JP2797712B2 - Dual mode automatic gain control - Google Patents
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Links
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 title description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 17
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 8
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims description 5
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims description 5
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 claims 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 32
- 230000008859 change Effects 0.000 description 26
- 238000000034 method Methods 0.000 description 22
- 230000004044 response Effects 0.000 description 12
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 10
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 10
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000010267 cellular communication Effects 0.000 description 7
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 6
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 5
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 5
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 5
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 5
- 230000008569 process Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000007792 addition Methods 0.000 description 2
- 238000002156 mixing Methods 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 210000000941 bile Anatomy 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000002939 deleterious effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 1
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- MHRLWUPLSHYLOK-UHFFFAOYSA-N thiomorpholine-3,5-dicarboxylic acid Chemical compound OC(=O)C1CSCC(C(O)=O)N1 MHRLWUPLSHYLOK-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、一般に自動利得制御装置に関し、さらに詳
しくは、定エンベロープ情報信号または不定エンベロー
プ情報信号のレベルを受信時に制御可能な受信機用自動
利得制御システムに関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention generally relates to an automatic gain control device, and more particularly, to an automatic gain control system for a receiver capable of controlling the level of a constant envelope information signal or an indefinite envelope information signal at the time of reception. .
無線通信システムは、少なくとも送信機および受信機
で構成される。送信機と受信機は高周波チャンネルによ
って相互接続され、情報信号の伝送を行う。A wireless communication system includes at least a transmitter and a receiver. The transmitter and the receiver are interconnected by a high-frequency channel and transmit information signals.
一般的に、情報信号は、変調と呼ばれる処理によって
高周波電磁波上に重畳され、送信機と受信機との間で伝
送が行われる。高周波電磁波は搬送波と呼ばれ、特定の
周波数を持っている。搬送波は、情報信号によって変調
されると、変換情報信号となる。変調情報信号は自由空
間を渡って、送信機から受信機へ情報が送られる。Generally, an information signal is superimposed on a high-frequency electromagnetic wave by a process called modulation, and is transmitted between a transmitter and a receiver. High-frequency electromagnetic waves are called carriers and have a specific frequency. The carrier becomes a converted information signal when modulated by the information signal. The modulated information signal is transmitted across the free space from the transmitter to the receiver.
情報信号を電磁波上に変調するためにさまざまな技術
が開発されており、振幅変調（AM），周波数変調（F
M），位相変調（PM）および複合変調（CM）はそのよう
な変調技術のうちの４つである。Various technologies have been developed to modulate information signals onto electromagnetic waves, such as amplitude modulation (AM) and frequency modulation (F).
M), phase modulation (PM) and composite modulation (CM) are four of such modulation techniques.
概して、振幅変調信号は、情報信号が情報信号の値に
応じて搬送波の振幅を変更するように情報信号を搬送波
上に重畳（すなわち変調）することによって形成され
る。振幅変調は搬送波周波数を変化させず、変調情報信
号の情報部分は信号の形つまり振幅の中に含まれる。変
調情報信号の形は信号のエンベロープと呼ばれ、情報信
号の振幅の変化は形成されたエンベロープの形を変え
る。In general, an amplitude modulated signal is formed by superimposing (ie, modulating) an information signal on a carrier such that the information signal changes the amplitude of the carrier according to the value of the information signal. Amplitude modulation does not change the carrier frequency, and the information portion of the modulated information signal is included in the signal shape or amplitude. The shape of the modulated information signal is called the signal envelope, and changes in the amplitude of the information signal change the shape of the formed envelope.
周波数変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて
搬送波の周波数を変更するように情報信号を搬送波上に
重畳（変調）することによって形成される。周波数変調
は搬送波の振幅を変化させず、変調情報信号の情報部分
は信号の周波数の変化の中に含まれる。周波数変調され
た信号の振幅は変化しないので、周波数変調信号は定エ
ンベロープ信号と呼ばれる。The frequency modulation signal is formed by superimposing (modulating) the information signal on the carrier so that the information signal changes the frequency of the carrier according to the value of the information signal. Frequency modulation does not change the amplitude of the carrier, and the information portion of the modulated information signal is included in the change in frequency of the signal. The frequency-modulated signal is called a constant envelope signal because the amplitude of the frequency-modulated signal does not change.
位相変調信号は、情報信号が情報信号の値に応じて搬
送波の位相を変更するように情報信号を搬送波上に重畳
（変調）することによって形成される。位相変調は搬送
波の振幅を変化させず、変調情報信号の情報部分の信号
の位相の変化の中に含まれる。周波数変調信号の場合と
同様に、位相変調された信号の振幅は変化しないので、
位相変調信号は定エンベロープ信号と呼ばれる。The phase modulation signal is formed by superimposing (modulating) the information signal on the carrier so that the information signal changes the phase of the carrier according to the value of the information signal. Phase modulation does not change the amplitude of the carrier and is included in the change in the phase of the signal in the information portion of the modulated information signal. As with the frequency modulated signal, the amplitude of the phase modulated signal does not change, so
The phase modulation signal is called a constant envelope signal.
複合変調信号は、情報信号が搬送波の振幅と位相の両
方を変更するように情報信号を搬送波上に重畳（変調）
することによって形成される。従来より、複合変調信号
を形成するために、搬送波はまず正弦波と余弦波成分に
分けられる。分離された情報信号の成分は、それぞれ同
相成分（またはＩ）および直交成分（またはＱ）と呼ば
れ、搬送波の余弦波および正弦波成分に重畳される。
（厳密には、情報信号の同相成分が搬送波の余弦波成分
に重畳され、情報信号の直交成分が搬送波の正弦波成分
に重畳される。）次に、正弦波および余弦波成分は再合
成され、その生成信号である複合変調信号は振幅および
位相の双方において変化する。複合変調信号は前述のど
の変調技術によって生成された信号よりも多くの情報を
ある周波数帯域幅内で送信できるので、複合変調は有利
である。A composite modulated signal superimposes (modulates) an information signal on a carrier such that the information signal changes both the amplitude and phase of the carrier.
It is formed by doing. Conventionally, a carrier is first split into a sine wave and a cosine wave component to form a composite modulated signal. The separated information signal components are called an in-phase component (or I) and a quadrature component (or Q), respectively, and are superimposed on the cosine and sine wave components of the carrier.
(Strictly speaking, the in-phase component of the information signal is superimposed on the cosine wave component of the carrier, and the quadrature component of the information signal is superimposed on the sine wave component of the carrier.) Next, the sine wave and the cosine wave component are recombined. , The composite modulated signal, which is the generated signal, varies in both amplitude and phase. Composite modulation is advantageous because composite modulated signals can transmit more information within a certain frequency bandwidth than signals generated by any of the modulation techniques described above.
前述の変調技術のひとつを使って形成された信号など
の変調情報信号を受信する受信機は、搬送波上に変調さ
れた情報信号を検出もしくは再生するための回路を含ん
でいる。この回路が行う処理は復調と呼ばれる。多数の
異なる変調情報信号が複数の送信機からさまざな周波数
で同時に送信されることがあるため、受信機は所望の周
波数をもつ受信信号のみを復調するための同調回路を含
んでいる。変調情報信号を送信できる広い周波数帯域は
電磁周波数スペクトルと呼ばれる。電磁周波数スペクト
ル内のある周波数帯における無線通信を規制することに
より、同時に送信される信号間の干渉を最小にすること
ができる。A receiver for receiving a modulated information signal, such as a signal formed using one of the aforementioned modulation techniques, includes a circuit for detecting or reproducing an information signal modulated on a carrier. The processing performed by this circuit is called demodulation. Since many different modulated information signals may be transmitted simultaneously from multiple transmitters at different frequencies, the receiver includes a tuning circuit to demodulate only the received signal having the desired frequency. A wide frequency band in which a modulated information signal can be transmitted is called an electromagnetic frequency spectrum. By restricting wireless communication in certain frequency bands within the electromagnetic frequency spectrum, interference between simultaneously transmitted signals can be minimized.
電磁周波数スペクトル（800メガヘルツから900メガヘ
ルツまで）の100メガヘルツの成分は、例えばセルラ通
信システムで用いられている無線電話装置による無線電
話通信用に割り当てられている。既存の無線電話装置
は、高周波変調情報信号を生成し、かつ受信する回路を
内蔵している。The 100 megahertz component of the electromagnetic frequency spectrum (from 800 megahertz to 900 megahertz) has been allocated for radiotelephone communication, for example by radiotelephone devices used in cellular communication systems. Existing wireless telephone devices include a circuit for generating and receiving a high-frequency modulated information signal.
セルラ通信システムは、ある地域全体にわたって離間
した位置に多数の基地局を配置することにより構成され
る。各基地局は、無線電話装置に対して変調情報信号を
同時に送受して、２局間で双方向通信を行うように構成
されている。A cellular communication system is configured by arranging a large number of base stations at remote locations throughout an area. Each base station is configured to simultaneously transmit and receive a modulation information signal to and from the wireless telephone device and perform two-way communication between the two stations.
