JP2780165B2 - Dc−dcコンバータ - Google Patents
Dc−dcコンバータInfo
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- JP2780165B2 JP2780165B2 JP3262987A JP26298791A JP2780165B2 JP 2780165 B2 JP2780165 B2 JP 2780165B2 JP 3262987 A JP3262987 A JP 3262987A JP 26298791 A JP26298791 A JP 26298791A JP 2780165 B2 JP2780165 B2 JP 2780165B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、高い出力電圧と大きな
出力電力を得る場合に適したDC−DCコンバータの構
成に関する。
出力電力を得る場合に適したDC−DCコンバータの構
成に関する。
【0002】
【従来の技術】最近、高電圧、大電力により点灯するラ
ンプの用途が広がるに伴って、そのようなランプを安定
に点灯するためのDC−DCコンバータの開発が急がれ
ている。入力電圧よりも高い出力電圧を得ようとする場
合、従来のフオワード式DC−DCコンバータでは、ス
イッチングトランスの1次巻線に対する2次巻線の巻数
比が高くなる。また、高い電圧の得られる2次巻線は、
耐電圧の見地から狭い位置にまとめて巻くことができな
い。
ンプの用途が広がるに伴って、そのようなランプを安定
に点灯するためのDC−DCコンバータの開発が急がれ
ている。入力電圧よりも高い出力電圧を得ようとする場
合、従来のフオワード式DC−DCコンバータでは、ス
イッチングトランスの1次巻線に対する2次巻線の巻数
比が高くなる。また、高い電圧の得られる2次巻線は、
耐電圧の見地から狭い位置にまとめて巻くことができな
い。
【0003】従って、2次巻線はコアの広い範囲に分散
して巻かれるので、2次巻線と1次巻線の磁気結合が弱
くなり、漏れ磁束によるトランスの発熱と、同じ漏れ磁
束で発生するリーケイジインダクタンスによる技術問題
がある。後の技術問題について、従来のフオワード式D
C−DCコンバータの回路図を示す図3を参照しながら
説明する。
して巻かれるので、2次巻線と1次巻線の磁気結合が弱
くなり、漏れ磁束によるトランスの発熱と、同じ漏れ磁
束で発生するリーケイジインダクタンスによる技術問題
がある。後の技術問題について、従来のフオワード式D
C−DCコンバータの回路図を示す図3を参照しながら
説明する。
【0004】図3では、トランスT1 の1次巻線L1 、
スイッチングトランジスタQ1 、直流源E1 が直列接続
し、2次巻線L2 には整流ダイオードD1 、フライホイ
ールダイオードD2 、チョークコイルL3 、平滑コンデ
ンサC1 からなる整流平滑回路が接続している。このよ
うなDC−DCコンバータにおいて、1次巻線L1 の巻
数を20ターン、2次巻線L2 の巻数を200ターン、
直流源E1 の電圧を280Vとして出力端子1、2間に
1400Vの出力電圧を得る場合を例にとり説明する。
スイッチングトランジスタQ1 、直流源E1 が直列接続
し、2次巻線L2 には整流ダイオードD1 、フライホイ
ールダイオードD2 、チョークコイルL3 、平滑コンデ
ンサC1 からなる整流平滑回路が接続している。このよ
うなDC−DCコンバータにおいて、1次巻線L1 の巻
数を20ターン、2次巻線L2 の巻数を200ターン、
直流源E1 の電圧を280Vとして出力端子1、2間に
1400Vの出力電圧を得る場合を例にとり説明する。
【0005】この1400Vの出力電圧は、制御回路に
よりトランジスタQ1 のデュテイー比を制御して(1)
式によって得られる。 1400=280・(200/20)・TON/(TON+TOFF ) (1) (1)式において、TONはトランジスタQ1 のオン時
間、TOFF はオフ時間である。図5は整流平滑回路のダ
イオードD2 とコイルL3 の接続点A1における電圧波
形図であるが、トランジスタQ1 がターンオンする瞬間
の波形、つまり波形図の立ち上がり部分は大きなリンギ
ングを伴っている。
よりトランジスタQ1 のデュテイー比を制御して(1)
式によって得られる。 1400=280・(200/20)・TON/(TON+TOFF ) (1) (1)式において、TONはトランジスタQ1 のオン時
