JP2813689B2 - 時間領域無線通信システム - Google Patents

時間領域無線通信システム

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JP2813689B2 JP2511830A JP51183090A JP2813689B2 JP 2813689 B2 JP2813689 B2 JP 2813689B2 JP 2511830 A JP2511830 A JP 2511830A JP 51183090 A JP51183090 A JP 51183090A JP 2813689 B2 JP2813689 B2 JP 2813689B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の分野 この発明は概略的には無線システムに関し、ここでは
時間−間隔の、本質的にはモノサイクルがDCパルスから
作られそして空間へ送信され、そこで生じたエネルギー
バーストが、スペクトル密度が本質的に周りのノイズに
没入しているものの、これらのバーストに関連する情報
は再生可能であるところの周波数にしたがって分散され
る。
発明の背景 無線送信は従来周波数チャンネルの観点から主に研究
されてきた。従って、同一地域にいる利用者には、異な
る周波数または周波数チャンネルを割りあてることによ
って併存した整頓された無線通信が許容される。本質的
にはこの概念とは異質なものは周波数が制限されないと
ころの通信である。周波数を制限しない応答の概念は既
存の周波数占有サービスに大混乱を引き起こすと思われ
ていたが、最近になってそのような概念は必ずしも真実
でなくそして、少なくとも理論的には、無線スペクトル
の重複使用は可能であるということが示唆されている。
一つの示唆されたモードでは、非常に短い、ナノセコン
ド程度のまたはそれ以下の、無線パルスが広帯域のアン
テナへ印加され、そのアンテナは代表的には3から4の
極性ロブを含む短バースト信号を送信することによって
理想的に応答し、その信号は、エネルギーに似た、本質
的に頻繁に利用される無線周波数スペクトルの上限(10
0MHz)から、即ち、中間GHz領域までの信号エネルギー
を有する。インパルス発生無線通信の基本的議論は論文
題名“時間領域電磁気学とその応用"Proceeding of t
he IEEE,Vol.66,No.3,March1978に含まれている。この
論文は特に基本帯域レーダーに対してのこの技術の採用
を示唆し、5から5,000フィートの範囲が示唆されてい
る。知られているように、この論文は1978年に現れ、そ
して12年後の今でも、この技術の商用的な応用がほとん
どされていないと思われる。
技術の理論的そして実験的検証から、成功の欠如は主
に幾つかの要因によるものであることが出願人に明らか
となった。一つには、送信される極めて広い帯域の周波
数は、アンテナに実質的な要件を求める。アンテナは一
般に制限された周波数帯域で設計されており、そのため
伝統的には周波数の変更をしたときには、異なるアンテ
ナまたは異なるデイメンジョンのアンテナが必要にな
る。このことは広帯域のアンテナが、一般的に存在しな
いということを言っているのではなく、出願人はビーコ
ン、ホーンそしてログ周期形式を含む多くの形式を検証
してインパルス無線及びレーダー使用が実験の段階を越
えるのを可能にする実用的なアンテナを誰もまだ提供し
ていないということを云っているのである。
この結論は、U.S.P.4,485,385に開示された広帯域ア
ンテナにもあてはまると考えられる。このアンテナは一
般的には、一つの良い手法と考えられているリバースバ
イコーンによるアプローチを採用しているが、有効な帯
域が先術のようにギガヘルツ以上のオーダーでなければ
ならない時間領域通信に必要な極端な帯域効果を達成す
るには至らない。この特許によって扱われている帯域は
数百メガヘルツであると認められる。この限定された作
用はアンテナ構造にあると考えられ、このようなアンテ
ナ構造では基本的なダイポール形状が、曲げられた短い
スタブの付加のため、それによって2つ以上のポールが
作り出されカドラポール形状と記述できるものへの変換
がなされているからである。又、スタブの付加は、ダイ
ヤモンド形状に対して好ましくない非対称性を付加する
ものであると信じられる。
この点を除いても、短絡されたスタブは二つの基本的
な素子間の通路を電気的に短く、導電性のものとするか
ら、このようなアンテナは、本発明によって例照される
ようにアンテナの基本的な素子間に遮断可能の経路がな
ければならない時間領域の通信には使用することができ
ない。
無線に対してインパルスまたは時間領域技術の採用を
悩ませる第2の問題は、モノサイクルバーストが、特に
周りの高いレベル輻射の存在下で、殆ど何処にでも、存
在する広いスペクトラムの存在を、有効に受信しそして
検出することである。
理想的には、必要なアンテナは本質的に送信されたス
ペクトラムを再生し、そしてそれが与える受信器は、打
ち勝たねばならない高いノズルレベルにもかかわらず利
用されることを可能にするところの特別な性質を持たな
ければならない。出願人の関与する以前の技術の状態は
乱暴な力ずくの検出による、しきい値またはタイムしき
い値ゲート検出を含んでいた。しきい値検出は、単に選
定しきい値レベルよりも高い信号の通過を可能にするだ
けである。このアプローチによる問題は、周りの信号レ
ベルを越えるに充分な振幅の信号を発し伝達するなら
ば、前者を発生する既存の無線サービスは受容し難いく
らいに妨害されるということである。幾つかの理由、恐
らく例えば50MHzから5GHz程度の信号によって作られた
バイアスのために、コヒーレントな検出の可能性は不可
能であると考えられてきた。
この問題は、U.S.P.4,743,906に開示されたユニーク
な形式のコヒーレント検出によって解決されている。
従って、上記の全ての問題に対決して、出願人の観点
では、その採用、特には通信テレメトリ、ナビゲーショ
ン、そしてレーダーを含む、無線の全ての重要な電磁モ
ードへの採用、における実際的障壁を取り除くところの
完全なインパルス時間領域通信システムを提供すること
がこの発明の目的である。
発明の概要 アンテナ問題に関して、出願人は適用されたDCパルス
をモノサイクルに変換するところの真にパルス応答のア
ンテナを確定した。それは通常のバット状アンテナの完
全に反対であるダイポールであり、そしてダイポールの
2つの三角形状の素子はそれらのベースは密接に隣接し
て位置しており、そして2つの三角形状素子の頂点間の
線で分割されたベース上の隣接点で駆動される。この分
割線は2つの三角形状素子のサイドまたは高さを表示す
る。
更なる考察として、過去のパワー抑止は一般的には送
信アンテナへの2から3百ボルトの印加信号電圧の適用
に制限されていた。この問題は、2つの金属電極間にサ
ンドイッチされたダイヤモンドのような、普通の絶縁ク
リスタル構造によって形成され、その金属電極はアンテ
ナの素子へ密接に結合された送信スイッチにより解決さ
れる。この材料は導電またはより抵抗の少ない状態へ、
光の適当な波長ビーム、ダイヤモンドの場合は紫外線、
でそれを励起することによってスイッチされる。このよ
うにして、非金属のトリガー通信線はアンテナまで延び
る。そうしなければアンテナはアンテナに信号を結合さ
せそしてそれから輻射された信号を妨害し、これらは信
号のバーストの長さを引き延ばす傾向にある明らかに逆
の作用で輻射をひろいかつ再放射してしまう。
無線受信器に関しては、上述の通信のために用いられ
たアンテナと類似の受信アンテナが採用される。第2
に、送信された信号のそれに整合した時間信号は、通信
またはテレメトリにおけるように、受診信号から検出さ
れるか、または、例えば、レーダーの場合のように、送
信器からの直接の受信から検出される。そのとき、整合
した時間信号は、代表的には簡単な半サイクルのエネル
ギーであり、ケースに応じ選択範囲でターゲットの変調
または位置を決定するために、受信信号と混合されるか
または乗算される。
更に、送信されたバースト信号は時間パターン内で変
化される(通信またはテレメトリのための変調パターン
に加えて)。このことはシステムの安全性を非常に高め
そして全部とはいえないまでも、ほとんどの周りの信
号、即ち、送信されたバースト信号と同期していない周
りの信号から信号を区別する。このことはまたより早い
繰り返し率のレーダーの採用を可能にし、そのレーダー
は、このような変化またはデザー(震え)がなければ、
連続する送信からの反射、それ故範囲、間に範囲の曖昧
さを作り出す。バースト信号は、階段電圧変化が図示の
