JP2777993B2 - Spread spectrum communication equipment - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、情報を有線もしくは無
線にて伝送する際に、情報帯域に較べて非常に大きな帯
域幅をもつ信号に変換するスペクトラム拡散通信装置に
関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a spread spectrum communication apparatus for converting information into a signal having a much larger bandwidth than an information band when transmitting information by wire or wirelessly.

【０００２】[0002]

【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式は情報データ
に較べて極めて広い帯域幅をもつ信号として伝送する方
式であるが、これを実現するのに大別して２つの方式が
従来存在した。2. Description of the Related Art A spread spectrum communication system is a system for transmitting a signal having a much wider bandwidth than information data, and there are two conventional systems for realizing this.

【０００３】第１の方法は、直接拡散（Direct Sequenc
e ：ＤＳ）法と呼ばれる方式である。これは、ディジタ
ル化されたベースバンド信号を高速の疑似雑音符号等の
拡散符号と乗算して原データに較べて極めて広い帯域幅
をもつベースバンド信号を生成し、さらに位相シフトキ
ーイング（ＰＳＫ）、周波数シフトキーイング（ＦＳ
Ｋ）等の変調を行ない、ＲＦ（ラジオ周波）信号に変換
して送信する。一方、受信側では、送信側と同一の拡散
符号を用いて受信信号との相関をとる逆拡散を行なって
原データを復調する。The first method is direct diffusion (Direct Sequenc).
e: DS) method. This involves multiplying a digitized baseband signal by a spreading code such as a high-speed pseudo-noise code to generate a baseband signal having an extremely wide bandwidth compared to the original data, and furthermore, phase shift keying (PSK), Frequency shift keying (FS
K) or the like, and converts the signal into an RF (radio frequency) signal for transmission. On the other hand, the receiving side demodulates the original data by performing despreading to obtain a correlation with the received signal using the same spreading code as that of the transmitting side.

【０００４】第２の方法は、周波数ホッピング（Freque
ncy Hopping ：ＦＨ）法と呼ばれる方式で、ベースバン
ド信号によって変調された搬送波の周波数を拡散符号に
従ってデータ１ビット、もしくはその整数分の１、ある
いはその整数倍の時間間隔で切替えて伝送する。受信側
では、送信側と同一の拡散符号を用いて受信機側の搬送
波を送信側に同調させるという相関動作を行なうことに
より逆拡散を行ない原データを復調する。A second method is frequency hopping (Freque
In a method called an ncy hopping (FH) method, the frequency of a carrier wave modulated by a baseband signal is switched according to a spreading code at a time interval of one bit of data, or a fraction of the data, or an integral multiple of the data. The receiving side performs despreading by demodulating the original data by performing a correlation operation of tuning the carrier at the receiver side to the transmitting side using the same spreading code as the transmitting side.

【０００５】これらの方式においては、受信側で正しく
相関を取るためには、送信側と受信側で拡散符号が正確
に同期している必要がある。これを実現する同期回路
は、従来、スライディング相関ループと呼ばれる同期方
式が用いられていた。[0005] In these systems, in order to obtain a correct correlation on the receiving side, the spreading codes need to be accurately synchronized on the transmitting side and the receiving side. Conventionally, a synchronization circuit called a sliding correlation loop has been used for a synchronization circuit for realizing this.

【０００６】図４は、ＤＳ法用のスライディング相関ル
ープを示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a sliding correlation loop for the DS method.

【０００７】図において、受信拡散信号はミキサ４０１
にて拡散符号発生器４０６から発生される拡散符号系列
と乗算される。そして、ミキサ４０１の出力は原データ
に対応する帯域幅をもつバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４０２に入力される。さらにＢＰＦ４０２の出力は、検
波回路４０３によって包絡線検波され、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）４０４にて平滑化される。In the figure, a received spread signal is supplied to a mixer 401.
Is multiplied by the spreading code sequence generated from the spreading code generator 406. The output of the mixer 401 is a band-pass filter (BPF) having a bandwidth corresponding to the original data.
It is input to 402. Further, the output of the BPF 402 is subjected to envelope detection by a detection circuit 403 and smoothed by a low-pass filter (LPF) 404.

【０００８】もし、自己相関が得られれば、ミキサ４０
１の出力には逆拡散された信号が得られ、ＢＰＦ４０２
を通過し、検波回路４０３において包絡線検波される。
さらに、ＬＰＦ４０４にて平滑化され直流レベルを得
る。If the autocorrelation is obtained, the mixer 40
1, the despread signal is obtained, and the BPF 402
And the envelope is detected by the detection circuit 403.
Further, it is smoothed by the LPF 404 to obtain a DC level.