基地局は、地域内の任意の位置にある無線電話装置が
少なくともひとつの基地局受信機の受信範囲内にあるよ
うな位置に配置されている。地域は複数の区域に分けら
れ、ひとつの基地局が各区域に配置される。このように
区分された地域の各区域は、「セル」と呼ばれる。The base station is located at a location such that a radiotelephone device located anywhere in the area is within the reception range of at least one base station receiver. The area is divided into multiple areas, and one base station is located in each area. Each area of the area thus divided is called a “cell”.
多数の変調情報信号を異なる送信周波数で同時に送信
することができるが、送信された各変調情報信号は周波
数帯域の有限成分を占めている。同時に送信される変調
情報信号を同じ地域内で重複させることは、同一周波数
上の重複信号間の干渉により受信機が送信されたいずれ
の変調情報信号も検出できなくなるという理由で、許さ
れていない。Although multiple modulated information signals can be transmitted simultaneously at different transmission frequencies, each transmitted modulated information signal occupies a finite component of the frequency band. Duplicating simultaneously transmitted modulated information signals within the same area is not allowed, because interference between duplicate signals on the same frequency prevents the receiver from detecting any transmitted modulated information signals .
そのような重複を避けるために、無線電話通信に割り
当てられている周波数帯は複数のチャンネルに分割さ
れ、各チャンネルは30キロヘルツの帯域幅を有する。82
4メガヘルツから849メガヘルツに至る周波数帯の第１部
分は、無線電話装置から基地局への変調情報信号の送信
用に割り当てられている。869メガヘルツから894メガヘ
ルツに至る周波数帯の第２部分は、基地局から無線電話
装置への変調情報信号の送信用に割り当てられている。To avoid such duplication, the frequency band allocated to wireless telephony is divided into a plurality of channels, each having a bandwidth of 30 kHz. 82
A first part of the frequency band from 4 MHz to 849 MHz is allocated for transmitting modulated information signals from the radiotelephone to the base station. A second portion of the frequency band from 869 MHz to 894 MHz is allocated for transmitting modulated information signals from the base station to the wireless telephone device.
しかしながら、セルラ通信システムの普及により、セ
ルラ無線電話通信用に割り当てられた周波数帯のすべて
の送信チャンネルが全稼働している場合が多い。電磁周
波数スペクトルの他の周波数帯域も同様に全稼働してい
る場合が多い。However, due to the spread of cellular communication systems, all transmission channels in a frequency band allocated for cellular radio telephone communication are often in full operation. The other frequency bands of the electromagnetic frequency spectrum are often fully operated as well.
無線電話通信に割り当てられた周波数帯域をより効率
的に利用することにより、セルラ無線電話通信システム
の情報伝送容量を向上するため、さまざまな試みがなさ
れてきた。さらに同様の試みが電磁周波数スペクトルの
他の周波数帯をもより効率的に利用するためになされて
きた。Various attempts have been made to improve the information transmission capacity of a cellular radiotelephone communication system by more efficiently utilizing the frequency band allocated to the radiotelephone communication. Further, similar attempts have been made to more efficiently utilize other frequency bands of the electromagnetic frequency spectrum.
従来より、無線電話通信システムが変調情報信号を形
成するために用いられる変調方法は周波数変調である。
前述のように、周波数変調信号は、情報信号の値に応じ
て搬送波の周波数を変えるために搬送波上に情報信号を
重畳する。しかし、従来の周波数変調技術は連続波のFM
信号を形成するが、一度に送信チャンネルを通じて送信
できるのはほんのひとつの連続波信号のみである。Conventionally, the modulation method used by wireless telephone communication systems to form modulated information signals is frequency modulation.
As described above, the frequency modulation signal superimposes the information signal on the carrier in order to change the frequency of the carrier according to the value of the information signal. However, conventional frequency modulation technology uses continuous wave FM.
The signal is formed, but only one continuous wave signal can be transmitted over the transmission channel at a time.
しかし、同一周波数で２つ以上の信号を送信すること
を可能にする変調技術が開発されている。そのうちのあ
る技術ではひとつのチャンネルを複数の無線電話装置が
順次時分割することを可能にしている。この技術は時間
領域多重アクセス（TDMA:Time−Domain Multiple Acces
s）と呼ばれている。However, modulation techniques have been developed that allow two or more signals to be transmitted at the same frequency. One of these technologies allows a plurality of wireless telephone devices to sequentially time-divide one channel. This technology uses time-domain multiple access (TDMA).
s).
TMDAを利用するため、送信する情報信号（例えば音声
信号）はまずある符号化方式に従って符号化される。符
号化された情報信号は搬送波上に変調された後に間欠バ
ースト（intermittent bursts）として送信される。他
の情報信号も同様に符号化され、変調され、そして同じ
周波数で間欠バーストとして送信される。このようにし
て、より多くの情報信号がある特定の周波数帯域幅内で
送信できる。このようなTDMA技術を利用して、セルラ通
信システムの一部を形成する無線電話装置の利用者が情
報信号を発生すれば、より多くの無線電話装置をある特
定の周波数帯域幅内で運用することができる。To use TMDA, an information signal to be transmitted (for example, an audio signal) is first encoded according to a certain encoding scheme. The encoded information signal is transmitted as intermittent bursts after being modulated on a carrier. Other information signals are similarly coded, modulated, and transmitted as intermittent bursts at the same frequency. In this way, more information signals can be transmitted within a certain frequency bandwidth. Using such TDMA technology, if a user of a wireless telephone device forming a part of a cellular communication system generates an information signal, more wireless telephone devices are operated within a specific frequency bandwidth. be able to.
TDMA複合変調信号などのTDMA信号を受信すべく構成受
信機は、間欠バーストとして受信機へ送られたTDMA信号
を解読することで元の情報信号を再構成する。A receiver configured to receive a TDMA signal, such as a TDMA composite modulated signal, reconstructs the original information signal by decoding the TDMA signal sent to the receiver as an intermittent burst.
TDMA信号を使って送信された複合変調信号を利用する
システムは、既存の米国国内セルラ電話システムを拡大
するために採用されている。既存の国内セルラ電話シス
テムと提案システムとの間に互換性を持たせることが、
提案システム上で用いるために作られた装置を既存シス
テム上でも使えるようにするために必要である。かくし
て、FM連続波信号とTDMA複合変調信号の双方を受信でき
る無線電話装置が現在作られている。このような無線電
話装置は、FM連続波信号を使用する従来のセルラ通信シ
ステムでもTDMA複合変調信号を使用するセルラ通信シス
テムでも支障なく運用できる。Systems utilizing composite modulated signals transmitted using TDMA signals have been employed to expand existing US domestic cellular telephone systems. To make the existing domestic cellular telephone system compatible with the proposed system,
It is necessary to make devices created for use on the proposed system usable on existing systems. Thus, radiotelephone devices capable of receiving both FM continuous wave signals and TDMA composite modulated signals are currently being constructed. Such a wireless telephone device can be operated without any problem in a conventional cellular communication system using an FM continuous wave signal or a cellular communication system using a TDMA composite modulation signal.
TDMA複合変調信号を受信するように作られた受信機に
は、受信機内で等化を実施するための回路が必要であ
る。受信機へ異なる時間に着信する信号の反射に関する
遅延の問題を解決するために等化回路は必要である。受
信機が受け取る信号は実際には特定の周波数で送信され
た全信号のベクトルの和であるので、受信機が受信した
信号は実際には異なる時間の同じ信号で構成されること
があるが、これは信号は物体に当たって反射されてから
受信機に到達することもあるためである。従って、受信
機が実際に受信する信号は、多くの異なる経路受信機へ
送られるすべての信号の和である。各経路の長さはさま
ざまであるので、受信機が実際に受信する信号は受信機
の位置に応答して変化する。多くの場合は、等化回路
は、適切なソフトウェアアルゴリズム内蔵のプロセッサ
によって形成される。等化回路を最適に動作させるため
に、受信機は線形となるように構成されなければならな
い（例えば、復調された信号は、搬送波上に変調された
元のＩおよびＱ成分を正確に表さなければならない）。Receivers designed to receive TDMA composite modulated signals require circuitry to perform equalization within the receiver. Equalization circuits are needed to solve the delay problem associated with the reflection of signals arriving at the receiver at different times. Since the signal received by the receiver is actually the sum of the vectors of all signals transmitted at a particular frequency, the signal received by the receiver may actually consist of the same signal at different times, This is because the signal may reach the receiver after being reflected by an object. Thus, the signal that the receiver actually receives is the sum of all the signals sent to many different path receivers. Because the length of each path varies, the signal that the receiver actually receives changes in response to the location of the receiver. In many cases, the equalization circuit is formed by a processor with appropriate software algorithms. For optimal operation of the equalization circuit, the receiver must be configured to be linear (eg, the demodulated signal accurately represents the original I and Q components modulated on a carrier). There must be).