ようにそしてここで議論されたようにインパルス応答ア
ンテナに印加された時に発生された信号である。この発
明の更なる特徴として、バースト信号の繰り返し率は、
例えば、100MHz、またはそれ以上、と全く大きく、この
ことは非常に広い周波数分散を可能にし、そして与えら
れた全てのパワーレベルに対して、どの周波数のエネル
ギーも極めて小さく、既存の無線周波数をベースとした
サービスへの妨害の問題を有効に取り除いている。
この発明の更なる特徴として、移動しているターゲッ
トは、信号の混合と二重積分に続くバンドパスフィルタ
によってその速度が検出される。この後者のモードのと
きの発明の更なる特徴として、2チャンネルの受信が理
想的に採用され、そこでは入力信号は、一方のチャンネ
ル内に局所的に発生された信号の選定された範囲によっ
て乗算されるか合わせられ、そして同じ入力信号は、僅
かに遅れた、他方のチャンネルの局所的に、発生された
信号と混合され、その遅延はモノサイクルの時間の1/4
〜1/2程度である。このことは分離した一連の通信を採
用することなくターゲットの分別を行わせることにな
る。この発明の更に別の特徴として、多重輻射器または
受信器が整列して使用され、そこではそれらの結合した
効果は、感知された(または送信された)出力の時間で
同じであるか変化しており、それによってアンテナの面
に垂直な通路を強調するか、または選定された信号遅延
通路によって行われた垂直通路に向けられた通路離隔を
生じる。
この発明の更に別の特徴として、無線アンテナ素子は
反射器の前面に位置付けられ、そこでは素子と反射器の
距離は、素子または素子等から反射器および素子への通
信の時間に従っており、その距離は代表的には3インチ
で、これはほぼ9インチの素子のチップからチップの長
さである。
図面の簡単な説明 第1図は時間領域システムの結合ブロックダイヤグラ
ムである。
第1b図は第1図で示される送信器の出力段の別の形の
ダイヤグラムである。
第2図はこの発明に沿って計画された時間領域受信器
のブロックダイヤグラムである。
第3図は第1図と第1b図に示される回路の様相を図示
している一組の電気的波形である。
第4図は第2図に示される回路の動作の様相を図示す
る一組の電気的波形である。
第5図はこの発明によって構成された基本的なレーダ
ーシステムを図示する電気的ブロックダイヤグラムであ
る。
第6図と第7図は発明によるアンテナの構成を図示し
ている。
第6b図はこの発明によって構成されたアンテナの別の
形である。
第8図と第9図はアンテナアレイをダイヤグラム的に
示す。
第9a図は別のアンテナアレイを示す。
第10−15図は信号通信を行うためにアンテナのチャー
ジとディスチャージに採用される異なるスイッチングア
センブリを図示している。
第16図は特に監視が容易なレーザーシステムを図示し
ている。
第18図と第19図は3次元のターゲット位置用の送信と
受信のアンテナの一般的配置を図示している。
好ましい実施例の説明 第1図に関し、先ず送信器(10)を参照すると、100K
MHzの基本周波数が代表的にはクリスタル制御発振器で
ある発振器12によって発生される。その出力は、パルス
信号であり、1/4分周器14に印加され、その出力は25KH
z、0−5V(ボルト)の第3図の波形Aで示されるパル
ス信号となる。これ以降波形へのアルファベットの参照
は、それらの文字によってのみ示し、第3図とまでは、
参照しない。25KHz出力は通常の通信信号としてそして
電源16への入力として採用される。電源は制御され、そ
れは300VDCバイアスを送信器10の出力段18の非−妨害バ
イアスに供給し、その送信機は25KHzの率でキーされ
る。
1/4分周器14の出力は信号ベースとして採用され、そ
してパルス位置変調器22へキャパシタ20を介して供給さ
れる。パルス位置変調器22はその入力抵抗24とキャパシ
タ26とからなるRC回路を含んでおり、そのRC回路は矩形
波入力を波形Bで示されるほぼ三角波に変換し、その三
角波は抵抗25を横切って比較器28の非反転入力へ印加さ
れる。選択された、または、参照の正電圧は、キャパシ
タ27でフィルタされ、同様に比較器28の非反転入力へ印
加され、その正電圧はD.Cバイアス電源30の+5V端子29
から抵抗32を介して供給される。従って、例えば、非反
転入力には、波形Cで図示されるように正にバイアスさ
れた三角波が現れる。
比較器28の実際の導通レベルはキャパシタ36を介し
て、抵抗37を横切って、抵抗38を介してそして抵抗32を
横切って電源30からバイアスされている、比較器28の反
転入力へ供給される入力信号によって決定される。結合
信号入力は波形Dで図示されている。信号入力は、必要
ならば増幅器35によって増幅された、マイクロフォンか
らの通常の可聴音出力である。別の例として、スイッチ
39を閉じることによる、可聴音出力と例えば信号発生器
33の出力による信号オフセットまたはデザー(震え)の
合計であり、これらの信号は抵抗41を横切って合計され
ている。信号発生器33は、例えば、正弦、バイナリ、ま
たは他の信号を提供し、そして図示のものでは“バイナ
リ信号A"を提供するとされている。このように、発生器
33は零電圧と幾らかのディスクリート電圧の間で変化す
る一連のディスクリート電圧パルスとしてバイナリ信号
電圧を提供し、その一連のディスクリート電圧パルス
は、文字、または数値、または単にランダムなものを表
わしている。このように記述された入力結合によって、
比較器28の出力は、三角波40(波形E)が有効変調信号
42よりも高い値であるときに正の飽和レベルに上昇し、
そして変調信号42が三角波40よりも大きい値であるとき
に負の飽和レベルへ下降する。比較器28の出力信号は波
形Fで示され、そしてその作用は、情報信号とデザー信
号の関数としてこの波形で示されるパルスのターンオン
とターンオフとに可変することである。かのように、振
幅信号でパルス位置変調が行われる。デザー信号は、時
間位置の付加されたディスクリートパターンが送信信号
に含まれることを可能にするので、それを受信そして変
調するためには、デザー信号が正確に再生されることを
要求している。
比較器28の出力信号に関して、その負に向かう後端44
の採用することに利益があり、そしてこの後端は信号変
調の関数として時間位置が変化するということは注意さ
れるべきである。“波形Fにおけるこの後端は、モノま
たは単安定マルチ46を“オン”にトリガーする。その単
安定マルチはほぼ50ナノセコンドの“オン”時間を持っ
ており、そしてその出力は波形Gで示される。説明上、
関連波形の前端または後端が適正に整列されているもの
の、間隔が40マイクロセコンドの破線で示されているよ
うに、パルス幅と間隔はスケール的には正しくない。こ
のように、パルス波形Gの前端は時間的に後端44(波形
Fの)に相当し、そして波形Gのパルス間の平均時間内
のその時間位置は、比較器28の入力変調信号の関数とな
って変化する。
単安定マルチ46の出力は、トリガー増幅器として作動
するNPNトランジスタのベース入力へダイオード48を介
して抵抗50を横切って印加される。ダイオード48は、抵
抗54、例えば、1.5Kオームを介して、5V電源30の+5V端
子29からそのコレクタへ通常のようにバイアスされてい
る。ほぼ0.1mfのキャパシタンスを持っているキャパシ
タ56はトランジスタ52のコレクタとベースとの間で接続
されていて、前バイアスポテンシャルがトランジスタを
横切ってその短時間のターンオン、50ナノセコンド間
に、現れるのを可能にしている。トランジスタ52の出力
は、トリガーランスの一次巻線へそのエミッタと接地と
の間で結合されている。加えて、トランジスタ52は、コ
レクタ負荷抵抗を経由してコモンエミッタ配列で接続さ
れたアバランシェトランジスタを経由してトランス60を
駆動する。急峻な前端でトランス60を駆動するために
は、アバランシェモード作動トランジスタが理想的であ
る。トリガートランス60の同一の二次巻線62と64は、パ
ワー出力段18のNPNアバランシェ、またはアバランシェ
モード作動のトランジスタ66と68へ、ベースエミッタ入
力をそれぞれに供給する。2つのケースが示されている
が、適正に結合されれば1でも3以上でもよい。アバラ
ンシェモード作動トランジスタ66と68に関しては、その
ようなモードは、例えば2N2222、特に金属製缶を持つ、
そのようなモードがラベルされていない多数のタイプの
トランジスタで可能であることが見出された。言及され
たアバランシェモードはときどき第二次ブレークダウン
モードとして言及され、そしてトランジスタがこのモー
ドで作動されトリガー“オン”されると、それらの抵抗
値は急激に極めて低くなり(内部的には光の速度に近
