JP2827052B2 - Spread spectrum signal demodulator - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明はCSK（Code Shift Keying）方式に於けるスペ
クトラム拡散信号復調装置の改良に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to an improvement of a spread spectrum signal demodulator in a CSK (Code Shift Keying) system.

（従来技術） 従来から、建造物内に伝送路を敷設し情報信号又は制
御信号等の伝送を行うローカルエリアネットワークシス
テム或は、ホームコントロールシステム等に於いては、
伝送路の敷設工事に係る費用を低減するために、既に建
造物内に敷設された電灯線等を伝送路として利用するこ
とが考えられている。しかし、電灯線は本来通信線路と
してインピーダンス特性等の考慮がなされておらず、し
かも種々雑音が多いため、従来通りのスペクトラム拡散
通信方式では正常なデータ伝送が不可能である。そこ
で、従来から電路使用時に適した変復調方式としてNEC
技報vol.42 NO.9/1989“高性能SS電灯線モデム”に記載
されているようなCSK方式と呼ばれるスペクトラム拡散
信号変復調方式が開発されている。(Prior Art) Conventionally, in a local area network system or a home control system which lays a transmission line in a building and transmits information signals or control signals, etc.
In order to reduce the cost of laying the transmission line, it has been considered to use a power line or the like already laid in the building as the transmission line. However, since the power line is originally not considered as a communication line in terms of impedance characteristics and the like and has various noises, normal data transmission cannot be performed by the conventional spread spectrum communication method. For this reason, NEC has conventionally used NEC as a modulation and demodulation method suitable for using electric circuits.
Technical report vol.42 NO.9 / 1989 "Spread spectrum signal modulation / demodulation system called CSK system" as described in "High performance SS power line modem" has been developed.

この変復調方式は例えばデジタル二値信号伝送の場合
には、第７図に示すように変調装置Ｔに互いに周期長が
等しく相関値が小さい二つのPN系列PN0及びPN1を夫々用
意し、伝送すべき情報データの状態値が“0"には前記PN
系列PN0を、又伝送すべき情報データの状態値が“1"に
は前記PN系列PN1を電灯線１に送出する。In this modulation and demodulation method, for example, in the case of digital binary signal transmission, as shown in FIG. 7, two PN sequences PN0 and PN1 having the same period length and a small correlation value should be prepared in the modulator T and transmitted. If the status value of the information data is "0", the PN
When the status value of the information data to be transmitted is "1", the PN sequence PN1 is transmitted to the power line 1.

一方、復調装置Ｒでは相関器H0に於いて前記PN系列PN
0と受信信号との相関値を演算してその演算値に応じた
電圧を出力し、この電圧が所定の基準電圧Va［ｖ］を越
えた場合に比較器M0から高電位が出力されたRSフリップ
フロップ２をリセット状態“0"にする。又、同様に相関
器H1に於いては受信信号とPN系列PN1との相関値を求
め、これが所定の基準電圧Vaを越えた場合に比較器M1か
ら高電位が出力されてRSフリップフロップ２をセット状
態“1"にすることにより該RSフリップフロップ２の出力
端から元の情報データを得るものである。On the other hand, in the demodulator R, the correlator H0 outputs the PN sequence PN
A correlation value between 0 and the received signal is calculated, and a voltage corresponding to the calculated value is output. When this voltage exceeds a predetermined reference voltage Va [v], a high potential is output from the comparator M0. The flip-flop 2 is reset to “0”. Similarly, in the correlator H1, a correlation value between the received signal and the PN sequence PN1 is obtained. When the correlation value exceeds a predetermined reference voltage Va, a high potential is output from the comparator M1 and the RS flip-flop 2 is turned on. The original information data is obtained from the output terminal of the RS flip-flop 2 by setting it to the set state "1".

即ち、変調装置Ｔからビット長Ta［ｓ］の情報デー
タ、例えば“110…“が送出された場合を考えると、復
調装置Ｒの相関器H0は第８図（ｂ）に示すように１番目
及び２番目の周期各々に於いて相関ピーク波形を出力
し、又相関器H1は第８図（ａ）に示すように３番目の周
期に於いて相関ピーク波形を出力するから、相関器H0及
びH1各々のどちらか側の出力電圧レベルが基準電圧Vaを
越えたかを検出することによって、元の情報データ“11
0…”を復調するものである。That is, considering that information data having a bit length of Ta [s], for example, “110...” Is transmitted from the modulation device T, the correlator H0 of the demodulation device R becomes the first correlator as shown in FIG. And a correlation peak waveform is output in each of the second periods, and the correlator H1 outputs a correlation peak waveform in the third period as shown in FIG. 8 (a). By detecting whether the output voltage level of either side of H1 has exceeded the reference voltage Va, the original information data "11
0 ... "is demodulated.

従って、この変復調方式によれば変調装置Ｔの送出信
号が電灯線等の伝送特性に基づいて相関器H0及びH1各々
の出力波形が歪んでも、各相関器の出力波形から相関ピ
ークを検出することができれば復調装置Ｒは元の情報デ
ータを得ることができるから、本来通信を目的としてい
ない電灯線等を伝送路として利用することができる。Therefore, according to this modulation / demodulation method, even if the output waveform of each of the correlators H0 and H1 is distorted based on the transmission characteristics of the power line or the like, the correlation peak is detected from the output waveform of each correlator. Since the demodulation device R can obtain the original information data, a power line or the like which is not originally intended for communication can be used as a transmission line.