受信機の線形性は受信信号の再生効率を定義する。理
想的な受信機は送られてきた信号のみを再生する。現実
の非理想的な受信機は、受信信号の周波数変換の間の増
幅およびミキシングの処理を経て、相互変調歪みを発生
する。相互変調歪みに関係するものとして、望ましくな
いスプリアス信号がある。このスプリアス信号は非理想
的な受信機が受信する信号の周波数変換時に発生する。
この望ましくないスプリアス信号は以下相互変調スプリ
アスと呼ぶ。線形性の高い受信機は大量の相互変調歪み
を発生する。The linearity of the receiver defines the regeneration efficiency of the received signal. An ideal receiver reproduces only the transmitted signal. Real non-ideal receivers generate intermodulation distortion through the process of amplification and mixing during frequency conversion of the received signal. Related to the intermodulation distortion is an unwanted spurious signal. This spurious signal is generated during frequency conversion of a signal received by a non-ideal receiver.
This undesired spurious signal is hereinafter referred to as intermodulation spurious. A receiver with high linearity generates a large amount of intermodulation distortion.
一般的に、受信機は、従来型のセルラ無線電話通信シ
ステムで使用されているものを含めて、相互変調スプリ
アスによる悪影響を最小限にするために、受信回路の一
部としてフィルタ回路を内蔵し、望ましくない信号を濾
波し、受信信号の周波数変換時に発生する相互変調スプ
リアス・レベルを低下させる。フィルタは能動的または
受動的フィルタ段で構成することができる。能動的フィ
ルタ段は集積回路内で有利に具現できるが、能動的フィ
ルタは受信信号の限られたダイナミックレンジ内におい
てのみ線形的であるのが一般的である。さらに、能動的
フィルタは限られたダイナミックレンジ内のみに適正な
フィルタ特性を示す。In general, receivers include a filter circuit as part of the receiver circuit to minimize the adverse effects of intermodulation spurs, including those used in conventional cellular radiotelephone communication systems. , Filtering out unwanted signals and reducing the level of intermodulation spurs generated during frequency conversion of the received signal. The filter can consist of active or passive filter stages. While active filter stages can be advantageously implemented in integrated circuits, active filters are generally linear only within a limited dynamic range of the received signal. Further, active filters exhibit appropriate filter characteristics only within a limited dynamic range.
既述のように、特定の周波数で送られる変調情報信号
が物体に反射した後に受信機に到達する可能性があるの
で、受信された信号は実際のところ多くの異なる経路を
通して受信された信号の和である。よって、受信信号の
レベル（すなわち振幅）は実際にはさまざまな経路で受
信した多くの信号のベクトルの和である。受信機が実際
に受信する信号の数と強度とは、信号機の位置または送
信信号が反射する物体によって時間とともに変化する。
その結果、受信されたFM信号のレベルは時間とともに変
化する。この変化は信号の「フェージング」と呼ばれ
る。結果として得られる信号の強度が受信機側で変化す
る度合いは、受信機が環境内を動く速度と使用するチャ
ンネルの周波数とによって主に決定される。例えば、セ
ルラ周波数帯域内において、セルラ無線電話装置が時速
60マイルで走行する車内に位置する場合は、受信信号の
信号強度は５ミリ秒間に約20デシベル変化することがあ
る。As already mentioned, the received signal is actually the signal of the signal received through many different paths, since the modulated information signal sent at a particular frequency may reach the receiver after being reflected off an object. It is sum. Thus, the level (or amplitude) of the received signal is actually the sum of vectors of many signals received on various paths. The number and strength of the signals actually received by the receiver will change over time depending on the location of the signal or the object from which the transmitted signal reflects.
As a result, the level of the received FM signal changes with time. This change is called "fading" of the signal. The degree to which the strength of the resulting signal varies at the receiver is determined primarily by the speed at which the receiver moves through the environment and the frequency of the channel used. For example, within the cellular frequency band, cellular radiotelephones
When located in a car traveling for 60 miles, the signal strength of the received signal may change by about 20 decibels in 5 milliseconds.
従来のFM受信機は、受信信号をクリップする電圧リミ
ッタを復調の前に用いる。この結果、信号は定エンベロ
ープとなり、有害なフェージング効果は低減される。FM
信号内の情報はエンベロープ内では搬送されないので、
定エンベロープ信号を形成するために受信信号をクリッ
プすることは、受信信号の周波数変調さらには情報部分
の最適な復元を実現することになるFMのみの連続波受信
機の利用制御は復調には必要ないが、このような利得制
御を利用して受信信号レベルを調整し、受信機内で増幅
およびフィルタ回路の最適動作を行うことができる。Conventional FM receivers use a voltage limiter that clips the received signal before demodulation. As a result, the signal becomes a constant envelope and deleterious fading effects are reduced. FM
Since the information in the signal is not carried inside the envelope,
Clipping the received signal to form a constant envelope signal will result in frequency modulation of the received signal, as well as optimal recovery of the information portion.Use control of a FM-only continuous wave receiver is required for demodulation However, it is possible to adjust the reception signal level by using such gain control and perform the optimum operation of the amplification and filter circuit in the receiver.
しかしながら、TDMA複合変調情報信号を受信すべく構
成された受信機は、フェージングによる信号レベル変化
の影響を補償し、信号のエンベロープ内に符号化された
情報成分を復元するために利得制御回路を必要としてい
る。However, receivers configured to receive TDMA composite modulated information signals need a gain control circuit to compensate for the effects of signal level changes due to fading and to restore the information components encoded in the signal envelope And
TDMA複合変調信号を復調すべく構成された無線電話装
置は従来の連続波信号を復調することもできるので、無
線電話装置はTDMA復合変調信号のレベル変化を補償する
ための利得制御回路を内蔵していなければならない。か
かる利得制御回路はまた連続波信号受信時には受信機の
性能を最大限に発揮させる。しかしながら、利得制御回
路の形式および性能は受信される変調のタイプによって
変わる。Since a radiotelephone configured to demodulate a TDMA composite modulated signal can also demodulate a conventional continuous wave signal, the radiotelephone has a built-in gain control circuit to compensate for the level change of the TDMA decoded modulation signal. Must be. Such a gain control circuit also maximizes the performance of the receiver when receiving a continuous wave signal. However, the type and performance of the gain control circuit depends on the type of modulation received.
複合変調信号を受信する場合は、利得制御回路はフェ
ージングによる受信信号のレベル変化を迅速にかつ継続
的に追跡できるように設計されているべきである。さら
に、セルラ通信システムにおいて情報信号を送信するた
めにTDMA複合変調信号を発生する無線電話装置は１つま
たはそれ以上のセルに位置する送信機の信号強度を間欠
的に測定する。この信号強度を試験する過程はMAHO（mo
bile−assisted hand off）と呼ばれている。このMAHO
試験にも迅速かつ継続的な信号追跡を可能にする利得制
御回路が必要となる。When receiving a composite modulated signal, the gain control circuit should be designed to quickly and continuously track the level change of the received signal due to fading. Further, a radiotelephone device that generates a TDMA composite modulated signal for transmitting information signals in a cellular communication system intermittently measures the signal strength of transmitters located in one or more cells. The process of testing this signal strength is based on MAHO (mo
It is called bile-assisted hand off). This MAHO
Testing also requires a gain control circuit that allows quick and continuous signal tracking.
デジタル信号プロセッサは上記のような迅速に追跡を
行う利得制御回路を形成するために使用される。しかし
ながら、デジタル信号プロセッサの動作には相当な電力
が必要となる。セルラ無線電話装置は電池で動作させこ
とがある。そのような装置において、利得制御のために
デジタル信号処理回路を連続的に使用すれば、受信機が
連続波がFM信号を受信するときに電池に不当な電力負荷
をかけることになる。Digital signal processors are used to form gain control circuits that track quickly as described above. However, the operation of digital signal processors requires considerable power. Cellular radiotelephones may operate on batteries. In such a device, the continuous use of digital signal processing circuitry for gain control would result in the receiver imposing an undue power load on the battery when receiving a continuous wave FM signal.
FM変調信号を受信する場合は、利得制御回路はフェー
ジングを追跡するように設計されている必要はない（す
なわち、利得制御回路は迅速かつ連続的追跡ができなく
てもよい）。普通のFMリミッタ復調器はフェージングよ
る変化の影響を受けにくく、前述のMAHO動作は連続波受
信時には行われない。連続波受信については、動作電力
の低いアナログ回路素子を使って構成した低速応答利得
制御回路でも可能である。When receiving an FM modulated signal, the gain control circuit need not be designed to track fading (ie, the gain control circuit may not be able to track quickly and continuously). Ordinary FM limiter demodulators are less susceptible to changes due to fading, and the aforementioned MAHO operation is not performed during continuous wave reception. For continuous wave reception, a low-speed response gain control circuit configured using analog circuit elements with low operating power is also possible.
従来の連続波信号とTDMA複合変調信号の両方を受信で
き、いずれのタイプの送信信号でもそのレベルを制御で
きる利得制御回路を有し、さらには消費電力を最小限に
した無線電話装置が有利であろう。A wireless telephone device that can receive both a conventional continuous wave signal and a TDMA composite modulated signal, has a gain control circuit that can control the level of any type of transmission signal, and further minimizes power consumption is advantageous. There will be.