く)、そしてそれらは、コレクタ電流が充分に低下し導
通をカットオフ(2から3マイクロアンペア)するまで
この状態に留まる。タイプ2N4401のような、他のトラン
ジスタ、もまた信頼できるアバランシェ特性を示す。
図示されているように、インパルスアンテナ200はDC
源65によって抵抗67と69とを介して、上で議論されたよ
うにトランジスタ66と68のアバランシェ電圧の合計であ
るところの全電圧へチャージされる。抵抗67と69は共に
上述のようにトランジスタ66と68がバイアスされるのを
可能にするところの抵抗値を持っている。抵抗値71と73
は相対的に低い値であり、アンテナのカットオフ周波数
以下のエネルギーを受信するように調整されている。作
動に於て、パルスがトランス60の一次巻線へ印加される
と、トランジスタ66と68は、抵抗71と73を介して、有効
にショートしつつ、アンテナ素子204と206をターンオン
する。この作用は極めて早く、その結果、パルス波形G
に示されたもののような(ただし、丸みを帯びた)信号
が発生される。アンテナ200は波形Hで示されるモノサ
イクルの一般波形とするためにパルスGを微分する。
第1b図は送信器出力段の別の実施例を図示している。
光応答アバランシェトランジスタ63、例えば、2N3033、
を採用しているということで第1a図に示されるものと異
なっている。第1図に示されるものと類似の要素は同じ
数字で示されるが、しかしサフィクス“a"が付加されて
いる。トランジスタ63はレーザーダイオードまたは急速
ターンオンLED(光放出ダイオード)61によってトリガ
ーされ、後者のもの自体は第1図に示されるように作動
するアバランシェトランジスタ52によって駆動される。
光活性アバランシェまたは他のアバランシェモード作動
半導体スイッチ(現在存在のまたはまもなく出現の)、
または直列に結合された一連のそれらによって、電源65
に対する電圧は数KV範囲に上昇されるので、本質的に所
望の高いパワー出力を可能にしている。この点におい
て、そしてこの発明の特別な特徴としては、光トリガー
されるガリウムひ素、アバランシェモード作動スイッチ
が採用される。
第1図に戻って参照するとアンテナ200が作動するモ
ノサイクル出力は、素子204と206とによって典型的には
離れた空間へと送信され、そして典型的には類似の広帯
域アンテナ、例えば、第二の場所での受信器のアンテナ
200(第2図)、によって受信される。
第2図は時間領域信号を受信し検出するのに特に適合
した無線受信器を図示している。更にはこれは例えば第
1図に示されるバイナリシーケンス“A"発生器33によっ
て提供されるアナログまたはデジタルの特別のオフセッ
トまたはデザー信号、と混合されている情報を検出する
ためのシステムを図示している。説明の都合上、第1図
のスイッチ39は閉じており、そして送信器10によって送
信された信号は、マイクロフォン34からの情報信号がバ
イナリシーケンス“A"発生器33の出力と合計されている
ところのものであり、そして送信器10のパルス位置出力
は、パルス位置が情報信号とオフセットまたはデザー信
号の両方の関数であるという前提である。このように、
送信された信号はパルス位置変調信号として記述され、
バイナリシーケンス“A"の時間オフセットパターンによ
って作用されるパルス位置の変化に従っていると記述で
きる。
送信機10からの送信された信号はアンテナ200(第1
図)によって受信され、そしてこの信号は2つの基本的
回路である復調回路222とテンプレート発生器224へ与え
られる。このシステムによれば、送信された信号のレプ
リカである波形(第4図)が、受信信号の検出に採用さ
れ、この基本的検出はマルチプライヤまたはマルチプラ
イイング混合器226で行われる。最大の応答のために、
第4図の波形T1のように再生されたテンプレート信号
は、更に記述されるように、入力と位相が近い混合器22
6へ印加されねばならない。
それは変調の関数として第6図の波形で感知し得ない
大きさでけ異なっており、代表的には1ナノセコンドパ
ルスに対して、ほぼ±200ピコセコンドのスイングを生
じる。このような近い同期を行うために、テンプレート
発生器224はクリスタル制御、電圧制御の発振器227を採
用し、その発振器は受信信号にしたがってその作動を同
期させるところの制御電圧によって作動される。発振器
227は送信器10の繰り返し率よりも高い周波数で動作
し、そしてここでその出力は周波数分周器230によって2
5KHzの動作周波数へ分周され、送信器10の分周器14の出
力に等しくなる。
バイナリシーケンス“A"発生器33によって提供された
それに一致しているデザーのパターンを導入するため
に、類似の発生器228はバイナリ変化電圧をプログラマ
ブル遅延回路232へ供給し、そのプログラマブル遅延回
路232は情報変調が付加されたときに第1図のバイナリ
シーケンス“A"発生器33によって生じたものに相当する
遅延パターンを、分周器230の信号出力へ印加する。こ
のように例えば、これは数4,2,6、そして8を意味する
8ビットバイナリ語であり、同じパターンはバイナリシ
ーケンス“A"発生器33によって発生されそして送信器10
によって送信されている。更にはこれは繰り返しバイナ
リパターンであることが前提である。従って、プログラ
マブル遅延232が先ずそれが4つのユニットによって分
周器230から受信するパルスを遅延させる。
次に、同じことは数2等に対して、4つの数字のシー
ケンスが完成するまで行われる。そのとき、シーケンス
はスタートする。2つのバイナリシーケンス発生器が同
期して作動させられるために、シーケンスのスタート時
間は受信器に通信されねばならないか、または以下に記
述されるように、同期化システムの作動による同期化を
確立するように信号サンプリングが充分に多数の信号入
力パルスに対して、されねばならない。繰り返しシーケ
ンスが示唆されるものの、シーケンススタート信号の送
信とそれを検知し採用するための手段の受信器内の準備
があるので、2つの発生器間の同期化がそんなに長く或
る必要がない。プログラマブル遅延232またはその出力
に接続された二次遅延デバイスは、後述のように付加的
にそれが作動される関連回路に固有の回路遅延を処理す
るために一般的回路遅延を提供する。ともかく遅延232
の遅延出力は、それはこれらの成分であるが、テンプレ
ート発生器234の入力に提供され、そして第4図の波形T
1として図示される、送信信号のレプリカを発生するた
めに適用される。差動増幅器246は基本的に訂正または
誤った信号を発振器227へ印加するために必要とされるD
C電源を提供するために機能し、入力信号EAの平均時間
と正確に位相があったレプリカ信号Tiを混合器226へ提
供されることが出来るようにしている。
最も近い信号を発生するために入力信号EAは、テンプ
レート発生器234のテンプレート信号出力の時間的に離
間した2つのレプリカによって乗算される。これらの第
1は、T1として示されるが、混合器236で入力信号EAに
よって乗算され、そして第2のテンプレート信号Tiは混
合器238で入力信号EAによって乗算される。第4図に示
されるように、T2はテンプレート信号T1の主ロブPの間
隔の1/2の期間だけ遅延240によって信号Tiから遅延され
る。
混合器236の出力は積分器242で積分され、そしてその
出力はサンプルホールドユニット244によって遅延232で
トリガーされるとサンプルホールドされる。サンプルホ
ールドユニット244の出力は、入力信号EAとIT1の積の積
分であるが、差動増幅器246の非反転入力へ印加され
る。同様に、混合器238の出力は積分器248によって積分
されそして遅延232でトリガーされると、サンプルホー
ルド回路によってサンプルホールドされ、そして入力信
号EAとテンプレート信号T2の積分出力は差動増幅器246
の反転入力へ印加される。差動増幅器246の動作を検査
するために、発振器22の出力の位相が進んでいるなら
ば、混合器236へ印加された信号T1とEiは位相がより近
くなりそしてそれらの積は増大し、差動増幅器246の非
反転入力への入力信号の増大を引き起こすが、これに対
して入力信号Eiに関するテンプレート信号T2の進相作用
は、それらの一致が減少し、混合器238の積出力の減少
を引き起こし差動増幅器246の反転入力への減少電圧入
力を引き起こす。結果として、差動増幅器246の出力は
正の方向に駆動され、そしてこの極性信号は発振器227
が遅延されるようにしている。もし変化が逆の方向なら
ば、その結果は、差動増幅器246の非反転入力へよりも
高い電圧が反転入力へ印加され、出力を減少させ、反対
方向に発振器227を駆動する。
