JP2790906B2 - Passive sonar broadband signal reception method - Google Patents
Passive sonar broadband signal reception methodInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、３次元空間内（水中）を移動する目標が放
射する音波を用いて該目標の探索、位置計測、類別を行
うパッシブソーナ、あるいは目標に向かって音波を当
て、その反射板（エコー）を用いて該目標の探索等を行
うアクティブソーナのうち、パッシブソーナの広帯域信
号受信方法に関するものである。さらに詳しくいえば、
本発明は、船舶等の航走音等といった定常性の高い連続
広帯域信号をセンサアレイで受信し、該センサアレイ出
力に対してビームフォーマによりマルチビームを形成
し、該マルチビームの各ビーム出力の強度（以下、「パ
ワー」という）情報を用いて該広帯域信号の検出、及び
該信号の入射方向の検出等を行うパッシブソーナの広帯
域信号受信方法に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION (Industrial application field) The present invention relates to a passive sonar that searches for a target, measures a position of the target, and categorizes the target using a sound wave radiated by a target moving in a three-dimensional space (underwater). Alternatively, the present invention relates to a method for receiving a wideband signal of a passive sonar among active sonars which apply a sound wave toward a target and search for the target using a reflector (echo). More specifically,
According to the present invention, a continuous array signal having high stationarity, such as a running sound of a ship, is received by a sensor array, a multi-beam is formed by a beamformer with respect to the output of the sensor array, and each beam output of the multi-beam is formed. The present invention relates to a passive sonar broadband signal receiving method for detecting the wideband signal and detecting the incident direction of the signal using intensity (hereinafter, referred to as “power”) information.
（従来の技術） 従来、このような分野の技術としては、プロシーディ
ング オブ ザ アイ・イ・イ・イ（PROCEEDINGS OF T
HE IEEE）、69［11］（1981−11）（米）W.C.KNIGHT et
al「ディジタル シグナル プロセッシング フォア
ソーナ（Digital Signal Processing for Sonar）」P.1
451−1506に記載されるものがあった。以下、その構成
を図を用いて説明する。(Prior Art) Conventionally, techniques in such a field include: PROCEEDINGS OF T
HE IEEE), 69 [11] (1981-11) (USA) WCKNIGHT et
al "Digital Signal Processing for
Sonar (Digital Signal Processing for Sonar) "P.1
There were those described in 451-1506. Hereinafter, the configuration will be described with reference to the drawings.
第２図は、前記文献に記載された従来のパッシブソー
ナの広帯域信号受信方法を用いた受信装置の一構成例を
示す機能ブロック図である。FIG. 2 is a functional block diagram showing an example of a configuration of a receiving apparatus using the conventional passive sonar broadband signal receiving method described in the above document.
この広帯域信号受信方法は、ビームフォーミング及び
二乗検波を用いた受信方式であり、例えば複数のセンサ
素子11〜1Lからなるセンサアレイ１、複数の増幅器21〜
2L、複数の帯域制限フィルタ31〜3L、複数のサンプラ41
〜4L、ビームフォーマ５、複数の二乗算出器61〜6N、複
数の積分器71〜7N、及び複数の出力端子81〜8Nを有する
受信装置で、次のように処理される。The wideband signal receiving method is a receiving method using beamforming and square law, for example, a sensor array 1 including a plurality of sensor elements 1 1 to 1 L, more amplifiers 2 1 -
2 L , multiple band limiting filters 3 1 to 3 L , multiple samplers 4 1
To 4 L, a beam former 5, the receiving apparatus having a plurality of square calculator 6 1 to 6 N, more integrators 7 1 to 7-N, and a plurality of output terminals 8 1 to 8 N, the processing as follows Is done.
センサアレイ１を構成する各センサ素子11〜1Lは直
線、平面または円筒状等の形状に配列され、目標からの
音波を各センサ素子11〜1Lで受信する。受信された信号
は、増幅器21〜2Lで適正なレベルまで増幅され、帯域制
限フィルタ31〜3Lへ送られる。帯域制限フィルタ31〜3L
は、増幅された信号のうち、広帯域信号を対象とする周
波数の広帯域アナログ信号S1（ｔ）,S2（ｔ），…,S
L（ｔ）のみを通過させ、不用な周波数成分を除去す
る。広帯域アナログ信号S1（ｔ）〜SL（ｔ）は、サンプ
ラ41〜4Lにより、広帯域ディジタル信号S1（tk）,S1（t
k），…,SL（tk）に変換されてビームフォーマ５へ送ら
れる。Each sensor element 1 1 to 1 L of the sensor array 1 is linear, are arranged in a shape such as flat or cylindrical, it receives a sound wave from a target at each sensor element 1 1 to 1 L. The received signal is amplified to an appropriate level by an amplifier 2 1 to 2 L, is sent to the band-limiting filter 3 1 ~3 L. Band limiting filter 3 1 to 3 L
Are the broadband analog signals S 1 (t), S 2 (t),.
Pass only L (t) and remove unnecessary frequency components. Wideband analog signal S 1 (t) ~S L ( t) is the sampler 4 1 to 4 L, wideband digital signal S 1 (t k), S 1 (t
k ),..., S L (t k ) and sent to the beamformer 5.