【０００９】一方、自己相関が得られない場合、ミキサ
４０１の出力には逆拡散された信号は得られず、受信拡
散信号電力の殆どはＢＰＦ４０２によって阻止される。
続いて検波回路４０３に於いて包絡線検波されＬＰＦ４
０４にて平滑化されるが、得られる直流レベルは自己相
関が得られた場合に較べて充分小さい。On the other hand, if the autocorrelation cannot be obtained, no despread signal is obtained at the output of mixer 401, and most of the received spread signal power is blocked by BPF 402.
Subsequently, the envelope is detected by the detection circuit 403 and the LPF 4 is detected.
04, the obtained DC level is sufficiently smaller than that obtained when the autocorrelation is obtained.

【００１０】ＬＰＦ４０４の直流レベル出力は、電圧制
御発振器（ＶＣＯ）４０５に供給される。自己相関が得
られない場合は、ＬＰＦ４０４出力の直流レベルが充分
に小さいのでＶＣＯ４０５において受信拡散信号に含ま
れる拡散符号の周波数と僅かに異なる周波数の出力を得
る。これを拡散符号発生器４０６にクロックとして供給
する。拡散符号発生器４０６において発生される拡散符
号のクロック速度は受信拡散信号のクロック速度と僅か
にずれているので、両者の位相は徐々にずれて行くこと
になる。その結果、両者の位相が拡散符号の１同期分ず
れるまでには同期が取れて自己相関が得られることにな
る。すると、ＬＰＦ４０４の直流出力レベルが上り、Ｖ
ＣＯ４０５の発振周波数を現在の周波数にロックさせ、
受信拡散符号と拡散符号発生器４０６にて発生される拡
散符号との同期が獲得される。この方式の同期捕捉時間
は、受信側拡散符号の位相を徐々にずらして行くので一
般に極めて長くなってしまう。The DC level output of the LPF 404 is supplied to a voltage controlled oscillator (VCO) 405. If the autocorrelation cannot be obtained, the DC level of the output of the LPF 404 is sufficiently small, and the VCO 405 obtains an output of a frequency slightly different from the frequency of the spread code included in the received spread signal. This is supplied to the spread code generator 406 as a clock. Since the clock speed of the spread code generated by the spread code generator 406 is slightly different from the clock speed of the received spread signal, the phases of the two are gradually shifted. As a result, by the time the two phases are shifted by one synchronization of the spreading code, synchronization is established and the autocorrelation is obtained. Then, the DC output level of the LPF 404 increases, and V
Lock the oscillation frequency of CO405 to the current frequency,
Synchronization between the received spread code and the spread code generated by the spread code generator 406 is obtained. The synchronization acquisition time of this method generally becomes extremely long because the phase of the receiving-side spread code is gradually shifted.

【００１１】図５は、ＦＨ法用のスライディング相関ル
ープを示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a sliding correlation loop for the FH method.

【００１２】この図５は、図４に周波数シンセサイザ５
０７が加わっている点を除いて同様の構成である。全体
の動作もＤＳ法の場合と同様である。FIG. 5 is a block diagram of the frequency synthesizer 5 shown in FIG.
It has the same configuration except that 07 is added. The overall operation is the same as in the case of the DS method.

【００１３】[0013]

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
スペクトラム拡散通信方式においては、拡散符号を時間
軸上で変化させているので、拡散符号同期捕捉回路が必
要となり、しかもその同期捕捉に要する時間が極めて長
くなってしまうという欠点があった。As described above, in the conventional spread spectrum communication system, since the spread code is changed on the time axis, a spread code synchronizing circuit is required. There is a disadvantage that the time required is extremely long.

【００１４】本発明は、拡散符号を周波数軸上に展開す
ることにより、拡散符号を時間軸上で変化させる拡散符
号同期捕捉回路を不要とし、同期捕捉に要する削減する
ことができるスペクトラム拡散通信装置を提供すること
を目的とする。The present invention eliminates the need for a spread code synchronization acquisition circuit for changing the spread code on the time axis by expanding the spread code on the frequency axis, thereby reducing the time required for synchronization acquisition. The purpose is to provide.

