原閲夫、山中千代衛：“銅蒸気レーザ
のバッファガス効果”、電気学会研究会資料、光・量子
デバイス研究会、OQD−87−３、昭和62年参照。
［発明が解決しようとする問題点］ 上記従来技術によるインバータ１を用いた高電圧パル
ス発生回路においては、ダイオード８の内部容量によ
り、ダイオード８を流れる電流i1には第11図破線内に示
すようなリバース・リカバリ電流と呼ばれる逆方向電流
が生じる。第12図は第11図におけるi1の破線内の拡大図
である。同図において、I1rはリバース・リカバリ電流
波高値である。このリバース・リカバリ電流により主コ
ンデンサ10の電圧v1はi1が零となる時間t1における波高
値V1mより時間とともに低下し、サイラトロン９がター
ンオンするt2の直前にはV1′ｍとなってしまう。
ス発生回路においては、ダイオード８の内部容量によ
り、ダイオード８を流れる電流i1には第11図破線内に示
すようなリバース・リカバリ電流と呼ばれる逆方向電流
が生じる。第12図は第11図におけるi1の破線内の拡大図
である。同図において、I1rはリバース・リカバリ電流
波高値である。このリバース・リカバリ電流により主コ
ンデンサ10の電圧v1はi1が零となる時間t1における波高
値V1mより時間とともに低下し、サイラトロン９がター
ンオンするt2の直前にはV1′ｍとなってしまう。
このためインバータ１より主コンデンサ10へのエネル
ギ転送効率（インバータ１の出力エネルギとサイラトロ
ン９がターンオンする直前の主コンデンサ10の入力エネ
ルギの比）が低下するという問題があった。
ギ転送効率（インバータ１の出力エネルギとサイラトロ
ン９がターンオンする直前の主コンデンサ10の入力エネ
ルギの比）が低下するという問題があった。
また、前記リバース・リカバリ電流により、ダイオー
ド８にはリバース・リカバリ損失が発生し、同ダイオー
ドの接合温度が上昇するとともに極端な場合には破壊に
至る問題もある。
ド８にはリバース・リカバリ損失が発生し、同ダイオー
ドの接合温度が上昇するとともに極端な場合には破壊に
至る問題もある。
前記リバース・リカバリ電流は温度とともに増加する
特性をもつため前記リバース・リカバリ損失により生ず
る温度上昇により、リバース・リカバリ電流はさらに増
加し、サイラトロン９がターンオンする直前の主コンデ
ンサの電圧V1′ｍは時間の経過とともに低下する。この
ため本高電圧パルス発生回路の出力、本例ではレーザ主
放電電極に入力されるエネルギが時間の経過とともに変
化する問題もある。このため本例のように放電電励起レ
ーザに用いる場合にはレーザ出力の変動の原因となり、
レーザのライフ・タイム（一般にレーザ出力が半分にな
るまでの時間）も大幅に低下してしまう。
特性をもつため前記リバース・リカバリ損失により生ず
る温度上昇により、リバース・リカバリ電流はさらに増
加し、サイラトロン９がターンオンする直前の主コンデ
ンサの電圧V1′ｍは時間の経過とともに低下する。この
ため本高電圧パルス発生回路の出力、本例ではレーザ主
放電電極に入力されるエネルギが時間の経過とともに変
化する問題もある。このため本例のように放電電励起レ
ーザに用いる場合にはレーザ出力の変動の原因となり、
レーザのライフ・タイム（一般にレーザ出力が半分にな
るまでの時間）も大幅に低下してしまう。
特に前記銅蒸気レーザ、あるいはエキシマレーザ等の
放電励起レーザにおいて前記ダイオードの逆耐圧として
は少なくとも40kV程度以上必要となるとともに、大出
力、かつ高繰り返し動作を実現するために整流電流定格
大でリバース・リカバリ特性も良好なことが要求され
る。これらの条件を単一のダイオードで実現することは
困難であり、第14図に示すように複数のダイオードを直
並列に接続することが一般に用いられている。この場
合、各ダイオードの特性バラツキによる逆方向電圧の分
担がアンバランスになることを防止するために同図に示
すようにコンデンサを外部に付加することが行われる。
この結果、ダイオードの接合容量に前記コンデンサの容
量が加わるためリバース・リカバリ特性は大きく劣化し
てしまい、前記リバース・リカバリ電流に起因する問題
は、増々問題となることが知られている。
放電励起レーザにおいて前記ダイオードの逆耐圧として
は少なくとも40kV程度以上必要となるとともに、大出
力、かつ高繰り返し動作を実現するために整流電流定格
大でリバース・リカバリ特性も良好なことが要求され
る。これらの条件を単一のダイオードで実現することは
困難であり、第14図に示すように複数のダイオードを直
並列に接続することが一般に用いられている。この場
合、各ダイオードの特性バラツキによる逆方向電圧の分
担がアンバランスになることを防止するために同図に示