又、上述した復調装置Ｒは第７図に示すように前記相
関器H0及びH1にて求めた相関値各々の絶対値信号を互い
に加算して前記情報信号の周期毎に加算信号のピーク値
及びピーク位置を検出し、該ピーク値及びピーク位置を
所定周期間観測して同じ位置に十分な大きさのピークを
検出した場合にキャリア検出信号CDを出力する機能をも
った同期判定器を設け、RSフリップフロップ２の出力が
有意のデータを含んだものであるか、単なる雑音による
ものかを判定するように制御されている。The demodulator R adds the absolute value signals of the correlation values obtained by the correlators H0 and H1 to each other as shown in FIG. Detecting a peak position, providing a synchronization determiner having a function of outputting a carrier detection signal CD when detecting the peak value and the peak position for a predetermined period and detecting a sufficiently large peak at the same position, The control is performed so as to determine whether the output of the RS flip-flop 2 contains significant data or is simply due to noise.

更に、前記文献には復調装置Ｒを第９図に示すよう
に、相関器H0及びH1の各々の後段に最大値保持回路、総
和回路、乗算器及び差動アンプを設けるように構成し、
前記二つのPN系列の相関値出力の各周期毎に最大値とレ
ベル総和とを互いに乗算した後差動アンプOP₁にて両者
のレベルの大小を比較し、両者の大小関係によって“1"
或は“0"を出力する手段が記載されており、この方法に
よれば、二つの相関器出力レベルの相対比較を行うこと
が可能となる。Further, in the document, the demodulator R is configured so that a maximum value holding circuit, a summation circuit, a multiplier, and a differential amplifier are provided at the subsequent stage of each of the correlators H0 and H1, as shown in FIG.
Wherein comparing the magnitudes of both the levels at two PN sequences maximum value and the level differential after summation and were multiplied together amplifier OP ₁ for each cycle of the correlation values output by both magnitude relationship between "1"
Alternatively, means for outputting "0" is described. According to this method, it is possible to perform a relative comparison between two correlator output levels.

しかしながら、この復調装置では伝送路の伝送特性に
大きな遅延偏差及び振幅偏差が生じると、相関器H0及び
H1各々の出力波形が第10図（ａ）及び（ｂ）に示すよう
に歪み、その結果相関ピーク値が小さくなると、前記第
７図の比較器M₀、M₁に於ける基準電圧以上の相関値出力
電圧を発生せず、データの復調が不可能となる欠点があ
った。また、第９図の様に互いの相関値出力の最大レベ
ルと総和との積出力を比較するものに於いても、ピーク
値とそれ以外の部分のレベルとの差が小さくなって同様
の欠点が存在した。更に、夫々の相関値出力に明確なピ
ークが存在する場合であっても、伝送線路等の位相特性
或はインピーダンスが急激に変化すると、ピーク位置が
微妙に変化する結果、両相関値比較タイミングがピーク
点を外れ、両者の大小関係が逆転する等の状態が発生
し、正常なデータ復調が不可能となることが知られてい
る。However, in this demodulator, when a large delay deviation and amplitude deviation occur in the transmission characteristics of the transmission line, the correlator H0 and the
H1 each output waveform is distorted as shown in Figure 10 (a) and (b), the result when the correlation peak value is smaller, the comparator M _0, M reference voltage or more in _one of the FIG. 7 There is a drawback that no correlation value output voltage is generated and data cannot be demodulated. In the case of comparing the product output of the maximum level of the correlation value output and the sum total as shown in FIG. There was. Furthermore, even when there is a clear peak in each correlation value output, if the phase characteristics or impedance of the transmission line or the like suddenly changes, the peak position slightly changes, and as a result, the timing of comparing the two correlation values becomes longer. It is known that a state occurs in which the peak point is deviated and the magnitude relationship between the two is reversed, and normal data demodulation becomes impossible.

従来の復調方法に於いて上記不具合が発生する理由
は、相関器出力のピークを直接検出するからであり、更
には両相関値比較タイミングについての厳密な制御がな
されていなかったからである。その結果、従来の復調方
法を使用した電灯線利用スペクトラム拡散通信では、長
距離伝送が困難であった。The reason why the above-mentioned problem occurs in the conventional demodulation method is that the peak of the correlator output is directly detected, and furthermore, strict control of the timing of comparing both correlation values has not been performed. As a result, long-distance transmission has been difficult in power line spread spectrum communication using the conventional demodulation method.

（発明の目的） 本発明は上述のスペクトラム拡散信号変復調方式の問
題を解決するためになされたものであって、伝送路の伝
送特性に大きな遅延偏差及び振幅偏差が生じて相関器の
出力波形の相関ピーク値と、ピーク値以外の相関値との
差が小さくても、更には伝送線路等の位相特性の急激な
変動によってピーク位置に変動を生じる場合であって
も、正確に元の情報データを得ることが可能なスペクト
ラム拡散信号復調装置を提供することを目的とする。(Object of the Invention) The present invention has been made to solve the above-mentioned problem of the spread spectrum signal modulation and demodulation method, in which a large delay deviation and amplitude deviation occur in the transmission characteristics of a transmission line, and the output waveform of a correlator is reduced. Even if the difference between the correlation peak value and the correlation value other than the peak value is small, or even if the peak position fluctuates due to a sudden change in the phase characteristic of the transmission line or the like, the original information data can be accurately obtained. It is an object of the present invention to provide a spread spectrum signal demodulation device capable of obtaining the following.

（発明の概要） 上述の目的を達成するため本発明に於いては以下のよ
うに構成する。(Summary of the Invention) In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.

即ち、伝送すべき情報データの状態値に対応して互い
に周期長が等しく相関値が小さい複数のPN系列の何れか
を出力するように変調されたスペクトラム拡散信号を復
調する装置に於いて、受信したスペクトラム拡散信号と
前記各PN系列夫々との相関値を求める相関手段と、該相
関値の大小差を強調する手段と、該大小差を強調した各
相関値を互いに比較して最大レベルとなるPN系列に対応
した状態値を出力する比較手段とを具える。That is, in a device for demodulating a spread spectrum signal modulated so as to output any one of a plurality of PN sequences having the same period length and a small correlation value in accordance with the state value of information data to be transmitted, Means for calculating a correlation value between the spread spectrum signal and each of the PN sequences, means for emphasizing the magnitude difference between the correlation values, and the correlation values emphasizing the magnitude difference are compared with each other to become the maximum level. Comparing means for outputting a state value corresponding to the PN sequence.

