JP2799533B2 - Spread spectrum communication system - Google Patents
Spread spectrum communication systemInfo
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Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散スペクトル拡
散通信方式の改良に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an improvement in a direct spread spectrum spread communication system.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
(AM、FM、BPSK等)を用いた通信が一般に実用
されている。これらは、受信機における復調を比較的小
型の回路で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音には
弱いという欠点も有している。2. Description of the Related Art In conventional data communication, communication using a narrow band modulation system (AM, FM, BPSK, etc.) is generally used. These can realize demodulation in a receiver with a relatively small circuit, but also have a disadvantage that they are weak against multipath and narrow band noise.
【0003】これに対して、スペクトル拡散通信方式
は、送信機側では、データのスペクトルを拡散コードに
よって拡散し、受信機側では、該拡散コードで時間同期
をとることにより、マルチパスおよび狭帯域雑音の影響
を軽減するという特徴を有し、重要な技術として注目さ
れている。[0003] On the other hand, in the spread spectrum communication system, the transmitter side spreads the spectrum of data by a spread code, and the receiver side synchronizes the time with the spread code to obtain multipath and narrowband. It has the feature of reducing the effect of noise, and is attracting attention as an important technology.
【0004】スペクトル拡散の手法には、直接拡散、周
波数ホッピング、時間ホッピングおよびこれらのうちの
いくつかを組合せたハイブリッド方式等があり、この中
で、直接拡散方式はデータ速度よりかなりはやいチップ
速度をもつ拡散コードとデータとをかけわあせることに
より、スペクトルを拡散する方法で、回路的にも他の手
法に比べて容易に実現でき、また、拡散コードの区別に
より、同帯域での多重通信が可能となる。このような多
重方式をCDMA(Code Division Multiple Access:コ
ード分割多元接続)、またはSSMA(Spread Spectru
m Multiple Access:スペクトル拡散多元接続)と呼ぶ。[0004] Spread spectrum techniques include direct spreading, frequency hopping, time hopping, and hybrid schemes combining some of them, among which direct spread schemes provide a chip rate much faster than the data rate. A method of spreading the spectrum by exchanging the spread code and the data with each other, which can be easily realized in terms of circuits as compared with other methods, and multiplex communication in the same band can be realized by distinguishing the spread code. It becomes possible. Such a multiplexing method is referred to as CDMA (Code Division Multiple Access) or SSMA (Spread Spectrum).
m Multiple Access: Spread Spectrum Multiple Access).
【0005】直接拡散方式をもちいたスペクトル拡散通
信システムの概略のブロック図を図7(a)および
(b)に示す。(a)は送信系に関するものであり、
(b)は受信系に関するものである。FIGS. 7A and 7B are schematic block diagrams of a spread spectrum communication system using the direct spread system. (A) relates to the transmission system,
(B) relates to the receiving system.
【0006】送信機側では、図7(a)に示すように、
a(t)なる情報57を情報変調部58で変調を行なう
ことで、b(t)という信号にし、次に、拡散変調部
(乗算器)59により、拡散コード(PN)発生器60
で発生させたc(t)なる拡散コードを乗算する。拡散
コード発生器60は、基準クロック発振器61のクロッ
クにより駆動される。ここで、データa(t)のデータ
速度に比べて、拡散コードc(t)のチップ速度は非常
に速いので、乗算出力信号s(t)はb(t)に比べて
スペクトル帯域は拡散される。この拡散された乗算出力
信号s(t)は、周波数変換部62によりRF帯に変換
され、電力増幅部63により増幅されアンテナ64から
送信される。On the transmitter side, as shown in FIG.
The information 57 as a (t) is modulated by the information modulator 58 to generate a signal b (t), and then a spreading code (PN) generator 60 by a spreading modulator (multiplier) 59.
Is multiplied by the spreading code c (t) generated in. The spreading code generator 60 is driven by the clock of the reference clock oscillator 61. Here, since the chip rate of the spread code c (t) is very high compared to the data rate of the data a (t), the spectrum band of the multiplied output signal s (t) is spread compared to b (t). You. The spread multiplied output signal s (t) is converted to an RF band by the frequency converter 62, amplified by the power amplifier 63, and transmitted from the antenna 64.
【0007】受信機側では、図7(b)に示すように、
アンテナ65により受信された信号は、RF増幅部66
により増幅され、周波数変換部67により中間周波数に
変換される。中間周波数に変換された信号s(t)は、
拡散復調部(乗算器)68により、拡散コード(PN)
発生器69で発生された送信機側c(t)と同じ系列を
持つ拡散コードc(t)と乗算される。ここで拡散コー
ド発生器69で発生する拡散コードは、拡散復調部(乗
算器)68に入力される受信信号に含まれる拡散コード
と時間的に同期している必要がある。このために、ルー
プ構造をもつような時間弁別制御回路70が用意されて
おり、拡散コード発生器69とともに同期部Sを構成し
ている。拡散復調部68で拡散コードが除去されること
により、拡散復調器68の出力b(t)は、データのみ
で変調された狭帯域信号に戻る。これを情報復調部71
に通すことにより、a(t)なる情報72を得ることが
できる。On the receiver side, as shown in FIG.
The signal received by the antenna 65 is transmitted to the RF amplifier 66
, And converted to an intermediate frequency by the frequency conversion unit 67. The signal s (t) converted to the intermediate frequency is
A spreading code (PN) is generated by a spreading demodulation unit (multiplier) 68.
It is multiplied by a spreading code c (t) having the same sequence as the transmitter side c (t) generated by the generator 69. Here, the spread code generated by the spread code generator 69 needs to be temporally synchronized with the spread code included in the received signal input to the spread demodulation unit (multiplier) 68. For this purpose, a time discrimination control circuit 70 having a loop structure is prepared, and constitutes a synchronization unit S together with the spread code generator 69. When the spreading code is removed by the spreading demodulation unit 68, the output b (t) of the spreading demodulator 68 returns to a narrow band signal modulated only by data. The information demodulation unit 71
, The information 72 of a (t) can be obtained.
【0008】受信機側の拡散復調部68で時間同期をと
ることで、時間的に遅れてくるマルチパスの影響は軽減
でき、また、ここで、受信信号に拡散コード発生器69
で生成した拡散コードを乗算することにより、受信アン
テナに入力した狭帯域雑音は拡散され、この影響も軽減
される。[0008] The spread demodulation unit 68 on the receiver side synchronizes the time, so that the influence of multipath which is delayed in time can be reduced, and the spread code generator 69 is added to the received signal.
By multiplying by the spreading code generated in step (1), the narrow-band noise input to the receiving antenna is spread, and this effect is reduced.
【0009】このようにスペクトルを拡散することによ
り、広い帯域幅で通信が行なわれることになり、マルチ
パスや狭帯域通信に対して強くなり、より効果的な通信
を行なうことが可能となる。[0009] By spreading the spectrum in this manner, communication is performed in a wide bandwidth, so that the communication is strengthened against multipath and narrowband communication, and more effective communication can be performed.
【0010】スペクトル拡散通信方式および図7に関し
ては、科学技術出版社発行の「スペクトル拡散通信シス
テム」p10〜p16に詳しく述べられている。[0010] The spread spectrum communication system and FIG. 7 are described in detail in "Spread Spectrum Communication Systems", p10 to p16, published by Science and Technology Publishing Company.