すようにコンデンサを外部に付加することが行われる。
この結果、ダイオードの接合容量に前記コンデンサの容
量が加わるためリバース・リカバリ特性は大きく劣化し
てしまい、前記リバース・リカバリ電流に起因する問題
は、増々問題となることが知られている。
本発明の目的は、前記ダイオードのリバース・リカバ
リ電流に起因する主コンデンサの充電電圧の減少、リバ
ース・リカバリ損失、及びリバース・リカバリ損失によ
り生ずる同ダイオードの破壊あるいは本高電圧パルス発
生回路の出力変動の問題を対策した高電圧パルス発生回
路を提供することである。
リ電流に起因する主コンデンサの充電電圧の減少、リバ
ース・リカバリ損失、及びリバース・リカバリ損失によ
り生ずる同ダイオードの破壊あるいは本高電圧パルス発
生回路の出力変動の問題を対策した高電圧パルス発生回
路を提供することである。
［問題を解決するための手段］ 本発明は変圧器の１次側に接続されたインバータを用
いて同変圧器の２次巻線と直列に接続されたダイオード
を介してコンデンサを充電するとともに、スイッチ素子
を用いて同コンデンサの電荷を放電させることにより高
電圧パルスを発生させる高電圧パルス発生回路におい
て、前記２次巻線と直列に接続されたダイオードと直列
に非晶質磁心を用いて構成した可飽和リアクトルを挿入
することを特徴とする高電圧パルス発生回路てある。
いて同変圧器の２次巻線と直列に接続されたダイオード
を介してコンデンサを充電するとともに、スイッチ素子
を用いて同コンデンサの電荷を放電させることにより高
電圧パルスを発生させる高電圧パルス発生回路におい
て、前記２次巻線と直列に接続されたダイオードと直列
に非晶質磁心を用いて構成した可飽和リアクトルを挿入
することを特徴とする高電圧パルス発生回路てある。
前記変圧器の２次巻線の直列に接続されたダイオード
と直列に非晶質磁心を用いて構成した可飽和リアクトル
を挿入することにより、前記ダイオードのリバース・リ
カバリ電流の波高値I1rを低減することにより、前記ダ
イオードのリバース・リカバリ損失を低減するとともに
主コンデンサの充電電圧を低下を抑制することができ
る。また前記ダイオードのリバース・リカバリ損失によ
る同ダイオードの接合温度の上昇に伴い生ずる高電圧パ
ルス発生回路出力変動を抑制することもできる。
と直列に非晶質磁心を用いて構成した可飽和リアクトル
を挿入することにより、前記ダイオードのリバース・リ
カバリ電流の波高値I1rを低減することにより、前記ダ
イオードのリバース・リカバリ損失を低減するとともに
主コンデンサの充電電圧を低下を抑制することができ
る。また前記ダイオードのリバース・リカバリ損失によ
る同ダイオードの接合温度の上昇に伴い生ずる高電圧パ
ルス発生回路出力変動を抑制することもできる。
前記ダイオードと直列に接続される可飽和リアクトル
に非晶質磁心を用いることにより、従来用いられていた
フェライト磁心、あるいはパーマロイ磁心に比べて磁心
損失が小、リバース・リカバリ電流波高値の抑制が可能
であり、同磁心も小形化することができ好ましい。
に非晶質磁心を用いることにより、従来用いられていた
フェライト磁心、あるいはパーマロイ磁心に比べて磁心
損失が小、リバース・リカバリ電流波高値の抑制が可能
であり、同磁心も小形化することができ好ましい。
また、前記非晶質磁心として非晶質磁性薄帯を用いて
層間をポリイミド・フィルム、ポリエチレンテフタレー
ト・フィルム等の高分子フィルムあるいは、MgO、SiO2
等のセラミック粒子等により絶縁して構成した巻磁心、
もしくは積層磁心を用いることにより、うず電流損失の
増加を抑制することができ好ましい。
層間をポリイミド・フィルム、ポリエチレンテフタレー
ト・フィルム等の高分子フィルムあるいは、MgO、SiO2
等のセラミック粒子等により絶縁して構成した巻磁心、
もしくは積層磁心を用いることにより、うず電流損失の
増加を抑制することができ好ましい。
前記非晶質磁心として、非晶質磁性材料の組成は、 （Co１−αＭα）100−βＸβ ここでＭはFe、Mn、Ni、Cr、Nd、Mo、Ｖ、Ta、Ｗよりな
る群より選ばれた一種以上の元素、ＸはＢ、又はＢおよ
びSiであり、０＜α≦0.24、及び12≦β≦26を満たすよ
うに規定することにより、角形が良好で、かつ磁心損失
も小さな磁心を得ることができ、前記リバース・リカバ
リ電流波高値を抑制する意味から好ましい。また同組成
範囲に選定することにより、磁歪を10-6オーダー、もし
くはそれ以下とすることができるため、同可飽和リアク
トルにパルス電流が流れる際に磁心に加わる応力による
磁気特性の劣化も低減することができ好ましい。
る群より選ばれた一種以上の元素、ＸはＢ、又はＢおよ