このようにして、入力信号の変調に直接的に採用され
るテンプレート信号と入力信号との間に平均に近いフェ
ーズロックが行われる。ターム“near"は、発振器227へ
の制御入力に印加される前に差動増幅器246の出力がロ
ーパスフィルタ253を通されるということで用いられて
いる。ローパスフィルタ253のカットオフ周波数は、非
常に多数のパルスが位相シフト(例えば、10〜0.001H
z)を生じるようにセットされる。結果として、発振器2
27の応答は、波形T1と波形TAが変調作用に関して位置が
不変になるようにするところの出力を提供するものとさ
れる。この制限のもと、かつ、入力信号の同期検出を獲
得するためにテンプレート発生器234の出力T1は、テン
プレートと入力信号の主なロブ1/4期間に等しい期間だ
け遅延され、これは入力信号EAと共に信号TAとしてマル
チプライイング混合器226へ印加される。
理解されるように、結果としての遅延信号TAは入力信
号EAとほとんど同期しており、そしてこのようにしてマ
ルチプライヤー226の出力は最大信号出力を本質的に提
供する。
混合器226の信号入力に、単に、如何なる信号も、ま
たはノイズ信号もない場合に、入力信号EAの間には、第
4図に示されるように正確に40ミリセコンド経過した時
間があり、そして出力の最小時間変位が混合器226から
現れる。
混合器226の信号出力は積分器250で積分され、出力信
号は増幅器252によって0.05の因子だけ乗算される。増
幅器252のこの1/2電圧出力は比較器254の反転入力へ印
加され、そしてこの電圧は積分器250のピーク出力の1/2
を表す。同時に、積分器250の第二の出力は遅延256を介
して比較器254の非反転入力へ与えられ、遅延は、これ
らの2つのユニットの可変動作に左右されない有効な比
較信号レベルを得るために増幅器252と比較器254の動作
の安定化に要求されるものである。比較器254の出力は
入力信号EAの位置と共に変化する確かな時間マーカーを
表わしている。
ローパスフィルタ253の故に、入力信号間の平均間隔
を表すところの遅延232の出力から提供されているセッ
ト入力がフリップフロップ258のリセット入力へ与えら
れ、これによって、比較器254の変調制御時間可変出力
信号が関係するところの参照を提供している。それはフ
リッフロップ258へセット入力として提供される遅延232
の出力によって関連づけられる。そこで例えば、フリッ
プフロップ258の出力は、ローパスフィルタ253によって
命令される平均繰り返し率に関連づけられた一定の時間
で立ち上がる。このようにフリップフロップ258の出力
は入力信号の情報変調の反映される時間に零に戻され
る。我々は変調と共に直接に変化するパルス幅を持つ一
定振幅のパルス高さを得る。フリップフロップ260の出
力はローパスフィルタ260を介して与えられ、フィルタ2
60は信号をパルス幅変調と振幅信号変調から変換し、次
にラウドスピーカによって再生される。
送信器10のバイナリシーケンス発生器33と受信器のバ
イナリシーケンス“A"発生器228とが本質的に同期して
作動されると仮定すると、送信器10の発生器33によって
作用された時間位置デザーの作用は、信号に何等の変位
作用を持たない。
上記に示唆したように、同期を確実にするために、バ
イナリシーケンス発生器である発生器33のスターテング
に関して送信器と受信器の間にシグナリングの形態が必
要である。これは補助の送信器または解読器によって行
われ、そこではバイナリシーケンス発生器33の1つのシ
ーケンスンスの終わりにおいて、受信器のバイナリシー
ケンス発生器228用の1つのスタート信号が用意され
る。
これがないと、フリーランニングモードでは、テンプ
レート発生器224による同期化が行われ、発生器224は、
短コードのそして比較的に低いノイズレベルでは、比較
的に短く、より長いコードに対しては、またはノイズが
問題である場合に、より長い期間が同期化に必要にな
る。必要なら、受信ステーションは同期化が達成されて
いるという認知を元の送信ステーションへ逆に送信す
る。
以上のことから、出願人は通信用の経済的なそして実
用的な時間領域システムを提供したことは評価されるべ
きである。
単一の短パルス、例えば、ナノセコンドがパルス間が
40マイクロセコンドである繰り返し率で送信されるシス
テムが記載されたが、より長い期間によって分離される
一群のパルスが送られることを発明は考慮している。つ
まり変調に伴う多重位置シフトを検出するためにパルス
間に単に空きがある一群として、例えば、8ビットセッ
トが、送信される。この配列によって、送信された情報
信号は256倍にまで増大されるか、またはノイズから逃
れることが、この技術と関連の技術によって実質的に改
良される。
第5図はレンジを決定するためのこの発明のレーダー
システムを特に図示している。第6図に示される送信器
239のインパルス応答の、またはインパルスアンテナ20
0、あるいはアンテナ201は、ベースが僅か0.050インチ
離れた三角素子AとBからなっている。各素子のベース
の長さおよびベースと垂直な高さはほぼ4−1/2インチ
であり、更に第6と7図によって説明されよう。典型的
には、反射器は第8図に図示されるように使用される。
別の例として、第6図に示すように、ベースは2−1/4
インチに減少され、そこでは第6図に示されるように各
素子は半分にされている。しかしながら、重要なこと
は、供給点からエッジへの通路の長さは両方とも同じで
あることである。
送信器は制御310によって基本的に制御される。送信
器は送信信号バースト、例えば、1秒間に10,000バース
トのタイミングを決定する送信シーケンス制御部分312
を含んでおり、その場合送信シーケンス制御312はリー
ド314に10,000Hzの出力を発生する。発振器は316は高
率、例えば20MHz、で作動される。
送信シーケンス制御312の信号出力は、更に後述され
るように、送信器318の出力と受信器機能のタイミング
との両方を制御するためのマスターパルスとして用いら
れる実際のパルスである発振器316の特別なパルス出力
を選択するように採用される。発振器316から、低いタ
イミング不確定の作動パルスを明瞭にそして繰り返して
選択するために、この選択は、制御312からの始動信号
の後の発振器パルス間隔の一部である。この選択は、D
タイプフリップフロップ318,320および322を採用した制
御シーケンスを経て行われる。このようにして、リード
314への送信シーケンス制御パルスがフリップフロップ3
18の入力に適用される。これはフリップフロップ318の
Q出力が高い状態へ移行するようにし、そしてこの出力
はフリップフロップ320のD入力へ印加される。引き続
いて、発振器316の出力はフリップフロップ320のクロッ
ク入力に前端を課する。そのとき、このフリップフロッ
プのD入力の高レベルはQ出力へ移される。同様に、フ
リップフロップ320のQ出力はフリップフロップ322のD
入力へ提供され、そして発振器316からのパルスの次の
前端は、フリップフロップ322の非Q出力が低くなりそ
して送信−受信サイクルの開始を始動するようにする。
送信モードに対して、フリップフロップ322の非Q出
力はアナログプログラナブル遅延313およびカウンタ315
への入力として与えられる。カウンタ315は、例えば、
フリップフロップ322の非Q出力へ応答しそして選定さ
れた数、例えば356、をカウントし、そして再びカウン
トを繰り返す。そのバイナリー出力はメモリユニット31
7、ROMまたはRAM、にアドレスとして与えられ、そのメ
モリは、数アドレス順か、またはランダムに選択された
順で、数を蓄積する。その結果アドレスによって、ディ
スクリートな出力数がD/A変換器ユニット321へ与えられ
る。
D/A変換器ユニット321は、そのとき、入力数に比例し
たアナログ信号出力を提供する。この出力は、D/A変換
器321からの信号に比例した量だけフリップフロップ322
からのパルスの遅延のために、プログラマブル遅延ユニ
ット313をシーケンシャルに作動させるために採用され
る。遅延のレンジは代表的にはパルス間の名目上のタイ
ミングであり、この例においては300ナノセコンドであ
り、そして実用的には99ナノセコンドである。プログラ
マブル遅延ユニット313のこの遅延出力は次に、受信す
る各パルスへ200ナノセコンドの固定の遅延を提供する
固定遅延ユニット324へ与えられる。このような遅延パ
ルスはトリガー発生器223へ与えられる。トリガー発生
器223、例えば、アバランシェモード作動トランジスタ
は、駆動される送信器に依存して、例えばレーザの、光
出力の応答として、10,000Hz位の率で急速に立ち上がる