従って、最小限の消費電力を必要とし、しかも無線電
話装置に送信される従来の連続波変調受信信号またはTD
MA複合変調情報信号のいずれの信号レベルを制御するた
め交互に動作可能な利得制御方式が必要になる。Therefore, a conventional continuous wave modulated received signal or TD that requires minimal power consumption and is transmitted to a wireless telephone device
In order to control any signal level of the MA composite modulation information signal, a gain control method that can operate alternately is required.
発明の概要 従って、本発明の目的は、連続波およびTDMA複合変調
情報信号の両方を受信すべく動作可能な受信機が受信す
る信号のレベルを制御する利得制御システムを提供する
ことである。SUMMARY OF THE INVENTION It is therefore an object of the present invention to provide a gain control system for controlling the level of a signal received by a receiver operable to receive both continuous wave and TDMA composite modulated information signals.
本発明の別の目的は、従来の連続波変調技術によっ
て、あるいは複合変調技術によって受信機へ送信される
信号の信号レベルを制御すべく動作可能な、動作消費電
力が最小限で済む利得制御システムを提供することであ
る。It is another object of the present invention to provide a gain control system with minimal operating power that is operable to control the signal level of a signal transmitted to a receiver by conventional continuous wave modulation techniques or by complex modulation techniques. It is to provide.
さらに本発明の目的は、従来の連続波情報信号と、TD
MA複合変調信号との両方を受信すべく動作可能で、最小
限の消費電力要件の利得制御回路を有するデュアル・モ
ード無線電話装置を提供することである。It is a further object of the present invention to provide a conventional continuous wave information signal,
It is an object of the present invention to provide a dual mode radiotelephone device operable to receive both the MA composite modulated signal and having a gain control circuit with minimum power consumption requirements.
本発明に従って、受信機が受信する信号の信号レベル
を制御する利得制御システムが開示される。第１信号検
出回路は、信号が定エンベロープ信号の場合に受信機が
受信する信号のレベル値を判定し、そうして判定された
信号レベル値に応答して第１利得制御信号を生成する。
第２信号検出回路は、信号が不定エンベロープ信号の場
合に受信機が受信する信号のレベル値を判定し、そうし
て判定された信号レベル値に応答して第２利得制御信号
を生成する。受信機が受信する信号の利得特性は、第１
利得制御信号および第２利得制御信号に応答して調節さ
れ、受信機が受信した信号のレベルをを制御する。According to the present invention, a gain control system for controlling a signal level of a signal received by a receiver is disclosed. The first signal detection circuit determines a level value of the signal received by the receiver when the signal is a constant envelope signal, and generates a first gain control signal in response to the determined signal level value.
The second signal detection circuit determines a level value of the signal received by the receiver when the signal is an undefined envelope signal, and generates a second gain control signal in response to the determined signal level value. The gain characteristic of the signal received by the receiver is the first.
Adjusted in response to the gain control signal and the second gain control signal, the receiver controls the level of the received signal.
図面の簡単な説明 本発明は、添付の図面と共に読むことによりさらによ
く理解されよう。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS The invention will be better understood when read in conjunction with the appended drawings.
第１図は、本発明の利得制御システムによって用いる
ことのできる振幅変調情報信号のグラフである。FIG. 1 is a graph of an amplitude modulated information signal that can be used by the gain control system of the present invention.
第2A図および第2B図は、定エンベロープ信号のグラフ
であり、第2A図は本発明の利得制御システムによって用
いることのできる周波数変調信号であり、第2B図は本発
明の利得制御システムによって用いることのできる位相
変調信号である。2A and 2B are graphs of a constant envelope signal, FIG. 2A is a frequency modulated signal that can be used by the gain control system of the present invention, and FIG. 2B is used by the gain control system of the present invention. This is a phase modulation signal that can be used.
第３図は、情報信号を符号化してディスクリート符号
化信号を生成するために用いることのできるディスクリ
ート符号化方式の空間点のグラフである。FIG. 3 is a graph of spatial points in a discrete coding scheme that can be used to encode an information signal to generate a discrete coded signal.
第４図は、特定の送信チャンネル上の周波数の関数と
して表した変調情報信号と、周波数の関数として表した
受信された変調情報信号のダウンコンバージョン時に発
生する相互変調スプリアスとのグラフである。FIG. 4 is a graph of the modulation information signal as a function of frequency on a particular transmission channel and the intermodulation spurs that occur during down-conversion of the received modulation information signal as a function of frequency.
第５図は、本発明の利得制御システムのブロック図で
ある。FIG. 5 is a block diagram of the gain control system of the present invention.
第６図は、本発明の好適な実施例の部分的なブロック
概略図である。FIG. 6 is a partial block schematic diagram of the preferred embodiment of the present invention.
第７図は、本発明の方式のフロー・ダイヤグラムであ
る。FIG. 7 is a flow diagram of the method of the present invention.
好適な実施例の説明 まず、第１図および第2A,2B図において、３種類の変
調信号の波形図を示す。第１図および第2A,2B図の波形
（さらに詳しくは、第2A図の波形と同様な波形および第
１図および第2B図の組み合わせと同様な波形）と同様な
信号が受信機によって受信され、その信号の信号レベル
は本発明のシステムによって制御される。これらの波形
は、横軸12の時間の関数として、縦軸10にミリボルト単
位の電圧を表したものである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS First, FIGS. 1 and 2A and 2B show waveform diagrams of three types of modulation signals. 1 and 2A and 2B (more specifically, a waveform similar to the waveform of FIG. 2A and a waveform similar to the combination of FIGS. 1 and 2B) are received by the receiver. , The signal level of the signal is controlled by the system of the present invention. These waveforms show the voltage in millivolts on the vertical axis 10 as a function of time on the horizontal axis 12.
第１図の波形14は、情報信号を電磁波上に変調して得
られる振幅変調信号であり、ここで波形14の振幅（すな
わち、電圧）は変調された情報信号の値に応答して変化
する。波形14の情報含有成分は、波形の振幅に内包さ
れ、波形14の振幅の変化は情報信号の振幅の変化に対応
する。波形14の振幅は、この波形のエンベロープとい
い、第１図において曲線16によって表わされる。曲線16
は、情報信号と形が同様であり、この情報信号は電磁波
上に変調されて波形14となる。波形14の周波数は変化せ
ず、波形14の周波数は、情報信号が変調されている非変
調波（すなわち、搬送波）の周波数に相当する。このよ
うな周波数は、波形14の搬送周波数をいう。Waveform 14 in FIG. 1 is an amplitude-modulated signal obtained by modulating an information signal onto an electromagnetic wave, where the amplitude (ie, voltage) of waveform 14 changes in response to the value of the modulated information signal. . The information-containing component of the waveform 14 is included in the amplitude of the waveform, and a change in the amplitude of the waveform 14 corresponds to a change in the amplitude of the information signal. The amplitude of waveform 14 is called the envelope of this waveform and is represented by curve 16 in FIG. Curve 16
Is similar in shape to an information signal, and this information signal is modulated onto an electromagnetic wave to form a waveform 14. The frequency of the waveform 14 does not change, and the frequency of the waveform 14 corresponds to the frequency of an unmodulated wave (that is, a carrier) on which the information signal is modulated. Such frequency refers to the carrier frequency of waveform 14.
第2A図の波形18は、情報信号を電磁波上に変調するこ
とによって形成される周波数信号である。波形18の振幅
は変化しないが、波形18の周波数は変調された情報信号
の値に応答して変化する。従って、波形18の周波数の変
化は、波形の情報含有部を構成する。しかし、情報信号
を電磁波に変調することによって生じる波形18の周波数
の変化は、電磁波の周波数に比較して、わずかである。
故に、第１図の波形14と同様に、波形18は情報信号が変
調されている電磁波（すなわち、搬送波）の周波数によ
って特徴づけられ、このような周波数を波形18の搬送周
波数という。Waveform 18 in FIG. 2A is a frequency signal formed by modulating an information signal onto an electromagnetic wave. The amplitude of waveform 18 does not change, but the frequency of waveform 18 changes in response to the value of the modulated information signal. Therefore, the change in the frequency of the waveform 18 constitutes the information containing portion of the waveform. However, a change in the frequency of the waveform 18 caused by modulating the information signal into the electromagnetic wave is small compared to the frequency of the electromagnetic wave.
Thus, like waveform 14 in FIG. 1, waveform 18 is characterized by the frequency of the electromagnetic wave (ie, carrier) on which the information signal is modulated, and such frequency is referred to as the carrier frequency of waveform 18.