びSiであり、０＜α≦0.24、及び12≦β≦26を満たすよ
うに規定することにより、角形が良好で、かつ磁心損失
も小さな磁心を得ることができ、前記リバース・リカバ
リ電流波高値を抑制する意味から好ましい。また同組成
範囲に選定することにより、磁歪を10-6オーダー、もし
くはそれ以下とすることができるため、同可飽和リアク
トルにパルス電流が流れる際に磁心に加わる応力による
磁気特性の劣化も低減することができ好ましい。
前記可飽和リアクトルに主コンデンサを充電するため
の主巻線の他に、同可飽和リアクトルが主コンデンサの
充電電流により磁化される向きと同一方向に磁化し得る
ように第２の巻線を設け、同巻線に前記磁化力を加える
ことにより、前記主巻線を流れるリバース・リカバリ電
流に伴い同可飽和リアクトルがリセットされるために生
ずる前記主コンデンサ充電電流の遅れを減少させること
ができる。
の主巻線の他に、同可飽和リアクトルが主コンデンサの
充電電流により磁化される向きと同一方向に磁化し得る
ように第２の巻線を設け、同巻線に前記磁化力を加える
ことにより、前記主巻線を流れるリバース・リカバリ電
流に伴い同可飽和リアクトルがリセットされるために生
ずる前記主コンデンサ充電電流の遅れを減少させること
ができる。
さらに前記可飽和リアクトルの第２の巻線に常時直流
電流を流すことにより、前記主巻線を流れるリバース・
リカバリ電流に伴い同可飽和リアクトルがリセットされ
るために生ずる前記主コンデンサ充電電流のデッド・バ
ンドを減少させることができる。
電流を流すことにより、前記主巻線を流れるリバース・
リカバリ電流に伴い同可飽和リアクトルがリセットされ
るために生ずる前記主コンデンサ充電電流のデッド・バ
ンドを減少させることができる。
本高電圧パルス発生回路の負荷を銅蒸気レーザ、エキ
シマ・レーザ、TEA（Ｔransversely Ｅxcited Ａtmosph
eric Ｐressure）−CO2レーザ、TEMA（Ｔransversely
Ｅxcited Ｍulti−Ａtmospheric Ｐressure）−CO2レー
ザ等の放電励起レーザとした場合、信頼性を損なうこと
なく高繰り返し動作が可能となるとともに、高効率化を
図ることができる。また、高電圧パルス出力変動も小と
することができるため、レーザの出力変動を防止するこ
とも容易となる。
シマ・レーザ、TEA（Ｔransversely Ｅxcited Ａtmosph
eric Ｐressure）−CO2レーザ、TEMA（Ｔransversely
Ｅxcited Ｍulti−Ａtmospheric Ｐressure）−CO2レー
ザ等の放電励起レーザとした場合、信頼性を損なうこと
なく高繰り返し動作が可能となるとともに、高効率化を
図ることができる。また、高電圧パルス出力変動も小と
することができるため、レーザの出力変動を防止するこ
とも容易となる。
以下図面を用いて本発明を説明する。
［実施例］ （実施例１） 第１図は本発明をインバータ１を用いたコマンド充電
方式によるサイラトロン９を用いた容量移行型銅蒸気レ
ーザに用いた場合の回路構成を示すものである。同図に
おいて、１はインバータ、2,3はインバータ１の出力
端、４は昇圧変圧器、５は変圧器４の１次巻線、６は変
圧器４の２次巻線、７は非晶質磁心を用いた可飽和リア
クトル、８はダイオード、９はサイラトロン、10は主コ
ンデンサ、11はピーキングコンデンサ、12はレーザ主放
電電極、13は主コンデンサ10の充電用インダクタンスで
ある。第２図は、前記第１図の回路における可飽和リア
クトル７、及びダイオード８を流れる電流i1と主コンデ
ンサ電圧v1の各波形、第３図は、前記第２図に示した電
流i1波形の拡大図、第４図は可飽和リアクトル７の動作
磁化曲線である。
方式によるサイラトロン９を用いた容量移行型銅蒸気レ
ーザに用いた場合の回路構成を示すものである。同図に
おいて、１はインバータ、2,3はインバータ１の出力
端、４は昇圧変圧器、５は変圧器４の１次巻線、６は変
圧器４の２次巻線、７は非晶質磁心を用いた可飽和リア
クトル、８はダイオード、９はサイラトロン、10は主コ
ンデンサ、11はピーキングコンデンサ、12はレーザ主放
電電極、13は主コンデンサ10の充電用インダクタンスで
ある。第２図は、前記第１図の回路における可飽和リア
クトル７、及びダイオード８を流れる電流i1と主コンデ
ンサ電圧v1の各波形、第３図は、前記第２図に示した電
流i1波形の拡大図、第４図は可飽和リアクトル７の動作
磁化曲線である。
以下、本回路の動作を前記第１図、第２図、及び第４
図を用いて説明する。
図を用いて説明する。
インバータ１におけるサイリスタ24（第13図参照）が
ターンオンする直前、即ちｔ＝０のときに可飽和リアク