【００１５】[0015]

【課題を解決するための手段】本発明は、予め定められ
た時系列信号をサンプリングしたデータを所定の順番で
格納するメモリ手段と、上記メモリ手段に格納されてい
るデータを上記所定の順番で読み出す手段を含み、上記
時系列信号をサンプリングした上記データを用いて、上
記時系列信号が送信データに応じて変調された伝送信号
を生成する生成手段とを有し、上記時系列信号は、複数
の周波数成分のそれぞれが、拡散符号を構成する複数の
値のそれぞれに応じて変調された信号であることを特徴
とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is directed to a predetermined
Memory means for <br/> storing the sampled data in a predetermined order time series signal has, the data stored in said memory means includes means for reading at the predetermined order, the
Using the above data sampled time series signal,
Generating means for generating a transmission signal in which the time-series signal is modulated in accordance with the transmission data ;
Each of the frequency components of
It is a signal modulated according to each of the values .

【００１６】また、本発明は、予め定められた時系列信
号をサンプリングしたデータを所定の順番で格納するメ
モリ手段と、上記メモリ手段に格納されている上記デー
タを上記所定の順番で読み出す手段を含み、上記時系列
信号をサンプリングした上記データを用いて、上記時系
列信号が送信データに応じて変調された伝送信号を逆拡
散復調する復調手段とを有し、上記時系列信号は、複数
の周波数成分のそれぞれが、拡散符号を構成する複数の
値のそれぞれに応じて変調された信号であることを特徴
とする。Also, the present invention provides a method for transmitting a predetermined time-series signal.
Memory means for storing the sampled data in a predetermined order the item, the data stored in said memory means
Means for reading out the data in the predetermined order.
Using the data obtained by sampling the signal,
De-expands the transmission signal whose column signal is modulated according to the transmission data.
And a demodulating means for diffusing demodulation, the time-sequential signal, a plurality
Each of the frequency components of
It is a signal modulated according to each of the values .

【００１７】以上の構成により、拡散符号を周波数軸上
に展開することができ、拡散符号を時間軸上で変化させ
て同期捕捉を行う回路を用いることなく多元接続を可能
とする。With the above configuration, the spread code can be developed on the frequency axis, and multiple access can be made without using a circuit for changing the spread code on the time axis to acquire synchronization.

【００１８】[0018]

【実施例】図１は、本発明の第１実施例の構成を示すブ
ロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a first embodiment of the present invention.

【００１９】図において、変調器１０１は、入力された
データに対応して所定の周波数帯域にて狭帯域ディジタ
ル変調を行うものである。In FIG. 1, a modulator 101 performs narrow-band digital modulation in a predetermined frequency band in accordance with input data.

【００２０】クロック源１０２は、メモリ１０４に格納
される信号データの最高周波数の２倍以上の周波数をア
ドレスクロックとして出力し、この周波数を適宜分周し
た周波数を情報源にデータクロックとして供給するもの
である。The clock source 102 outputs a frequency twice or more the highest frequency of the signal data stored in the memory 104 as an address clock, and supplies a frequency obtained by appropriately dividing this frequency as a data clock to an information source. It is.

【００２１】アドレス生成回路１０３は、クロック源１
０２から入力されるアドレスクロックとデータとからア
ドレスを生成するものである。The address generation circuit 103 includes a clock source 1
An address is generated from an address clock and data inputted from the address 02.

【００２２】メモリ１０４は、アドレス生成回路１０３
より入力されるアドレス信号に基づいて、予め格納され
た複数の周波数の搬送波成分からなる信号データを出力
するメモリである。The memory 104 includes an address generation circuit 103
This is a memory that outputs signal data composed of carrier components of a plurality of frequencies stored in advance based on an input address signal.

【００２３】Ｄ／Ａコンバータ１０５は、メモリ１０４
の出力をＤ／Ａ変換するものであり、低域ろ波器（ＬＰ
Ｆ）１０６は、Ｄ／Ａコンバータ１０５の出力をアンチ
エイリアシングするものである。The D / A converter 105 includes a memory 104
D / A conversion of the output of the low-pass filter (LP
F) 106 anti-aliases the output of the D / A converter 105.