又、前記伝送すべきデータが二値の場合は、PN系列を
二つとし、情報データの状態値が“1"の時は前記第１の
PN系列を、“0"のときは第二のPN系列を出力するように
変調されたスペクトラム拡散信号となり、受信側ではス
ペクトラム拡散信号と前記２つのPN系列夫々との相関値
を求める相関手段と、両相関手段が求めた相関値の信号
レベルの差を出力する引算手段と、その信号レベルの差
の極性から前記情報データの状態値を出力する極性検出
手段と、前記各相関手段と引算手段との間各々又は引算
手段と極性検出手段との間の少なくとも一方に挿入され
た前記各相関値の大小差を強調する手段と、を設ける。When the data to be transmitted is binary, two PN sequences are used. When the status value of the information data is "1", the first PN sequence is used.
When the PN sequence is "0", it becomes a spread spectrum signal modulated so as to output a second PN sequence, and on the receiving side, a correlation means for obtaining a correlation value between the spread spectrum signal and each of the two PN sequences. Subtraction means for outputting the difference between the signal levels of the correlation values obtained by the two correlation means, polarity detection means for outputting the state value of the information data from the polarity of the difference between the signal levels, and subtraction from each of the correlation means. Means for emphasizing the magnitude difference between the correlation values inserted between each of the calculation means and at least one of the subtraction means and the polarity detection means.

更に、各相関手段毎にその相関値の絶対値信号を生成
する手段或は、各相関手段毎に生成した絶対値信号の全
てを加算した信号を生成する加算手段、前記PN系列の一
周期毎に前記加算信号レベルのピーク位置を検出する最
大値検出手段及び該ピーク位置を検出したタイミングに
基づき前記各相関手段毎に生成した絶対値信号のレベル
を互いに比較しレベル最大となるPN系列に対応した状態
値を出力する手段を付加する等の変形が可能である。A means for generating an absolute value signal of the correlation value for each correlating means, or an adding means for generating a signal obtained by adding all the absolute value signals generated for each correlating means; The maximum value detection means for detecting the peak position of the added signal level and the levels of the absolute value signals generated for each of the correlation means based on the timing of detecting the peak position are compared with each other to correspond to the PN sequence having the maximum level. Modifications such as adding a means for outputting the set state value are possible.

又、前記各相関値の大小差を強調する手段に代えてｎ
乗回路（ｎは整数）、又は移動積分器或いは両者を組み
合わせた回路を使用することも可能である。In place of the means for emphasizing the magnitude difference between the correlation values, n
It is also possible to use a multiplying circuit (n is an integer), a moving integrator, or a circuit combining both.

（実施例） 以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明
する。尚、以下の説明に於いて送信側装置については、
第５図に示したものと違いがないから説明を省略する。(Examples) Hereinafter, the present invention will be described in detail based on illustrated examples. In the following description, regarding the transmitting device,
The description is omitted because there is no difference from the one shown in FIG.

第１図は本発明に係るスペクトラム拡散信号復調装置
の一実施例を示すブロック構成図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of a spread spectrum signal demodulator according to the present invention.

同図に於てH0、H1は送信側でスペクトラム拡散に使用
した二つのPN系列夫々を用いて逆拡散する相関器であっ
て、その出力を絶対値回路Z0、Z1を介して加算器ADD及
び比較器COMPに入力し、前記加算器ADDの出力を最大値
検出回路P1に、又前記最大値検出回路の出力を前記キャ
リア検出回路に入力する。更に、キャリア検出回路また
は前記最大値検出回路の出力を比較器COMPの出力端に接
続された処理回路CONTの第２の入力端に接続するように
構成したもので、前記処理回路CONTから復調信号を、又
前記キャリア検出回路Cdからキャリアの有無を示す信号
を夫々出力する。In the figure, H0 and H1 are correlators for despreading using two PN sequences used for spread spectrum on the transmission side, respectively.The outputs of the correlator are added to adders ADD and ADD via absolute value circuits Z0 and Z1. The output of the adder ADD is input to a maximum value detection circuit P1, and the output of the maximum value detection circuit is input to the carrier detection circuit. Further, the output of the carrier detection circuit or the maximum value detection circuit is configured to be connected to the second input terminal of the processing circuit CONT connected to the output terminal of the comparator COMP. And a signal indicating the presence or absence of a carrier is output from the carrier detection circuit Cd.

この実施例の特徴は、最大値検出回路P1の出力に基づ
いて前記処理回路CONTを制御した点である。The feature of this embodiment is that the processing circuit CONT is controlled based on the output of the maximum value detection circuit P1.

即ち、このことを第２図に示した各部の波形図を参照
しつつ詳細に説明する。That is, this will be described in detail with reference to the waveform diagrams of the respective parts shown in FIG.

今、伝送すべきビット値が“11001・・”とすると、
送信側では第２図（ａ）に示す如くPN0、PN0、PN1、PN
1、PN0・・・のPN系列が順次送出される。尚、この例で
は、状態値先“1"と“0"に対するPN系列対応を前記第７
図の場合と逆にしたが、この関係はいずれであってもよ
い。If the bit value to be transmitted is "11001 ...",
On the transmitting side, PN0, PN0, PN1, PN as shown in FIG.
1, PN0... PN sequences are sequentially transmitted. Note that, in this example, the PN sequence correspondence for the state value destinations “1” and “0” is described in the seventh example.
Although this is reversed from the case shown in the figure, this relationship may be any.