トル７の磁束密度はａ点にある。前記サイリスタ24がタ
ーンオンすると、変圧器４の２次巻線６には図示黒丸と
逆極性の電圧が誘起し、可飽和リアクトル７に同電圧が
印加される。このため可飽和リアクトル７の磁束密度は
ａ点から図示のように変化し、ｂ点で飽和した後、ダイ
オード８を流れる電流i1の波高値I1mにより次式で定ま
るゲート磁化力の波高値H1mに対応する磁束密度Bsの点
ｃを経由してｔ＝t1＋tdの時間にてｄ点までΔＢ′だけ
変化する。
ターンオンする直前、即ちｔ＝０のときに可飽和リアク
トル７の磁束密度はａ点にある。前記サイリスタ24がタ
ーンオンすると、変圧器４の２次巻線６には図示黒丸と
逆極性の電圧が誘起し、可飽和リアクトル７に同電圧が
印加される。このため可飽和リアクトル７の磁束密度は
ａ点から図示のように変化し、ｂ点で飽和した後、ダイ
オード８を流れる電流i1の波高値I1mにより次式で定ま
るゲート磁化力の波高値H1mに対応する磁束密度Bsの点
ｃを経由してｔ＝t1＋tdの時間にてｄ点までΔＢ′だけ
変化する。
N:可飽和リアクトル７の巻線 le:可飽和リアクトル７の平均磁路長（ｍ） このとき、次式で定まるtdの時間、主コンデンサ10の
充電電流i1を阻止する。
充電電流i1を阻止する。
Np:変圧器４の１次巻線５の巻線 Ns:変圧器４の２次巻線６の巻線 E :インバータ１の直流電源22の電圧（Ｖ） Ae:可飽和リアクトル７の磁心有効断面積（m2） この結果主コンデンサ10の電圧v1が波高値V1mに達す
る時間、即ち前記電流i1＝０となる時間はt1＋tdとな
る。
る時間、即ち前記電流i1＝０となる時間はt1＋tdとな
る。
t1＋tdからt2までの期間に、可飽和リアクトル７はダ
イオード７のリバース・リカバリ電流によりｄ点からｅ
点までΔＢだけリセットされる。このとき、前記ダイオ
ード７のリバース・リカバリ電流波高値I1rは、可飽和
リアクトル７を構成する非晶質磁心の動特性（本特性に
ついては、例えば、中島、山内、松本：“アモルファス
可飽和磁心損失評価（Ｉ）”、電気学会、マグネティッ
クス研究会資MAG88−71参照）から定まる磁化力Hrによ
り次式の値まで抑制される。
イオード７のリバース・リカバリ電流によりｄ点からｅ
点までΔＢだけリセットされる。このとき、前記ダイオ
ード７のリバース・リカバリ電流波高値I1rは、可飽和
リアクトル７を構成する非晶質磁心の動特性（本特性に
ついては、例えば、中島、山内、松本：“アモルファス
可飽和磁心損失評価（Ｉ）”、電気学会、マグネティッ
クス研究会資MAG88−71参照）から定まる磁化力Hrによ
り次式の値まで抑制される。
このとき前記可飽和リアクトル７を構成する非晶質磁
心の有効断面積Aeは次式を満足するように定める必要が
ある。
心の有効断面積Aeは次式を満足するように定める必要が
ある。
ΔBmax＝Bs−（−Br）：動作磁束密度量最大値（Ｔ） t2からt3までの期間に可飽和リアクトル７の磁束密度
はｅ点からａ点まで自己セットされる（自己セットにつ
いては、例えば、木脇、恩田：“DC−DCコンバータ用高
周波磁気増幅器の磁心動作の実験的考案”、電気学会、
マグネティックス研究会資料MAG−88−223参照）。
はｅ点からａ点まで自己セットされる（自己セットにつ
いては、例えば、木脇、恩田：“DC−DCコンバータ用高
周波磁気増幅器の磁心動作の実験的考案”、電気学会、
マグネティックス研究会資料MAG−88−223参照）。
t3において、以上説明した動作が繰り返される。
以上の動作原理からも明らかなように、可飽和アクト
ル７により、ダイオード８のリバース・リカバリ電流波
高値を減少させることができる。このため、同ダイオー
ドのリバース・リカバリ損失が減少し、同ダイオードの
安全動作を図ることができるとともに第２図に示すよう
に同ダイオードのリバース・リカバリ電流により主コン
デンサ10の充電電圧が波高値V1mから減少するのを抑制
することが可能である。さらに同ダイオードの発熱によ
り生ずるコンデンサ11に入力されるエネルギ変動も抑制
することができ、同レーザの出力安定性も向上する。ま
た、インバータ１におけるサイリスタ24のターンオン時
の電流の立上りを遅らせることができ、同サイリスタの
ターンオン損失を減少させることもできる。
ル７により、ダイオード８のリバース・リカバリ電流波
高値を減少させることができる。このため、同ダイオー
ドのリバース・リカバリ損失が減少し、同ダイオードの
安全動作を図ることができるとともに第２図に示すよう
に同ダイオードのリバース・リカバリ電流により主コン
デンサ10の充電電圧が波高値V1mから減少するのを抑制
することが可能である。さらに同ダイオードの発熱によ
り生ずるコンデンサ11に入力されるエネルギ変動も抑制