ビームフォーマ５は、各広帯域ディジタル信号S
1（tk）〜SL（tk）に対して時間遅延補償τｉを施し、
該遅延補償後の信号にシャーディング係数（ウェイテン
グ係数ともいう）aiを掛け、このようにして得られる時
刻tkにおける広帯域信号a1・Ｓ（tk−τ１）,a2・Ｓ（t
k−τ２），……,aL・Ｓ（tk−τ１）によって を算出する。時間遅延量τｌは、形成するビーム主軸方
向θｎによって決まり、一般に、時刻tkにおける主軸方
向θｎのビーム出力η（k:n）を 但し、ｎ＝1,…,N のように算出する。パッシブソーナに用いられるビーム
フォーマ５は、マルチビームを形成する。このビームフ
ォーマ５の出力は、Ｎ個のマルチビームη（k:n）（但
し、ｎ＝１…,N）からなり、二乗算出器61〜6Nへ送られ
る。The beamformer 5 converts each broadband digital signal S
1 (t k ) to S L (t k ) are subjected to time delay compensation τ i ,
Multiplied by (also referred to as ways proboscis coefficient) a i sharding coefficient signal after the delay compensation, the wideband signal a 1 · S (t k -τ 1) at time t k thus obtained, a 2 · S (T
k − τ 2 ),..., a L · S (t k − τ 1 ) Is calculated. The time delay τ l is determined by the beam principal axis direction θ n to be formed, and generally, the beam output η (k: n) in the principal axis direction θ n at time t k However, it is calculated as n = 1,..., N. The beam former 5 used for the passive sonar forms a multi-beam. The output of the beam former 5, N pieces of the multi-beam η (k: n) (where, n = 1 ..., N) consist of, is sent to the square calculator 6 1 to 6 N.
二乗算出器61〜6Nは、Ｎ個のマルチビームη（k:n）
の二乗値を算出することにより、該広帯域信号のマルチ
ビームη（k:n）の時刻tkにおける強度（以下、「瞬時
パワー」という）Ｐ（k:n）を求め、積分器71〜7Nへ送
る。積分器71〜7Nは、瞬時パワーＰ（k:n）を積分する
ことにより、広帯域信号におけるマルチビームη（k:
n）の長時間積分パワー（以下、「パワー」という）
（k:n）を求め、出力端子81〜8Nからパワー情報として
出力する。Square calculator 6 1 to 6 N is, N pieces of the multi-beam η (k: n)
By calculating the square value, multibeam wideband signal eta: strength at time t k of the (k n) (hereinafter, referred to as "instantaneous power") P (k: n) the calculated integrator 7 1 Send to 7 N. The integrators 7 1 to 7 N integrate the instantaneous power P (k: n) to obtain a multi-beam η (k: k:
n) Long-term integrated power (hereinafter referred to as “power”)
(K: n) and this correction value is output as the power information from the output terminal 8 1 to 8 N.
そして、出力端子81〜8Nから出力される、時系列デー
タからなるパワー（k:n）を用いて、例えばBTR表示と
呼ばれる横軸をビーム主軸方向（θｎ）、縦軸を時刻
（tk）にとった２次元表示等により、広帯域信号の検出
及び該広帯域信号の入射方向の推定等が行われる。The output from the output terminal 8 1 to 8 N, the power consisting of time series data (k: n) using, for example, the horizontal axis of the beam major axis direction called BTR display (theta n), the vertical axis the time ( the two-dimensional display or the like taken in t k), the estimated like the incident direction of the detection and wideband signals of the wideband signal.
ここで、積分器71〜7Nは、例えば有限インパルス応答
フィルタ（Finite Inpulse Response filter、以下「FI
Rフィルタ」という）、あるいは無限インパルス応答フ
ィルタ（Infinite Inpulse Response filter、以下「II
Rフィルタ」という）で構成できる。広帯域信号を受信
する場合、FIRフィルタを用いると、信号処理が複雑に
なって処理時間も長くなる。そこで、通常はIIRフィル
タを用いて積分器71〜7Nを構成し、信号処理の簡単化
と、処理速度の高速化を図るようにしている。Here, the integrators 7 1 to 7 N are, for example, a finite impulse response filter (hereinafter referred to as “FI
R filter), or an infinite impulse response filter (hereinafter referred to as "II
R filter ”). When receiving a wideband signal, using an FIR filter complicates signal processing and increases processing time. Therefore, usually constitutes an integrator 7 1 to 7-N using the IIR filter, so that achieving the simplification of the signal processing, the increase in processing speed.
（発明が解決しようとする課題） しかしながら、従来の受信方法では、次のような課題
があった。(Problems to be solved by the invention) However, the conventional receiving method has the following problems.
従来の受信方法では、アクティブソーナ等から送出さ
れる探信音とも呼ばれる高いレベルのパルス信号psが、
広帯域信号の受信対象周波数帯域内に存在するとき、積
分等71〜7NにIIRフィルタを用いた場合、広帯域信号の
パワーがパルス信号psのパワーによって長時間に渡って
マスキングされるという問題があった。In the conventional receiving method, a high-level pulse signal ps also called a search sound transmitted from an active sonar,
When an IIR filter is used for integration 7 1 to 7 N when present in the frequency band to be received for a wideband signal, the problem is that the power of the wideband signal is masked for a long time by the power of the pulse signal ps. there were.
第３図は、このような問題のより詳細な説明図であ
る。図中、P1（ｔ）は時刻ｔにおける広帯域信号のみの
瞬時パワーを示し、P2（ｔ）は時刻ｔにおけるパルス信
号PSのみの瞬時パワーを示し、（ｔ）は広帯域信号と
パルス信号PSとの加算信号のパワーを示す。なお、説明
を簡単化するため、時間領域上においては全て連続系で
示している。FIG. 3 is a more detailed illustration of such a problem. In the figure, P 1 (t) indicates the instantaneous power of only the broadband signal at time t, P 2 (t) indicates the instantaneous power of only the pulse signal PS at time t, and (t) indicates the wideband signal and the pulse signal PS. And the power of the sum signal. For simplicity of description, all parts are shown in a continuous system on the time domain.