この信号が電灯線等を介して受信装置に伝送される過
程で大幅に歪、受信側相関器出力が同図（ｂ）、（ｃ）
のように顕著なピークが得られない場合は、従来の復調
方式では正確なデータが得られなかったこと上述した通
りである。This signal is greatly distorted in the process of being transmitted to the receiving device via a power line or the like, and the output of the correlator on the receiving side is shown in FIGS.
In the case where a remarkable peak cannot be obtained as described above, it is as described above that accurate data could not be obtained by the conventional demodulation method.

そこで、上記実施例に於いては、各相関器出力の絶対
値を求めた後両者を加算し同図（ｄ）に示す信号を得
る。この信号は各ビット毎に、明確でないまでも一応の
ピークが存在するから、最大値検出回路P1に於いて夫々
のピーク位置を検出して同図（ｅ）に示す如く該ピーク
位置毎に比較タイミングパルスを発生する。Therefore, in the above embodiment, the absolute value of each correlator output is obtained, and then the two are added to obtain the signal shown in FIG. Since this signal has a certain peak, if not clear, for each bit, the maximum value detection circuit P1 detects the respective peak positions and compares the peak positions as shown in FIG. Generate a timing pulse.

この比較タイミングパルスは前記処理回路CONTに入力
されて、当該パルスが与えられたタイミングで、比較器
COMP出力値をデータのビット値と判定してデータ復調を
実行する。The comparison timing pulse is input to the processing circuit CONT, and the comparator receives the comparison timing pulse at a given timing.
The data output is determined by determining the COMP output value as the bit value of the data.

この方法によれば、前記相関器出力信号中に、所定ス
レシホールドを越えるピークが存在しなくても、一応の
ピーク位置に基き相関値の比較を行うことによって正確
なデータ復調が可能となる。According to this method, even if there is no peak exceeding the predetermined threshold in the correlator output signal, accurate data demodulation can be performed by comparing the correlation values based on the tentative peak positions. .

更に、前記比較タイミングパルスをキャリア検出回路
Cdにも供給し、該部に於いて前記比較タイミングパルス
の周期が所定時間、例えばnT区間（ｎは正の整数、Ｔは
データの一ビット長）連続して同一位置に存在するか否
かを監視しておき、一定時間以上連続する場合は、間違
いなくデータが送信されたと判定してキャリア検出信号
を出力する。Further, the comparison timing pulse is supplied to a carrier detection circuit.
Cd, and whether or not the period of the comparison timing pulse is continuously present at the same position in the section for a predetermined time, for example, nT sections (n is a positive integer, T is one bit length of data) Is monitored, and if the data continues for a predetermined time or more, it is determined that the data has been transmitted without mistake, and a carrier detection signal is output.

又、前記比較器COMPに比較タイミングパルスの代わり
に又はそれと同時に、前記キャリア検出信号を供給する
ようにしてもよく、これによればキャリアが存在しない
ときの単なる雑音に基づく比較器出力をデータと間違え
て出力する如き不具合を除去する上で有効である。尚、
このときは第１図中の最大検出回路から比較器に信号を
供給するのに代えて、キャリア検出回路から比較器に
（点線）信号を供給する様に構成する。Alternatively, the carrier detection signal may be supplied to the comparator COMP instead of or at the same time as the comparison timing pulse, whereby the comparator output based on mere noise when no carrier is present is regarded as data. This is effective in eliminating a defect such as erroneous output. still,
In this case, instead of supplying a signal from the maximum detection circuit in FIG. 1 to the comparator, a signal (dotted line) is supplied from the carrier detection circuit to the comparator.

本発明は上記実施例に限らず種々変形が可能であっ
て、以下そのいくつかを説明する。The present invention is not limited to the above embodiments, but can be variously modified, and some of them will be described below.

第３図は本発明の変形実施例を示すブロック構成図で
あり、この実施例では第１図に於ける比較器COMPの代わ
りに引算器DEFと極性検出回路PDとを挿入し各相関器出
力の絶対値を引き算した後その極性を判定することによ
って、前記二つの相関器出力地の大小を比較する手段を
採用したものである。このときの引算器DEFと極性検出
回路PDは、例えば差動増幅器等を使用すれば容易に実現
可能である。FIG. 3 is a block diagram showing a modified embodiment of the present invention. In this embodiment, a subtractor DEF and a polarity detection circuit PD are inserted in place of the comparator COMP in FIG. Means for comparing the magnitudes of the two correlator output locations by subtracting the absolute value of the output and determining the polarity thereof is employed. At this time, the subtractor DEF and the polarity detection circuit PD can be easily realized by using, for example, a differential amplifier or the like.

又、第４図は本発明の更なる変形実施例であって、各
相関器出力を第１の二乗回路S1、S2によって強弱を強調
した後ローパスフィルタLPF1、LPF2によりスムージング
し、更に第２の二乗回路S3、S4に入力してより一層レベ
ルの強弱を強調すると共に、その出力を第１図同様に二
分し、一方を比較器COMPに又他方を加算器に入力したも
のである。FIG. 4 shows a further modified embodiment of the present invention. The output of each correlator is emphasized by first squaring circuits S1 and S2, and then smoothed by low-pass filters LPF1 and LPF2. The signals are input to the squaring circuits S3 and S4 to further emphasize the level, and the output is bisected as in FIG. 1, and one is input to the comparator COMP and the other is input to the adder.

この実施例によれば、二回二乗することによって相関
値の第小差をより大きく強調することになり、不明瞭な
ピークを明確に検出することが可能となる。勿論、第４
図の比較器COMPを第３図の引算器DEFと極性検出回路PD
に置換してもよい。According to this embodiment, by squaring twice, the first small difference in the correlation value is emphasized to a greater extent, and an unclear peak can be clearly detected. Of course, the fourth
The comparator COMP shown in the figure is replaced with the subtractor DEF shown in FIG. 3 and the polarity detection circuit PD.
May be substituted.