することができ、同レーザの出力安定性も向上する。ま
た、インバータ１におけるサイリスタ24のターンオン時
の電流の立上りを遅らせることができ、同サイリスタの
ターンオン損失を減少させることもできる。
第１図において変圧器４の２次巻線６の端子電圧波高
値を23kV、ダイオード８には１素子あたり耐電圧1.5kV
のファースト・リカバリダイオードを第14図に示すよう
に60ヶ直列接続かつ３並列接続し、外部には合成容量17
pFのフィルム・コンデンサを付加したものを用い、コン
デンサ10、及び11の容量を各々12nF、及び6nFとした。
また、第２図におけるt1＝60μｓ、t2＝70μｓ、t3＝20
0μｓに設定した。
値を23kV、ダイオード８には１素子あたり耐電圧1.5kV
のファースト・リカバリダイオードを第14図に示すよう
に60ヶ直列接続かつ３並列接続し、外部には合成容量17
pFのフィルム・コンデンサを付加したものを用い、コン
デンサ10、及び11の容量を各々12nF、及び6nFとした。
また、第２図におけるt1＝60μｓ、t2＝70μｓ、t3＝20
0μｓに設定した。
可飽和リアクトル７の磁心としては第１表に示す10種
類の非晶質巻磁心を用い、前記動作条件下で前記設計条
件を満足するように巻線を設定したものをシリコン・オ
イルで強制冷却して用いた。いずれの場合も可飽和リア
クトル７を挿入する前に比べて、前記リバース・リカバ
リ電流波高値を減少させることができたが、その効果は
いずれの組成の磁心においても層間絶縁を行ったものの
ほうが良好であった。また、長時間動作時のコンデンサ
11に入力されるエネルギ変動の点からも層間絶縁を行っ
たもののほうが良好であった。さらに、動作停止後運転
を繰り返し行った場合の磁心の経時安定性の面では＃５
〜＃10、特に＃６、＃８、及び＃10が優れていた。さら
に組成の異なる非晶質巻磁心についても同様の検討をし
た結果、同非晶質磁心の組成が （Co１−αＭα）100−βＸβ ここでＭはFe,Mn,Ni,Cr,Nd,Mo,V,Ta,Wよりなる群より選
ばれた一種以上の元素,XはB,又はＢ及びSiであり、０＜
α≦0.24、及び12≦β≦26を満たすものであるものを用
いた場合には、レーザ出力を連続３時間取り出した後、
動作を停止させ、レーザ管を常温まで冷却させた後、再
稼働させる試験を５回行った場合の、コンデンサ11に入
力されるエネルギ変動は最初の動作時の３％以下とする
ことができ好適な結果を得ることができた。
類の非晶質巻磁心を用い、前記動作条件下で前記設計条
件を満足するように巻線を設定したものをシリコン・オ
イルで強制冷却して用いた。いずれの場合も可飽和リア
クトル７を挿入する前に比べて、前記リバース・リカバ
リ電流波高値を減少させることができたが、その効果は
いずれの組成の磁心においても層間絶縁を行ったものの
ほうが良好であった。また、長時間動作時のコンデンサ
11に入力されるエネルギ変動の点からも層間絶縁を行っ
たもののほうが良好であった。さらに、動作停止後運転
を繰り返し行った場合の磁心の経時安定性の面では＃５
〜＃10、特に＃６、＃８、及び＃10が優れていた。さら
に組成の異なる非晶質巻磁心についても同様の検討をし
た結果、同非晶質磁心の組成が （Co１−αＭα）100−βＸβ ここでＭはFe,Mn,Ni,Cr,Nd,Mo,V,Ta,Wよりなる群より選
ばれた一種以上の元素,XはB,又はＢ及びSiであり、０＜
α≦0.24、及び12≦β≦26を満たすものであるものを用
いた場合には、レーザ出力を連続３時間取り出した後、
動作を停止させ、レーザ管を常温まで冷却させた後、再
稼働させる試験を５回行った場合の、コンデンサ11に入
力されるエネルギ変動は最初の動作時の３％以下とする
ことができ好適な結果を得ることができた。
（実施例２） 第５図は本発明をインバータ１を用いたコマンド充電
方式によるサイラトロン９を用いた容量移行型銅蒸気レ
ーザに用いた場合の回路構成を示すものである。本実施
例では前記実施例１の回路構成を示す第１図において、
可飽和リアクトル７に主巻線14の他に第２の巻線15が設
けられている。また前記可飽和リアクトル７の第２の巻
線15の巻線端17,18にはバイアス電源16が接続されてお
り、図示の極性で直流電流Icが流れるように構成されて
いる。バイアス電源16は第６図のように構成されてお
り、同図において17,18は出力端、19は直流電源、20は
バイアス電流Icの値を定めるための抵抗、21は可飽和リ
アクトル７の第２の巻線15に誘起するサージを阻止する
ためのチョークコイルである。
方式によるサイラトロン９を用いた容量移行型銅蒸気レ
ーザに用いた場合の回路構成を示すものである。本実施