間、TOFF はオフ時間である。図5は整流平滑回路のダ
イオードD2 とコイルL3 の接続点A1における電圧波
形図であるが、トランジスタQ1 がターンオンする瞬間
の波形、つまり波形図の立ち上がり部分は大きなリンギ
ングを伴っている。
【0006】そして、リンギング部分の最も高い波高値
VR は2000Vに達する場合もあるので、ダイオード
D2 やトランスT1 が耐圧の限界を越えて破損事故を生
じやすい。なお、図5ではデュテイー比が50%の場合
を示している。このような技術問題と、漏れ磁束による
トランスの発熱によって、高電圧と大電力の出力をフオ
ワード式のDC−DCコンバータで得ることは難しかっ
た。
VR は2000Vに達する場合もあるので、ダイオード
D2 やトランスT1 が耐圧の限界を越えて破損事故を生
じやすい。なお、図5ではデュテイー比が50%の場合
を示している。このような技術問題と、漏れ磁束による
トランスの発熱によって、高電圧と大電力の出力をフオ
ワード式のDC−DCコンバータで得ることは難しかっ
た。
【0007】入力電圧より高い出力電圧を得る場合、フ
ライバック式のDC−DCコンバータが多く用いられる
が、出力はコアの体積により限定されるので、大きな出
力を得るためにコアにギャップを設けて等価的にコアの
体積を上げる手法が用いられる。しかしこの手法は、ギ
ャップからの漏れ磁束が多くなるから巻線の発熱も多く
なり、やはり高電圧と大出力を得るDC−DCコンバー
タをフライバック式で構成することはできなかった。
ライバック式のDC−DCコンバータが多く用いられる
が、出力はコアの体積により限定されるので、大きな出
力を得るためにコアにギャップを設けて等価的にコアの
体積を上げる手法が用いられる。しかしこの手法は、ギ
ャップからの漏れ磁束が多くなるから巻線の発熱も多く
なり、やはり高電圧と大出力を得るDC−DCコンバー
タをフライバック式で構成することはできなかった。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、トラ
ンスの発熱を少なくし、リンギングの波高値を小さくし
た高い電圧、大電力の出力の得られるフオワード式DC
−DCコンバータを得ることにある。
ンスの発熱を少なくし、リンギングの波高値を小さくし
た高い電圧、大電力の出力の得られるフオワード式DC
−DCコンバータを得ることにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】発明者は従来のフオワー
ド式DC−DCコンバータを示す図3の等価回路図であ
る図4において、ダイオードD2 に寄生する浮遊容量C
F の容量値をCF 、トランスT1 に寄生するリーケイジ
インダクタンスL4 のインダクタンス値をL4 とした
時、リンギングの波高値VR は(L4 /CF )1/2 の値
に比例することに着目した。また、1次巻線に対する2
次巻線の巻数比を低くして2次巻線の発生電圧を下げる
ことにより、1次巻線と良い結合状態で2次巻線を巻け
ることに着目して本発明を成すに到った。
ド式DC−DCコンバータを示す図3の等価回路図であ
る図4において、ダイオードD2 に寄生する浮遊容量C
F の容量値をCF 、トランスT1 に寄生するリーケイジ
インダクタンスL4 のインダクタンス値をL4 とした
時、リンギングの波高値VR は(L4 /CF )1/2 の値
に比例することに着目した。また、1次巻線に対する2
次巻線の巻数比を低くして2次巻線の発生電圧を下げる
ことにより、1次巻線と良い結合状態で2次巻線を巻け
ることに着目して本発明を成すに到った。
【0010】本発明は、複数のスイッチングトランスの
1次巻線を並列接続し、並列接続した1次巻線、スイッ
チングトランジスタ、直流源によりトランスを駆動する
直列回路を形成してあり、トランスの2次巻線には夫々
整流平滑回路を接続し、該整流平滑回路はその出力が直
列に得られるように互いに接続されていることを特徴と
するフオワード式DC−DCコンバータにある。
1次巻線を並列接続し、並列接続した1次巻線、スイッ
チングトランジスタ、直流源によりトランスを駆動する
直列回路を形成してあり、トランスの2次巻線には夫々
整流平滑回路を接続し、該整流平滑回路はその出力が直
列に得られるように互いに接続されていることを特徴と
するフオワード式DC−DCコンバータにある。
【0011】