電気的出力を供給する。この発明の特徴によれば、トリ
ガー発生器223は紫外線レーザーである。ともかく、ト
リガー発生器223のパルスは、電気的作動のまたは光作
動のスイッチ、例えば、光ファイバ327を経た紫外線レ
ーザートリガーデバイスに応答するダイヤモンドスイッ
チのような、スイッチ335に与えられ急速にそれをター
ンオンする。
重要なことは、ナノセコンド以下でスイッチができな
ければならないということである。次にそれは、抵抗R1
とR2を通して電源B、例えば100Vから5000V、により先
にチャージされている送信アンテナ200をディスチャー
ジするようにスイッチされる。
類似のインパルスアンテナ200または200a(第6図)
は階段状の電圧変化をアンテナへ印加するスイッチアセ
ンブリによって、ターンまたはターンオフ、あるいはそ
れらが連続的になされる。それは、トリガーされる各時
間に、短バースト信号329を本質的に送信することによ
って応答する。これらのバースト信号は第8と9図に図
示の指向性アンテナ200または第1図のアンテナ200また
は第6a図の200aで示される全方向性アンテナによって空
間へ送信される。
典型的には送信器319の近くまたは一緒に位置してお
り、例えば、送信アンテナのような受信アンテナ200を
経て、ターゲットからの反射信号は受信器326によって
受信される。この受信信号は、増幅器328で増幅され、
テンプレート発生器332からの信号と共に、遅延線336に
よって駆動され、それは、代表的には半サイクル出蟻、
選定レンジにおけるターゲットからの信号の到着の予想
時刻に一致している。
混合器330は2つの入力信号を乗算するために機能
し、そして時間的な一致信号と極性の一致または不一致
信号とが在る時、レンジのターゲットを示す意味のある
そして積分できる出力がある。混合器と続く回路は、異
なるレンジである後で到着する信号に対して再利用され
る。このレンジまたは時間間隔は、後述のようにあるレ
ンジで受信と積分のための処理時間を完成させるに十分
なものである。付加的な類似の混合器および続く回路セ
ットが1つのセットに対して可能なレンジスロットを満
たすために採用されることができる。
ここでの目標は、真のターゲットが存在しないところ
で、積分によって与えられる多数の信号サンプリングに
基づいたターゲットの存在または非存在を決定すること
であり、テンプレート発生器332からの信号の受取り時
間に相当する混合器330によって受け取られた信号の出
現は、振巾だけでなく、極性においても変わった信号を
つくり出す。
このシステムは時間を越えたコヒーレント信号の出現
(a preponderance of coherent signals)、つま
り時間領域通信のフォセット、に応答して、瞬時にでは
なく、ある時間間隔の後に、情報を決定するということ
は注意されるべきである。次に、テンプレート発生器
は、受信される有効信号ではなく、そしてそれと時間的
に類似のまたは反対の極性関係を持っているテンプレー
ト信号バーストを発生することも重要である。上述のよ
うにテンプレート信号にこの関係を持たない受信信号
は、実質的に減衰させられる。1つの信号として、テン
プレート信号は1つの1極性バースト信号でしかない。
それが記載されたような時間関係を維持すると仮定する
と、有効な検出を行うことができる。
説明上、送信アンテナ200または200aからの信号バー
ストに続く予期される信号反射に対する単一の時間スロ
ットを注視することに関心がある。従ってテンプレート
発生器332は送信器の時間の関数として駆動される。こ
れを実現するために、粗の遅延カウンタ335と微細な遅
延をプログラムできる遅延線336が採用される。ダウン
カウンタ335は、リード338の制御入力に続いて生じる発
振器216からのパルス出力であるプログラマブル遅延ユ
ニット313の出力、の数をカウントダウンする。発振器3
16からその後受信したディスクリートな数のパルスはダ
ウンカウンタ335に於てバイナリカウントダウンカウン
タ335へロードされる制御310に於て発生される通常のデ
バイスである制御310のリード340上のロードカウンタ34
1からの出力Xによってプログラム可能である。1例と
して、アンテナ200aからの1つの信号の送信の175ナノ
セコンド後に生じる反射(return)を注視することが良
いと仮定する。これを行うためには、発振器216の各パ
ルスが50ナノセコンドの間隔のパルス出力7をカウント
することを意味する数“7"をダウンカウンタ335にロー
ドする。そこでダウンカウンタ335での350ナノセコンド
遅延が達成されるが、遅延ユニット335によって注入さ
れた200ナノセコンドを減じると、送信アンテナ200また
は200aによるバーストの送信の後、150ナノセコンドを
生じているダウンカウンタ335の真の出力を得る。175ナ
ノセコンドの確かなタイミングを獲得するために、付加
的な遅延がプログラマブル遅延線336によって行われ、
そのプログラマブル遅延線は、7カウントが完了される
とダウンカウンタ335の出力によってトリガーされる。
それはリードY上の制御310のロード遅延342によって普
通の仕方でプログラムされ、記載された例では、プログ
ラマブル遅延線336を25ナノセコンドだけそれに供給さ
れた入力パルスを遅延させるようにプログラムされる。
このようにして、送信アンテナ200によって送信された1
75セコンド後に、プログラマブル遅延線336はテンプレ
ート発生器332へパルス出力を供給する。テンプレート
発生器332は、合器330へ、正の半サイクルまたは矩形波
形パルスを、またはディスクリートシーケンスのあるい
は正負の偏荷のパターンを供給するように時間整合され
ている。
混合器330の出力はアナログ積分器350へ与えられる。
テンプレート信号の存在時間に、テンプレート信号と
受信信号と間のディスクリートネットの極性の類似性ま
たは非類似性があるとすると、テンプレート信号の期間
を越えて有効に積分するアナログ積分器350は、ディス
クリート電圧出力を提供する。受信信号がそれに課せら
れたターゲット信号によってバイアスされないならば、
タイムベース上に負の内容(content)と同じくらいに
多くの正の内容を包含することになり、そしてテンプレ
ート信号で乗算された時、積はこの特徴を引継ぎ、そし
て同様に、積分器350も出力には、負の場合と同じ程度
に正の多くのディスクリート積がある。一方ターゲット
信号内容と一緒に、1つの方向または他の方向にバイア
スがあり、そして、1極性のアナログ積分器350により
別のものよりも多い信号出力がある。アナログ積分器35
0の信号出力は増幅器352で増幅され、それから、乗算プ
ロセスと同期して、アナログ積分器350から発するディ
スクリート信号はサンプルホールド354によってディス
クリートにサンプルホールドされる。これらのサンプル
は次に、各サンプルをデイジタル化するA/D変換器356に
与えられ、遅延ユニットによって提供された40マイクロ
セコンドの固定の遅延の後でこのデジタル化を行う。こ
の遅延はサンプルホールドユニット354による処理に必
要な時間を考慮している。いまやディスクリートな、デ
ジタル化された正および負の信号値はデイジタル積分器
362へA/D変換器356から与えられ、デジタル積分器362は
1つの極性または別の極性のネット電圧があるか否かを
決めるためにそれらを合計し、そのような場合に、ター
ゲットが選択レンジにあるということを指示する。多数
の通信、シーケンスで行われるが、そこでは受信の同じ
信号の移行時間が観察され、そして同じ通信の間に出現
する如何なる信号もデジタル積分器362で積分され、そ
してこのようにしてランダムな極性の故に、有効に積分
することができない、周りの非同期化信号、からの信号
の再回復を可能にする。
レーダーユニットからの距離に従って信号反射の時間
または距離位置が、表示されるようにする遅延線336
(そして遅延線358)からの適正な信号によって時間的
に同期化され、デジタル積分器362の出力はディスプレ
イ上に表示される。
第6図と第7図はアンテナ200の側面と正面を図示し
ている。これから明らかなように、アンテナ素子AとB
は密接に隣接したベースを備えた三角形であり、そして
スイッチ225が示されるように素子のベースに密接に接
続されている。例として、そして上記されたように、各
素子のベースはほぼ4−1/2インチでありそして各素子
の高さはほぼ同じであるような1ナノセコンドまたはそ
れ以下で生じる階段電圧変化を持っているインパルスか
ら良質のバースト信号が輻射されるということが見出さ
れている。別の例として、アンテナは、第6a図に示され