【００２４】ミキサ１０７は、変調器１０１の出力であ
る所定の周波数帯域信号をＬＰＦ１０６の出力である複
数の周波数の搬送波と乗算してスペクトラム拡散信号と
するものであり、帯域ろ波器（ＢＰＦ）ＢＰＦ１０８
は、上記スペクトラム拡散信号より伝送帯域信号のみを
取り出して伝送路１０９に送出するものである。The mixer 107 multiplies a predetermined frequency band signal output from the modulator 101 by a plurality of frequency carriers output from the LPF 106 to generate a spread spectrum signal, and a bandpass filter (BPF). BPF108
Is to extract only the transmission band signal from the spread spectrum signal and send it to the transmission line 109.

【００２５】ＢＰＦ１１０は、伝送路１０９中で混入し
た帯域外信号を除去するものであり、ＢＰＦ１１２は、
ミキサ１１１の出力より上記変調器１０１で出力される
狭帯域変調信号と同一の帯域幅以外の信号を除去するも
のである。The BPF 110 removes out-of-band signals mixed in the transmission path 109.
This is to remove a signal other than the same bandwidth as the narrow-band modulated signal output from the modulator 101 from the output of the mixer 111.

【００２６】復調器１１３は、ＢＰＦ１１２の出力から
データクロックを再生し、データを復調するものであ
り、アドレスクロック再生回路１１４は、復調器１１３
の出力である再生データクロックからアドレスクロック
を生成するものである。The demodulator 113 reproduces a data clock from the output of the BPF 112 and demodulates data.
An address clock is generated from the reproduced data clock which is the output of the above.

【００２７】アドレス生成回路１１５は、クロック再生
回路１１４からのアドレスクロックよりアドレスを生成
するものであり、メモリ１１６は、アドレス生成回路１
１５より入力されるアドレス信号に基づいて、予め格納
された複数の周波数の搬送波成分からなる信号データを
出力するものである。The address generation circuit 115 generates an address from an address clock from the clock recovery circuit 114, and the memory 116 stores the address in the address generation circuit 1
Based on the address signal input from the control unit 15, signal data consisting of carrier components of a plurality of frequencies stored in advance is output.

【００２８】Ｄ／Ａコンバータ１１７は、メモリ１１６
の出力をＤ／Ａ変換するものであり、ＬＰＦ１１８は、
Ｄ／Ａコンバータ１１７の出力をアンチエイリアシング
してミキサ１１１に出力するものである。The D / A converter 117 has a memory 116
The D / A conversion of the output of
The output of the D / A converter 117 is anti-aliased and output to the mixer 111.

【００２９】以上の構成において、情報源に供給される
データクロックに対応してデータが変調器１０１に入力
される。データは、１、−１の２値をとるものとする。In the above configuration, data is input to the modulator 101 in accordance with the data clock supplied to the information source. It is assumed that the data takes two values, 1 and -1.

【００３０】図２は、変調器１０１の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the modulator 101.

【００３１】図２に示す変調器は、ＧＭＳＫ（Gaussian
filtered Minimam Shift Keying）変調器であり、ガウ
スフィルタ２０１と、所定の中心周波数ｆc をもち、変
調指数が０．５の値をもつ電圧制御発振器（ＶＣＯ）２
０２とを有する。The modulator shown in FIG. 2 is a GMSK (Gaussian
filtered Minimam Shift Keying) modulator, a Gaussian filter 201, and a voltage controlled oscillator (VCO) 2 having a predetermined center frequency fc and a modulation index of 0.5.
02.

【００３２】入力されたデータすなわち方形波パルスに
対するガウスフィルタ２０１の応答は方形波の角がとれ
て、両側に崩れた釣り鐘状の形となる。裾の広がりは、
ＢＴ（Ｂはガウスフィルタ２０１の３ｄＢ帯域幅、Ｔは
データ１ビットの時間）に依存し、ＢＴの値を適当に選
択することにより、良好な狭帯域特性を得ることができ
る。このガウスフィルタ２０１の出力によってＶＣＯ２
０２をＭＳＫ変調することにより、ＧＭＳＫ変調波が出
力される。このＧＭＳＫ変調波を搬送波成分と低域成分
に分離して表記すると、Ｓ（ｔ） COS２πｔとなる。た
だし、Ｓ（ｔ）は、低域成分である。The response of the Gaussian filter 201 to the input data, that is, the square-wave pulse, has a square-wave-shaped bell-shaped shape with the corners of the square wave removed. The spread of the hem,
BT (B is the 3 dB bandwidth of the Gaussian filter 201, T is the time of one bit of data), and by appropriately selecting the value of BT, good narrow band characteristics can be obtained. The output of the Gaussian filter 201 causes VCO2
By performing MSK modulation on 02, a GMSK modulated wave is output. If the GMSK modulated wave is separated into a carrier component and a low-frequency component, it is expressed as S (t) COS2πt. Here, S (t) is a low-frequency component.