【0011】[0011]
【発明が解決しようとする課題】直接拡散スペクトル拡
散通信方式では、前述のように従来の狭帯域通信に比
べ、マルチパスや狭帯域雑音に強いが、その反面、スペ
クトル拡散および逆拡散する回路が必要となり、また、
これに使用される同期部の回路は一般的にループ構造を
もつことから、狭帯域通信用受信機に比べ回路が大型で
複雑となる。As described above, the direct spread spectrum spread communication system is more resistant to multipath and narrow band noise than the conventional narrow band communication, but on the other hand, a circuit for spread spectrum and despread is required. Required, and
The circuit of the synchronizing unit used for this generally has a loop structure, so that the circuit is larger and more complicated than a narrow band communication receiver.
【0012】また、拡散コードの同期を確認する手法と
して、受信した信号の拡散コードと受信機内で生成した
拡散コードを乗算し、その結果を積分することにより、
その積分結果があるレベルになるかどうかで逆拡散が行
なわれる。つまり、同期を確認するには、積分時間によ
って違いはあるが、ある程度の時間を必要とする。これ
は、たとえば、積分時間をt秒(s)、コード長nチッ
プとし、1/2チップずつずらして同期を確認しようと
する場合、最大2n×t(s)の時間が必要となる。As a method of confirming the synchronization of the spread code, a spread code of a received signal is multiplied by a spread code generated in a receiver, and the result is integrated.
Despreading is performed depending on whether the integration result reaches a certain level. In other words, it takes a certain amount of time to confirm synchronization, although there is a difference depending on the integration time. For example, if the integration time is t seconds (s) and the code length is n chips, and synchronization is to be confirmed by shifting by 1/2 chip, a maximum time of 2n × t (s) is required.
【0013】[0013]
【課題を解決するための手段】本発明の通信方式におい
ては、拡散コードとデータを乗じた信号を変調信号とし
搬送波をBPSK変調した変調波と、該拡散コードのみ
を変調信号とし前記搬送波をBPSK変調した変調波を
前記変調波に対して該拡散コード1チップ以上の時間遅
延した信号とを、複合する手段を有する送信機と、送信
側の遅延時間と同じ遅延量を有する遅延部を有し、遅延
部を経由した受信信号と遅延部を経由しない受信信号と
を乗算し逆拡散する手段を有する受信機と、により構成
した。また、拡散コード繰返し周期を、送信しようとす
るデータの体系の2倍以上とした。さらに、送信するデ
ータにリファレンス信号を付加するようにした。また、
周波数ホッピングを併用する。In a communication system according to the present invention, a signal obtained by multiplying a spread code and data is used as a modulation signal and a carrier wave is BPSK-modulated, and only the spread code is used as a modulation signal and the carrier wave is used as a BPSK signal. A transmitter having means for combining the modulated wave with a signal obtained by delaying the modulated wave by at least one chip of the spreading code, and a delay unit having a delay amount equal to the delay time on the transmission side; And a receiver having means for despreading by multiplying the received signal passing through the delay unit and the received signal not passing through the delay unit. Further, the spreading code repetition period is set to be at least twice the system of the data to be transmitted. Further, a reference signal is added to data to be transmitted. Also,
Use frequency hopping together.
【0014】[0014]
【作用】本発明によれば、送信機側では、拡散コード
(1か−1のどちらかの値をとる)とデータで変調され
た信号と、該拡散コードのみで変調され前記の信号に対
して任意の時間(拡散コード1チップ以上)遅延させた
信号とを複合して送信し、受信機側では、送信機側と同
じ遅延量を有する遅延回路を設け、遅延回路を経由した
受信信号と遅延回路を経由しない受信信号とを乗算する
ことにより、逆拡散することができる。According to the present invention, on the transmitter side, a signal modulated with a spreading code (which takes a value of either 1 or -1) and data, and a signal modulated with only the spreading code and the signal are used. And a signal delayed by an arbitrary time (one chip or more of the spreading code) is transmitted, and a delay circuit having the same delay amount as that of the transmitter is provided on the receiver side. Despreading can be performed by multiplying a received signal that does not pass through a delay circuit.
【0015】[0015]
【実施例】図1(a)および(b)は本発明の一実施例
のブロック図である。(a)は送信系を示し(b)は受
信系を示す。1A and 1B are block diagrams of an embodiment of the present invention. (A) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
【0016】図1(a)により送信系について説明す
る。情報1をd(t)とし、これは、1,−1で表され
たディジタル信号とする。基準クロック発振器4からの
クロックによりPN発生器3で拡散コード信号p(t)
を発生する。信号p(t)は2経路に分けられ一方は乗
算器2に送られる。信号p(t)のビットレートは、d
(t)に比べかなり速くされる。乗算器2によって、信
号d(t)と信号p(t)が掛け合わされる。ここで、
p(t)も1,−1を擬似ランダムにとる符号であり、
これによりスペクトルは、データのみの場合と比較して
(p(t)のチップレート)/(データのビットレー
ト)倍の幅に拡散されたことになる。この乗算器2の出
力d(t)・p(t)は、BPSK変調部5によってB
PSK変調され、d(t)・p(t)・cos ωi tとな
る。ここで、ωi はローカル周波数で、d(t)・p
(t)は1,−1のどちらかをとる。The transmission system will be described with reference to FIG. Let information 1 be d (t), which is a digital signal represented by 1, -1. The spread code signal p (t) is output from the PN generator 3 by the clock from the reference clock oscillator 4.
Occurs. The signal p (t) is split into two paths, one of which is sent to the multiplier 2. The bit rate of the signal p (t) is d
It is much faster than (t). The multiplier 2 multiplies the signal d (t) by the signal p (t). here,
p (t) is also a code that takes 1, -1 in a pseudo-random manner,
As a result, the spectrum is spread to a width of (p (t) chip rate) / (data bit rate) times as compared with the case of only data. The output d (t) · p (t) of the multiplier 2 is converted by the BPSK modulator 5 into B
PSK modulation is performed to obtain d (t) · p (t) · cos ω i t. Where ω i is the local frequency and d (t) · p
(T) takes one of 1 and -1.
【0017】また、信号p(t)は、以下のように他方
の経路を通る。BPSK変調部6を通り、p(t)・co
s ωi tとなり、この後遅延部8を通り、p(t−τ)
cosωi (t−τ)となる。ここで、τは遅延時間で拡
散コード1チップ以上の時間とする。これら2経路の出
力信号は合波器7によって合波され、 {d(t)・p(t)・cos ωi +p(t-τ)・cos ωi (t-τ)} となる。これをA(t)と置く。この信号A(t)は、
周波数変換部9によりRF帯に周波数変換されB(t)
となる。この信号B(t)は、電力増幅部10により増
幅されて、アンテナ11から送信される。The signal p (t) passes through the other path as follows. After passing through the BPSK modulator 6, p (t) · co
s ω i t, and then passes through the delay unit 8 and p (t−τ)
cosω i (t−τ). Here, τ is a delay time and is a time equal to or longer than one chip of the spreading code. The output signals of these two paths are multiplexed by the multiplexer 7 to be {d (t) · p (t) · cos ω i + p (t−τ) · cos ω i (t−τ)}. This is designated as A (t). This signal A (t) is
The frequency is converted to the RF band by the frequency converter 9 and B (t)
Becomes This signal B (t) is amplified by the power amplifier 10 and transmitted from the antenna 11.