るものでも良く、その図では、アンテナ200aは半分にス
ライスされ2−1/4インチのベース長さである。第6,7ま
たは6a図に図示されるアンテナの何れかは各図のどのア
ンテナとしても採用される。
第8図および第9図は、アンテナアセンブリをダイヤ
グラム的に図示しており、ここでは、多数の、例えば16
のセパレートアンテナ素子セットが例えばアンテナ200
として採用され、各々はほぼ3インチの距離離れた金属
反射器200aの前方に離れており、チップからチップのア
ンテナ素子の長さは9インチである。アンテナは絶縁性
のスタンドオフ300bで支持され、そしてスイッチ325
(送信モード)は反射器300aの裏面上にあるトリガー源
によってフィードされ、そしてこのようにしてこの位置
を越えて送信線へ逆流しようとする如何なる空電輻射も
効果的にシールドされる。多重アンテナは一斉に作動さ
れ、即ち、全てのそれらはトリガーされ(送信の場合)
そして(受信の場合に)類似のタイミングで、結合さ
れ、その場合にアンテナは全体としてアンテナアレイま
たは反射器の表面に垂直な一つの感じまたは1つの通路
を呈する。別の例として、ビームステアリング(steeri
ng)が好ましいところでは、結合によるタイミング、ま
たはトリガーデバイス(受信または送信)は変えられ
る。
例えば、受信に関し、1つの段(コラム)のアンテナ
の全ての出力は類似の時点で結合されるが、他の段の出
力は全ての信号の最終的な結合の前に遅延される。遅延
リード長さによって簡単に安定され、一般に、多重効果
はほとんど無制限の結合において達成されうる。
別の例として、アンテナ素子は各素子が反射器を備え
たまたは備えていないで駆動されるエンドーファイヤ形
式に配列されている。第9図と9b図に図示されるように
4つのエンドーファイヤユニットY1,Y2,Y3,そしてY4が
採用されそして共通反射器の前面に位置して配列され
る。別の例としては、反射器が取り除かれ、そして更に
別の例としては、吸収器がバック波を吸収するためのア
レイの裏に置かれている。
第10図は送信スイッチを模式的に図示しており、そこ
では基本なスイッチング素子はアバランシェモード作動
トランジスタ400であり、そのエミッタとコレクタは類
似抵抗402を介してアンテナ200のアンテナ素子AとBへ
接続され、抵抗は、例えば、各25オーム(第6図に示さ
れるアンテナでは、2倍になる)である。アバランシェ
トランジスタのトリガーオン間の時間に、それはトラン
ジスタ400のアバランシェ作動点に一致しているところ
のDC電圧、例えば150V、にチャージされる。チャージは
アンテナ素子AとBへ、類似抵抗404を介してプラスと
マイナス供給端子から行われる。パルストランス408の
一次巻線は、第5図のトリガー回路323からのトリガー
パルスが供給され、そして二次巻線はトランジスタ400
のベースとエミッタ間に接続されている。典型的には、
トリガーパルスの送信線は同軸ケーブル410である。ト
リガーオンされると、トランジスタ400はアンテナ素子
とAとBを短絡しそしてアンテナ200(またはアンテナ2
00a)から信号送信を行う。
第11図は、定電流源を経て、アンテナ素子AとBへチ
ャージ電圧を印加する変更された形を示し、そしてそこ
ではチャージ電圧はキャパシタ409を横切って同軸ケー
ブル412を介して供給され、そのケーブルはまたトラン
ジスタ408へ、前述のように接続されていてトリガー電
圧を供給する。例えば、プラス電圧は、遠隔地から(示
されていない)同軸ケーブル412の内部導体へ供給され
る。この電圧は、次に同軸ケーブルの内部導体からパル
ストランス408と抵抗414、例えば1Kオーム、を介して、
スイッチングトランジスタ400へ印加されるバイアス電
圧(例えば、150V)を立たせる能力のあるトランジスタ
416のコレクタへ結合される。このプラス電圧は220Kオ
ームの、例えば、抵抗418を介してトランジスタ416のベ
ースへ印加される。定電流制御を行う制御回路は、キャ
パシタ422が横切っている、ツェナーダイオード420によ
って形成され、このツェナーダイオード420はそれを横
切って選択された電圧、例えば、7−1/2Vをセットして
いる。この電圧は、それから可変抵抗424を介してトラ
ンジスタ416のエミッタに与えられ、そのベースとエミ
ッタ間に定電圧をセットし、それによってトランジスタ
416のエミッターコレクタ回路を介して流れる、つまり
アンテナへの定電流をセットする。典型的にはそれはト
ランジスタ400によるスイッチディスチャージのほぼ90
%内でアンテナ200上の全電圧チャージを行うようにセ
ットされている。このように調整されたチャージ電圧は
抵抗406を介してアンテナ素子AとBへ与えられる。こ
の場合、チャージ、マッチング、負荷抵抗402は、図示
のように、トランジスタ400とアンテナ素子AとBの間
に直接的に接続されている。
第12図はスイッチとして光応答素子、例えば、光応答
アバランシェトランジスタ424、別例としてはバルク半
導体デバイスまたはダイヤモンドのようなバルク結晶材
料、が採用され、バルク材料を横切ってスイッチング端
子がある。電気的トリガーシステムの代わりに光学ファ
イバー426が、スイッチングを行うために端子間に高い
抵抗から低い抵抗へ急激な変化を提供して光応答材料に
光入力を供給するということを除いて、駆動回路は第10
図に示されるそれに類似している。
第13図は光応答スイッチング素子424例えば光応答ト
ランジスタ、を備えた定電流源を採用しているという点
で、第11と12図の両方に類似している。しかしトリガー
信号をもたらす同軸ケーブルはないので、バイアス電圧
のために他の手段が用意されねばならない。ある応用で
は、プラスとマイナス端子に所望の高い電圧源を提供す
るDC−DC変換器を備えたバッテリーである。
第14と第15図は多重スイッチング素子の採用を図示し
ており、実際に、抵抗402とアンテナ素子AとBに直列
の、コレクタとエミッタが接続された2つのアバランシ
ェモード作動トランジスタが各図に示されてある。図示
のように、トリガートランス454のセパレートトランス
二次巻線がアンバランシェモードトランジスタを個別に
トリガーするために採用される。トランジスタの一次巻
線は第10図に示されるように同軸ケーブルを経て与えら
れる。アンテナ素子AとB(200又は200a)はプラスと
マイナス供給端子からディスチャージの発生の間にチャ
ージされる。第13図は付加的に第10と7図に示される実
施例に対して述べたような定電流源を採用している。実
際に、第9図に示される同軸ケーブルを介して定電流源
を与えるシステムは同様に第14図に示される回路にも採
用できる。
第16図を参照すると、監視の容易さを意図し、そして
特に、移動するターゲット、特に人、の検出のための、
レーダーシステムが図示されている。送信器500は信号
発生器501によって発生される16MHzクロック信号を含ん
でいる。この信号は1MHzの出力信号を提出するために1/
16分周器402へ与えられる。これらの1MHz出力の一つ
は、256カウントを繰り返す8ビットカウンタへ与えら
れる。
1/16分周器502の他の1MHz出力はプログラマブルアナ
ログ遅延ユニット506を通され、そこで各パルスは与え
られたアナログ制御信号に比例した量だけ遅延される。
アナログ遅延ユニット506は、カウンタ504のカウント
の大きさによって制御され、それは、D/Aコンバータ509
によってこのカウントに比例するアナログ電圧へ変換さ
れ、そしてアナログ遅延ユニット506の制御入力へ適用
される。この配列によって、1/16分周器502からの各々
の1MHzパルスはディスクリート量遅延される。このパル
スは次に、例えば受信器510による信号反射の充分な処
理時間を可能にするために、60ナノセコンドだけ各パル
スを遅延するところの固定遅延ユニット508へ与えられ
る。固定遅延ユニット508の出力は、急速な立ち上がり
時間のパルスを提供するトリガー発生器512、例えば、
アバランシェモード作動トランジスタ、に与えられる。
その出力は、第10と11図に図示されるアバランシェモー
ド作動トランジスタである。スイッチ514へ印加され
る。アンテナ200(または200a)は、プラスとマイナス
端子に提供された供給電圧を保持するところのキャパシ
タ507(第11図)から抵抗504を介して直接的にチャージ
される。
受信器510について考察すると、アンテナ200または20
0aと同じアンテナ512は、信号反射を受信しそして混合
器514へそれらを供給する。混合器514はアンテナ512か
らの受信信号を、テンプレート発生器516からの局部的