【実施例】以下、本発明のフオワード式DC−DCコン
バータの実施例を示す回路図である図1を参照しながら
説明する。なお、図3と同一部分は同じ符号を付与して
ある。図1のDC−DCコンバータは2つのスイッチン
グトランスT2 、T3 を有しており、その1次巻線
L21、L31は並列接続している。そして、並列接続した
1次巻線L21、L31がスイッチングトランジスタQ1 、
直流源E1 と直列接続している。なお、5は図示を省略
した制御回路の接続される端子である。
バータの実施例を示す回路図である図1を参照しながら
説明する。なお、図3と同一部分は同じ符号を付与して
ある。図1のDC−DCコンバータは2つのスイッチン
グトランスT2 、T3 を有しており、その1次巻線
L21、L31は並列接続している。そして、並列接続した
1次巻線L21、L31がスイッチングトランジスタQ1 、
直流源E1 と直列接続している。なお、5は図示を省略
した制御回路の接続される端子である。
【0012】トランスT2 の2次巻線L22は整流ダイオ
ードD3 、フライホイールダイオードD4 、チョークコ
イルL5 、平滑コンデンサC2 からなる整流平滑回路に
接続する。また、トランスT3 の2次巻線L32は整流ダ
イオードD5 、フライホイールダイオードD6 、チョー
クコイルL6 、平滑コンデンサC3 からなる整流平滑回
路に接続する。
ードD3 、フライホイールダイオードD4 、チョークコ
イルL5 、平滑コンデンサC2 からなる整流平滑回路に
接続する。また、トランスT3 の2次巻線L32は整流ダ
イオードD5 、フライホイールダイオードD6 、チョー
クコイルL6 、平滑コンデンサC3 からなる整流平滑回
路に接続する。
【0013】そして2つの整流平滑回路は、出力が直列
に得られるように接続されており、3、4がDC−DC
コンバータの出力端子となる。このように構成されたD
C−DCコンバータにより図3と同じ出力電圧を得よう
とする場合、2次巻線L22と2次巻線L32の巻数は、2
次巻線L2 の1/2でよい。従って、2次巻線L22の1
次巻線L21に対する巻線比、2次巻線L32の1次巻線L
31に対する巻線比は、図3の2次巻線L2 の1次巻線L
1 に対する巻線比の半分にできるので2次巻線の発生電
圧は下がり、2次巻線の耐電圧への考慮は緩和してもよ
い。そして、2次巻線を狭い位置にまとめて巻けるの
で、1次巻線と2次巻線間の磁気結合を強くできる。
に得られるように接続されており、3、4がDC−DC
コンバータの出力端子となる。このように構成されたD
C−DCコンバータにより図3と同じ出力電圧を得よう
とする場合、2次巻線L22と2次巻線L32の巻数は、2
次巻線L2 の1/2でよい。従って、2次巻線L22の1
次巻線L21に対する巻線比、2次巻線L32の1次巻線L
31に対する巻線比は、図3の2次巻線L2 の1次巻線L
1 に対する巻線比の半分にできるので2次巻線の発生電
圧は下がり、2次巻線の耐電圧への考慮は緩和してもよ
い。そして、2次巻線を狭い位置にまとめて巻けるの
で、1次巻線と2次巻線間の磁気結合を強くできる。
【0014】そして、トランスT2 、T3 の全体のリー
ケイジインダクタンスは、図3の場合よりも非常に小さ
くできる。図3と同じように1400Vの出力電圧を得
る場合、1つの整流平滑回路の出力電圧はトランジスタ
Q1 のデューティー比を制御することにより(2)式に
より得られる。 700=280・(100/20)・TON/(TON+TOFF ) (2) そして、この整流平滑回路の出力を直列接続することに
より、1400Vの出力電圧を得る。但し、(2)式で
は2次巻線L22、L32の巻数は図3の2次巻線L2 の半
分になるので、夫々100ターンである。
ケイジインダクタンスは、図3の場合よりも非常に小さ
くできる。図3と同じように1400Vの出力電圧を得
る場合、1つの整流平滑回路の出力電圧はトランジスタ
Q1 のデューティー比を制御することにより(2)式に
より得られる。 700=280・(100/20)・TON/(TON+TOFF ) (2) そして、この整流平滑回路の出力を直列接続することに
より、1400Vの出力電圧を得る。但し、(2)式で
は2次巻線L22、L32の巻数は図3の2次巻線L2 の半
分になるので、夫々100ターンである。
【0015】図2は整流平滑回路のフライホイールダイ
オードD4 とチョークコイルL5 の接続点A2、フライ