第３図に示すように、時刻t1からt2まで継続するパル
ス幅tpのパルス信号psが広帯域信号の受信対象周波数帯
域内に存在するとき、パワー（ｔ）はIIRフィルタを
用いる積分器71〜7Nの影響を受け、時刻t2後も、およそ
時刻t3に至る時間Tiの間、影響を受け続けることにな
る。As shown in FIG. 3, when the pulse signal ps pulse width tp which continues from time t1 to t2 is present in the receive frequency band of interest of the wideband signal, power (t) is the integrator 7 1 using an IIR filter affected 7 N, even after the time t2, during a time T i to reach the approximately time t3, it will continue unaffected.
パルス信号psのパワーに影響を受ける時間Tiは、P
1（ｔ）とP2（ｔ）の相対レベル、パルス幅Tp、及び積
分器71〜7Nの等価積分時間τによって決まる。積分器71
〜7Nを構成するIIRフィルタの応答関数として、例えば
指数関数を選んだ場合、 10log｛P2（ｔ）/P1（ｔ）｝＝40dB、 Tp＝１秒、 τ＝60秒 のとき、時間Tiはおよそ60〜80秒のオーダとなる。この
ように長時間に渡って広帯域信号のパワーがマスキング
されると、該広帯域信号のパワーを連続的に検出するこ
とができず、受信精度が低下し、それを解決することが
困難であった。The time T i affected by the power of the pulse signal ps is P
1 (t) and P relative levels of 2 (t), determined by the pulse width T p, and the integrator 7 1 to 7-N equivalent integration time tau. Integrator 7 1
As response function of the IIR filter constituting the to 7-N, for example when choosing an exponential, 10log {P 2 (t) / P 1 (t)} = 40dB, Tp = 1 second, when tau = 60 seconds, time T i is on the order of about 60 to 80 seconds. When the power of the wideband signal is masked for a long time as described above, the power of the wideband signal cannot be continuously detected, the receiving accuracy is reduced, and it is difficult to solve the problem. .
本発明は前記従来技術が持っていた課題として、広帯
域信号の受信対象周波数帯域内に、相対的に高いレベル
のパルス信号が存在する場合、該パルス信号の継続時間
の終了後も長時間に渡って前記広帯域信号のパワーがマ
スキングされて受信精度が低下するという点について解
決したパッシブソーナの広帯域信号受信方法を提供する
ものである。The present invention has a problem that the prior art has a problem that when a relatively high-level pulse signal exists in a frequency band to be received for a wideband signal, the pulse signal remains for a long time after the end of the duration of the pulse signal. It is another object of the present invention to provide a passive sonar broadband signal receiving method which solves the problem that the power of the wideband signal is masked and the receiving accuracy is reduced.
（課題を解決するための手段） 本発明は前記課題を解決するために、第１の発明は、
目標からの広帯域信号を複数のセンサ素子からなるセン
サアレイで受信し、前記センサアレイ出力に基づきビー
ムフォーマによってマルチビームを形成し、前記マルチ
ビームに基づき長時間積分パワーを求めるパッシブソー
ナの広帯域信号受信方法において、次のような手段を講
じたものである。(Means for Solving the Problems) In order to solve the above problems, the present invention provides a first invention,
A broadband signal from a target is received by a sensor array composed of a plurality of sensor elements, a multibeam is formed by a beamformer based on the output of the sensor array, and a broadband signal reception of a passive sonar for obtaining a long-term integrated power based on the multibeam is performed. In the method, the following measures were taken.
即ち、前記マルチビームの各ビームから出力される広
帯域信号を狭帯域成分に分割して周波数分析し、前記周
波数分析結果を用いて前記分割された各周波数毎に短時
間積分パワーである瞬時パワー密度を求め、前記瞬時パ
ワー密度の時系列データを用いて前記マルチビームの各
ビーム毎にかつ前記分割した各周波数毎にパルス状信号
成分のパルス検出を行なう。そして、前記パルス検出さ
れたビーム及び周波数に対して積分定数の設定を行な
い、前記積分定数を用いて前記瞬時パワー密度を時間領
域で積分して各周波数毎に長時間積分パワーを求め、前
記長時間積分パワーを各ビーム毎に周波数領域で加算し
て広帯域信号を算出するようにしている。That is, a wideband signal output from each beam of the multi-beam is divided into narrowband components and subjected to frequency analysis. Using the result of the frequency analysis, an instantaneous power density, which is a short-time integrated power, for each of the divided frequencies. And pulse detection of a pulse-like signal component is performed for each of the multi-beams and for each of the divided frequencies using the time-series data of the instantaneous power density. Then, an integration constant is set for the beam and frequency at which the pulse is detected, and the instantaneous power density is integrated in the time domain using the integration constant to obtain a long-term integrated power for each frequency, The time integration power is added for each beam in the frequency domain to calculate a wideband signal.
第２の発明は、第１の発明において、前記センサアレ
イ出力に基づき前記各センサ素子毎に周波数分析を行な
い、該周波数分析結果を用いて周波数領域で整相を行な
い、該整相結果から前記分割された各周波数毎に前記瞬
時パワー密度を求めるようにしている。According to a second aspect, in the first aspect, a frequency analysis is performed for each of the sensor elements based on the sensor array output, and phasing is performed in a frequency domain using the frequency analysis result. The instantaneous power density is determined for each of the divided frequencies.