尚、第３図、第４図に於けるキャリア検出回路Cdと処
理回路CONTの機能及び相互接続関係は第１図の場合と同
様である。The functions and interconnections of the carrier detection circuit Cd and the processing circuit CONT in FIGS. 3 and 4 are the same as those in FIG.

又、前記第４図に於いて、二つのローパスフィルタLP
F₀、LPF₁の代わりに、所要積分時間をもった移動積分器
を使用してもよい。In FIG. 4, two low-pass filters LP
Instead of F ₀ and LPF ₁ , a moving integrator having a required integration time may be used.

第５図は、前記第４図に示した実施例の動作を説明す
るための各部波形図であって、送信側から（ａ）のよう
にPN系列PN₀、PN₁が送信され、しかも上述したように伝
送線路の影響を受けて（ｂ）、（ｃ）の如く相関器H₀、
H₁の出力のピークが共に明瞭に発生していない場合を示
している。FIG. 5 is a waveform diagram of each part for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 4, wherein PN sequences PN ₀ and PN ₁ are transmitted from the transmitting side as shown in FIG. As described above, under the influence of the transmission line, the correlators H ₀ , as shown in (b) and (c),
Peak output of an H ₁ indicates a case where not occurred together clearly.

尚、送信側PN系列の周期長を例えば31とすれば、相関
器出力の１ビット中に31の振幅数が発生する。又、デー
タの送信速度が例えば300b/sのとき、送受信双方の制御
クロック周波数（チップレート）は9300Hzとなる。Assuming that the period length of the transmitting PN sequence is 31, for example, 31 amplitude numbers are generated in one bit of the correlator output. When the data transmission speed is, for example, 300 b / s, the control clock frequency (chip rate) for both transmission and reception is 9300 Hz.

前記第４図の実施例によれば、上述したように相関器
出力に明瞭なピークが発生しない場合であっても、第１
の二乗回路S₁,S₂によって相関器出力信号の振幅が
（ｄ）（ｅ）に示すようにレベルの大小差が強調され
る。According to the embodiment of FIG. 4, even if a clear peak does not occur in the correlator output as described above, the first
The amplitude difference of the correlator output signal is emphasized by the squaring circuits S ₁ and S ₂ as shown in (d) and (e).

この出力は次段のローパスフィルタLPF₀、LPF₁によっ
てなだらかにスムージングされ（ｆ）（ｇ）に示す波形
となり、更に、第二の二乗回路によって（ｈ）（ｉ）の
如くより一層レベルの強弱差が強調される。この場合の
ローパスフィルタは、相関器出力を二乗することによっ
て発生する高調波成分及び伝送中に混入するインパルス
性雑音を除去する機能も有している。This output is gently smoothed by the low-pass filters LPF ₀ and LPF _{1 at the} next stage to form waveforms shown in (f) and (g). The differences are emphasized. The low-pass filter in this case also has a function of removing harmonic components generated by squaring the correlator output and impulse noise mixed during transmission.

このようにして相関器出力に明瞭なピークを形成した
後、前記二つの相関器出力を加算して（ｊ）なる信号を
生成し、最大検出回路PDとキャリア検出回路Cdとによっ
て、所定周期にわたって前記相関器出力の各周期中の一
定位置にピークが存在するか否かを検出する。また、こ
の際前記ピークレベルが所定値以上であるかどうかを合
わせて検出し、ピーク位置情報とピークレベル情報との
両者に基づいてキャリア検出を行うこともある。After forming a clear peak in the correlator output in this manner, the two correlator outputs are added to generate a signal (j), and the maximum detection circuit PD and the carrier detection circuit Cd generate a signal over a predetermined period. It is detected whether or not a peak exists at a certain position in each cycle of the correlator output. At this time, it may be detected whether or not the peak level is equal to or higher than a predetermined value, and the carrier may be detected based on both the peak position information and the peak level information.

このことは、送信側からPN系列が送信されており、受
信側でPN系列同期が成立していれば、必ず相関器の何れ
かの出力にピークが発生するはずであり、もしピークが
検出されない場合は、送信側から有意なデータが送信さ
れていないか、若しくはPN系列同期が成立しない場合で
ある。本実施例では前記キャリア検出回路Cdの出力によ
って処理回路CONTを制御し、前記ピーク位置に同期して
比較器COMPの出力を復調データとして採用するようにし
たものである。This means that if the PN sequence is transmitted from the transmitting side and the PN sequence synchronization is established on the receiving side, a peak should always occur at any output of the correlator, and if no peak is detected The case is a case where significant data is not transmitted from the transmission side or PN sequence synchronization is not established. In the present embodiment, the processing circuit CONT is controlled by the output of the carrier detection circuit Cd, and the output of the comparator COMP is used as demodulated data in synchronization with the peak position.

尚、相関器としては第６図に示すものが一般的であ
り、この回路は使用するPN系列の周期長又はそれ以上の
数段を有するシフトレジスタSRと、PN系列レジスタPNR
と、この両者の各レジスタ各段の出力同士を乗算する複
数の乗算器R₁、R₂、・・と、前記乗算器出力を加算器す
る加算器SUMとを含んでいる。It is to be noted that the correlator shown in FIG. 6 is generally used, and this circuit includes a shift register SR having several stages longer than or equal to the period length of the PN sequence used, and a PN sequence register PNR.
, And a plurality of multipliers R ₁ , R ₂ ,... For multiplying the outputs of the respective stages of the respective registers, and an adder SUM for adding the multiplier outputs.