【００３３】一方、クロック源１０２より出力されるデ
ータクロックの整数倍の周波数をもつアドレスクロック
は、アドレス生成回路１０３に入力される。アドレス生
成回路１０３では、アドレスクロックに応じてアドレス
を生成し、メモリ１０４に出力する。On the other hand, an address clock having a frequency that is an integral multiple of the data clock output from the clock source 102 is input to the address generation circuit 103. The address generation circuit 103 generates an address according to the address clock and outputs the address to the memory 104.

【００３４】メモリ１０４内の信号はｎ個の周波数成分
により構成される。そして、各周波数成分に対して予め
送信符号Ｃ0 、Ｃ1 、Ｃ2 、……Ｃn-1 が与えられてお
り、各々−１もしくは１の値をもつ。The signal in the memory 104 is composed of n frequency components. The transmission codes C0, C1, C2,... Cn-1 are given to the respective frequency components in advance, and each has a value of -1 or 1.

【００３５】ここでデータクロック周波数をｆd とする
と、各々の周波数成分は、 ２ｐｆd 、２（ｐ＋１）ｆd 、２（ｐ＋２）ｆd 、……
２（ｐ＋ｎ−１）ｆd と表わされる。ただし、ここでｐは正整数である。Here, assuming that the data clock frequency is fd, each frequency component is 2pfd, 2 (p + 1) fd, 2 (p + 2) fd,.
2 (p + n-1) fd. Here, p is a positive integer.

【００３６】また、アドレスクロックは、ｍｆd （ｍ≧
４（ｐ＋ｎ−１）＋１）と表わされる。そして、メモリ
１０４内のデータは、図６に示すようになっている。The address clock is mfd (m ≧
4 (p + n-1) +1). The data in the memory 104 is as shown in FIG.

【００３７】メモリ１０４は、入力されたアドレスに従
って、図６に示す内容をＤ／Ａコンバータ１０５に出力
する。Ｄ／Ａコンバータ１０５は、上記ディジタルデー
タ入力を離散アナログ信号に変換し、ＬＰＦ１０６に出
力する。The memory 104 outputs the contents shown in FIG. 6 to the D / A converter 105 according to the input address. The D / A converter 105 converts the digital data input into a discrete analog signal and outputs it to the LPF 106.

【００３８】図１０は、この実施例の説明で用いる演算
式の一覧表を示す模式図である。FIG . 10 is a schematic diagram showing a list of arithmetic expressions used in the description of this embodiment.

【００３９】ＬＰＦ１０６は、この離散アナログ信号を
アンチエイリアシングして、図１０の式１に示すアナロ
グ信号をミキサ１０７に出力する。The LPF 106 performs anti-aliasing on the discrete analog signal, and outputs an analog signal represented by Equation 1 in FIG.

【００４０】このアナログ信号は、複数の搬送波からな
る局部発振出力となっている。変調器１０１の出力であ
る狭帯域変調波は、ミキサ１０７にて局部発振出力と乗
算され、ＢＰＦ１０８にて伝送帯域信号のみが抽出さ
れ、伝送路１０９に送出される。この時の波形を図１０
の式２に示す。This analog signal is a local oscillation output composed of a plurality of carriers. The narrow-band modulated wave output from the modulator 101 is multiplied by the local oscillation output by the mixer 107, and only the transmission band signal is extracted by the BPF 108 and sent out to the transmission line 109. The waveform at this time is shown in FIG.
Is shown in Equation 2.

【００４１】受信側では、ＢＰＦ１１０により伝送路１
０９で混入した不要な信号が除去され、ミキサ１１１に
出力される。On the receiving side, the transmission path 1 is
In step 09, unnecessary signals mixed in are removed and output to the mixer 111.