【0018】受信機側では図1(b)に示されるよう
に、アンテナ12により受信された信号が、RF増幅部
13で増幅され、周波数変換部14で中間周波数帯に周
波数変換される。この信号は、分配器15によって2経
路に分配される。送受信機間の伝搬時間をΔtとする
と、一方はA(t−Δt)として乗算器17に入力さ
れ、他方は送信機側に置かれた遅延部8と同じ遅延時間
τを持つ遅延部16を経由してA(t−τ−Δt)とな
り、乗算器17に入力される。ここで、A(t−Δt)
は、 {d(t-Δt)・p(t-Δt)・cos ωi(t-Δt)+p(t-Δt-τ)・cos ωi(t-Δt-τ) } を表わし、A(t−Δt−τ)は、 {d(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) +p(t- Δt-2τ)・cos ωi (t-Δt-2τ)} を表わすから、乗算器17による出力は、ωi の倍周波
数成分を除けば、 {d(t-Δt)・d(t-Δt-τ)・p(t-Δt)・p(t-Δt-τ)・cos ωi τ +d(t-Δt)・p(t-Δt)・p(t-Δt-2τ)・cos2ωi τ +d(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos0 +p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-2τ)・cos ωi τ} と4項の和で示される。しかし、拡散コード項p(t)
に着目すると、同期がとれている第3項の {d(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos0} 以外は、τ以上のずれがあるので、スペクトルは拡散さ
れたままとなり、データ成分d(t)が取出せる。On the receiver side, as shown in FIG. 1B, the signal received by the antenna 12 is amplified by the RF amplifier 13 and frequency-converted by the frequency converter 14 to an intermediate frequency band. This signal is split by the splitter 15 into two paths. Assuming that the propagation time between the transmitter and the receiver is Δt, one is input to the multiplier 17 as A (t−Δt), and the other is a delay unit 16 having the same delay time τ as the delay unit 8 placed on the transmitter side. A (t−τ−Δt) is input to the multiplier 17. Here, A (t−Δt)
Represents {d (t−Δt) · p (t−Δt) · cos ω i (t−Δt) + p (t−Δt−τ) · cos ω i (t−Δt−τ) 、 (T−Δt−τ) is {d (t−Δt−τ) · p (t−Δt−τ) · cos ω i (t−Δt−τ) + p (t−Δt−2τ) · cos ω since it represents the i (t-Δt-2τ) }, output by the multiplier 17, except double frequency components of ω i, {d (t- Δt) · d (t-Δt-τ) · p (t -Δt) ・ p (t-Δt-τ) ・ cos ω i τ + d (t-Δt) ・ p (t-Δt) ・ p (t-Δt-2τ) ・ cos2ω i τ + d (t-Δt -τ) ・ p (t-Δt-τ) ・ p (t-Δt-τ) ・ cos0 + p (t-Δt-τ) ・ p (t-Δt-2τ) ・ cos ω i τ} and 4 terms It is shown by the sum of However, the spreading code term p (t)
Focusing on, except for the synchronized third term {d (t-Δt-τ) · p (t-Δt-τ) · p (t-Δt-τ) · cos0} , The spectrum remains spread and the data component d (t) can be extracted.
【0019】このように前述の実施例により、送信機か
ら複合波を送信することで、受信機側で容易に逆拡散で
きる。また、同期に関しても電源スイッチを入れたとほ
ぼ同時に同期するので、同期に必要な時間は、ほぼ0と
なる。そして、送信機側で搬送波の位相も遅延させてい
るので、受信機側の乗算器17の出力では、搬送波も除
去され、情報復調はより容易となっている。As described above, according to the above-described embodiment, by transmitting a composite wave from the transmitter, despreading can be easily performed on the receiver side. In addition, the synchronization is performed almost simultaneously when the power switch is turned on, so that the time required for the synchronization is almost zero. Since the phase of the carrier is also delayed on the transmitter side, the carrier is also removed from the output of the multiplier 17 on the receiver side, and information demodulation becomes easier.
【0020】図2(a)および(b)は第2の実施例の
ブロック図である。(a)は送信系を示し、(b)は受
信系を示す。これは、情報変調がアナログ変調で行なわ
れている例である。図1と異なるところは、情報がアナ
ログ情報であり情報変調部20がアナログ変調であるこ
とと、図1のBPSK変調部5をAM変調部22に変更
したことである。FIGS. 2A and 2B are block diagrams of the second embodiment. (A) shows a transmission system, and (b) shows a reception system. This is an example in which information modulation is performed by analog modulation. The difference from FIG. 1 is that the information is analog information, the information modulator 20 is analog modulation, and the BPSK modulator 5 in FIG.
【0021】図2(a)において、情報19のアナログ
信号a1 (t)は、情報変調部20によりアナログ変調
がなされ信号A1 (t)となる。これはAM,FMまた
はPMなど、どの変調でもかまわない。ここで変調され
た信号A1 (t)は乗算器21において、PN発生器2
3によって作られた拡散コード信号p(t)と乗算さ
れ、A1 (t)・p(t)となる。ここで信号p(t)
は1か−1のどちらかの値をとる。この後AM変調部2
2でAM変調され、A1 (t)・p(t)・cosωi t
となり、合波器25に入力される。In FIG. 2A, the analog signal a 1 (t) of the information 19 is subjected to analog modulation by the information modulator 20 to become a signal A 1 (t). This can be any modulation, such as AM, FM or PM. The signal A 1 (t) modulated here is output from the multiplier 21 to the PN generator 2.
3 is multiplied by the spread code signal p (t), and A 1 (t) · p (t) is obtained. Where the signal p (t)
Takes a value of either 1 or -1. After this, the AM modulator 2
2 In the AM modulation, A 1 (t) · p (t) · cosω i t
And input to the multiplexer 25.
【0022】また、基準クロック発振器24で駆動され
るPN発生器23で作られた拡散コード信号p(t)
は、BPSK変調部26により、BPSK変調され、p
(t)・ cos ωi tとなり、これを遅延部27に通すこ
とで、遅延時間をτとすると、p(t−τ)・ cos ωi
(t−τ)となる。The spread code signal p (t) generated by the PN generator 23 driven by the reference clock oscillator 24
Is BPSK-modulated by the BPSK modulator 26, and p
(T) · cos ω i t, which is passed through the delay unit 27, where p (t−τ) · cos ω i where τ is the delay time
(T−τ).
【0023】これら2つの信号は、合波器25によって
複合され、C(t)となる。ここでC(t)は、 {p(t)・A1 (t)・cos ωi t+p(t-τ)・cos ωi (t-τ)} である。これを周波数変換部28によってRF帯に周波
数変換し、D(t)とし、電力増幅部29によって増幅
し、アンテナ30から送信する。These two signals are combined by the multiplexer 25 and become C (t). Here, C (t) is {p (t) · A 1 (t) · cos ω i t + p (t−τ) · cos ω i (t−τ)}. This is frequency-converted into an RF band by a frequency conversion unit 28, is converted into D (t), is amplified by a power amplification unit 29, and is transmitted from an antenna 30.
