JP2819932B2 - フォワードコンバータのmosfet整流回路 - Google Patents
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Description
のMOSFET整流回路に関し、特に整流及び転流FE
Tの駆動回路に関するものである。
ET整流回路は、図2に示すように、2つのNチャネル
MOSFET4,9のソースが共通である直列回路をF
ET4,9のドレインが接続されるように主トランス2
の二次巻線と並列に接続し、転流FET9のドレインと
ソース間にチョークコイル14と出力コンデンサ15か
ら構成されるフィルタ回路の入力を接続し、さらに、整
流FET4のゲートと転流FET9のドレイン間及び転
流FET9のゲートと整流FET4のドレイン間にそれ
ぞれゲート抵抗16,17を接続している。なお、図中
符号1は入力フィルタ回路、3は主トランス2の一次巻
線に接続される主スイッチである。
る。主スイッチ3がオンすると、主トランス2の二次巻
線→ゲート抵抗16→整流FET4の入力容量6→整流
FET4の寄生ダイオード5→主トランス2の二次巻線
の経路で入力容量6の充電電流が流れ、抵抗16と容量
6の時定数で定まる速度で整流FET4のゲート電位が
ソース電位(二次側GND)に対して増加し、スレッシ
ョルド電位以上になったとき整流FET4がオンする。
T9の入力容量11→ゲート抵抗17→整流FET4→
入力容量11の経路で入力容量11の放電電流が流れ、
抵抗17と容量11の時定数で定まる速度で転流FET
9のゲート電位がソース電位(二次側GND)に対して
減少し、スレッショルド電位以下になったとき転流FE
T9がオフする。このとき、主トランス2の二次巻線→
チョークコイル14→コンバータの負荷→整流FET4
→主トランス2の二次巻線の経路で負荷電流が流れる。
ンス2の二次巻線にフライバック電圧が発生し、主スイ
ッチ3がオンしたときと同様な動作により、まず転流F
ET9がオンし、次に整流FET4がオフし、チョーク
コイル14→コンバータの負荷→転流FET9→チョー
クコイル14の経路で負荷電流が流れる。
来のフォワードコンバータのMOSFET整流回路で
は、ゲート抵抗とFETの入力容量の時定数により、整
流FET及び転流FETの動作が主スイッチの動作より
も遅れ、整流FET及び転流FETのオンが遅れるほ
ど、FETの寄生ダイオードのオン時間が増加すること
によるリカバリィ損失が増加し、一方、整流FET及び
転流FETのオフが遅れるほど、主トランス二次巻線の
短路時間が増加し、効率が大きく低下するという問題点
があった。
点を解決するためになされたもので、フォワードコンバ
ータのMOSFET整流回路において、整流FET及び
転流FETの動作が主スイッチよりも遅れることにより
効率が低下するのを防ぐことを目的とする。
め本発明のフォワードコンバータのMOSFET整流回
路は、整流FETのゲートと転流FETのドレイン間及
び転流FETのゲートと整流FETのドレイン間にそれ
ぞれ駆動素子として抵抗の代わりにコンデンサを接続
し、さらに、整流FETのゲートとソース間及び転流F
ETのゲートとソース間にそれぞれ抵抗を接続するとと
もに、FETのオン抵抗損失と駆動損失との合計が最小
となるようにコンデンサの容量を選定したものである。
流FETのゲート・ソース間電圧波形を立ち上がり,立
ち下がりの急速な交流電圧波形にできるので、これら整
流FET,転流FETの動作が主スイッチの動作とほぼ
同期し、動作の遅れによる効率低下を防ぐことができ
る。
る。図1は本発明によるフォワードコンバータのMOS
FET整流回路の一実施例を示す回路図である。この実
施例において図2に示した従来例のものと異なる点は、
2つのNチャネルMOSFET4,9のソースが共通で
ある直列回路をFET4,9のドレインが接続されるよ
うに主トランス2の二次巻線と並列に接続し、転流FE
T9のドレインとソース間にチョークコイル14と出力
コンデンサ15から構成される出力フィルタ回路の入力
を接続する。そして、整流FET4のゲートと転流FE
T9のドレイン間及び転流FET9のゲートと整流FE
T4のドレイン間にそれぞれゲートコンデンサ7,12
を接続し、さらに、整流FET4のゲートとソース間及
び転流FET9のゲートとソース間にそれぞれ抵抗8,
13を接続していることである。なお、図中同一符号は
同一または相当部分を示している。