【００４２】アドレスクロック再生回路１１４では、復
調器１１３で再生されたデータクロックからアドレスク
ロックを再生する。アドレス生成回路１１５は、上記ア
ドレスクロックに対応してアドレスを生成し、メモリ１
１６に出力する。メモリ１１６内のデータは、ｎ個の周
波数成分より構成されている。各周波数成分に対して予
め受信拡散符号Ｃ0 ’、Ｃ1 ’、Ｃ2 ’、……Ｃn-1 ’
が与えられており、各々−１もしくは１の値をもつ。な
お、メモリ１１６内の各周波数成分は、メモリ１０４内
の周波数成分と同一の周波数である。そして、メモリ１
１６内のデータは、図７に示すようになっている。The address clock reproducing circuit 114 reproduces an address clock from the data clock reproduced by the demodulator 113. The address generation circuit 115 generates an address corresponding to the address clock, and
16 is output. The data in the memory 116 is composed of n frequency components. .. Cn-1 'for each frequency component.
Are given, each having a value of -1 or 1. Note that each frequency component in the memory 116 has the same frequency as the frequency component in the memory 104. And memory 1
The data in 16 is as shown in FIG.

【００４３】以下、Ｄ／Ａコンバータ１１７は、Ｄ／Ａ
コンバータ１０５と同様であり、ＬＰＦ１１８は、ＬＰ
Ｆ１０６と同様である。すなわち、ＢＰＦ１１８の出力
は、図１０の式３のようになる。従って、ミキサ１１１
の出力は、図１０の式４のようになる。Hereinafter, the D / A converter 117 will
The LPF 118 is the same as the converter 105.
Same as F106. That is, the output of the BPF 118 is as shown in Expression 3 in FIG. Therefore, the mixer 111
Is as shown in Equation 4 in FIG.

【００４４】ＢＰＦ１１２の中心周波数をｆｃ、帯域幅
を２ｆｄとすると、ＢＰＦ１１２を通過する信号は、ｉ
＝ｊの場合のみで、図１０の式５のようになる。ＢＰＦ
１１２の出力は、ＧＭＳＫ復調器１１３に入力されて、
データクロックおよびデータが再生される。Assuming that the center frequency of the BPF 112 is fc and the bandwidth is 2fd, the signal passing through the BPF 112 is i
= J only, Equation 5 in FIG. 10 is obtained. BPF
The output of 112 is input to the GMSK demodulator 113,
The data clock and data are reproduced.

【００４５】ここで送信拡散符号と受信拡散符号とが同
一であれば、Ｃｉ・Ｃｉ’＝１となるため、ＢＰＦ１１
２を通過した信号は全て同相で加算されるので、信号電
圧はｎ倍となる。If the transmission spread code and the reception spread code are the same, Ci · Ci ′ = 1, so the BPF 11
Since the signals passing through 2 are all added in phase, the signal voltage becomes n times.

【００４６】一方、雑音電圧は、相加的白色ガウス雑音
を仮定すると、全て無相関であるため、平均加算電圧は
大きくともｎ^1/2 倍にしかならないので、ＢＰＦ１１２
通過後の信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）は、ｎ² ／（ｎ
^1/2 ）² ＝ｎ倍となる。On the other hand, assuming additive white Gaussian noise, the noise voltage is all uncorrelated, so that the average added voltage is at most n1 ^{/ 2} times, so the BPF 112
The signal-to-noise power ratio (S / N) after passing is n ² / (n
^1/2 ) ² = n times.

【００４７】拡散符号｛Ｃｉ｝を相互相関が小さい集合
から選択するように構成すると、異なる符号を用いた受
信機では、ＢＰＦ１１２通過後の信号がｎ倍とならない
ため、復調するのに充分な信号電力を得られなくなる。
従って、符号分割による多元接続が可能になる。When the spreading code {Ci} is selected from a set having a small cross-correlation, the receiver using different codes does not increase the signal after passing through the BPF 112 by n times. Electric power cannot be obtained.
Therefore, multiple access by code division becomes possible.

【００４８】また、データによる変調に狭帯域変調を用
いているので、拡散後の各周波数成分に対応する信号の
帯域外信号成分が抑制されており、他の周波数成分に対
応する信号に対する干渉信号とはならず、良好な復調性
能を実現できる。Since narrow band modulation is used for data modulation, the out-of-band signal component of the signal corresponding to each spread frequency component is suppressed, and the interference signal with respect to the signal corresponding to other frequency components is suppressed. And good demodulation performance can be realized.

【００４９】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。Next, a second embodiment of the present invention will be described.

【００５０】この第２実施例は、上記変調器１０１およ
び復調器１１３を除いて第１実施例に示す構成と同様で
ある。従って、ここでは変調器１０１および復調器１１
３について説明する。The configuration of the second embodiment is the same as that of the first embodiment except for the modulator 101 and the demodulator 113. Therefore, here, the modulator 101 and the demodulator 11
3 will be described.