例では前記実施例１の回路構成を示す第１図において、
可飽和リアクトル７に主巻線14の他に第２の巻線15が設
けられている。また前記可飽和リアクトル７の第２の巻
線15の巻線端17,18にはバイアス電源16が接続されてお
り、図示の極性で直流電流Icが流れるように構成されて
いる。バイアス電源16は第６図のように構成されてお
り、同図において17,18は出力端、19は直流電源、20は
バイアス電流Icの値を定めるための抵抗、21は可飽和リ
アクトル７の第２の巻線15に誘起するサージを阻止する
ためのチョークコイルである。
本回路の動作を第５図の回路構成、第７図の可飽和リ
アクトル７の主巻線14、及びダイオード８を流れる電流
i1と主コンデンサ電圧v1波形、第８図のi1波形拡大図、
及び第９図の可飽和リアクトル７の動作磁化曲線を用い
て説明する。
アクトル７の主巻線14、及びダイオード８を流れる電流
i1と主コンデンサ電圧v1波形、第８図のi1波形拡大図、
及び第９図の可飽和リアクトル７の動作磁化曲線を用い
て説明する。
本回路においては、バイアス電源16により可飽和リア
クトル７の第２の巻線15を介して、可飽和リアクトル７
は図示黒丸の極性に常時次式に示すバイアス磁化力Hrが
与えられており、前記自己セットのみでなく強制的にセ
ットすることができる。
クトル７の第２の巻線15を介して、可飽和リアクトル７
は図示黒丸の極性に常時次式に示すバイアス磁化力Hrが
与えられており、前記自己セットのみでなく強制的にセ
ットすることができる。
このためインバータ１におけるサイリスタ24（第13図
参照）がターンオンする直前、即ちｔ＝０のときに可飽
和リアクトル７の磁束密度ａ′点にあり、前記実施例１
の場合に比べて、主コンデンサ10の充電電流立上り時間
の送れtd′を小さくすることができる。
参照）がターンオンする直前、即ちｔ＝０のときに可飽
和リアクトル７の磁束密度ａ′点にあり、前記実施例１
の場合に比べて、主コンデンサ10の充電電流立上り時間
の送れtd′を小さくすることができる。
したがって、前記実施例１の場合に比べて主コンデン
サ10の電圧が波高値に達するまでの時間の変動（前記実
施例１では自己セット作用に起因するものと思われる変
動が生じる。）を著しく減少させることができる。
サ10の電圧が波高値に達するまでの時間の変動（前記実
施例１では自己セット作用に起因するものと思われる変
動が生じる。）を著しく減少させることができる。
本実施例においても、前記実施例１と同一条件にて動
作試験を行ったが、第１表における＃10 を用いた場合には、前記実施例１の場合に比べてコンデ
ンサ11に入力される電圧変動を約30％低減することがで
きた。
作試験を行ったが、第１表における＃10 を用いた場合には、前記実施例１の場合に比べてコンデ
ンサ11に入力される電圧変動を約30％低減することがで
きた。
なお、以上の実施例では銅蒸気レーザへの適用例を示
したが、エキシマ・レーザ、TEA−CO2レーザ、TEMA−CO
2レーザ等の他の放電励起レーザ、あるいはインダクシ
ョン・アクセラレータ等の加速器等への適用が可能であ
ることは言うまでもない。
したが、エキシマ・レーザ、TEA−CO2レーザ、TEMA−CO
2レーザ等の他の放電励起レーザ、あるいはインダクシ
ョン・アクセラレータ等の加速器等への適用が可能であ
ることは言うまでもない。
［発明の効果］ 以上説明したような本発明によれば、変圧器の１次側
に接続されたインバータを用いて同変圧器の２次巻線と
直列に接続されたダイオードを介してコンデンサを充電
するとともに、スイッチ素子を用いて同コンデンサの電
荷を放電させることにより高電圧パルスを発生させる高
電圧パルス発生回路において、前記ダイオードのリバー
ス・リカバリ電流に起因する同ダイオードのリバース・
リカバリ損失、及び前記コンデンサ充電電圧の低下を防
止することができる。また前記ダイオードのリバース・
リカバリ損失に伴う同高電圧パルス発生回路の出力変動
を防止できるとともに、同ダイオードの安全動作も図る
ことができる。また、出力変動を防止することが可能な
ため、本高電圧発生回路を用いた負荷の並列運転（例え
ば本高電圧発生回路を用いた銅蒸気レーザの並列運転
等）において、各負荷の同期運転を容易に行うことがで
きる。
に接続されたインバータを用いて同変圧器の２次巻線と
直列に接続されたダイオードを介してコンデンサを充電
するとともに、スイッチ素子を用いて同コンデンサの電
荷を放電させることにより高電圧パルスを発生させる高
電圧パルス発生回路において、前記ダイオードのリバー
ス・リカバリ電流に起因する同ダイオードのリバース・
リカバリ損失、及び前記コンデンサ充電電圧の低下を防