この相関器は、受信した信号を前記シフトレジスタSR
に入力すると共に、上述したようなチップレートのクロ
ック信号CLGによってシフトし、シフトする毎に相関器
出力を発生する。This correlator converts the received signal into the shift register SR
, And is shifted by the above-described clock signal CLG of the chip rate, and a correlator output is generated each time the shift is performed.

尚、前記相関器の例ではシフトレジスタのシフトクロ
ックとチップレートとを同じになるようにしたが、これ
に限らずシフトクロックをチップレートのｍ倍にし、且
シフトレジスタ長をｍ倍にすると共に、掛算器をｍ倍個
設けることによって、より詳細に相関値を求め精度よく
復調することも可能である。In the example of the correlator, the shift clock of the shift register and the chip rate are set to be the same. However, the present invention is not limited to this, and the shift clock is set to m times the chip rate, and the shift register length is set to m times. By providing m multipliers, it is possible to obtain a correlation value in more detail and demodulate with high accuracy.

又、上記第４図に示した実施例に於いて比較的伝送線
路の諸特性が良好である場合は、比較器COMPに入力する
信号を第１の二乗回路S₁、S₂から取り出してもよく、こ
の場合はキャリア検出出力と、比較器COMP出力夫々に於
けるピーク位置発生時間にローパスフィルタ介在の有無
によって若干の差が生じるから、その分の補正が必要で
あることは云うまでもない。Also, in the embodiment shown in FIG. 4, if the characteristics of the transmission line are relatively good, the signal input to the comparator COMP may be taken out from the _first squaring circuits S ₁ and S _2. Often, in this case, there is a slight difference between the peak detection time at the carrier detection output and the peak position generation time at each of the comparator COMP outputs depending on the presence or absence of the low-pass filter. .

以上の実施例では、全て各部を機能的なブロック図で
表したが、相関器出力又はローパスフィルタ出力をデジ
タル信号に変換後、DSP（デジタルシグナル・プロセッ
サ）技術を用いて、全て又は部分的にデジタル処理する
ことも可能である。In the above embodiments, all the units are represented by functional block diagrams. However, after converting a correlator output or a low-pass filter output into a digital signal, the digital signal processor (DSP) technology is used to completely or partially convert the output. Digital processing is also possible.

更に、相関器出力レベルの強弱強調のためには、前記
二乗回路のほかｎ乗回路等の非直線形回路を使用しても
同様の効果を得ることが出来る。Further, in order to emphasize the output level of the correlator, similar effects can be obtained by using a non-linear circuit such as an n-th power circuit in addition to the squaring circuit.

更には、ピーク位置を検出する代わりに、前記加算器
の出力を中心周波数1/Tのフィルタに印加して、周期Ｔ
のデータクロックを抽出し、このクロックによってレベ
ル比較器の処理回路によりサンプリングして復調データ
を得るようにしてもよい。尚更には、本発明は３値以上
の多値デジタル信号伝送に於いても適用可能であって、
状態値数に応じてPN系列数と、その相関値検出手段数と
を適宜増設すればよい。Further, instead of detecting the peak position, the output of the adder is applied to a filter having a center frequency of 1 / T, and the period T
The data clock may be extracted, and demodulated data may be obtained by sampling the data clock using the processing circuit of the level comparator. Still further, the present invention is applicable to transmission of multi-valued digital signals of three or more values,
The number of PN sequences and the number of correlation value detecting means may be appropriately increased according to the number of state values.

（発明の効果） 本発明は以上説明したように、各相関器の出力信号を
互いに加算した信号の最大値を検出することによって生
成したタイミング信号で、前記各相関器の出力信号を互
いに比較した結果に基づく状態値を出力して元の情報デ
ータを得るものであるから、伝送路の伝送特性に大きな
遅延偏差及び振幅偏差が生じた場合であっても、更に
は、相対ピーク以外に同等レベルの雑音が発生しても、
元の情報データを正確に復調することができる。(Effects of the Invention) As described above, the present invention compares the output signals of the correlators with each other using the timing signal generated by detecting the maximum value of the signals obtained by adding the output signals of the correlators to each other. Since the original information data is obtained by outputting the state value based on the result, even if a large delay deviation and amplitude deviation occur in the transmission characteristics of the transmission line, the same level other than the relative peak is obtained. Even if the noise of
The original information data can be accurately demodulated.

又、各相関器の出力信号の相対ピーク値と、それ以外
の部分の相関値との差が小さい場合であっても、レベル
の強弱を強調する手段を設けたので従来の復調方法に比
べ、各段にデータ復調性能が向上する。Further, even when the difference between the relative peak value of the output signal of each correlator and the correlation value of the other part is small, the means for emphasizing the strength of the level is provided. Data demodulation performance is improved at each stage.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図、第２
図は前記第１図に示した装置の動作を説明するための信
号波形図、第３図は本発明の変形実施例を示すブロック
構成図、第４図は本発明の他の変形実施例を示すブロッ
ク構成図、第５図は前記第４図に示した実施例の動作を
説明するための信号波形図、第６図は相関器の一実施例
を示すブロック構成図、第７図及び第９図は従来のスペ
クトラム拡散通信装置を示すブロック構成図、第８図及
び第10図は従来装置の動作を説明するための信号波形図
である。 H₀、H₁……相関器、Z₀、Z₁……絶対値回路、ADD……加
算器、COMP……比較器、PD……最大値検出回路、Cd……
キャリア検出回路、CONT……処理回路、DEF……引算
器、S₁、S₂、S₃、S₄……二乗回路、LPF₀、LPF₁……ロー
パスフィルタ。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the apparatus shown in FIG. 1, FIG. 3 is a block diagram showing a modified embodiment of the present invention, and FIG. 4 is another modified embodiment of the present invention. 5 is a signal waveform diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 4, FIG. 6 is a block diagram showing an embodiment of the correlator, and FIGS. FIG. 9 is a block diagram showing a conventional spread spectrum communication apparatus, and FIGS. 8 and 10 are signal waveform diagrams for explaining the operation of the conventional apparatus. H _0, H ₁ ...... correlator, Z _0, Z ₁ ...... absolute value circuit, ADD ...... adder, COMP ...... comparator, PD ...... maximum value detection circuit, Cd ......
Carrier detection circuit, CONT ...... processing circuit, DEF ...... _{subtractor, S 1, S 2, S} 3, S 4 ...... squaring circuit, LPF _0, LPF ₁ ...... lowpass filter.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小川 行雄 神奈川県高座郡寒川町小谷２丁目１番１ 号 東洋通信機株式会社内 審査官 石井 研一 (56)参考文献 特開 昭63−296424（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−161933（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−246545（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−246546（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−246544（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−246548（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04J 13/00──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Yukio Ogawa 2-1-1 Kotani, Samukawa-cho, Koza-gun, Kanagawa Prefecture Examiner, Kenichi Ishii, Toyo Tsushinki Co., Ltd. (56) References JP-A-63-296424 (JP) JP-A-1-161933 (JP, A) JP-A-2-246545 (JP, A) JP-A-2-246546 (JP, A) JP-A-2-246544 (JP, A) 2-246548 (JP, A) (58) Field surveyed (Int. Cl. ⁶ , DB name) H04J 13/00