に発生された信号とで乗算する。テンプレート発生器51
6は、アナログ遅延ユニット506および調整可能遅延ユニ
ット518の遅延鎖回路を経てトリガーされ、その調整遅
延ユニットは、固定遅延508によって達成された遅延と
選定された間隔においてターゲットへのおよびそれから
の経過時間の合計に相当する時間でテンプレート信号の
発生を達成するようにセットされている。混合器514の
出力は、各テンプレート信号の期間にディスクリート積
分する短時間アナログ積分器520へ与えられる。その出
力は、例えばアクティブローパスフィルタであって50ミ
リセコンドの程度で、または、信号送信によって、例え
ば、ほぼ50,000通信までも、積分する長期間積分器522
に与えられる。積分器522の出力は増幅器524で増幅され
そして調整バイパスフィルタ526を介してアラームへ通
される。
この配列によって移動するターゲットに相当するAC信
号のみがフィルタを介して通され、そしてそのフィルタ
はターゲットに対するより低い速度制限を確立するハイ
フィルタ528とターゲットのより高い速度を決定するロ
ーパスフィルタ528と備えている。例えば、ハイパスフ
ィルタ526は0.1フィート/セコンドよりも大きい速度で
ターゲットからの信号を通すようにセットされ、そして
積分器−ローパスフィルタ522は50マイル/時間以下で
移動するターゲットを表す信号を通すようにセットされ
ている。反射信号が両方のフィルターを通過するとする
と、視認可能のアラームが作動される。
第17図は第16図の受信器610のフロントーエンド部分
の変更例を図示している。図示されるように、アンテナ
200の2つの出力があり、1つはセパレート混合器650と
652へ行き、混合器650はテンプレート発生器618からの
出力が直接に与えられ、そして混合器652は0.5ナノセコ
ンド遅延ユニット654によって0.5ナノセコンド遅延され
るテンプレート発生器618からの出力が与えられてい
る。混合器650と652の出力は次に短期間積分器656と658
でそれぞれ別々に積分される。これらの短期間積分器の
各々の出力は別の長期間積分器460と462へ与えられ、そ
の後でそれらの出力は差動増幅器664で結合される。差
動増幅器664の出力はハイパスフィルタ626へ与えられ、
そしてそれから、第16図おいた述べたようなアラーム63
0へ与えられる。別の例としては、単一の長期間積分器
は2つとされ、差動増幅器646の後に置かれる。
この技術によって、幅広い境界の物体、例えば、樹、
そして鋭い境界の物体、例えば、人、の間の実時間の区
別が達成される。従って、ある瞬間に合成反射がディス
クリート信号を提供し、そして後に、例えば、0.5ナノ
セコンド後に、景色内に何の変化もないとすると、その
際は、混合器650と652の出力に一定の差があるであろ
う。しかしながら、人の移動のような変化が生じたとき
に、2つの異なる時刻に生じる信号間に差の変化があ
り、そして差動増幅器564の出力の差となるであろう。
この出力はハイパスフィルタ526(第12図)へ与えら
れ、そしてハイパスフィルタ526とローパスフィルタ528
の要件に合致すると、信号にディスクリートな変化が現
れアラーム530が合図される。
第16図に図示されるシステムによれば、記載の速度の
境界内および作動の範囲内において数百フィートまたは
それ以上、での移動物体があるとき非常に感度よく検出
し識別することができる。例えば、作動において限界で
ないか、望ましくない他の間隔における感度を抜きにし
て、ほぼ1フィートの選択された周囲内における物体の
移動が試験できる。
実際この特徴は誤ったアラームをする従来の技術の基
本的問題を軽減するのでこのシステムの作動は従来シス
テムから区別されるものである。そこでこのシステムは
例えば建物内に配置され、そして侵入者が通過しなけれ
ばならない建物内の円形周囲内の移動を検出するように
され得る。このシステムはビルディングの外での通行人
には感応しない。他方、ビルディングに近付く人を、ま
たは、ビルディングの内外で接近する物体を、検出する
ことが望まれるならば、レンジを関心のある周囲にセッ
トすることのみが必要である。一般に、壁は障壁ではな
い。事実、あるでテストでは、積み重ねられた4フィー
トの厚さの紙が周囲内におかれた。このテストでは、周
囲内でのこの障壁の他側の人の移動が検出された。
記述された作動は単一の周囲を含んでいるが、簡単な
手動のまたは自動の調節によって、異なるレンジでの観
測を行うことができる。レンジは円周とされるか、また
は、指向性のアンテナ(反射器を備えたアンテナ200a)
または八木型アレイによれば、ディスクリートなアーク
(arc)で観測を行うことができる。
第18図は、例えば、半径が20〜30フィートから数千フ
ィートの領域をカバーする指向性作動の出願人のレーダ
ーの応用を図示している。この例では、選定された中央
位置に送信アンテナ、この場合、非方向性として垂直に
指向した、または全方向性のアンテナ700が位置してい
るとされる。そのときその周りに120度で受信アンテナ7
02,704,706が位置している。前に述べたようにアンテ
ナ、例えば200、はトリガースイッチ送信器707によって
パワーされる。単一信号バーストが送信アンテナ200か
ら送信されるとすると、360゜にそして空間へ輻射され
る。ある選定された時刻では上述のように、受信器708,
710、そして711は上述のように、テンプレート信号が与
えられ、その確かな瞬間に受信される信号エコーを受信
器がサンプルするようにしている。このプロセスは増加
的に増大するまたは減少する回数(times)に対して繰
り返され、そして、移動回数のレンジを表す信号がメモ
リユニット712,714、そして716に蓄えられる。そのとき
三角形化した、各受信器に対する移動回数の組合わせの
選択によってメモリユニットから空間の特定の場所を表
す蓄積された信号を選択することが可能である。
監視の目的で、あるスキャンと後のスキャンから導か
れた信号の結果は、デジタル的に差し引かれ、そして単
位レンジ内のある点での物体が新しい場所に移動する
と、そのときスキャン情報に差が生じる。このことは何
かが領域に入ったことを知らせることになる。
このプロセスは、リード・ライトコントロール718に
よって制御され、リード・ライトコントロール718はメ
モリユニット712,714および716を制御する。メモリユニ
ットは比較器720を制御し、比較器720は、メモリユニッ
ト712,714および716から選択値X,Y,およびZを受け取り
引き算する。オシロスコープのような、ディスプレイ72
2は、レーダー位置に関して物体の変化の相対的な位置
を表示するために採用される。
第19図は出願人の発明のレーダーシステムへの応用を
図示し、この場合一つの送信アンテナ、例えば観測の方
向に関してディスクリートな平面位置にるアンテナ20
0、第一の平面に平行な平面に3つアンテナおよび第3
の平面内に位置している第4の受信アンテナ、からな
る。そこで、ターゲットで反射された送信アンテナ404
からの輻射は、、通路長の差によって、時間的に変化す
る4つの受信アンテナによって受信される。
厳密にインチで決定することができる出願人のシステ
ムの独特の特性の故に、反射から極めて詳細に決定する
ことができる。
送信するアンテナは804へ信号バーストを供給する送
信器、例えば200、による送信を、制御800は指令する。
信号の反射はアンテナ806,808,810によって受信され、
そしてそれらのアンテナは、例えば、視界の方向にほぼ
垂直な平面に位置し、送信アンテナ804が位置している
平面から離れている。第4の受信アンテナは視界の方向
に垂直である第3の平面にありそして他の受信アンテナ
が位置している平面から離れた平面にある。
これによって、空間内にターゲットを三角形化によっ
て位置づけるための手段が提供され、そして3次元情報
が表示できる充分な信号情報が導かれる。
受信器812,814,816、そして818からの受信信号は、信
号処理器と比較器とに別々に供給され、それは受信した
全てのサンプルをその受信時刻に従って蓄積するための
メモリを含んでいる。このデータから、適切な比較によ
って位置情報を、またサイズおよび反射性のようなター
ゲット特性を計算することができる。以上の記載からし
て、出願人があらゆる形式の通信が可能な完全なインパ
ルスレーダーシステムを提供したいということが理解さ
れるべきである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) G01S 7/00 - 7/42 G01S 13/00 - 13/95 H04B 14/02