第2B図の波形20は、情報信号を電磁波上に変調するこ
とによって形成される位相変調信号である。波形20の振
幅は変化しないが、波形20の位相は変調された情報信号
の値に応答して変化する。従って、波形の位相の変化
は、波形20の情報含有部を構成する。ただし、第2B図の
波形20の急激な位相変化は図示のためにすぎず、実際の
位相変調信号は漸進的に位相変化を示すことに留意され
たい。波形20の位相変化は、信号の搬送周波数を大幅に
変化させることはない。従って、いったん変調される
と、（第１図の波形14および第2A図の波形18と同様に）
波形20は波形の搬送周波数によって特徴づけられるとい
える。Waveform 20 in FIG. 2B is a phase modulated signal formed by modulating an information signal onto an electromagnetic wave. The amplitude of waveform 20 does not change, but the phase of waveform 20 changes in response to the value of the modulated information signal. Therefore, the change in the phase of the waveform constitutes the information-containing portion of the waveform 20. It should be noted, however, that the abrupt phase change in waveform 20 of FIG. 2B is for illustration only, and that the actual phase modulated signal exhibits a gradual phase change. The phase change of waveform 20 does not significantly change the carrier frequency of the signal. Thus, once modulated (similar to waveform 14 in FIG. 1 and waveform 18 in FIG. 2A)
It can be said that waveform 20 is characterized by the carrier frequency of the waveform.
第３図のグラフにおいて、情報信号を符号化するディ
スクリート符号化方式の空間点を示す。前述のように、
情報信号を一連のTDMA複合変調信号に符号化することに
より、ある一つの周波数において２つ以上の信号を順次
送信して、特定周波数帯域の情報伝送容量を大幅に増加
することができる。In the graph of FIG. 3, spatial points of the discrete coding method for coding the information signal are shown. As aforementioned,
By encoding an information signal into a series of TDMA composite modulation signals, two or more signals can be sequentially transmitted at one frequency, and the information transmission capacity in a specific frequency band can be greatly increased.
第３図は、情報信号が８つの異なるレベル（すなわ
ち、位相）の一つとなる、８値PSK（phase shift keyin
g）方式を示す。もちろん、他のディスクリート符号化
方式も同様に可能である。この方式では、情報信号はＩ
（ｔ）およびＱ（ｔ）という２つの並列ビット列に符号
化される。標本化時間tiにおいて、Ｉ（ti）およびＱ
（ti）はベクトルとなり、そのとりうる値は第３図に参
照番号26〜40で示されている。縦軸22および横軸24は、
Ｑ（ｔ）およびＩ（ｔ）の大きさについて縮尺してい
る。FIG. 3 shows an eight-level PSK (phase shift keyin) in which the information signal is at one of eight different levels (ie, phases).
g) Indicates the method. Of course, other discrete coding schemes are possible as well. In this system, the information signal is I
(T) and Q (t) are encoded into two parallel bit strings. At sampling time t i , I (t i ) and Q
(T i ) is a vector, the possible values of which are indicated by reference numbers 26 to 40 in FIG. The vertical axis 22 and the horizontal axis 24 are
The scales of Q (t) and I (t) are scaled.
このようなベクトルは電磁波上に変調され、複合変調
情報信号を生成することができ、この信号の情報内容
は、一般のディスクリート信号レベル（または位相）か
らなる。第３図の符号化方式は、米国で実施されるデジ
タル・セルラ無線電話通信システム用に選定された規格
を示す。とくに米国規格については、２つの順次ベクト
ルの間の４つの差変化しか許されていない。このような
符号化方式は、DQPSK（differential quaternary phase
shift keying）方式と呼ばれる。Such a vector can be modulated onto an electromagnetic wave to generate a composite modulated information signal, the information content of which consists of common discrete signal levels (or phases). The coding scheme of FIG. 3 shows the standards selected for digital cellular radiotelephone communication systems implemented in the United States. In particular, for the U.S. Standard, only four difference changes between two sequential vectors are allowed. Such an encoding method is called DQPSK (differential quaternary phase).
shift keying) method.
第４図のグラフにおいて、周波数の関数として変調さ
れた情報信号を示す。このグラフの縦軸50は、横軸52の
ヘルツ単位の周波数の関数として、ボルト単位の信号の
レベルつまり振幅を表す。信号54のエネルギは典型的に
特定の周波数の中心周波数fcを中心にしており、図示の
ように中心周波数で定義される点線56について対称であ
る。通常、受信機は波形54に代表される望ましい変調情
報信号のみならず波形54に近い他の周波数上の信号をも
受信する。そのよな信号は、望ましい変調情報信号の情
報成分を判別するという観点からは、望ましいものでは
ない。それらの信号は第４図のグラフ内の波形57,58に
よって示される。受信機が受信した信号の周波数変換お
よび増幅が行われるときに実施されるミキシングは、第
４図の点線状のスプリアス60,61が示す受信信号すなわ
ち相互変調スプリアスの組み合わせを発生する。In the graph of FIG. 4, an information signal modulated as a function of frequency is shown. The vertical axis 50 of this graph represents the level or amplitude of the signal in volts as a function of the frequency in Hertz on the horizontal axis 52. Energy of the signal 54 is typically provided around the center frequency f c of a specific frequency, which is symmetric about the dotted line 56 that is defined by the center frequency, as shown. Typically, the receiver receives not only the desired modulated information signal represented by waveform 54, but also signals on other frequencies near waveform 54. Such a signal is not desirable from the viewpoint of determining the information component of the desired modulated information signal. These signals are represented by waveforms 57 and 58 in the graph of FIG. The mixing performed when the frequency conversion and amplification of the received signal is performed by the receiver produces a combination of the received signal, or intermodulation spur, indicated by the dotted spurs 60, 61 in FIG.
相互変調スプリアスは所望の情報信号に干渉するよう
な周波数を持つことがある。そのような干渉は受信した
変調情報信号の情報成分の正確な判定を妨害することが
ある。スプリアス60はそのようなスプリアスのひとつ
で、望ましい情報信号に干渉し、また図示のように、波
形54に干渉する周波数を持っている。相互変調スプリア
スによる干渉を最小限にするために、受信機は、一般的
に波形57,58で図示される信号を取り除くフィルタ回路
を内蔵することでスプリアス60のような相互変調スプリ
アスの発生を防止する。Intermodulation spurs may have frequencies that interfere with the desired information signal. Such interference may prevent accurate determination of the information component of the received modulated information signal. Spurious 60 is one such spur that has a frequency that interferes with the desired information signal and, as shown, interferes with waveform 54. To minimize interference due to intermodulation spurs, the receiver prevents intermodulation spurs, such as spurs 60, by incorporating a filter circuit that removes the signals typically illustrated by waveforms 57 and 58. I do.
既述のように、フィルタ回路は受動あるいは能動フィ
ルタ構成要素から成っている。TDMA複合変調信号を受信
すべく動作可能な受信機は、受信情報信号のレベルを望
ましい範囲に保つための利得制御回路を含んでいなけれ
ばならない。第４図の線62,64がそのような望ましい範
囲を示している。信号レベルをそのような範囲に維持す
るために、利得回路は、受信信号のレベルが低すぎると
きは信号を増幅し、レベルが高すぎるときは信号を減衰
しなければならない。As already mentioned, the filter circuit consists of passive or active filter components. A receiver operable to receive a TDMA composite modulated signal must include a gain control circuit to keep the level of the received information signal in a desired range. Lines 62 and 64 in FIG. 4 indicate such a desired range. In order to maintain the signal level in such a range, the gain circuit must amplify the signal when the level of the received signal is too low and attenuate the signal when the level is too high.
前述のようにデジタル信号プロセッサを使用して、受
信機が受信した信号のレベルを制御するための利得制御
回路を形成することができる。しかしながら、デジタル
信号プロセッサが動作するためにはかなりの電力を必要
とする。TDMA複合変調信号は間欠的に送信されるだけな
ので、受信機が信号を受信中のみデジタル信号プロセッ
サの動作が必要となる。As described above, a digital signal processor can be used to form a gain control circuit for controlling the level of the signal received by the receiver. However, a digital signal processor requires significant power to operate. Since the TDMA composite modulated signal is only transmitted intermittently, the operation of the digital signal processor is required only while the receiver is receiving the signal.
デジタル信号プロセッサは、受信機が受信する連続波
信号のレベルを制御する利得制御回路を形成するために
使われるが、継続的に動作しなければならないので相当
な電力を必要とする。Digital signal processors are used to form gain control circuits that control the level of the continuous wave signal received by the receiver, but require considerable power because they must operate continuously.
従って、前述のように、利得制御特性は、FM信号やTD
MA複合変調信号にとって相反する要件を課すことにな
る。Therefore, as described above, the gain control characteristics
This places conflicting requirements on the MA composite modulation signal.
第５図のブロック図において、本発明の利得制御シス
テムの要素が機能ブロック図で示されている。本発明を
具現する利得制御システムは、受信機がTDMA複合変調情
報信号または従来の連続波変調情報信号のいずれかを受
信した場合、その場合のレベルを制御すべく動作可能で
ある。デジタル信号プロセッサは、受信機が受信した信
号がTDMA複合変調信号の場合にのみ動作し、それにより
プロセッサの消費電力を最小限に押さえる。In the block diagram of FIG. 5, the components of the gain control system of the present invention are shown in a functional block diagram. A gain control system embodying the present invention is operable to control the level when a receiver receives either a TDMA composite modulation information signal or a conventional continuous wave modulation information signal. The digital signal processor operates only when the signal received by the receiver is a TDMA composite modulated signal, thereby minimizing processor power consumption.