【0024】受信機側では、図2(b)に示すように、
複合された信号はアンテナ31で受信され、RF力増幅
部32で増幅され、周波数変換部33でIF帯に周波数
変換される。この後分配器34によって2経路に分波さ
れ、一方はそのまま乗算器35に入力され、他方は遅延
部36を通り、送信機側の遅延部27と同じ遅延量で遅
延されて、乗算器35に入力される。ここで、分配器3
4の出力は、送受信機間の伝搬時間をΔtとすると、C
(t−Δt)であり、これは {p(t-Δt)・A1 (t-Δt)・cos ωi (t-Δt) +p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) を示す。また、遅延部36の出力C(t−Δt−τ)
は、 {p(t-Δt-τ)・A1 (t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) +p(t-Δt-2τ)・cos ωi (t-Δt-2τ)} を示す。よって、乗算器35の出力は、搬送波の2倍成
分を除去すれば4項で表わされ、前述の第1の実施例と
同様に、拡散コードが同期している、 {p(t-Δt)・p(t-Δt-τ)・A1 (t-Δt-τ)・cos0} 以外はレベルが低くなり、出力は、A1 (t−Δt−
τ)となる。これを情報復調部37に通すことで情報3
8を得られる。On the receiver side, as shown in FIG.
The combined signal is received by the antenna 31, amplified by the RF force amplifier 32, and frequency-converted to the IF band by the frequency converter 33. Thereafter, the signal is split into two paths by a divider 34, one of which is directly input to a multiplier 35, and the other is passed through a delay unit 36 and delayed by the same delay amount as the delay unit 27 on the transmitter side. Is input to Here, the distributor 3
4 is Ct, where the propagation time between the transmitter and the receiver is Δt.
(T−Δt), which is {p (t−Δt) · A 1 (t−Δt) · cos ω i (t−Δt) + p (t−Δt−τ) · cos ω i (t− Δt-τ). Also, the output C (t−Δt−τ) of the delay unit 36
Is {p (t-Δt-τ) ・ A 1 (t-Δt-τ) ・ cos ω i (t-Δt-τ) + p (t-Δt-2τ) ・ cos ω i (t-Δt- 2τ)}. Therefore, the output of the multiplier 35 is expressed by the four terms if the double component of the carrier is removed, and the spreading code is synchronized, as in the first embodiment, {p (t−Δt) ) · P (t−Δt−τ) · A 1 (t−Δt−τ) · cos0} The level is low, and the output is A 1 (t−Δt−
τ). By passing this through the information demodulation unit 37, the information 3
8 is obtained.
【0025】この手法を用いることにより、FM,A
M,PMなどを用いた信号も、上述のような簡単なスペ
クトル拡散通信回路を付加することで、マルチパスや狭
帯域雑音に強いシステムを得ることができる。By using this method, FM, A
For signals using M, PM, etc., a system resistant to multipath and narrow-band noise can be obtained by adding the above simple spread spectrum communication circuit.
【0026】図3(a)および(b)は第3の実施例の
ブロック図である。同図(a)は送信系を示し(b)は
受信系を示す。これはアナログ信号(音声信号等)をそ
のままスペクトル拡散する場合を考えたものである。FIGS. 3A and 3B are block diagrams of the third embodiment. FIG. 1A shows a transmission system, and FIG. 1B shows a reception system. This is for a case where an analog signal (such as an audio signal) is spread as it is.
【0027】図3(a)において、情報39はアナログ
信号であり、これをa2 (t)と置く。これは、基準ク
ロック発振器45で駆動されるPN発生器41で作られ
た拡散コード信号p(t)と、乗算器40で乗算されa
2 (t)・p(t)となり、AM変調部42によりAM
変調される。この信号をA2 (t)とする。また、PN
発生器41で作られた拡散コード信号p(t)は、同様
にAM変調部43でAM変調され(ここではBPSK変
調と等価)、信号B1 (t)すなわち、p(t)・cos
ωi tとなり、実施例1および2と同様に遅延部45に
よりτだけ遅延され、信号B1 (t−τ)すなわち、p
(t−τ)・ cos ωi (t−τ)となる。この2つの信
号は合波器44で合波される。この信号をC1 (t)と
する。この後、実施例1および2と同様に、周波数変換
部47によってRF帯に変換され、D1 (t)となり、
電力増幅部48によって増幅されアンテナ49から送信
される。In FIG. 3A, information 39 is an analog signal, which is referred to as a 2 (t). This is multiplied by the spreading code signal p (t) generated by the PN generator 41 driven by the reference clock oscillator 45 by the multiplier 40 and a
2 (t) · p (t), and the AM
Modulated. This signal is defined as A 2 (t). Also, PN
Similarly, the spread code signal p (t) generated by the generator 41 is AM-modulated by the AM modulator 43 (equivalent to BPSK modulation here), and the signal B 1 (t), that is, p (t) · cos
ω i t, and is delayed by τ by the delay unit 45 as in the first and second embodiments, and the signal B 1 (t−τ), that is, p
(T−τ) · cosω i (t−τ). The two signals are multiplexed by the multiplexer 44. This signal is defined as C 1 (t). Then, as in the first and second embodiments, the frequency is converted into the RF band by the frequency conversion unit 47, and D 1 (t) is obtained.
The signal is amplified by the power amplifier 48 and transmitted from the antenna 49.
【0028】受信機側では図3(b)に示すように、実
施例1および2と同様なシステム構成となっている。受
信用アンテナ50で受信された信号は、RF増幅部51
により増幅され、周波数変換部52によりIF帯に周波
数変換され、分配器53により2経路に分波される。As shown in FIG. 3B, the receiver has the same system configuration as the first and second embodiments. The signal received by the receiving antenna 50 is transmitted to the RF amplifier 51
, And is frequency-converted into an IF band by the frequency converter 52, and is split into two paths by the distributor 53.
【0029】送受信機間の伝搬時間をΔtとすると、一
方はC1 (t−Δt)となり乗算器55に入力される。
ここでC1 (t−Δt)は、 {a2 (t-Δt)・p(t-Δt)・cos ωi (t-Δt) +p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ)} である。また、他方は、実施例1および2と同様に送信
機側遅延部45と同じ遅延量を持つ遅延部54を通り、
C1 (t−Δt−τ)となって乗算器55に入力され
る。ここでC1 (t−Δt−τ)は、 {a2 (t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・cos ωi (t-Δt-τ) +p(t-Δt-2τ)・cos ωi (t- Δt-2τ)} を表わす。よって乗算器の出力は、実施例1および2と
同様の理由から拡散コードが同期している、 {p(t-Δt-τ)・p(t-Δt-τ)・a2 (t-Δt-τ)・cos0 } のみとなりデータが得られる。よってこの手法でも簡単
なスペクトル拡散回路を付加することで、マルチパスや
狭帯域雑音に強くなり、また、遅延時間τをずらすこと
で同帯域多重通信が可能となる。Assuming that the propagation time between the transmitter and the receiver is Δt, one becomes C 1 (t−Δt) and is input to the multiplier 55.