止することができる。また前記ダイオードのリバース・
リカバリ損失に伴う同高電圧パルス発生回路の出力変動
を防止できるとともに、同ダイオードの安全動作も図る
ことができる。また、出力変動を防止することが可能な
ため、本高電圧発生回路を用いた負荷の並列運転（例え
ば本高電圧発生回路を用いた銅蒸気レーザの並列運転
等）において、各負荷の同期運転を容易に行うことがで
きる。
第１図は本発明による高電圧パルス発生回路の一実施例
を示す回路構成図、第２図は第１図に示す回路の可飽和
リアクトル、及びダイオードを流れる電流i1と主コンデ
ンサ電圧v1の波形を示した図、第３図は第２図における
電流i1の拡大図、第４図は第１図の回路における可飽和
リアクトルの動作磁化曲線を示した図、第５図は本発明
による別の実施例を示す回路構成図、第６図は第５図で
用いた可飽和リアクトルをバイアスするためのバイアス
電源回路を示した図、第７図は第５図に示す回路の可飽
和リアクトルの主巻線を流れる電流i1と主コンデンサ電
圧v1の波形、第８図は第７図における電流i1の拡大図、
第９図は第５図の回路における可飽和リアクトルの動作
磁化曲線、第10図は従来の高電圧パルス発生回路の構成
図、第11図は第10図に示す回路の可飽和リアクトル、及
びダイオードを流れる電流i1と主コンデンサ電圧v1の波
形、第12図は第11図における電流i1の拡大図、第13図は
第１図、第５図、及び第10図で用いたインバータ１の回
路構成図、第14図は第１図、第５図、及び第10図で用い
たダイオード８の構成図である。
を示す回路構成図、第２図は第１図に示す回路の可飽和
リアクトル、及びダイオードを流れる電流i1と主コンデ
ンサ電圧v1の波形を示した図、第３図は第２図における
電流i1の拡大図、第４図は第１図の回路における可飽和
リアクトルの動作磁化曲線を示した図、第５図は本発明
による別の実施例を示す回路構成図、第６図は第５図で
用いた可飽和リアクトルをバイアスするためのバイアス
電源回路を示した図、第７図は第５図に示す回路の可飽
和リアクトルの主巻線を流れる電流i1と主コンデンサ電
圧v1の波形、第８図は第７図における電流i1の拡大図、
第９図は第５図の回路における可飽和リアクトルの動作
磁化曲線、第10図は従来の高電圧パルス発生回路の構成
図、第11図は第10図に示す回路の可飽和リアクトル、及
びダイオードを流れる電流i1と主コンデンサ電圧v1の波
形、第12図は第11図における電流i1の拡大図、第13図は
第１図、第５図、及び第10図で用いたインバータ１の回
路構成図、第14図は第１図、第５図、及び第10図で用い
たダイオード８の構成図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭49−3290（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−179751（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−226602（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−98206（ＪＰ，Ａ) 実開 昭63−194587（ＪＰ，Ｕ) 電気学会研究資料 光・量子デバイス 研究会 ＯＱＤ−87−３（1987）ｐ13− 21 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H01S 3/097 - 3/0979
Claims (7)
- 【請求項１】変圧器の１次側に接続されたインバータを
用いて同変圧器の２次巻線と直列に接続されたダイオー
ドを介してコンデンサを充電することにより、高電圧パ
ルスを発生させる高電圧パルス発生回路において、前記
２次巻線と前記２次巻線に直列に接続されたダイオード
間に非晶質磁心を用いて構成した可飽和リアクトルを挿
入することを特徴とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項２】請求項１に記載の高電圧パルス発生回路に
おいて、前記コンデンサに充電された電荷をスイッチ素
子を用いて放電させることにより高電圧パルスを発生さ
せることを特徴とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項３】請求項１に記載の高電圧パルス発生回路に
おいて、前記非晶質磁心は非晶質磁性薄帯を用い、高分
子フィルム、もしくは絶縁コーティング等により層間絶
縁を施して構成した巻磁心もしくは積層磁心であること
を特徴とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項４】請求項１に記載の高電圧パルス発生回路に