従来の連続波またはTDMA複合変調信号である送信信号
は、アンテナ（またはその他の電磁波受信装置）80へ送
信される。アンテナ80によって受信される信号は、濾波
され、ライン88上の第１ダウンコンバータ回路84に送ら
れる。ダウンコンバータ回路84は、送信周波数信号（こ
の信号は、例えば890メガヘルツでもよい）をより低い
周波数の信号、例えば、45メガヘルツの信号に変換す
る。ダウンコンバータ回路84は、ライン92上に低周波信
号を生成し、このラインは利得制御増幅回路93に結合さ
れている。（他の実施例においては、利得制御増幅回路
93は異なる場所に配置して同様に機能することが可能で
ある。）回路93は、ライン94上に増幅信号を生成し、こ
の信号は第２ダウンコンバータ回路96に供給される。第
２ダウンコンバータ回路96はライン94を介して供給され
た信号をベースバンド信号に変換する。ダウンコンバー
タ回路96はライン100上で同相信号と、ライン104上でこ
の信号に直交する信号とを生成する。ライン100上で生
成される同相信号はベースバンド・フィルタ108に供給
され、ライン104で生成される直交信号はベースバンド
・フィルタ112に供給される。ダウンコンバータ回路96
およびフィルタ108,112は共に、点線部のブロック116で
示されるゼロ中間周波数（ZIF）回路と呼ばれる一つの
集積回路チップの一部を構成してもよい。The transmission signal, which is a conventional continuous wave or TDMA composite modulated signal, is transmitted to an antenna (or other electromagnetic wave receiving device) 80. The signal received by antenna 80 is filtered and sent to first downconverter circuit 84 on line 88. The downconverter circuit 84 converts the transmit frequency signal (which may be, for example, 890 MHz) to a lower frequency signal, for example, a 45 MHz signal. Downconverter circuit 84 generates a low frequency signal on line 92, which is coupled to gain control amplifier circuit 93. (In another embodiment, the gain control amplifier circuit
93 can be placed in different locations and function similarly. ) Circuit 93 generates an amplified signal on line 94, which signal is provided to a second downconverter circuit 96. A second downconverter circuit 96 converts the signal provided via line 94 to a baseband signal. Downconverter circuit 96 generates an in-phase signal on line 100 and a signal orthogonal to this signal on line 104. The in-phase signal generated on line 100 is provided to baseband filter 108, and the quadrature signal generated on line 104 is provided to baseband filter 112. Down converter circuit 96
And the filters 108, 112 may together form part of a single integrated circuit chip called a zero intermediate frequency (ZIF) circuit, as indicated by the dashed block 116.
フィルタ108,112によって得られる濾波された信号
は、ライン116,120上にそれぞれ現われる。フィルタ10
8,112は、所望の周波数の信号を通過させるパスバンド
を有する。The filtered signals obtained by filters 108, 112 appear on lines 116, 120, respectively. Filter 10
8, 112 have passbands that allow signals of the desired frequency to pass.
アンテナ80がTDMA複合変調信号を受信する場合、フィ
ルタ108,112によって得られる濾波された信号はアナロ
グ／デジタル変換器124,128にそれぞれ送られる。A/D変
換器124,128によって生成されるデジタル信号は、ライ
ン136,140を介してデジタル信号プロセッサ（DSP）132
に送られる。デジタル信号プロセッサ132は供給された
デジタル信号を処理して、ライン142上に音声信号を生
成し、この信号はTDMA複合変調方式でアンテナ80に送信
された情報信号を表す。また、デジタル信号プロセッサ
132は、アンテナ80が受信した信号のレベルに応答し
て、ライン146上に信号を生成する。この信号は、受信
機が受信した信号のレベルを制御するために用いること
ができ、信号レベルは結果的にはライン142上に再現さ
れる。If antenna 80 receives a TDMA composite modulated signal, the filtered signals obtained by filters 108 and 112 are sent to analog / digital converters 124 and 128, respectively. The digital signals generated by the A / D converters 124, 128 are transmitted via lines 136, 140 to a digital signal processor (DSP) 132.
Sent to Digital signal processor 132 processes the provided digital signal to generate an audio signal on line 142 that represents the information signal transmitted to antenna 80 in a TDMA combined modulation scheme. Also a digital signal processor
132 generates a signal on line 146 in response to the level of the signal received by antenna 80. This signal can be used to control the level of the signal received by the receiver, and the signal level is eventually reproduced on line 142.
アンテナ80に送信される信号が従来の連続波信号の場
合、フィルタ108,112によって得られる濾波された信号
はアップコンバータ回路150に供給される。If the signal transmitted to antenna 80 is a conventional continuous wave signal, the filtered signal obtained by filters 108 and 112 is provided to upconverter circuit 150.
アップコンバータ回路150は、ライン116,120上でそれ
ぞれ生成される濾波された同相信号および濾波された直
交信号を高周波信号に変換し、この二つの成分を加算す
る。加算の結果、信号はライン152上に生成され、復調
回路156に供給される。復調回路156は、従来の周波数復
調技術を用いて、供給された信号を復調する。ライン11
6,120上で生成されたベースバンド信号を高周波信号に
変換することは、従来の復調回路で復調するために必要
である。The up-converter circuit 150 converts the filtered in-phase signal and the filtered quadrature signal generated on lines 116 and 120, respectively, to a high frequency signal and adds the two components. As a result of the addition, a signal is generated on line 152 and provided to demodulation circuit 156. Demodulation circuit 156 demodulates the supplied signal using a conventional frequency demodulation technique. Line 11
Converting the baseband signal generated on 6,120 to a high-frequency signal is necessary for demodulation with a conventional demodulation circuit.
復調回路156は、ライン158上で音声信号を生成し、こ
の信号はアンテナ80で受信された従来の連続波変調信号
の情報信号部を表す。図示のように、アップコンバータ
回路150および復調回路156はさらにZIF回路の一部を形
成することができる。Demodulation circuit 156 generates an audio signal on line 158 that represents the information signal portion of a conventional continuous wave modulated signal received at antenna 80. As shown, up-converter circuit 150 and demodulation circuit 156 may further form part of a ZIF circuit.
ZIF回路116はまたライン160上の信号をスイッチ162に
供給する。ライン160上で生成された信号は、受信機が
受信する信号のレベル制御するために使用でき、信号レ
ベルはライン158に再現できる。デジタル信号プロセッ
サ132はライン146上に生成する信号もスイッチ162に供
給される。ZIF circuit 116 also provides the signal on line 160 to switch 162. The signal generated on line 160 can be used to control the level of the signal received by the receiver, and the signal level can be reproduced on line 158. The digital signal processor 132 also supplies the signal generated on line 146 to the switch 162.
スイッチ162はライン160,146およびそれらのラインを
介して送信される信号を交互にライン166に接続し、ラ
イン166は利得制御増幅回路93に結合される。スイッチ1
62はライン164を介して供給される外部信号によって起
動する。スイッチ162が起動してライン146とライン166
とを接続するとき、ライン146上に生成される信号は利
得制御増幅回路93に供給されて、受信機が受信する信号
の信号レベルを制御し、信号レベルはライン142上に再
現される。スイッチ162が起動してライン160とライン16
6とを接続するとき、ライン160上で生成される信号は利
得制御増幅回路93に供給されて受信機が受信する信号の
信号レベルを制御し、信号レベルは結果的にライン158
上に再現される。Switch 162 alternately connects lines 160 and 146 and the signals transmitted over those lines to line 166, which is coupled to gain control amplifier 93. Switch 1
62 is activated by an external signal provided via line 164. Switch 162 is activated and lines 146 and 166
When the signal is connected, the signal generated on the line 146 is supplied to the gain control amplification circuit 93 to control the signal level of the signal received by the receiver, and the signal level is reproduced on the line 142. Switch 162 is activated and lines 160 and 16
6, the signal generated on line 160 is provided to a gain control amplifier 93 to control the signal level of the signal received by the receiver, and the signal level is consequently reduced to line 158.
Reproduced above.
第６図の部分的なブロック概略図において、本発明に
よって具現される自動利得制御システムの好適な実施例
を示す。本発明を具現する利得制御システムは、TDMA複
合変調情報信号または従来の連続波変調情報信号のいず
れかを受信機が受信した場合、受信信号レベルを制御す
べく動作可能である。利得制御回路を形成するために用
いるデジタル信号プロセッサは、受信機が複合変調信号
を受信した場合のみ動作可能である。In the partial block schematic diagram of FIG. 6, a preferred embodiment of the automatic gain control system embodied by the present invention is shown. A gain control system embodying the present invention is operable to control a received signal level when a receiver receives either a TDMA composite modulation information signal or a conventional continuous wave modulation information signal. The digital signal processor used to form the gain control circuit is operable only when the receiver receives the composite modulated signal.