ホイールダイオードD6 、チョークコイルL6 の接続点
A3の電圧波形図である。両方の波形図は同じであり、
デュテイー比は50%の場合を示している。図4のリー
ケイジインダクタンスL4 に相当するインダクタンス値
が小さくなるので、リンギング部分の最も高い波高値V
R も非常に小さくなる。無論、トランスの発熱も少なく
なる。
オードD4 とチョークコイルL5 の接続点A2、フライ
ホイールダイオードD6 、チョークコイルL6 の接続点
A3の電圧波形図である。両方の波形図は同じであり、
デュテイー比は50%の場合を示している。図4のリー
ケイジインダクタンスL4 に相当するインダクタンス値
が小さくなるので、リンギング部分の最も高い波高値V
R も非常に小さくなる。無論、トランスの発熱も少なく
なる。
【0016】実施例では1石形のフオワード式コンバー
タを説明したが、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形、
さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトラ
ンジスタを接続する変則のフオワード式コンバータにも
本発明を応用できることは明らかである。スイッチング
トランジスタが複数存在しても、スイッチングトランジ
スタが直流源、並列接続された複数のトランスの1次巻
線と直列回路を構成してトランスを駆動するように接続
されるフオワード式コンバータであれば全てに応用でき
る。
タを説明したが、ハーフブリッジ形、フルブリッジ形、
さらにスイッチングトランスの両端にスイッチングトラ
ンジスタを接続する変則のフオワード式コンバータにも
本発明を応用できることは明らかである。スイッチング
トランジスタが複数存在しても、スイッチングトランジ
スタが直流源、並列接続された複数のトランスの1次巻
線と直列回路を構成してトランスを駆動するように接続
されるフオワード式コンバータであれば全てに応用でき
る。
【0017】
【発明の効果】以上述べたように本発明のフオワード式
DC−DCコンバータは、複数のスイッチングトランス
を有しており、その1次巻線を並列接続し、並列接続し
た1次巻線、スイッチングトランジスタ、直流源により
直列回路を構成する。さらに、2次巻線に接続する整流
平滑回路の出力を直列に得るものである。夫々のトラン
スの2次巻線の1次巻線に対する巻数比を低くし、1次
巻線と2次巻線の巻数の差を小さくできる。
DC−DCコンバータは、複数のスイッチングトランス
を有しており、その1次巻線を並列接続し、並列接続し
た1次巻線、スイッチングトランジスタ、直流源により
直列回路を構成する。さらに、2次巻線に接続する整流
平滑回路の出力を直列に得るものである。夫々のトラン
スの2次巻線の1次巻線に対する巻数比を低くし、1次
巻線と2次巻線の巻数の差を小さくできる。
【0018】そして、高電圧と大電力の出力に得る場合
でも、リーケイジインダクタンスを小さくして、整流平
滑回路における電圧波形のリンギング部分の波高値も小
さくできる。従って、フライホイールダイオードやトラ
ンスの耐圧破損が生ずることも少なくなり、漏れ磁束に
起因する渦電流によって生ずる発熱も少なくなる。これ
らは、高電圧と大電力を出力に得るDC−DCコンバー
タの構成にとって不可欠の効果であり、その実用化に大
きく寄与するものである。
でも、リーケイジインダクタンスを小さくして、整流平
滑回路における電圧波形のリンギング部分の波高値も小
さくできる。従って、フライホイールダイオードやトラ
ンスの耐圧破損が生ずることも少なくなり、漏れ磁束に
起因する渦電流によって生ずる発熱も少なくなる。これ
らは、高電圧と大電力を出力に得るDC−DCコンバー
タの構成にとって不可欠の効果であり、その実用化に大
きく寄与するものである。
【図1】本発明のフオワード式DC−DCコンバータの
実施例を示す回路図である。
実施例を示す回路図である。
【図2】図1の電圧波形図である。
【図3】従来のフオワード式DC−DCコンバータの回
路図である。
路図である。
【図4】図3の等価回路図である。
【図5】図3の電圧波形図である。