（作 用） 第１及び第２の発明によれば、以上のように広帯域信
号受信方法を構成したので、受信された広帯域信号は、
ビームフォーマの各マルチビームの出力毎に、狭帯域成
分に分割され、該分割された各周波数毎に瞬時パワー密
度が算出される。さらに、瞬時パワー密度の時系列デー
タを用いて各ビーム及び各周波数毎にパルス状信号成分
が検出され、該パルス検出された周波数毎に、長時間積
分パワー算出のための積分定数の設定が行われる。そし
て、設定された積分定数を用い、分割された各周波数毎
に、前記瞬時パワー密度に対する積分が行われた後、周
波数領域で各ビーム毎に加算され、ビーム主軸方位のパ
ワーが出力される。これにより、該パルス信号の影響が
除去されて広帯域信号のパワーが連続的に得られる。従
って、前記課題を解決できるのである。(Operation) According to the first and second inventions, the wideband signal receiving method is configured as described above.
Each multi-beam output of the beamformer is divided into narrow-band components, and the instantaneous power density is calculated for each of the divided frequencies. Further, a pulse-like signal component is detected for each beam and each frequency using the time-series data of the instantaneous power density, and an integration constant for long-term integration power calculation is set for each frequency at which the pulse is detected. Will be Then, after the integration with respect to the instantaneous power density is performed for each of the divided frequencies using the set integration constant, the sum is added for each beam in the frequency domain, and the power in the beam principal axis direction is output. Thereby, the influence of the pulse signal is removed and the power of the wideband signal is continuously obtained. Therefore, the above problem can be solved.
（実施例） 第１図は、本発明の第１の実施例を示すもので、パッ
シブソーナの広帯域信号受信方法を用いた受信装置の機
能ブロック図であり、従来の第２図中の要素と共通の要
素には共通の符号が付されている。(Embodiment) FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, and is a functional block diagram of a receiving apparatus using a passive sonar broadband signal receiving method. Common elements are denoted by common reference numerals.
この受信装置が従来の第２図のものと異なる点は、第
２図の二乗算出器61〜6N及び積分器71〜7Nに代えて、周
波数分析器111〜11N、瞬時パワー密度算出器121〜12N、
パルス検出器131〜13N、積分定数設定器141〜14N、積分
器151〜15N、及びパワー算出器161〜16Nを設けたことで
ある。The receiver differs from that of the second diagram of a conventional, instead of the square calculator 61 through the second diagram N and an integrator 7 1 to 7-N, the frequency analyzer 11 1 to 11 N, the instantaneous power density calculator 12 1 to 12 N,
Pulse detector 13 1 to 13 N, the integration constant setter 14 1 to 14 N, the integrator is 15 1 to 15 N, and the provision of the power calculator 16 1 ~ 16 N.
周波数分析器111〜11Nは、高速フーリエ変換（以下、
FFTという）等のディジタルフーリエ変換によってＮ個
のマルチビームη（k:n）（但し、ｎ＝1,…,N）をＭ個
の狭帯域成分 （k:n:m）（但し、ｍ＝1,…,M）に分割し、それを瞬時
パワー密度算出器121〜12Nへ与える回路である。瞬時パ
ワー密度算出器121〜12Nは、周波数分析器出力 （k:n:m）から各瞬時パワー密度Ｐ（k:n:m）を算出し、
その算出結果をパルス検出器131〜13N及び積分器151〜1
5Nへ与える機能を有している。Frequency analyzer 11 1 to 11 N is a fast Fourier transform (hereinafter,
N multi-beams η (k: n) (where n = 1,..., N) are converted into M narrowband components by digital Fourier transform such as FFT. (K: n: m) (where, m = 1, ..., M ) is divided into a circuit which gives it the instantaneous power density calculator 12 1 to 12 N. Instantaneous power density calculator 12 1 to 12 N, the frequency analyzer output Calculate each instantaneous power density P (k: n: m) from (k: n: m),
The calculation results are output to the pulse detectors 13 1 to 13 N and the integrators 15 1 to 1.
Has a function to give 5 N.
パルス検出器141〜14Nは、瞬時パワー密度算出器出力
よりパルス成分を検出し、その検出結果を積分定数設定
器141〜14Nへ与える機能を有している。積分定数設定器
141〜14Nは、パルス検出器出力を用いて各周波数毎の積
分定数α（k:n:m），β（k:n:m）を生成し、それを積分
器151〜15Nへ与える機能を有している。Pulse detector 14 1 to 14 N detects the pulse component from the instantaneous power density calculation output, and has a function of providing the detection result to the integration constant setter 14 1 to 14 N. Integral constant setting device
14 1 to 14 N, the integration constant for each frequency using the pulse detector output α (k: n: m) , β (k: n: m) generates, it integrator 15 1 to 15 N It has the function of giving to
積分器151〜15Nは、積分定数α（k:n:m），β（k:n:
m）を用い、瞬時パワー密度算出器出力を積分し、その
積分結果をパワー算出器161〜16Nに与える回路である。
パワー算出器161〜16Nは、積分器出力を周波数領域で加
算して長時間積分パワーａ（k:n）を求め、それを出
力端子81〜8Nへ出力する機能を有している。The integrator 15 1 to 15 N is an integration constant α (k: n: m) , β (k: n:
using m), integrating the instantaneous power density calculation output, a circuit to provide the result of integration to the power calculator 16 1 ~ 16 N.
Power calculator 16 1 ~ 16 N for a long time the integrator output are added in the frequency domain integrated power a (k: n) the determined, and outputting it to an output terminal 8 1 to 8 N I have.
第４図は、第１図中の各パルス検出器131〜13Nの一構
成例を示す機能ブロック図である。Figure 4 is a functional block diagram showing a configuration example of the pulse detector 13 1 to 13 N in FIG. 1.