従来の連続波信号（例えば、FM信号）あるいはTDMA複
合変調信号のいずれの信号の送信の場合、図中の送信塔
178で表される送信機によって、アンテナ（または他の
電磁波受信装置）180へ送信される。アンテナが受信し
た信号はライン184上のフィルタ182に供給される。フィ
ルタ182は受信した信号を濾波する。フィルタ182が濾波
した信号はライン186上に生成されミキサ190に供給され
る。In the case of transmitting either a conventional continuous wave signal (for example, an FM signal) or a TDMA composite modulation signal, the transmission tower shown in FIG.
Transmitted to an antenna (or other electromagnetic wave receiving device) 180 by a transmitter represented by 178. The signal received by the antenna is provided to a filter 182 on line 184. Filter 182 filters the received signal. The signal filtered by filter 182 is generated on line 186 and provided to mixer 190.
さらにミキサ190に供給されるものとして、ライン198
上の第１位相同期ループ（PLL）194の一部を形成する発
振器が発生する発信信号がある。ミキサ190はライン202
上に第１ダウンコンバージョン信号を生成する。ミキサ
190は、アンテナ180が受信しフィルタ182が濾波した信
号を、送信周波数（例えば890メガヘルツ）から低周波
信号すなわち第１ダウンコンバージョン信号（例えば45
メガヘルツ）に変換する。Further supplied to mixer 190 is line 198
There is an outgoing signal generated by an oscillator that forms part of the first phase locked loop (PLL) 194 above. Mixer 190 is line 202
A first down-conversion signal is generated. Mixer
190 converts the signal received by the antenna 180 and filtered by the filter 182 from a transmission frequency (for example, 890 MHz) to a low-frequency signal, that is, a first down-conversion signal (for example, 45
Megahertz).
フィルタ206は第１ダウンコンバージョン信号を濾波
しライン208上に濾波された信号を生成する。この濾波
された信号は増幅器209に供給される。増幅器209はライ
ン210上に信号を発生し、この信号はゼロ中間周波数（Z
IF）部214の中間周波（IF）入力部に供給される。ZIF部
214が内蔵する回路（第６図には図示せず）は、ライン2
10を介して供給される第１ダウンコンバージョン信号
を、濾波されたベースバンド信号に変換する。第１ダウ
ンコンバージョン信号をベースバンド信号に変換する内
部回路は、ライン218上に同相信号Ｉを、ライン220上に
直交信号Ｑを、それぞれ生成する。Filter 206 filters the first down-converted signal to produce a filtered signal on line 208. This filtered signal is provided to amplifier 209. Amplifier 209 generates a signal on line 210 which is at zero intermediate frequency (Z
The signal is supplied to an intermediate frequency (IF) input section of the IF section 214. ZIF section
The circuit built into 214 (not shown in FIG. 6) is line 2
The first down-conversion signal provided via 10 is converted into a filtered baseband signal. An internal circuit that converts the first down-conversion signal to a baseband signal generates an in-phase signal I on line 218 and a quadrature signal Q on line 220, respectively.
アンテナ180がディスクリート符号化信号を受信する
と、ライン218,220上に生成されたＩおよびＱ信号はそ
れぞれアナログ／デジタル変換器222,224に供給され
る。A/D変換器222,224はそれぞれライン226,228上にデ
ジタル信号を生成する。図面上では、三つのライン226,
228が各々のA/D変換器222,224をデジタル信号プロセッ
サ230に接続している。When antenna 180 receives the discrete encoded signal, the I and Q signals generated on lines 218,220 are provided to analog / digital converters 222,224, respectively. A / D converters 222 and 224 generate digital signals on lines 226 and 228, respectively. In the drawing, three lines 226,
228 connects each A / D converter 222,224 to the digital signal processor 230.
好適な実施例におけるデジタル信号プロセッサ230
は、利得制御機能および等化器機能を実施するするため
のアルゴリズムをそれぞれ有している。デジタル信号プ
ロセッサ230はライン232上に出力信号を生成し、その出
力信号はデジタル／アナログ変換器234に供給される。
（ここでも図面上では三つのライン232がデジタル信号
プロセッサ230をD/A変換器234に接続している。）A/D変
換器222,224,デジタル信号プロセッサ230およびD/A変換
器234は、点線で示すブロック238が表すように、DSPを
形成する１つの集積回路を構成することができる。Digital signal processor 230 in the preferred embodiment
Have algorithms for implementing the gain control function and the equalizer function, respectively. Digital signal processor 230 generates an output signal on line 232, which is provided to digital to analog converter 234.
(Also in the drawing, three lines 232 connect the digital signal processor 230 to the D / A converter 234.) The A / D converters 222 and 224, the digital signal processor 230, and the D / A converter 234 are represented by dotted lines. One integrated circuit forming the DSP can be configured, as represented by block 238, denoted by.
デジタル信号プロセッサ230はライン242上に出力信号
を生成し、この信号は複合変調方式でアンテナ180に送
信された情報信号を表す。デジタル信号プロセッサ230
はさらにライン232上に信号を発生し、この信号はD/A変
換器234に供給される。D/A変換器234は、アンテナ180が
受信した信号レベルに応答してライン244上に信号を生
成する。ライン244上に発生した信号は受信機が受信し
た信号レベルを制御するために利用することができ、そ
の信号レベルはライン242上に再現される。Digital signal processor 230 produces an output signal on line 242 that represents the information signal transmitted to antenna 180 in a complex modulation scheme. Digital signal processor 230
Also generates a signal on line 232, which is provided to D / A converter 234. D / A converter 234 generates a signal on line 244 in response to the signal level received by antenna 180. The signal generated on line 244 can be used to control the signal level received by the receiver, which signal level is reproduced on line 242.
アンテナ180で送信された信号が従来のFM信号のよう
に従来の連続波信号である場合は、ZIF部214内の回路は
受信信号を復調しライン248上に音声信号を生成する。
この音声信号は、アンテナ180が受信した連続波信号の
情報信号成分を表す。When the signal transmitted by the antenna 180 is a conventional continuous wave signal like a conventional FM signal, a circuit in the ZIF unit 214 demodulates the received signal and generates an audio signal on a line 248.
This audio signal represents an information signal component of the continuous wave signal received by the antenna 180.
ZIF部214はさらにその内部回路（第６図の概略図には
図示せず）によってAGC出力252に出力信号を発生する。
この出力信号はアンテナ180が受信した信号のレベルを
表している。The ZIF unit 214 further generates an output signal at the AGC output 252 by its internal circuit (not shown in the schematic diagram of FIG. 6).
This output signal indicates the level of the signal received by antenna 180.
アンテナ180が受信した信号がTDMA複合変調情報信号
または従来型連続波変調情報信号の場合の信号レベルを
それぞれ表す信号を含むライン244,252は、スイッチ256
に接続される。スイッチ256は２対１マルチプレクサで
構成することができる。スイッチ256はライン244をライ
ン260上の増幅器209に結合するかまたはライン252をラ
イン260上の増幅器209に結合する。スイッチ256はライ
ン264を介して供給される信号によって動作する。本発
明の好適な実施例においては、制御信号は、無線電話装
置の論理部によって受信機に供給される。Lines 244 and 252 containing signals representing the signal levels when the signal received by antenna 180 is a TDMA composite modulation information signal or a conventional continuous wave modulation information signal are switches 256.
Connected to. Switch 256 can be configured with a two-to-one multiplexer. Switch 256 couples line 244 to amplifier 209 on line 260 or couples line 252 to amplifier 209 on line 260. Switch 256 is operated by a signal provided via line 264. In a preferred embodiment of the invention, the control signal is provided to the receiver by the logic of the radiotelephone.
ライン264を介して供給された信号がスイッチ256を起
動し、ライン252がライン260に結合し、ZIF部214からの
AGCを増幅器209に接続したとき、ZIF部214内で生成した
制御信号を使って受信機が受信する信号の信号レベルを
制御する。一方、ライン264を介して供給された信号が
スイッチ256を起動し、ライン244がライン260に結合
し、デジタル信号プロセッサ230の出力を増幅器209に接
続したとき、デジタル信号プロセッサ230が生成した制
御信号を使って受信機が受信する信号の信号レベルを制
御する。The signal provided via line 264 activates switch 256, and line 252 couples to line 260, and signal from ZIF section 214
When the AGC is connected to the amplifier 209, the signal level of the signal received by the receiver is controlled using the control signal generated in the ZIF unit 214. On the other hand, when the signal provided via line 264 activates switch 256 and line 244 couples to line 260 and connects the output of digital signal processor 230 to amplifier 209, the control signal generated by digital signal processor 230 Is used to control the signal level of the signal received by the receiver.