T2 スイッチングトランス T3 スイッチングトランス L21 1次巻線 L31 1次巻線 Q1 スイッチングトランジスタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平3−82213(JP,A) 特開 昭60−39367(JP,A) 特開 平2−228257(JP,A) 特開 平3−60370(JP,A) 実開 昭63−63094(JP,U) 実開 昭63−29389(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H02M 3/00 - 3/44
Claims (1)
- 【請求項1】 複数のスイッチングトランスの1次巻線
を並列接続し、並列接続した1次巻線、スイッチングト
ランジスタ、直流源により該トランスを駆動するための
直列回路を形成してあり、トランスの2次巻線には夫々
整流平滑回路を接続し、該整流平滑回路はその出力が直
列に得られるように互いに接続されていることを特徴と
するフオワード式DC−DCコンバータ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3262987A JP2780165B2 (ja) | 1991-09-13 | 1991-09-13 | Dc−dcコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3262987A JP2780165B2 (ja) | 1991-09-13 | 1991-09-13 | Dc−dcコンバータ |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0583939A JPH0583939A (ja) | 1993-04-02 |
JP2780165B2 true JP2780165B2 (ja) | 1998-07-30 |
Family
ID=17383328
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3262987A Expired - Fee Related JP2780165B2 (ja) | 1991-09-13 | 1991-09-13 | Dc−dcコンバータ |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2780165B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4330603B2 (ja) | 2006-07-18 | 2009-09-16 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 絶縁電線およびワイヤーハーネス |
JP5824862B2 (ja) * | 2011-05-11 | 2015-12-02 | 株式会社リコー | 高電圧インバータ装置 |
JP5866920B2 (ja) | 2011-09-22 | 2016-02-24 | セイコーエプソン株式会社 | スイッチング装置及びその制御方法 |
CN106452081B (zh) * | 2016-09-29 | 2018-12-25 | 深圳市知行智驱技术有限公司 | 电动汽车备用升压供电装置及*** |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6039367A (ja) * | 1983-08-12 | 1985-03-01 | Fujitsu Ltd | 給電方式 |
JPS6329389U (ja) * | 1986-08-08 | 1988-02-26 | ||
JPS6363094U (ja) * | 1986-10-13 | 1988-04-26 | ||
JPH02228257A (ja) * | 1989-02-23 | 1990-09-11 | Fujitsu Ltd | Dc―dcコンバータ |
JPH0667190B2 (ja) * | 1989-08-25 | 1994-08-24 | 株式会社電設 | 多出力電圧変換装置 |
-
1991
- 1991-09-13 JP JP3262987A patent/JP2780165B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
---|---|
JPH0583939A (ja) | 1993-04-02 |
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Legal Events
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