各パルス検出器131〜13Nは、各瞬時パワー密度算出器
121〜12Nの出力を入力する入力端子31n,1〜31n,M（但
し、ｎ＝1,…,N）を有し、それには積分器32n,1〜3
2n,M、スレシュホールド設定器33n,1〜33n,M、比較器34
n,1〜34n,M、及び各積分定数設定器141〜14Nへの出力端
子35n,1〜35n,Mが接続されている。Each pulse detector 13 1 to 13 N, each instantaneous power density calculator
It has input terminals 31 n, 1 to 31 n, M (where n = 1,..., N) for inputting outputs of 12 1 to 12 N , and includes integrators 32 n, 1 to 3
2 n, M , threshold setting unit 33 n, 1 to 33 n, M , comparator 34
n, 1 ~34 n, M, and the output terminal 35 n, 1 ~35 n to each integration constant setting device 14 1 ~14 N, M are connected.
次に、以上のような受信装置を用いた広帯域信号受信
方法について説明する。Next, a method of receiving a wideband signal using the above-described receiving apparatus will be described.
第１図において、目標からの広帯域信号は、センサア
レイ１で受信され、そのセンサアレイ出力が増幅器21〜
2Lで適正なレベルまで増幅される。増幅された受信信号
のうち、不用な周波数成分が帯域制御フィルタ31〜3Lで
除去された後、サンプラ41〜4Lで広帯域ディジタル信号
SL（tk）〜SL（tk）に変換され、ビームフォーマ５へ送
られる。ビームフォーマ５では、広帯域ディジタル信号
SL（tk）〜SL（tk）を入力し、時間遅延補償τｉ等を行
ってＮ個のマルチビームη（k:n）を各ビーム毎に周波
数分析器111〜11Nへ出力する。In Figure 1, the wideband signal from the target is received by the sensor array 1, the sensor array output amplifiers 2 1 -
It is amplified to an appropriate level at 2 L. Of the amplified received signal, after unnecessary frequency components are removed by the band control filter 3 1 to 3 L, wideband digital signal by sampler 4 1 to 4 L
It is converted to S L (t k ) to S L (t k ) and sent to the beamformer 5. In the beamformer 5, a wideband digital signal
S L (t k ) to S L (t k ) are input, time delay compensation τ i and the like are performed, and N multi-beams η (k: n) are frequency-analyzed 111 1 to 11 N for each beam. Output to
周波数分析器111〜11Nでは、Ｎ個のマルチビームη
（k:n）を各ビーム毎にＭ個の狭帯域成分 （k:n:m）（但し、ｍ＝1,…,M）に分割する。分割され
た狭帯域成分 （k:n:m）は、Ｍ個づつ各瞬時パワー密度算出器121〜12
Nに入力され、各々において瞬時パワー密度 但し、ｍ＝1,…,M が算出される。瞬時パワー密度Ｐ（k:n:m）は、Ｍ個づ
つ各積分器151〜15N及びパルス検出器131〜13Nに入力さ
れる。In the frequency analyzer 11 1 ~11 N, N-number of multi-beam η
(K: n) is M narrowband components for each beam (K: n: m) (where m = 1,..., M). Split narrowband component (K: n: m) are M instantaneous power density calculators 12 1 to 12
N and the instantaneous power density at each However, m = 1,..., M is calculated. Instantaneous power density P (k: n: m) is input to the M by one each integrators 15 1 to 15 N and the pulse detector 13 1 to 13 N.
各パルス検出器131〜13Nでは、瞬時パワー密度の時系
列データ …,P（ｋ−1:n:m）,P（k:n:m） （但し、ｍ＝1,…,M） を用いて、各周波数毎にＰ（k:n:m）に含まれるパルス
成分のみを検出する。Each pulse detector 13 1 to 13 N, the time-series data of the instantaneous power density ..., P (k-1: n: m), P (k: n: m) ( where, m = 1, ..., M ) , Only the pulse components included in P (k: n: m) are detected for each frequency.
即ち、第４図の各パルス検出器13n（但し、ｎ＝1,…,
N）において、積分器32n,1〜32n,Mは、検出対象とする
パルス信号の最大の時間幅より充分に長い等価積分時間
を持つ積分器であり、入力端子31n,1〜31n,Mからの瞬時
パワー密度算出器出力に基づき、パルスを検出するため
のスレシュホールドを決定するためのパルス以外の信号
成分のレベルを推定し、その推定結果をスレシュホール
ド設定器33n,1〜33n,Mへ送る。That is, each pulse detector 13 n in FIG. 4 (where n = 1,...,
In N), the integrators 32 n, 1 to 32 n, M are integrators having an equivalent integration time sufficiently longer than the maximum time width of the pulse signal to be detected, and the input terminals 31 n, 1 to 31 Based on the output of the instantaneous power density calculator from n and M, the level of the signal component other than the pulse for determining the threshold for detecting the pulse is estimated, and the estimation result is used as a threshold setting unit 33 n, 1 Send to ~ 33 n, M.
スレシュホールド設定器33n,1〜33n,Mは、各積分器32
n,1〜32n,Mから出力されるレベルに、予め定めた一定値
を加算することにより、時刻ｋにおけるスレシュホール
ド値TH（k:n:1）,TH（k:n:2），…,TH（（k:n:M）を比
較器34n,1〜34n,Mへ出力する。ここで、加算する値は、
パルス検出における誤警報確率等で決まるパルス成分除
去の対象とする最小レベルによって設定される。The threshold setters 33 n, 1 to 33 n, M are connected to each integrator 32
By adding a predetermined constant value to the level output from n, 1 to 32n , M , the threshold values TH (k: n: 1), TH (k: n: 2), …, TH ((k: n: M) is output to the comparators 34 n, 1 to 34 n, M. Here, the value to be added is
It is set by the minimum level of the pulse component removal target determined by the false alarm probability or the like in the pulse detection.