第７図のフロー・ダイヤグラムにおいて、本発明の方
法の段階を示す。本発明の方法は、受信機が受信する信
号のレベルを制御する。決定ブロック400が示すよう
に、従来の定エンベロープ信号または不定エンベロープ
信号を受信機が受信した場合は、まず、受信信号のレベ
ル値が決定される。In the flow diagram of FIG. 7, the steps of the method of the invention are shown. The method controls the level of the signal received by the receiver. As shown by decision block 400, when a conventional constant or indeterminate envelope signal is received by a receiver, the level value of the received signal is first determined.
受信機が従来の定エンベロープ信号を受信した場合
は、ブロック402に移行して、受信機が受信した定エン
ベロープ信号のレベル値に応答する第１利得制御信号が
生成される。次に、ブロック404が示すように、受信機
が受信した信号の振幅特性が、第１利得制御信号に応答
して調節される。If the receiver has received a conventional constant envelope signal, the method transitions to block 402 where a first gain control signal is generated responsive to the level value of the constant envelope signal received by the receiver. Next, as indicated by block 404, the amplitude characteristics of the signal received by the receiver are adjusted in response to the first gain control signal.
受信機が不定エンベロープ信号を受信した場合は、ブ
ロック406に移行して、受信機が受信した不定エンベロ
ープ信号のレベル値に応答する第２利得制御信号が生成
される。次に、ブロック408が示すように、受信機が受
信した信号の振幅特性が、第２利得制御信号に応答して
調節される。If the receiver has received the variable envelope signal, the method proceeds to block 406 where a second gain control signal is generated responsive to the level value of the variable envelope signal received by the receiver. Next, as indicated by block 408, the amplitude characteristics of the signal received by the receiver are adjusted in response to the second gain control signal.
本発明をさまざまな図の好適な実施例について説明し
てきたが、他の同様な実施例を利用したり、本発明から
逸脱せずに本発明の同じ機能を実行するために上記の実
施例に修正および追加できることはもちろんである。従
って、本発明は一つの実施例に限定されず、添付のクレ
ームの説明による範囲において解釈すべきである。Although the present invention has been described in terms of a preferred embodiment of the various figures, it should be understood that other similar embodiments may be utilized or may be implemented in order to perform the same function of the present invention without departing from the invention. Of course, modifications and additions are possible. Accordingly, the present invention is not limited to one embodiment, but is to be construed in accordance with the scope of the appended claims.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ワルクザック，トーマス・ジェイ アメリカ合衆国イリノイ州パラティン、 ボーデリッジ・ウェイ3070 (72)発明者 カーヒル，ステファン・ブイ アメリカ合衆国イリノイ州パラティン、 ダンディー・サークル・ナンバー・スリ ーハンドレッド アンドトゥー15ビー (56)参考文献 特開 平２−162814（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/14 H04L 27/22 H04B 1/16────────────────────────────────────────────────── ─── Continuing on the front page (72) Inventor Walksack, Thomas Jay, Borderridge Way 3070, Palatine, Illinois, United States of America (72) Inventor Cahill, Stephen Buoy, Palatine, Illinois, USA (15) References JP-A-2-162814 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 6 , DB name) H04L 27/14 H04L 27/22 H04B 1/16
Claims (4)
する利得制御システムであって： 受信機が受信した信号を、中間周波数を有し受信信号レ
ベルの信号レベル値を有する第１ダウンコンバージョン
信号（92）へと変換する、第１ダウンコンバージョン回
路（84）； 第１ダウンコンバージョン回路により生成された第１ダ
ウンコンバージョン信号を受信するように接続された可
変増幅回路（93）であって、当該可変増幅回路の利得係
数に対応する増幅レベルをもって前記中間周波数の増幅
信号（94）を生成する可変増幅回路； 該可変増幅回路により生成された前記中間周波数の増幅
信号を受信し、かつ該増幅信号を、受信機が受信した信
号の信号値を表す信号レベル値を有するベースバンド信
号（100、104）へと変換する、第２ダウンコンバージョ
ン回路（96）； 該第２ダウンコンバージョン回路により生成されたベー
スバンド信号を受信するように接続された第１信号検出
回路であって、ベースバンド信号を上方周波数へと変換
して上方変換信号を形成する変換手段（150）を有し、
該上方変換信号を受信するように接続され受信機の受信
信号が定エンベロープ信号であるときに該受信信号の信
号レベル値を決定し決定された信号レベル値に応答する
第１利得制御信号（160）を生成するための第１制御信
号生成手段を有する、第１信号検出回路； 前記第２ダウンコンバージョン回路により生成されたベ
ースバンド信号を受信するように接続された第２信号検
出回路であって、受信機の受信信号が不定エンベロープ
信号であるときに該受信信号の信号レベル値を決定し決
定された信号レベル値に応答する第２利得制御信号（14
6）を生成する第２信号検出回路であって、受信信号が
不定エンベロープ信号であるときに動作し決定された信
号レベル値に応答する第２利得制御信号を生成するデジ
タルシグナルプロセッサから構成される、ところの第２
信号検出回路； 第１利得制御信号または第２利得制御信号の何れかを前
記可変増幅回路へと選択的に供給して、以て可変増幅回
路の利得係数が第１利得制御信号または第２利得制御信
号に従って調節されるところの、選択的供給手段； から構成される利得制御システム。1. A gain control system for controlling a signal level of a signal received by a receiver, comprising: a first down-conversion of a signal received by the receiver having a signal level value of an intermediate frequency and a received signal level. A first down-conversion circuit (84) for converting the signal into a signal (92); a variable amplifier circuit (93) connected to receive the first down-conversion signal generated by the first down-conversion circuit; A variable amplifier circuit for generating the intermediate frequency amplified signal (94) with an amplification level corresponding to a gain coefficient of the variable amplifier circuit; receiving the intermediate frequency amplified signal generated by the variable amplifier circuit, and A second downconverter for converting the signal to a baseband signal (100, 104) having a signal level value representing the signal value of the signal received by the receiver A first signal detection circuit connected to receive the baseband signal generated by the second downconversion circuit, the first signal detection circuit converting the baseband signal into an upper frequency, and converting the baseband signal to an upper frequency; Having conversion means (150) for forming
A first gain control signal (160) connected to receive the up-converted signal and determining a signal level value of the received signal when the received signal of the receiver is a constant envelope signal and responding to the determined signal level value A first signal detection circuit having a first control signal generation means for generating a baseband signal generated by the second down conversion circuit; and a second signal detection circuit connected to receive the baseband signal generated by the second down conversion circuit. A second gain control signal (14) for determining a signal level value of the received signal when the received signal of the receiver is an indefinite envelope signal, and responding to the determined signal level value;
6) a second signal detection circuit, comprising: a digital signal processor that operates when the received signal is an indefinite envelope signal and generates a second gain control signal responsive to the determined signal level value. Where the second
A signal detection circuit for selectively supplying either the first gain control signal or the second gain control signal to the variable amplifier circuit so that the gain coefficient of the variable amplifier circuit is the first gain control signal or the second gain; A gain control system, wherein the gain control system is adjusted according to a control signal.
て、前記選択的供給手段が、第１利得制御信号または第
２利得制御信号の何れかを前記可変増幅回路へと選択的
に供給するスイッチから成ることを特徴とする利得制御
システム。2. The gain control system according to claim 1, wherein said selective supply means selectively supplies either a first gain control signal or a second gain control signal to said variable amplifier circuit. A gain control system comprising a switch.
よって起動されることを特徴とする請求項２記載の利得
制御システム。3. The gain control system according to claim 2, wherein said switch is activated by a signal received by a receiver.
中間周波数ダウンコンバージョン部によって生成される
同相および直交成分をそれぞれ受信するために結合され
ていることを特徴とする請求項１記載の利得制御システ
ム。4. The gain control system of claim 1, wherein said digital signal processor is coupled to receive in-phase and quadrature components generated by a zero intermediate frequency down-conversion section, respectively.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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| US57208090A | 1990-08-24 | 1990-08-24 | |
| US572,080 | 1990-08-24 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05501794A JPH05501794A (en) | 1993-04-02 |
| JP2797712B2 true JP2797712B2 (en) | 1998-09-17 |
Family
ID=24286267
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3513084A Expired - Lifetime JP2797712B2 (en) | 1990-08-24 | 1991-07-18 | Dual mode automatic gain control |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2797712B2 (en) |
| AU (1) | AU632707B2 (en) |
| CA (1) | CA2066711C (en) |
| DE (1) | DE4191921T (en) |
| FR (1) | FR2666709A1 (en) |
| GB (1) | GB2253314B (en) |
| HK (1) | HK25697A (en) |
| MX (1) | MX173696B (en) |
| WO (1) | WO1992003892A1 (en) |
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- 1991-07-18 CA CA 2066711 patent/CA2066711C/en not_active Expired - Fee Related
- 1991-08-21 MX MX9100764A patent/MX173696B/en not_active IP Right Cessation
- 1991-08-23 FR FR9110585A patent/FR2666709A1/en active Granted
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1992
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1997
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
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| MX173696B (en) | 1994-03-22 |
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| FR2666709B1 (en) | 1995-05-05 |
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| DE4191921T (en) | 1992-08-27 |
| CA2066711A1 (en) | 1992-02-25 |
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