おいて、前記非晶質磁心の組成は （Co１−αＭα）100−βＸβ ここでＭはFe,Mn,Ni,Cr,Nb,Mo,V,Ta,Wよりなる群より選
ばれた一種以上の元素、ＸはＢ、又はSiであり、０＜α
≦0.24、及び12≦β≦26を満たすものであることを特徴
とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項５】請求項１に記載の高電圧パルス発生回路に
おいて、前記可飽和リアクトルには主コンデンサを充電
するための主巻線の他に、同可飽和リアクトルが主コン
デンサの充電電流により磁化される向きと同一方向に磁
化し得るように第２の巻線が設けられていることを特徴
とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項６】請求項５に記載の高電圧パルス発生回路に
おいて、前記第２の巻線には常時直流電流が流れている
ことを特徴とする高電圧パルス発生回路。 - 【請求項７】請求項１に記載の高電圧パルス発生回路に
おいて、その負荷は放電励起レーザであることを特徴と
する高電圧パルス発生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1126190A JP2828107B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 高電圧パルス発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1126190A JP2828107B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 高電圧パルス発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02304991A JPH02304991A (ja) | 1990-12-18 |
| JP2828107B2 true JP2828107B2 (ja) | 1998-11-25 |
Family
ID=14928928
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1126190A Expired - Fee Related JP2828107B2 (ja) | 1989-05-19 | 1989-05-19 | 高電圧パルス発生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2828107B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9493765B2 (en) * | 2007-03-23 | 2016-11-15 | University Of Southern California | Compact subnanosecond high voltage pulse generation system for cell electro-manipulation |
| DE102010002231A1 (de) | 2010-02-23 | 2011-08-25 | TRUMPF Laser GmbH + Co. KG, 78713 | Verfahren und Schaltung zur Erzeugung eines Spannungspulses > 500V. |
| DE102012222606A1 (de) | 2012-12-10 | 2014-06-26 | Trumpf Laser Gmbh + Co. Kg | Pockelszellentreiberschaltung und Verfahren zum Betrieb einer Pockelszelle |
-
1989
- 1989-05-19 JP JP1126190A patent/JP2828107B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電気学会研究資料 光・量子デバイス研究会 ＯＱＤ−８７−３（１９８７）ｐ１３−２１ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02304991A (ja) | 1990-12-18 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| S111 | Request for change of ownership or part of ownership |
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