比較器34n,1〜34n,Mは、スレシュホールド設定器33
n,1〜33n,Mから出力されるスレシュホールド値と、入力
端子31n,1〜31n,Mから入力される時刻ｋでの瞬時パワー
密度とを、各周波数毎に比較し、 Ｐ（k:n:m）TH（k:n:m） 但し、ｍ＝1,…,M のとき、パルス検出信号を出力端子35n,1〜35n,Mへ出力
して第１図の積分定数設定器141〜14Nへ与える。The comparators 34 n, 1 to 34 n, M are threshold setting units 33
The threshold value output from n, 1 to 33 n, M is compared with the instantaneous power density at time k input from the input terminals 31 n, 1 to 31 n, M for each frequency. (K: n: m) TH (k: n: m) where m = 1,..., M, the pulse detection signal is output to the output terminals 35 n, 1 to 35 n, M and It gives the integration constant setter 14 1 to 14 N.
積分定数設定器141〜14Nは、パルス検出器131〜13Nか
ら入力されるパルス検出信号を用いて各周波数毎に積分
定数α（k:n:m），β（k:n:m）を生成し、積分器151〜1
5Nへ出力する。例えば、積分器151〜15Nの応答関数が次
式で与えられた場合、 （k:n:m）＝ α（k:n:m）・Ｐ（k:n:m） ＋β（k:n:m）・（ｋ−1:n:m） 積分定数設定器141〜14Nでは、積分定数α（k:n:m）及
びβ（k:n:m）を次のように設定する。Integration constant setting device 14 1 to 14 N is an integration constant to each frequency for each using a pulse detection signal input from the pulse detector 13 1 ~13 N α (k: n: m), β (k: n: m) produces an integrator 15 1 to 1
Output to 5 N. For example, if the response function of the integrator 15 1 to 15 N is given by the following equation, (k: n: m) = α (k: n: m) · P (k: n: m) + β (k: n: m) · (k- 1: n: m) the integration constant setter 14 1 to 14 n, the integration constant α (k: n: m) and β (k: n: m) the settings as follows I do.
但し、α0;長時間積分パワーを求めるための積分時間
に相当する積分定数 積分器151〜15Nは、積分定数設定器141〜14Nにより生
成された積分定数α（k:n:m）及びβ（k:n:m）を用いて
応答関数を計算し、パワー算出器161〜16Nへ出力する。 However, alpha 0; long integration constant integrator 15 1 to 15 N corresponding to the integration time for obtaining the integral power, integration constant generated by the constant of integration setter 14 1 ~14 N α (k: n: m) and β (k: n: m) was used to calculate the response function, and outputs to the power calculator 16 1 ~ 16 n.
例えば、該積分定数設定法においてγ１＝０、γ２＝
１とすると、パルスが検出された場合には、その周波数
の瞬時パワー密度Ｐ（k:n:m）が除去され、時刻ｋ−１
の積分出力（ｋ−1:n:m）が時刻ｋの積分出力（k:
n:m）として出力される。パワー算出器161〜16Nは、積
分器151〜15NからのＭ個の積分出力（k:n:m）（ｍ＝
1,2,…,M）を周波数領域で加算することにより、長時間
積分パワーａ（k:n）を求め、出力端子81〜8Nへ出力
する。For example, in the integration constant setting method, γ 1 = 0, γ 2 =
If a pulse is detected, the instantaneous power density P (k: n: m) of that frequency is removed and the time k-1
Is the integrated output (k−1: n: m) at time k (k:
n: m). Power calculator 16 1 ~ 16 N are, M-number of the integrated output from the integrator 15 1 ~15 N (k: n : m) (m =
1,2, ..., by adding in the frequency domain M), long integrated power a (k: n) and this correction value is output to the output terminal 8 1 to 8 N.
以上のように、この第１の実施例では、従来の二乗算
出器61〜6Nの処理に代えて、周波数分析器111〜11Nによ
り、広帯域信号η（k:n）を狭帯域成分 （k:n:m）に分割し、瞬時パワー算出器121〜12Nによ
り、分割した各周波数fm毎に短時間積分パワーである瞬
時パワー密度 を算出する。そして、パルス検出器131〜13Nにより、瞬
時パワー密度の時系列データ …,P（ｋ−1:n:m）,P（k:n:m） を用いて各ビーム及び各周波数毎にＰ（k:n:m）に含ま
れるパルス状信号成分のみを検出し、積分定数設定器14
1〜14Nにより、パルス検出された周波数毎に長時間積分
パワー算出のための積分定数を制御する。すると、積分
器151〜15Nが、設定された積分定数を用いて前記分割さ
れた各周波数毎に積分し、パワー算出器161〜16Nによ
り、周波数領域で各ビーム毎に加算した値ａ（k:n）
を、ビーム主軸方位θｎのパワーとして出力する。その
ため、IIRフィルタを用いた長時間積分機能を有する場
合においても、長時間にわたってパルス信号の干渉を受
けることが少なくなると共に、該パルス信号の強いパワ
ーの存在する周波数帯域以外は、該パルス信号に影響さ
れることなく連続して用いることができるので、広帯域
信号のパワーの情報の欠落を少なくすることができる。As described above, in this first embodiment, instead of the process of the conventional square calculator 6 1 to 6 N, the frequency analyzer 11 1 to 11 N, wideband signal η (k: n) the narrowband component Divided into (k:: n m), the instantaneous power calculator 12 1 to 12 N, the instantaneous power density is short integrated power for each frequency fm divided Is calculated. Then, the pulse detector 13 1 to 13 N, the time-series data of the instantaneous power density ..., P (k-1: n: m), P (k: n: m) for each beam and each frequency using the Only the pulse-like signal component included in P (k: n: m) is detected, and the integration constant setting unit 14
The integration constant for calculating the long-term integrated power is controlled by 1 to 14 N for each frequency at which the pulse is detected. Then, the integrators 15 1 to 15 N integrate using the set integration constant for each of the divided frequencies, and the power calculators 16 1 to 16 N add the value added for each beam in the frequency domain. a (k: n)
And outputs as the power of the beam major axis orientation theta n. Therefore, even in the case of having a long-time integration function using an IIR filter, the interference of the pulse signal is reduced over a long period of time, and except for the frequency band in which the strong power of the pulse signal exists, the pulse signal is Since it can be used continuously without being affected, loss of power information of a wideband signal can be reduced.