【００５１】上記第１実施例においては、狭帯域変調方
式としてＧＭＳＫを用いたが、本実施例では、ＴＦＭ
（Tamed ＦＭ）方式を採用している。In the first embodiment, the GMSK is used as the narrow band modulation system.
(Tamed FM) method.

【００５２】図３は、変調器１０１の構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the modulator 101.

【００５３】図において、遅延回路３０１〜３０３は、
データを１ビット時間だけ遅延させるものであり、乗算
器３０４〜３０６は、上記各遅延回路３０１〜３０３の
遅延出力に対して各々１／４、１／２、１／４なる係数
を乗算するものである。また、加算器３０７は、各乗算
器３０４〜３０６の出力を加算するものである。In the figure, delay circuits 301 to 303 are
Multipliers 304 to 306 multiply the delayed outputs of the delay circuits 301 to 303 by coefficients of 1/4, 1/2, and 1/4, respectively. It is. The adder 307 adds the outputs of the multipliers 304 to 306.

【００５４】また、白色化フィルタ３０８は、方形波パ
ルスをインパルスに変換するものであり、ナイキストフ
ィルタ３０９は、ナイキストの第１基準を満足するため
のフィルタである。さらに、位相変調器３１０は、ナイ
キストフィルタ３０９の出力信号に基づいて位相変調を
行う回路である。なお、復調器１１３は、この場合、Ｔ
ＦＭ復調器である。The whitening filter 308 converts a square wave pulse into an impulse, and the Nyquist filter 309 is a filter for satisfying the first Nyquist standard. Further, the phase modulator 310 is a circuit that performs phase modulation based on the output signal of the Nyquist filter 309. Note that, in this case, the demodulator 113
FM demodulator.

【００５５】上記構成において、−１および１の値をと
るデータ入力から、加算器３０７までで２値の信号応答
レベルを５レベルに分割し、あるレベルから特定のレベ
ルへ遅延回路３０１〜３０３の内部状態によって遷移さ
せる相関符号化を行い、白色化フィルタ３０８、ナイキ
ストフィルタ３０９にて変調信号を滑らかにし、この変
調信号によって位相変調を行う。すなわち、変調出力の
位相変化が滑らかになるため狭帯域変調が実現されてい
る。これによって各周波数成分に対応する信号の帯域外
信号成分が抑制されるため、他の周波数成分に対応する
信号に対する干渉信号とならず、良好な復調性能を実現
できる。In the above configuration, the binary signal response level is divided into five levels by the adder 307 from the data input taking the values of -1 and 1, and the delay circuits 301 to 303 switch from a certain level to a specific level. Correlation coding for transitioning according to the internal state is performed, the modulation signal is smoothed by the whitening filter 308 and the Nyquist filter 309, and phase modulation is performed by the modulation signal. That is, since the phase change of the modulation output becomes smooth, narrow-band modulation is realized. As a result, the out-of-band signal component of the signal corresponding to each frequency component is suppressed, so that the signal does not become an interference signal with respect to the signal corresponding to other frequency components, and good demodulation performance can be realized.

【００５６】次に、本発明の第３実施例について説明す
る。Next, a third embodiment of the present invention will be described.

【００５７】この第３実施例は、上記第１実施例に対
し、メモリ１０４およびメモリ１１６に格納するデータ
を置き換えたものであり、その他の構成は、第１実施例
と同一である。そこで、まず、メモリ１０４およびメモ
リ１１６に格納されたデータについて詳しく説明する。The third embodiment is the same as the first embodiment except that the data stored in the memory 104 and the memory 116 are replaced. The other configuration is the same as that of the first embodiment. Therefore, first, the data stored in the memory 104 and the memory 116 will be described in detail.

【００５８】メモリ１０４内の信号はｎ個の周波数成分
により構成される。そして、各周波数成分に対して予め
送信符号Ｃ0 、Ｃ1 、Ｃ2 、……Ｃn-1 が与えられてお
り、各々０もしくは１の値をもつ。The signal in the memory 104 is composed of n frequency components. The transmission codes C0, C1, C2,... Cn-1 are given to the respective frequency components in advance, and each has a value of 0 or 1.