用いて説明する。図3(a)及び(b)はそれぞれ図1,図2
の整流FET4のゲート・ソース間電圧波形、図4(a)
及び(b)はそれぞれ図1,図2の転流FET9のゲート
・ソース間電圧波形である。ここで、主スイッチ3がオ
ンのときの主トランス2の二次巻線電圧のピーク値をE
1 、整流FET4のゲートコンデンサ7の容量をCg1、
整流FET4の入力容量6をCi1 、整流FET4のゲ
ート・ソース間抵抗8の抵抗値をR1とすると、整流F
ET4のゲート・ソース間電圧波形は図3(a) のような
交流電圧波形となり、整流FET4の入力容量6には急
速に充放電電流が流れ、ゲート・ソース間電圧の立ち上
がり,立ち下がりは図3(b) の従来例のものに比して急
速となり、整流FET4はすばやく動作する。
ける時定数R1(Cg1+Ci1)の充電曲線を、22は同
じく時定数R1(Cg1+Ci1)の放電曲線を示し、記号
TON は一周期Tの主スイッチ3のオン期間を示してい
る。また図3(b) 中符号23,24は従来例による時定
数Rg1Ci1の充電曲線,時定数Rg1Ci1の放電曲線を示
している。
ンス2の二次巻線のフライバック電圧のピーク値をE
2 、転流FET9のゲートコンデンサ12の容量を
Cg2、転流FET9の入力容量11をCi2、転流FET
9のゲート・ソース間抵抗13の抵抗値をR2とする
と、転流FET9のゲート・ソース間電圧波形は図4
(a)のような交流電圧波形となる。この時、主スイッチ
3がオフした瞬間に主トランス2のリーケージインダク
タンス等により主トランス2の二次巻線のフライバック
電圧は急速に立ち上がり、以後正弦波状で変化する。従
って、転流FET9のゲート・ソース間電圧は図4(b)
の従来例のものに比して急速に立ち上がり、この転流F
ET9はすばやくオンし、その後主スイッチ3がオンす
る以前でゲート・ソース間電圧は負となり、転流FET
9はオフとなる。
FET4,9の動作は主スイッチ3の動作とほぼ同期
し、駆動素子として抵抗を用いた場合に比べて動作の遅
れによる効率低下を微小にすることができる。また、ゲ
ートコンデンサ7,12の容量により、整流及び転流F
ET4,9のゲート・ソース間電圧を制御できる。つま
り、容量を大きくすることによりゲート・ソース間電圧
を大きくしFETのオン抵抗を小さくすることができ
る。一方、容量を小さくしFETの入力容量との合成容
量を小さくすることにより、FETの駆動損失を小さく
することができる。従って、FETのオン抵抗損失と駆
動損失の合計を最小とする最適な容量のゲートコンデン
サ7,12を選ぶことにより、効率をさらに改善するこ
とができる。
Tのゲートと転流FETのドレイン間及び転流FETの
ゲートと整流FETのドレイン間にそれぞれ駆動素子と
してコンデンサを接続し、さらに、整流FETのゲート
とソース間及び転流FETのゲートとソース間にそれぞ
れ抵抗を接続することにより、整流及び転流FETのゲ
ート・ソース間電圧波形を立ち上がり,立ち下がりの急
速な交流電圧波形にすることができる。従って、整流及
び転流FETの動作は主スイッチの動作とほぼ同期し、
動作の遅れによる効率低下を微小にすることができる。
また、ゲートコンデンサの容量により、整流及び転流F
ETのゲート・ソース間電圧を制御できるので、FET
のオン抵抗損失と駆動損失の合計を最小とする最適な容
量のゲートコンデンサを選ぶことにより、効率をさらに
改善することができる。
電圧波形図で、(b)は図2の整流FET4のゲート・ソ
ース間電圧波形図である。
電圧波形図で、(b)は図2の整流FET9のゲート・ソ
ース間電圧波形図である。
Claims (1)
- 【請求項1】 フォワードコンバータの二次側整流回路
は、2つのNチャネルMOSFETのソースが共通であ
る直列回路をその2つのFETのドレインが接続される
ように主トランス二次巻線と並列に接続し、この転流F
ETのドレインとソース間に出力フィルタ回路の入力を
接続し、かつ整流FETのゲートと転流FETのドレイ
ン間及び転流FETのゲートと整流FETのドレイン間
にそれぞれコンデンサを接続し、さらに整流FETのゲ
ートとソース間及び転流FETのゲートとソース間にそ
れぞれ抵抗を接続し、コンデンサの容量はFETのオン
抵抗損失と駆動損失との合計が最小となる容量が選定さ
れることを特徴とするフォワードコンバータのMOSF
ET整流回路。
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