なお、この第１の実施例では、従来の長時間積分パワ
ー算出機能にIIRフィルタを用いた場合よりも使用メモ
リ量が増加する。しかし、周波数分析器111〜11NのFFT
サイズに相当する時間よりも積分時間が長い場合、従来
の長時間積分パワー算出機能をFIRフィルタで構成する
よりも、メモリ量を少なくすることが可能で、より有効
となる。In the first embodiment, the amount of memory used is larger than in the case where the IIR filter is used for the conventional long-time integrated power calculation function. However, the FFT of the frequency analyzers 11 1 to 11 N
When the integration time is longer than the time corresponding to the size, the amount of memory can be reduced and more effective than when the conventional long-time integration power calculation function is configured by an FIR filter.
第５図は、本発明の第２の実施例を示す広帯域信号受
信方法を用いた受信装置の機能ブロック図であり、第１
図中の要素と共通の要素には共通の符号が付されてい
る。FIG. 5 is a functional block diagram of a receiving apparatus using a wideband signal receiving method according to a second embodiment of the present invention.
Elements common to those in the figure are denoted by common reference numerals.
この受信装置が第１図のものと異なる点は、周波数分
析器411〜41Lをサンプラ41〜4Lの出力側に設け、その周
波数分析器411〜41Lの出力側に、周波数領域でのビーム
フォーマ51を設けたことである。Differs from the ones of the receiving device Figure 1, provided with a frequency analyzer 41 1 to 41 L on the output side of the sampler 4 1 to 4 L, the output side of the frequency analyzer 41 1 to 41 L, the frequency That is, the beam former 51 is provided in the area.
この第２の実施例にいて、周波数分析器411〜41Lは、
サンプラ41〜4Lの出力に対し、周波数分析を行ない、周
波数領域でのビームフォーマ51へ出力する。周波数領域
でのビームフォーマ51は、周波数分析器411〜41Lからの
出力ζ（k:l:m）（ｌ＝1,2,…,L）を用い、該周波数分
析器411〜41Lにより分割された各周波数毎に、Ｎ個の主
軸方向へ、次式により整相を行なう。In this second embodiment, the frequency analyzers 41 1 to 41 L are:
To the output of the sampler 4 1 to 4 L, performs frequency analysis, and outputs it to the beamformer 51 in the frequency domain. Beamformer 51 in the frequency domain, output ζ from frequency analyzer 41 1 ~41 L (k: l : m) (l = 1,2, ..., L) used, the frequency analyzer 41 1-41 For each frequency divided by L, phasing is performed in the direction of N main axes by the following equation.
整相出力 （k:n:m）は、各ビーム毎に瞬時パワー密度算出器121〜
12Nへ出力され、その後、第１の実施例と同様に処理さ
れる。従って、第１の実施例とほぼ同様の作用、効果が
得られる。 Phasing output (K: n: m) is the instantaneous power density calculator 12 1 for each beam
12N , and then processed as in the first embodiment. Therefore, substantially the same operation and effect as those of the first embodiment can be obtained.
なお、本発明は上記実施例に限定されず、種々の変形
が可能である。その変形例としては、例えば次のような
ものがある。Note that the present invention is not limited to the above embodiment, and various modifications are possible. For example, there are the following modifications.
（ｉ） 第１図の積分定数設定器141〜14Nにおいて、パ
ルスが検出された場合のα（k:n:m）のγ１の値をパル
スの振幅値に応じて切り換えるようにする。即ち、 γ２＝１−α０ のように設定すると、振幅値の異なるパルスが入射され
た場合でも、一定の振幅値として取り扱われ、P0の値を
スレッシュホールドTHの近傍にとることにより、長時間
マスキングされることなく、かつパルスの検出も可能と
なる。(I) In the integration constant setting device 14 1 to 14 N of FIG. 1, alpha when a pulse is detected to be switched in response to gamma 1 value (k:: n m) the pulse amplitude value of . That is, If γ 2 = 1−α 0 is set, even if a pulse having a different amplitude value is incident, it is treated as a constant amplitude value, and by taking the value of P 0 near the threshold TH, a long time is obtained. A pulse can be detected without being masked.
（ii） 第１図及び第５図の各ブロックを、ディジタル
・シグナル・プロセッサ（DSP）やマイクロプロセッサ
等で処理することによって広帯域信号を受信しても良
い。(Ii) A wideband signal may be received by processing each block in FIGS. 1 and 5 with a digital signal processor (DSP), a microprocessor, or the like.
（発明の効果） 以上詳細に説明したように、第１の発明によれば、ビ
ームフォーマの各マルチビーム出力を狭帯域周波数に分
割し、該分割した周波数毎に瞬時パワー密度を求める。
そして、瞬時パワー密度の時系列データを用いて各ビー
ム及び各周波数毎にパルス性信号の検出を行ない、該パ
ルス検出情報に基づいて長時間積分パワー算出機能にお
ける積分定数を制御するようにしている。そのため、II
Rフィルタを用いた長時間積分機能を有する場合におい
ても、長時間にわたってパルス信号の干渉を受けること
が少なくなると共に、該パルス信号の強いパワーの存在
する周波数帯域以外は、該パルス信号に影響されること
なく連続して用いることができるので、広帯域信号のパ
ワーの情報の欠落を少なくすることができる。(Effects of the Invention) As described in detail above, according to the first invention, each multi-beam output of the beam former is divided into narrowband frequencies, and the instantaneous power density is obtained for each of the divided frequencies.