Claims (11)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】伝送すべき情報データの状態値に対応して
互いに周期長が等しく相関値が小さい複数のPN系列の何
れかを出力するように変調されたスペクトラム拡散信号
を復調する装置に於いて、受信したスペクトラム拡散信
号と前記各PN系列夫々との相関値を求める相関手段と、
該相関値の大小差を強調する手段と、該大小差を強調し
た各相関値を互いに比較して最大レベルとなるPN系列に
対応した状態値を出力する比較手段とを具えたことを特
徴とするスペクトラム拡散信号復調装置。An apparatus for demodulating a spread spectrum signal modulated so as to output any one of a plurality of PN sequences having the same period length and a small correlation value in accordance with the state value of information data to be transmitted. And correlation means for determining a correlation value between the received spread spectrum signal and each of the PN sequences,
Means for emphasizing the magnitude difference between the correlation values, and comparing means for comparing the correlation values emphasizing the magnitude difference with each other and outputting a state value corresponding to a PN sequence having a maximum level. Spread spectrum signal demodulation device. 【請求項２】伝送すべき情報データの状態値が“0"の時
は第１のPN系列を、前記情報データの状態値が“1"の時
は前記第１のPN系列と同一周期長の第２のPN系列を出力
するように変調されたスペクトラム拡散信号を復調する
装置において、受信したスペクトラム拡散信号と前記２
つのPN系列夫々との相関値を求める相関手段と、両相関
手段で求めた相関値のレベル差を求める引算手段と、該
レベル差の極性から前記情報データの状態値を出力する
極性検出手段と、前記各相関手段と引算手段との間各々
又は引算手段と極性検出手段との間に挿入された前記各
相関値の大小差を強調する手段とを設けたことを特徴と
するスペクトラム拡散信号復調装置。2. The first PN sequence when the status value of the information data to be transmitted is "0", and the same period length as the first PN sequence when the status value of the information data is "1". A demodulator for demodulating a spread spectrum signal modulated to output a second PN sequence of
Correlation means for calculating a correlation value between each of the two PN sequences, subtraction means for calculating a level difference between the correlation values obtained by the two correlation means, and polarity detection means for outputting a state value of the information data from the polarity of the level difference And a means for enhancing the magnitude difference between the correlation values inserted between each of the correlation means and the subtraction means or between the subtraction means and the polarity detection means. Spread signal demodulator. 【請求項３】伝送すべき情報データの状態値に対応して
互いに周期長が等しく相関値が小さい複数のPN系列の何
れかを出力するように変調されたスペクトラム拡散信号
を復調する手段に於いて、該スペクトラム拡散信号と前
記各PN系列夫々との相関値を求める相関手段と、各相関
手段毎にその相関値の絶対値信号を生成する手段と、各
相関手段毎に生成した絶対値信号の全てを加算する加算
手段と、前記PN系列の一周期毎に前記加算信号レベルの
ピーク位置を検出する最大値検出手段と、該ピーク位置
を検出したタイミングに基づき前記各相関手段毎に生成
した絶対値信号のレベルを互いに比較しレベル最大とな
るPN系列に対応した状態値を出力する手段とを具えたこ
とを特徴とするスペクトラム拡散信号復調装置。3. A means for demodulating a spread spectrum signal modulated so as to output any one of a plurality of PN sequences having the same period length and a small correlation value in accordance with the state value of information data to be transmitted. A correlation means for determining a correlation value between the spread spectrum signal and each of the PN sequences; a means for generating an absolute value signal of the correlation value for each correlation means; and an absolute value signal generated for each correlation means. , A maximum value detecting means for detecting a peak position of the added signal level in each cycle of the PN sequence, and a generating means for each of the correlating means based on a timing at which the peak position is detected. Means for comparing the levels of the absolute value signals with each other and outputting a state value corresponding to a PN sequence having a maximum level. 【請求項４】前記加算手段の前段、比較手段の前段又は
最大値検出手段の前段の少なくとも一方に前記各相関値
の大小差を強調する手段を設けたことを特徴とする特許
請求の範囲第３項記載のスペクトラム拡散信号復調装
置。4. The apparatus according to claim 1, wherein at least one of a preceding stage of said adding unit, a preceding stage of said comparing unit, and a preceding stage of said maximum value detecting unit is provided with means for emphasizing a magnitude difference between said correlation values. 4. The spread spectrum signal demodulator according to claim 3. 【請求項５】伝送すべき情報データの状態値が“0"の時
は第１のPN系列を、前記情報データの状態値が“1"の時
は前記第１のPN系列と同一周期長の第２のPN系列を出力
するように変調されたスペクトラム拡散信号を復調する
手段に於いて、該スペクトラム拡散信号と前記各PN系列
夫々との相関値を求める相関手段と、各相関手段毎にそ
の相関値の絶対値信号を生成する手段と、各相関手段毎
に生成した絶対値信号の全てを加算した信号を生成する
加算手段と、前記PN系列の一周期毎に前記加算信号レベ
ルのピーク位置を検出する最大値検出手段と、該ピーク
位置に同期して各相関手段毎に生成した絶対値信号レベ
ル差を求めると共に、そのレベルの差の極性から前記情
報データの状態値を前記ピーク位置を検出したタイミン
グで出力する極性検出手段とを具えたことを特徴とする