Here, C 1 (t−Δt) is expressed as: {a 2 (t−Δt) · p (t−Δt) · cos ω i (t−Δt) + p (t−Δt−τ) · cos ω i (t -Δt-τ)}. The other passes through the delay unit 54 having the same delay amount as the transmitter-side delay unit 45 as in the first and second embodiments.
C 1 (t−Δt−τ) is input to the multiplier 55. Here, C 1 (t−Δt−τ) is expressed as: {a 2 (t−Δt−τ) · p (t−Δt−τ) · cos ω i (t−Δt−τ) + p (t−Δt− 2τ) · cos ω i (t-Δt-2τ)}. Therefore, the output of the multiplier is obtained by synchronizing the spreading codes for the same reason as in the first and second embodiments. {P (t−Δt−τ) · p (t−Δt−τ) · a 2 (t−Δt -τ) · cos0} and data is obtained. Therefore, even with this method, by adding a simple spread spectrum circuit, it is resistant to multipath and narrow band noise, and by shifting the delay time τ, the same band multiplex communication becomes possible.
【0030】また、実施例1、2および3において、受
信機側乗算器の出力の4項のうち、拡散コードが同期し
ていない3項の中には、cos ωi τが係数として乗算さ
れているものが2項、cos 2ωi τが係数として乗算さ
れているものが1項ある。これを、 An =A1 ・ cos ω iτ+A2 ・cos ω1 τ+A3 ・cos2ω iτ とし、An が最小となるようωi およびτを適切に選ぶ
ことで、より効果的な通信が可能となる。In the first, second and third embodiments, among the four terms of the output of the receiver-side multiplier, three of the terms whose spreading codes are not synchronized are multiplied by cos ω i τ as coefficients. There are two terms, and one term is multiplied by cos 2ω i τ as a coefficient. This is set to A n = A 1 · cos ω i τ + A 2 · cos ω 1 τ + A 3 · cos 2ω i τ, and by selecting ω i and τ appropriately so that An is minimized, more effect is obtained. Communication becomes possible.
【0031】また、スペクトル拡散信号のスペクトル
は、拡散コードのチップレートをfP N (bps)、コ
ード長をL(チップ)、中心周波数をfc (HZ )とす
ると、第1ヌル点をfc ±fP N にもつような(sin x
/x)2 の包絡線をもつ(fP N /L)(HZ )間隔の
線スペクトルで表わされる。また、それぞれの線スペク
トルは、データ変調された線スペクトルとなっており、
そしてfc (HZ )におけるスペクトル成分は、拡散前
のレベルに比べ電力的に(1/L2 )に抑圧されてい
る。このように拡散されたスペクトルは、逆拡散動作を
行なうことで中心波周波数部分に集中され、他の線スペ
クトルの成分は0となる。Further, the spectrum of the spread spectrum signal is represented by the first null point where the chip rate of the spread code is f P N (bps), the code length is L (chip), and the center frequency is f c (H Z ). f c ± f PN (sin x
/ X) with 2 envelope (f P N / L) (represented by a line spectrum of H Z) intervals. Also, each line spectrum is a data-modulated line spectrum,
The spectral component in f c (H Z) is suppressed in the power basis as compared to the level before spreading (1 / L 2). The spectrum spread in this way is concentrated in the center wave frequency portion by performing the despreading operation, and the components of the other line spectra become zero.
【0032】ここで拡散前のスペクトル帯域を2fD と
する。これが拡散され、もし2fD>fP N /L とな
れば、fc 部分と{fc ±(fp N /L )}部分のス
ペクトルが上述の理由から重なりを生じる。よってCD
MA多重を行なって、1つの回線に対して逆拡散動作を
行ない、fc 部分に電力を集中して、2fD の帯域を取
出す場合、他の回線の{fc ±(fp N /L )}部分
のスペクトルのいくらかがその帯域内に入り込んでくる
のでC/Nは劣化する。[0032] and 2f D the spectrum band before spreading here. This is diffused and if 2f D > f PN / L If a, f c portion and {f c ± (f p N / L )} The spectrum of the portion overlaps for the above-mentioned reason. So CD
Perform the MA multiplexing, performs despreading operation for a line, to concentrate power to f c portion, when taking out the band of 2f D, the other line {f c ± (f p N / L C) The C / N is degraded because some of the spectrum in the} portion enters the band.
【0033】よって、2fD <(fp N /L )となる
ようにシステムを組むことで、より効果的な通信が可能
となる。Therefore, 2f D <(fp N / L) ) Enables more effective communication.
【0034】図4(a)および(b)は、第4の実施例
のブロック図である。同図(a)は送信系を示し、
(b)は受信系を示す。これは、図3に示される第3の
実施例の変形であり、送信側では、アナログ信号やAM
等の振幅に依存するデータに、リファレンス信号を付加
したのち拡散して送信する。FIGS. 4A and 4B are block diagrams of the fourth embodiment. FIG. 2A shows a transmission system.
(B) shows a receiving system. This is a modification of the third embodiment shown in FIG.
A reference signal is added to data depending on the amplitude, etc., and then spread and transmitted.
【0035】図4(a)において、ベースバンドデータ
やAM変調波等の振幅に依存する情報39と、データ帯
域外の狭帯域信号か正弦波等のリファレンス信号60と
を、合波器61で合波する。リファレンス信号はデータ
帯域内に影響を及ぼさないような周波数の情報を選定す
る。これを第3の実施例で述べたと同様な手法により、
アンテナ49より送信する。In FIG. 4A, information 39 depending on amplitude such as baseband data or AM modulated wave and a reference signal 60 such as a narrow band signal or a sine wave outside the data band are combined by a multiplexer 61. Multiplex. For the reference signal, frequency information that does not affect the data band is selected. This is performed by the same method as described in the third embodiment.
The signal is transmitted from the antenna 49.
【0036】図4(b)において、第3の実施例と同様
に種々の変換が行なわれ、乗算器55により逆拡散動作
が行なわれる。そして、逆拡散後の信号は分配器62に
より分配され、一方はバンドパスフィルタ63によりデ
ータ成分のみを取出し、利得制御増幅器64に入力され
る。また、他方はバンドパスフィルタ67により、利得
制御リファレンス用信号のみを取出し、これを積分器6
6により積分し、この出力により利得制御増幅器64の
利得を制御する。これらの動作により得られた利得制御
増幅器64の出力を、情報復調部65により復調し情報
56を得る。In FIG. 4B, various conversions are performed as in the third embodiment, and the despreading operation is performed by the multiplier 55. The signal after despreading is distributed by a distributor 62, and one of the signals is extracted only by a band-pass filter 63 and input to a gain control amplifier 64. On the other hand, the band-pass filter 67 extracts only the gain control reference signal,
6, the output of which controls the gain of the gain control amplifier 64. The output of the gain control amplifier 64 obtained by these operations is demodulated by the information demodulation unit 65 to obtain information 56.