Claims (21)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】以下の構成要素からなる時間領域通信シス
    テム: 少なくとも1つのダイポールアンテナを含み、このダイ
    ポールアンテナは、AC無搬送バースト信号を受信しかつ
    伝達するものであり、このダイポールアンテナ信号は、
    2次元的に見た場合、ベースは平行な、三角形状の電気
    的に分離した1対の素子からなっている、広帯域アンテ
    ナ手段: 次のものよりなる無線送信手段: 時間的に間隔をおいた一連のパルスを発生するための手
    段; D.C電源、および パルス発生手段に応答し、そしてD.C電源に結合される
    と共に広帯域アンテナ手段の少なくとも一つのダイポー
    ルを横切るよう連結されていて、その少なくとも一つの
    ダイポールに対し出力および非出力の状態間に出力をス
    イッチングし、それによって、1連のパルスを発生し、
    AC無搬送バースト信号を空間に伝達するスイッチング手
    段; 次のものよりなる無線受信手段: 広帯域アンテナ手段に結合されていて前記のAC無搬送バ
    ースト信号を受け取る信号受信手段; 前記受信信号に対して、時間−極性の等質性を有するテ
    ンプレート信号を発生するためのテンプレート信号発生
    手段; テンプレート信号と受信信号とを関連づけしそして結果
    信号を提供するための信号混合手段; 多数の結果信号の選択された積分関数である積分信号を
    用意するため、1連の前記結果信号に応答する積分手
    段; 前記受信信号およびテンプレート信号の関連を示す出力
    を用意するため、前記積分信号に応答する出力手段; 前記の三角形状要素を、ベースは隣接させるものの導電
    的には分離するよう収束させる装置;
  2. 【請求項2】請求の範囲1に記載のシステムであって、
    該信号受信手段は、素子のベースが平行で隣接してい
    る、一対の概略三角形状の素子から成るモノサイクル受
    信アンテナを含むシステム。
  3. 【請求項3】請求の範囲1に記載のシステムであって、
    該スイッチング手段は、アンテナスイッチングインピー
    ダンスを含み、そして該スイッチング手段は、該アンテ
    ナ素子を横切って直接に結合されているシステム。
  4. 【請求項4】請求の範囲1に記載のシステムであって、
    該スイッチング手段は少なくとも一つの光導通スイッチ
    を含むシステム。
  5. 【請求項5】請求の範囲1に記載のシステムであって、
    前記素子は、共通平面内にある請求項1のシステム。
  6. 【請求項6】請求の範囲1に記載のシステムであって、
    該等質信号発生手段は該パルス発生手段の該パルス列に
    応答するシステム。
  7. 【請求項7】請求の範囲1に記載のシステムであって、
    該等質信号発生手段は、該AC無搬送バースト信号の該送
    信の発生後の選定された時間に該テンプレート信号を提
    供するために、該AC無搬送バースト信号の送信の発生の
    時間に応答する手段を有し、そして該出力手段は、テン
    プレート信号の存在の時間に相当する有限の受信信号の
    存在を指示するための手段を有するシステム。
  8. 【請求項8】請求の範囲7に記載のシステムであって、
    該スイッチング手段は該送信アンテナに隣接して位置し
    ているシステム。
  9. 【請求項9】請求の範囲7に記載のシステムであって、
    更に以下の手段: 選択された範囲の周波数に応答する信号出力を提供する
    ために該積分手段に応答する帯域フィルタ;そして 該出力手段は選択された範囲の速度内でそして選択され
    た範囲で移動するターゲットの存在を指示するために該
    帯域フィルタ手段の該出力に応答する帯域フィルタ手
    段; を有するシステム。
  10. 【請求項10】請求の範囲1に記載のシステムであっ
    て、該スイッチング手段は、 通常は高抵抗で、光応答で低抵抗となる材料の層、 該送信アンテナの該ベースの上に結合された一対の離れ
    た電極、 該電極間で非導通状態から導通状態へ該材料が転移する
    ような特性の材料の該層へ光の離散的な増加を印加する
    ために、該パルス発生手段に応答する光源から成るトリ
    ガー手段、 を含むシステム。
  11. 【請求項11】請求の範囲10に記載のシステムであっ
    て、 該スイッチング手段は該送信アンテナの該ベースに隣接
    して位置しており:そして 該システムは該トリガー手段から該スイッチング手段の
    該材料へ光を結合するための光チューブ手段を含むシス
    テム。
  12. 【請求項12】請求の範囲10に記載のシステムであっ
    て、該材料がダイヤモンドであるシステム。
  13. 【請求項13】請求の範囲1に記載のシステムであっ
    て、該パルス発生手段は、 再発生電気的パルスを提供するためのパルス手段; 一連の時間間隔パルスを提供するために該パルス手段と
    情報信号の該源とに応答しそして少なくとも各パルスの
    離散した端部領域は該情報信号の関数として時間位置が
    可変である変調手段; を有するシステム。
  14. 【請求項14】請求の範囲13に記載のシステムであっ
    て、該パルス発生手段によって発生された該パルスは時
    間間隔が不規則であるシステム。
  15. 【請求項15】請求の範囲14に記載のシステムであっ
    て、該パルスの間隔は不規則に離れた時間間隔であるシ
    ステム。
  16. 【請求項16】請求の範囲13に記載のシステムであっ
    て、そこでは、該等質信号発生手段は、該受信信号の受
    信の平均率で繰り返されるテンプレート信号を提供する
    ために受信信号に応答する手段を有し、そして該出力手
    段は、観測できる場合には、該情報信号を指示するため
    の感覚的に観測できる手段から成るシステム。
  17. 【請求項17】請求の範囲16に記載のシステムであっ
    て、該出力手段は、可聴音の再生器から成るシステム。
  18. 【請求項18】次のものよりなる時間−領域通信システ
    ム: 電磁気信号を送信しそして受信するための少なくとも一
    つのダイポールアンテナを含み、そして少なくとも一つ
    のダイポールアンテナは、平面で観察したときには、一
    対の概略三角形状であり、そしてその1対のベースは平
    行で隣接している、モノサイクルアンテナを有する広帯
    域アンテナ手段; 以下の手段を有する無線送信器; 一連の時間間隔パルスを発生するためのパルス 発生手段、 DC電源、 パルス発生手段に応答しDC電源に結合されそして該送信
    アンテナへの出力印加の状態と出力非印加の状態とに出
    力をスイッチングするために該広帯域スイッチング手段
    のダイポールを横切って接続されそしてそれによって1
    連のA.C.無搬送バーストパルスを発生させ、それらを自
    由空間へ送信するスイッチング手段、 以下の手段を有する無線受信手段; 空間に存在する該AC無搬送バースト信号から由来する信
    号、受信信号を、受信するために該広帯域アンテナへ結
    合された信号受信手段、 該受信信号について時間−極性等質性を有するテンプレ
    ート信号を提供するための等質信号発生手段、 該テンプレート信号と受信信号とを乗算しそして積信号
    を提供するための信号混合手段、そして 該積信号の積分の選定された関数である積分信号を提供
    するために該積信号に応答する積分手段、 該受信信号と該テンプレート信号の相関を指示する出力
    を提供するために該積分信号に応答する出力手段、 少なくとも該スイッチング手段と該無線受信手段の群の
    一つは該モノサイクルアンテナに結合されていること
  19. 【請求項19】請求の範囲18に記載のシステムであっ
    て、該パルス発生手段は所望のパターンで時間的に不規
    則に離れた該パルスを発生するための手段を含んでいる
    システム。
  20. 【請求項20】請求の範囲18に記載のシステムであっ
    て、該パルス発生手段は情報信号の関数としての時間的
    に離れた信号を発生するための変調手段を含んでいるシ
    ステム。
  21. 【請求項21】請求の範囲18に記載のシステムであっ
    て、前記要素は平面状であって、そして一つの共通平面
    内にあるシステム。
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