スペクトラム拡散信号復調装置。5. The first PN sequence when the status value of the information data to be transmitted is "0", and the same cycle length as the first PN sequence when the status value of the information data is "1". Means for demodulating a spread spectrum signal modulated so as to output the second PN sequence of: a correlation means for obtaining a correlation value between the spread spectrum signal and each of the PN sequences; A means for generating an absolute value signal of the correlation value, an adding means for generating a signal obtained by adding all of the absolute value signals generated for each correlation means, and a peak of the added signal level for each cycle of the PN sequence A maximum value detecting means for detecting a position, and an absolute value signal level difference generated for each correlating means in synchronization with the peak position, and a state value of the information data is obtained from the polarity of the level difference. Polarity detection that outputs at the timing of detecting Spread spectrum signal demodulating device being characterized in that comprises the stages. 【請求項６】前記加算手段の前段、比較手段の前段、最
大値検出手段の前段又は極性検出手段の前段の少なくと
も一方に前記各相関値の大小差を強調する手段を設けた
ことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載のスペクト
ラム拡散信号復調装置。6. A means for emphasizing a magnitude difference between the correlation values is provided in at least one of a preceding stage of the adding device, a preceding stage of the comparing device, a preceding stage of the maximum value detecting device, and a preceding stage of the polarity detecting device. The spread spectrum signal demodulation device according to claim 5, wherein 【請求項７】前記絶対値信号を生成する手段に代えて前
記各相関値の大小差を強調する手段を使用したことを特
徴とする特許請求の範囲第３項乃至第６項記載のスペク
トラム拡散信号復調装置。7. A spread spectrum apparatus according to claim 3, wherein said means for generating said absolute value signal is replaced by means for emphasizing a difference between said correlation values. Signal demodulator. 【請求項８】前記加算信号レベルのピーク位置が所定周
期期間連続して同じ位置であることを検出することによ
ってキャリア信号の有無を判定する手段を具えたことを
特徴とする特許請求の範囲第３項乃至第７項記載のスペ
クトラム拡散信号復調装置。8. A system according to claim 1, further comprising means for judging the presence or absence of a carrier signal by detecting that the peak position of said added signal level is the same position continuously for a predetermined period. Item 8. The spread spectrum signal demodulation device according to items 3 to 7. 【請求項９】前記各相関値の大小差を強調する手段とし
てｎ乗回路（ｎは整数）を使用したことを特徴とする特
許請求の範囲第１項、第２項、第４項、第６項、第７項
又は第８項記載のスペクトラム拡散信号復調装置。9. An apparatus according to claim 1, wherein an n-th power circuit (n is an integer) is used as means for emphasizing a magnitude difference between said correlation values. Item 9. The spread spectrum signal demodulator according to item 6, 7, or 8. 【請求項１０】伝送すべき情報データの状態値に対応し
て互いに周期長が等しく相関値が小さい複数のPN系列の
何れかを出力するように変調されたスペクトラム拡散信
号を復調する装置に於いて、受信したスペクトラム拡散
信号と前記各PN系列夫々との相関値を求める相関手段
と、該相関値各々を２乗する第１の２乗回路群と、該２
乗回路各々の出力をスムージングするローパスフィルタ
群と、、該フィルタ出力を更に２乗する第２の２乗回路
群と、該第２の２乗回路出力を合成する加算手段と、該
合成信号からデータの１ビット毎にピーク位置を検出す
るピーク検出手段と、該ピークが所定期間にわたって同
一タイミングで発生することを検出する手段と、前記ロ
ーパスフィルタ又は前記第２の２乗回路の出力レベルの
大小を前記ピーク発生タイミングに同期して比較し最大
レベルとなるPN系列に対応した状態値を出力する比較手
段とを具えたことを特徴とするスペクトラム拡散信号復
調装置。10. An apparatus for demodulating a spread spectrum signal modulated so as to output any one of a plurality of PN sequences having the same period length and a small correlation value in accordance with the state value of information data to be transmitted. A correlation means for calculating a correlation value between the received spread spectrum signal and each of the PN sequences; a first squaring circuit group for squaring each of the correlation values;
A low-pass filter group for smoothing the output of each squaring circuit, a second squaring circuit group for further squaring the filter output, an adding means for synthesizing the second squaring circuit output, Peak detecting means for detecting a peak position for each bit of data, means for detecting that the peak occurs at the same timing over a predetermined period, and magnitude of the output level of the low-pass filter or the second squaring circuit. And a comparing means for comparing the PN sequence with the peak generation timing and outputting a state value corresponding to a PN sequence having a maximum level. 【請求項１１】前記ローパスフィルタに置換して、所定
の積分時間をもった移動積分手段を使用したことを特徴
とする特許請求の範囲（10）項記載のスペクトラム拡散
信号復調装置。11. A spread spectrum signal demodulation apparatus according to claim 10, wherein said low-pass filter is replaced with a moving integration means having a predetermined integration time.