【0037】受信機側の乗算器55の入力には、明らか
に、{a(t)+r(t) }・cos ωc t とp(t-Δt)・cos ω
c (t- Δt)が入力される。ここで、a(t)はデータ成
分、p(t)は拡散コード、ωc はキャリア周波数、r
(t)はリファレンス用信号、Δtは送信機内遅延回路
の遅延時間とする。[0037] The input of the receiver side of the multiplier 55, obviously, {a (t) + r (t)} · cos ω c t and p (t-Δt) · cos ω
c (t-Δt) is input. Here, a (t) is a data component, p (t) is a spreading code, ω c is a carrier frequency, r
(T) is a reference signal, and Δt is a delay time of a delay circuit in the transmitter.
【0038】乗算器55の出力は、 i){a(t)+r(t) }{a(t-Δt)+ r(t-Δt)}・ p(t)・ p(t-Δt)・ cos ωc t ・ cos ωc (t- Δt) ii) {a(t)+r(t) }・p(t)・p(t-2 Δt)・cos ωc t ・cos ωc (t-2Δt) iii){a(t-Δt)+r(t- Δt)}・p(t-Δt)・p(t-Δt)・cos ωc (t- Δt)・cos ωc (t- Δt) iv) p(t- Δt)・ p(t-2 Δt)・cos ωc (t- Δt)・cos ωc (t-2Δt) の4項からなり、この内iii)のみ拡散コードが除かれ、
所望成分が取出せる。また、その他の成分も、すべてが
拡散されていることになり、チップ数を127チップと
すれば、少なくとも所望成分に比べて21dB程度低く
なるので、利得制御信号には特に問題はない。この手法
により、振幅情報を持つデータを均一レベルで受信でき
るシステムが実現できる。The output of the multiplier 55 is as follows: i) {a (t) + r (t) {a (t-Δt) + r (t-Δt)} · p (t) · p (t-Δt)・ Cos ω c t ・ cos ω c (t- Δt) ii) {a (t) + r (t)} ・ p (t) ・ p (t-2 Δt) ・ cos ω c t ・ cos ω c ( t-2Δt) iii) {a (t-Δt) + r (t-Δt)} ・ p (t-Δt) ・ p (t-Δt) ・ cos ω c (t-Δt) ・ cos ω c (t - Δt) iv) p (t- Δt) · p (t-2 Δt) · cos ω c (t- Δt) · cos consists 4 wherein ω c (t-2Δt), the inner iii) only the spreading code Is removed,
The desired components can be removed. In addition, all other components are also diffused. If the number of chips is set to 127 chips, the gain control signal is at least about 21 dB lower than the desired component, so that there is no particular problem in the gain control signal. With this method, a system that can receive data having amplitude information at a uniform level can be realized.
【0039】図5(a)および(b)は、第5の実施例
のブロック図である。同図(a)は送信系を示し、
(b)は受信系を示す。FIGS. 5A and 5B are block diagrams of the fifth embodiment. FIG. 2A shows a transmission system.
(B) shows a receiving system.
【0040】図5(a)の送信系は、図1(a)と同一
である。情報1をd(t)と置く。図1の場合はディジ
タル信号の場合について述べたが、これはアナログ信
号,デジタル信号のどちらでもかまわない。これにPN
発生器3で生成したチップレートfs (chips/sec )の
拡散コードp(t)が乗算器2で乗算され、BPS系変
調部5(情報がアナログ信号の場合はAM変調部)によ
って変調され、合波器7に入力される。また、PM発生
器3によって生成された拡散コードは、他方の経路でそ
のままBPS系変調部6で変調され、遅延量τへ遅延さ
れて合波器7に入力される。The transmission system shown in FIG. 5A is the same as that shown in FIG. Information 1 is set as d (t). In the case of FIG. 1, the case of a digital signal has been described, but this may be either an analog signal or a digital signal. PN
The spreading code p (t) at the chip rate f s (chips / sec) generated by the generator 3 is multiplied by the multiplier 2 and modulated by the BPS modulator 5 (AM modulator if the information is an analog signal). Are input to the multiplexer 7. The spread code generated by the PM generator 3 is directly modulated by the BPS system modulator 6 on the other path, delayed by the delay amount τ, and input to the multiplexer 7.
【0041】合波器7の出力A(t)は、図1(a)に
ついての説明と同様に、 A(t)=d(t)・p(t)・cos ωi t +p(t-τ) ・cos ωi (t- τ) で示される。ここで、ωi は、図1(a)の場合と同様
に、ローカル周波数を表わす。The output A (t) of the multiplexer 7 is A (t) = d (t) · p (t) · cos ω i t + p (t−), as described with reference to FIG. τ) · cos ω i (t- τ). Here, ω i represents the local frequency as in the case of FIG.
【0042】この信号は、先の実施例同様周波数変換部
9によりRF帯に周波数変換され、信号B(t)とな
り、電流増幅部10により電力増幅され、アンテナ11
により送信される。This signal is frequency-converted to the RF band by the frequency converter 9 as in the previous embodiment, becomes a signal B (t), is power-amplified by the current amplifier 10, and
Sent by
【0043】受信器側では、先の実施例と同様で、アン
テナ12により受信された信号は、RF増幅部13によ
り電力増幅され、周波数変換部14により中間周波数帯
に周波数変換されA′(t)となる。ここで送受信器間
の伝搬時間は無視している。この後分配器15により2
経路に分配される。一方は遅延部16を通りA′(t−
τ)となり他方はくし型フィルタ80を通り乗算器17
に入力される。ここで、くし型フィルタ80の入力信号
A′(t)および遅延部16通過後の信号A′(t−
τ)は、それぞれ、 A ′(t) =d(t)・p(t)・cos ωi t +p(t-τ) ・cos ωi (t- τ) A ′(t- τ) =d (t- τ) ・p (t- τ) cos ωi (t- τ) +p (t-2τ) ・cos ωi (t-2τ) で表わされ、このうちA′(t)に関する式の右辺第2
項と、A′(t−τ)に関する式の右辺第1項が乗算さ
れることでデータd (t- τ) が復調される。ここでA′
(t)に関する式の右辺の第1項および通信路雑音は、
復調結果に悪影響を及ぼすから、これを除去するため
A′(t)に関する式の右辺の第2項の、拡散コード線
スペクトル群のみを通すようなくし型フィルタ80を通
し、この後このくし型フィルタ80出力とA′(t−
τ)が乗算器17によって乗算され、拡散コードおよび
搬送波が除かれ、情報を得ることができる。On the receiver side, as in the previous embodiment, the signal received by the antenna 12 is power-amplified by the RF amplifier 13 and frequency-converted to the intermediate frequency band by the frequency converter 14 to obtain A '(t ). Here, the propagation time between the transmitter and the receiver is ignored. Thereafter, the distributor 15
Distributed to the route. One passes through the delay unit 16 and A ′ (t−
τ) and the other passes through the comb filter 80 and the multiplier 17
Is input to Here, the input signal A ′ (t) of the comb filter 80 and the signal A ′ (t−
τ), respectively, A '(t) = d (t) · p (t) · cos ω i t + p (t-τ) · cos ω i (t- τ) A' (t- τ) = d (t−τ) · p (t−τ) cos ω i (t−τ) + p (t−2τ) · cos ω i (t−2τ), of which A ′ (t) Right side second
The data d (t-τ) is demodulated by multiplying the term by the first term on the right side of the equation for A ′ (t−τ). Where A '
The first term on the right side of the equation for (t) and the channel noise are:
Since the demodulation result is adversely affected, in order to remove the demodulation result, a second filter on the right-hand side of the equation relating to A '(t) passes through a comb filter 80 so as to pass only the spread code line spectrum group. 80 outputs and A '(t-
τ) is multiplied by the multiplier 17 to remove the spreading code and the carrier, thereby obtaining information.