Then, a pulse signal is detected for each beam and each frequency using the time series data of the instantaneous power density, and the integration constant in the long-time integrated power calculation function is controlled based on the pulse detection information. . Therefore, II
Even in the case of having the long-time integration function using the R filter, the interference of the pulse signal is reduced for a long time, and the frequency signal is affected by the pulse signal except for the frequency band where the strong power of the pulse signal exists. Since the information can be continuously used without any loss, loss of power information of the wideband signal can be reduced.
第２の発明によれば、第１の発明において、各センサ
素子毎に周波数分析を行ない、該周波数分析した結果を
用いて周波数領域で整相を行ない、該整相結果から前記
分割された各周波数毎に瞬時パワー密度を求めるように
している。そのため、第１の発明とほぼ同様の効果が期
待できる。According to a second aspect, in the first aspect, a frequency analysis is performed for each sensor element, and phasing is performed in a frequency domain using a result of the frequency analysis. The instantaneous power density is determined for each frequency. Therefore, substantially the same effect as the first invention can be expected.
第１図は本発明の第１の実施例を示すパッシブソーナの
広帯域信号受信方法を用いた受信装置の機能ブロック
図、第２図は従来のパッシブソーナの広帯域信号受信方
法を用いた受信装置の機能ブロック図、第３図は従来の
受信方法の問題点の説明図、第４図は第１図中のパルス
検出器の機能ブロック図、第５図は本発明の第２の実施
例を示すパッシブソーナの広帯域信号受信方法を用いた
受信装置の機能ブロック図である。 １……センサアレイ、11〜1L……センサ素子、４……サ
ンプラ、5,51……ビームフォーマ、111〜11N,411〜41L
……周波数分析器、121〜12N……瞬時パワー密度算出
器、131〜13N……パルス検出器、141〜14N……積分定数
設定器、151〜15N……積分器、161〜16N……パワー算出
器。FIG. 1 is a functional block diagram of a receiving apparatus using a passive sonar broadband signal receiving method according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2 is a functional block diagram of a receiving apparatus using a conventional passive sonar broadband signal receiving method. FIG. 3 is a functional block diagram of a conventional pulse receiving method, FIG. 3 is a functional block diagram of a pulse detector in FIG. 1, and FIG. 5 shows a second embodiment of the present invention. FIG. 3 is a functional block diagram of a receiving device using a passive sonar broadband signal receiving method. 1 ... sensor array, 1 1 to 1 L ... sensor element 4, ... sampler, 5,51 ... beamformer, 11 1 to 11 N , 41 1 to 41 L
...... frequency analyzer, 12 1 to 12 N ...... instantaneous power density calculator, 13 1 to 13 N ...... pulse detector, 14 1 to 14 N ...... integral constant setter, 15 1 to 15 N ...... integral , 16 1 -16 N … Power calculator.
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01S 3/802 - 3/809Continuation of front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) G01S 3/802-3/809
Claims (2)
からなるセンサアレイで受信し、前記センサアレイ出力
に基づきビームフォーマによってマルチビームを形成
し、前記マルチビームに基づき長時間積分パワーを求め
るパッシブソーナの広帯域信号受信方法において、 前記マルチビームの各ビームから出力される広帯域信号
を狭帯域成分に分割して周波数分析し、 前記周波数分析結果を用いて前記分割された各周波数毎
に短時間積分パワーである瞬時パワー密度を求め、 前記瞬時パワー密度の時系列データを用いて前記マルチ
ビームの各ビーム毎にかつ前記分割した各周波数毎にパ
ルス状信号成分のパルス検出を行ない、 前記パルス検出されたビーム及び周波数に対して積分定
数の設定を行ない、 前記積分定数を用いて前記瞬時パワー密度を時間領域で
積分して各周波数毎に長時間積分パワーを求め、 前記長時間積分パワーを各ビーム毎に周波数領域で加算
して広帯域信号を算出する、 ことを特徴とするパッシブソーナの広帯域信号受信方
法。1. A passive array for receiving a broadband signal from a target by a sensor array comprising a plurality of sensor elements, forming a multi-beam by a beamformer based on the output of the sensor array, and obtaining a long-term integrated power based on the multi-beam. In the sonar broadband signal receiving method, a wideband signal output from each beam of the multi-beam is divided into narrowband components and subjected to frequency analysis, and a short-time integration is performed for each of the divided frequencies using the frequency analysis result. An instantaneous power density which is power is obtained, and pulse detection of a pulse-like signal component is performed for each of the beams of the multi-beam and for each of the divided frequencies using the time-series data of the instantaneous power density. Setting the integral constant for the beam and frequency, and using the integral constant for the instantaneous power. Integrating the density in the time domain to obtain a long-term integrated power for each frequency, and adding the long-term integrated power in the frequency domain for each beam to calculate a wideband signal; Signal receiving method.
号受信方法において、 前記センサアレイ出力に基づき前記各センサ素子毎に周
波数分析を行ない、該周波数分析結果を用いて周波数領
域で整相を行ない、該整相結果から前記分割された各周
波数毎に前記瞬時パワー密度を求める、 ことを特徴とするパッシブソーナの広帯域信号受信方
法。2. The method for receiving a wideband signal of a passive sonar according to claim 1, wherein frequency analysis is performed for each of said sensor elements based on said sensor array output, and phasing is performed in the frequency domain using said frequency analysis result. And determining the instantaneous power density for each of the divided frequencies from the phasing result.
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