【0044】くし型フィルタ80の通過域トータルが、
拡散送信帯域の1%とした場合、受信雑音のうち白色雑
音が支配的であるとすれば、A′(t)に対しくし型フ
ィルタ80通過後の信号はC/Nで20dB改善される
ことになる。The total pass band of the comb filter 80 is
Assuming that white noise is dominant in the reception noise when the spread transmission band is 1%, the signal after passing through the comb filter 80 is improved by 20 dB in C / N with respect to A '(t). become.
【0045】図6は第6の実施例のブロック図であっ
て、妨害波に対してさらに有効なものである。これは、
第1の実施例における図1(a)の送信系を改良したも
のであり、直接拡散と周波数ホッピングを併用したもの
である。FIG. 6 is a block diagram of the sixth embodiment, which is more effective against interfering waves. this is,
This is an improvement of the transmission system of FIG. 1A in the first embodiment, in which both direct spreading and frequency hopping are used.
【0046】受信系は、図1(b)に示される受信器を
使用する。図6において、データの情報1はd(t)と
置く。これはPN発生器3からのPN符号により乗算器
4で乗算され、その後BPSK変調部5において一次変
調される。PN発生器3からのPN符号は他方の経路に
送られ、PN符号のみでBPSK変調部6,遅延部8を
経て、合波器7において合波される。両経路の信号は、
このとき同時にFH(周波数ホッピング)コントローラ
81によってコントロールされた搬送波発生部82によ
って発生した搬送波により二次変調される。搬送波発生
部82の周波数は、データに対して数ビット〜数10ビ
ットごとに同期して、あるいは非同期で変化する。The receiving system uses the receiver shown in FIG. In FIG. 6, data information 1 is set as d (t). This is multiplied by a multiplier 4 by a PN code from a PN generator 3 and then primary-modulated by a BPSK modulator 5. The PN code from the PN generator 3 is sent to the other path, and is multiplexed by the multiplexer 7 through the BPSK modulator 6 and the delay unit 8 using only the PN code. The signals on both paths are
At this time, the carrier is secondarily modulated by a carrier generated by a carrier generator 82 controlled by an FH (frequency hopping) controller 81. The frequency of the carrier generation unit 82 changes synchronously or asynchronously with data every several bits to several tens of bits.
【0047】この動作を以下に説明する。PN符号をp
(t),データをd(t),周波数ホッピングする搬送
波をcosωc (t) ,遅延量をτとすると、BPSK変調
部5の出力は、d(t)・p(t)・cosωc (t) t
となる。This operation will be described below. PN code is p
Assuming that (t), data is d (t), the carrier to be frequency-hopped is cosω c (t) , and the delay amount is τ, the output of the BPSK modulator 5 is d (t) · p (t) · cosω c ( t) t
Becomes
【0048】一方、遅延部8の出力は、On the other hand, the output of the delay unit 8 is
【0049】[0049]
【数1】 (Equation 1)
【0050】となる。したがって、合波器7の出力は次
の式となる。Is as follows. Therefore, the output of the multiplexer 7 is given by the following equation.
【0051】[0051]
【数2】 (Equation 2)
【0052】これを図1(b)に示されるような受信系
に入れると、遅延しない方はA″(t−Δt)となり、
遅延した方は、A″(t−Δt−τ)となる。Δtは送
受信器間の伝搬時間である。When this is put into a receiving system as shown in FIG. 1B, the one without delay is A ″ (t−Δt),
The delayed one is A ″ (t−Δt−τ), where Δt is the propagation time between the transmitter and the receiver.
【0053】したがって、この乗算器17の出力は、以
下となる。Therefore, the output of the multiplier 17 is as follows.
【0054】[0054]
【数3】 (Equation 3)
【0055】このうち、ωc(t)の倍周波数成分を除けば
以下となる。Among them, the following is obtained except for the double frequency component of ω c (t) .
【0056】[0056]
【数4】 (Equation 4)
【0057】しかし、拡散コードp(t)に着目する
と、同期がとれているのは第2項のみで、それ以外は拡
散されたままとなる。However, paying attention to the spreading code p (t), only the second term is synchronized, and the other terms remain spread.
【0058】したがって、逆拡散されるのは第2項のd
(t- τ) ・p (t- τ) ・p (t- τ)・cos0=d (t- τ)
となる。Therefore, the despreading is caused by d in the second term.
(t-τ) p (t-τ) p (t-τ) cos0 = d (t-τ)
Becomes
【0059】このように、本発明の第1の実施例と同じ
結果となり、周波数ホッピングにより搬送波をtの変数
であるωc(t)に代えても、何ら一般性を失わないこ
とがわかる。したがって、本発明の第6の実施例におい
ては、図1(b)の受信機により、受信側において、遅
延されない信号と遅延した信号とを乗算器17で乗算す
ることで復調動作をするので、変調した搬送周波数にか
かわらず、逆拡散されたベースバンド信号に変換され
る。そのため、送信側で周波数ホッピングし、搬送波が
時間とともに変化した場合でも、遅延して乗算すること
で、逆拡散したベースバンド信号となるから、ホッピン
グに対する搬送波追従回路等は不要になる。As described above, the same result as in the first embodiment of the present invention is obtained, and it is understood that the generality is not lost at all even if the carrier is changed to ω c (t) which is a variable of t by frequency hopping. Therefore, in the sixth embodiment of the present invention, the receiver of FIG. 1B performs a demodulation operation by multiplying the undelayed signal and the delayed signal by the multiplier 17 on the receiving side. Regardless of the modulated carrier frequency, it is converted to a despread baseband signal. Therefore, even if frequency hopping is performed on the transmission side and the carrier changes with time, the baseband signal is despread by multiplying with a delay, so that a carrier tracking circuit for hopping is not required.
【0060】第6の実施例の方式では、遅延させること
により二次復調を行なっているので、二次復調がデータ
に同期していなくても、二次復調はできる。したがって
送信側での変調は、必ずしもデータに同期する必要はな
い。In the method of the sixth embodiment, since the secondary demodulation is performed by delaying, the secondary demodulation can be performed even if the secondary demodulation is not synchronized with the data. Therefore, the modulation on the transmitting side does not necessarily need to be synchronized with the data.
【0061】この方式は周波数ホッピングすることで、
使用帯域が随時変わるので、強大なCW妨害があって直
接拡散の拡散利得では不足するような場合にも、周波数
の変化で避けることができるようになり、周波数ホッピ
ングと直接拡散の両方のメリットを受けながら、復調器
にはまったく負荷にならず簡単に復調できることがわか
る。This method uses frequency hopping,
Since the used band changes at any time, even when there is a strong CW interference and the spreading gain of direct spreading is insufficient, it can be avoided by changing the frequency, and the advantages of both frequency hopping and direct spreading can be achieved. While receiving, it can be seen that the demodulator can be easily demodulated without any load.
【0062】[0062]
【発明の効果】本発明によれば、送信側で拡散コードお
よびデータで変調された信号に加えて、拡散コードを1
チップ以上遅延させた信号を複合して送信することによ
り、受信側で容易に逆拡散することが可能となる。これ
により回路は小型化し、安価となる。また、同期時間が
まったく必要ないという利点もある。さらに、従来の通
信方式に容易にスペクトル拡散通信方式を付加でき、マ
ルチパスや狭帯域雑音に対して、より効果的な通信が可
能となる。According to the present invention, in addition to a signal modulated with a spreading code and data on the transmission side, a spreading code of 1
By transmitting a composite signal delayed by more than a chip, despreading can be easily performed on the receiving side. This makes the circuit smaller and less expensive. Another advantage is that no synchronization time is required. Further, a spread spectrum communication system can be easily added to the conventional communication system, and more effective communication can be performed with respect to multipath and narrow band noise.
【図1】図1は本発明の一実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。FIG. 1 is a block diagram of one embodiment of the present invention;
(A) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
【図2】本発明の第2の実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。FIG. 2 is a block diagram of a second embodiment of the present invention;
(A) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
【図3】本発明の第3の実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。FIG. 3 is a block diagram of a third embodiment of the present invention;
(A) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
【図4】本発明の第4の実施例のブロック図であり、
(a)は送信系を示し(b)は受信系を示す。FIG. 4 is a block diagram of a fourth embodiment of the present invention;
(A) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
【図5】図5は本発明の第5の実施例のブロック図であ
り、(a)は送信系を示し、(b)は受信系を示す。FIG. 5 is a block diagram of a fifth embodiment of the present invention, where (a) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
【図6】本発明は第6の実施例のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a sixth embodiment.
【図7】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式のブロ
ック図であり、(a)は送信系(b)は受信系を示す。FIG. 7 is a block diagram of a conventional direct spread spectrum spread communication system, where (a) shows a transmission system and (b) shows a reception system.
2,17,21,35,40,55 乗算器 3,23,41 拡散コード発生器 4,24,45 基準クロック発振器 5,6,26 BPSK変調部 7,25,44 合波器 8,16,27,36,45,54 遅延部 9,14,28,33,47,52 周波数変換部 10,29,48 電力増幅部 13,32,51 RF増幅部 11,12,30,31,49,50 アンテナ 15,34,53 分配器 80 くし型形フィルタ 81 FHコントローラ 82 搬送波発生部 80 くし型フィルタ 81 FHコントローラ 82 搬送波発生部 2, 17, 21, 35, 40, 55 multiplier 3, 23, 41 spreading code generator 4, 24, 45 reference clock oscillator 5, 6, 26 BPSK modulator 7, 25, 44 multiplexer 8, 16, 27, 36, 45, 54 Delay section 9, 14, 28, 33, 47, 52 Frequency conversion section 10, 29, 48 Power amplification section 13, 32, 51 RF amplification section 11, 12, 30, 31, 49, 50 Antennas 15, 34, 53 Distributor 80 Comb filter 81 FH controller 82 Carrier generator 80 Comb filter 81 FH controller 82 Carrier generator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−4340(JP,A) 特開 昭58−197934(JP,A) 特開 昭62−257224(JP,A) 特開 昭61−89739(JP,A) 特開 昭64−48545(JP,A) 特開 平2−81529(JP,A) 特開 平4−8028(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04J 13/00──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-60-4340 (JP, A) JP-A-58-197934 (JP, A) JP-A-62-257224 (JP, A) JP-A 61-1979 89739 (JP, A) JP-A-64-48545 (JP, A) JP-A-2-81529 (JP, A) JP-A-4-8028 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. 6 , DB name) H04J 13/00
Claims (6)
信号とし搬送波をBPSK変調した変調波と、該拡散コ
ードのみを変調信号とし前記搬送波をBPSK変調した
変調波を前記変調波に対して該拡散コードの1チップ以
上の時間遅延した信号とを、複合する手段を有する送信
機と、 送信側の遅延時間と同じ遅延量を有する遅延部を有し、
遅延部を経由した受信信号と遅延部を経由しない受信信
号とを乗算し逆拡散する手段を有する受信機とよりなる
ことを特徴とするスペクトル拡散通信方式。1. A modulation signal obtained by multiplying a signal obtained by multiplying a spreading code and data as a modulation signal and a modulation wave obtained by BPSK modulation of a carrier and a modulation signal obtained by BPSK modulating the carrier using only the spreading code as a modulation signal. A transmitter having means for combining a time-delayed signal of at least one chip of the spreading code, and a delay unit having the same delay amount as the delay time on the transmission side;
A spread spectrum communication system comprising: a receiver having means for multiplying a received signal that has passed through a delay unit and a received signal that has not passed through a delay unit and despreading the received signal.
機に設定される遅延時間を、これらの2変数で表わされ
る受信機内乗算器出力の不要成分が最小となるように選
定することを特徴とする請求項1記載の直接拡散スペク
トル拡散通信方式。2. An intermediate frequency of a receiver and delay times set in a transmitter and a receiver are selected so that unnecessary components of a multiplier output in the receiver represented by these two variables are minimized. The direct spread spectrum spread communication system according to claim 1, wherein:
するデータの帯域の2倍以上とすることを特徴とする請
求項1記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式用送信
機。3. The transmitter for a direct spread spectrum communication system according to claim 1, wherein the repetition period of the spread code is at least twice as large as the band of the data to be transmitted.
号を付加した信号を拡散することを特徴とする請求項1
記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式。4. The apparatus according to claim 1, wherein a signal obtained by adding a reference signal to data dependent on the amplitude is spread.
Direct spread spectrum spread communication system as described.
と並列にくし型フィルタを接続した請求項1記載の直接
拡散スペクトル拡散通信方式。5. The direct spread spectrum communication system according to claim 1, wherein a comb filter is connected in parallel with the delay unit between the distributor and the multiplier of the receiver.
信号とし周波数ホッピングした搬送波をBPSK変調し
た変調波と、該拡散コードのみを変調信号とし周波数ホ
ッピングした該搬送波をBPSK変調した変調波を前記
変調波に対して該拡散コードの1チップ以上の時間遅延
した信号とを、複合する手段を有する送信機と、 送信側の遅延時間と同じ遅延量を有する遅延部を有し、
遅延部を経由した周波数ホッピングした受信信号と遅延
部を経由しない受信信号とを乗算し逆拡散する手段を有
する受信機と、よりなることを特徴とするスペクトル拡
散通信方式。6. A modulated wave obtained by BPSK-modulating a frequency-hopped carrier using a signal obtained by multiplying a spread code and data as a modulation signal, and a BPSK-modulated frequency-hopped modulated wave using only the spread code as a modulation signal. A transmitter having means for combining a signal delayed by one or more chips of the spreading code with respect to the modulated wave, and a delay unit having a delay amount equal to the delay time on the transmission side;
A spread spectrum communication system, comprising: a receiver having means for multiplying a received signal that has undergone frequency hopping through a delay unit and a received signal that does not pass through a delay unit to perform despreading.
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