【００５９】ここでデータクロック周波数をｆd とする
と、各々の周波数成分は、（４ｐ＋２Ｃ0 ）ｆd 、｛４
（ｐ＋１）＋２Ｃ1 ｝ｆd 、｛４（ｐ＋２）＋２Ｃ2 ｝
ｆd 、……｛４（ｐ＋ｎ−１）＋２Ｃn-1 ｝ｆd と表わ
される。ただし、ここでｐは正整数である。Here, assuming that the data clock frequency is fd, each frequency component is (4p + 2C0) fd, {4
(P + 1) + 2C1 {fd, {4 (p + 2) + 2C2}
fd,... {4 (p + n-1) + 2Cn-1} fd. Here, p is a positive integer.

【００６０】また、アドレスクロックは、ｍｆd （ｍ≧
８（ｐ＋ｎ−１）＋１）と表わされる。そして、メモリ
１０４内のデータは、図９に示すようになっている。The address clock is mfd (m ≧ m)
8 (p + n-1) +1). The data in the memory 104 is as shown in FIG.

【００６１】メモリ１０４は、入力されたアドレスに従
って、図８に示す内容をＤ／Ａコンバータ１０５に出力
する。Ｄ／Ａコンバータ１０５は、上記ディジタルデー
タ入力を離散アナログ信号に変換し、ＬＰＦ１０６に出
力する。The memory 104 outputs the contents shown in FIG. 8 to the D / A converter 105 according to the input address. The D / A converter 105 converts the digital data input into a discrete analog signal and outputs it to the LPF 106.

【００６２】図１１は、この実施例の説明で用いる演算
式の一覧表を示す模式図である。FIG. 11 is a schematic diagram showing a list of arithmetic expressions used in the description of this embodiment.

【００６３】ＬＰＦ１０６は、この離散アナログ信号を
アンチエイリアシングして、図１１の式１１に示すアナ
ログ信号をミキサ１０７に出力する。The LPF 106 performs anti-aliasing on the discrete analog signal, and outputs an analog signal represented by Expression 11 in FIG.

【００６４】このアナログ信号は、複数の搬送波からな
る局部発振出力となっている。変調器１０１の出力であ
る狭帯域変調波は、ミキサ１０７にて局部発振出力と乗
算され、ＢＰＦ１０８にて伝送帯域信号のみが抽出さ
れ、伝送路１０９に送出される。この時の波形を図１１
の式１２に示す。This analog signal is a local oscillation output composed of a plurality of carriers. The narrow-band modulated wave output from the modulator 101 is multiplied by the local oscillation output by the mixer 107, and only the transmission band signal is extracted by the BPF 108 and sent out to the transmission line 109. The waveform at this time is shown in FIG.
Equation 12 is shown.

【００６５】受信側では、ＢＰＦ１１０により伝送路１
０９で混入した不要な信号が除去され、ミキサ１１１に
出力される。On the receiving side, the transmission path 1 is
In step 09, unnecessary signals mixed in are removed and output to the mixer 111.

【００６６】アドレスクロック再生回路１１４では、復
調器１１３で再生されたデータクロックからアドレスク
ロックを再生する。アドレス生成回路１１５は、上記ア
ドレスクロックに対応してアドレスを生成し、メモリ１
１６に出力する。メモリ１１６内のデータは、ｎ個の周
波数成分より構成されている。各周波数成分に対して予
め受信拡散符号Ｃ０’、Ｃ１’、Ｃ２’、……Ｃｎ−
１’が与えられており、各々０もしくは１の値をもつ。
なお、メモリ１１６内の各周波数成分は、メモリ１０４
内の周波数成分と同一の周波数である。そして、メモリ
１１６内のデータは、図９に示すようになっている。The address clock reproducing circuit 114 reproduces an address clock from the data clock reproduced by the demodulator 113. The address generation circuit 115 generates an address corresponding to the address clock, and
16 is output. The data in the memory 116 is composed of n frequency components. For each frequency component, the reception spread codes C0 ', C1', C2 ',.
1 ′ are given, each having a value of 0 or 1.
Each frequency component in the memory 116 is stored in the memory 104
The frequency is the same as the frequency component inside. The data in the memory 116 is as shown in FIG.

【００６７】以下、Ｄ／Ａコンバータ１１７は、Ｄ／Ａ
コンバータ１０５と同様であり、ＬＰＦ１１８は、ＬＰ
Ｆ１０６と同様である。すなわち、ＢＰＦ１１８の出力
は、図１１の式１３のようになる。従って、ミキサ１１
１の出力は、図１１の式１４のようになる。Hereinafter, the D / A converter 117 will
The LPF 118 is the same as the converter 105.
Same as F106. That is, the output of the BPF 118 is as shown in Expression 13 in FIG. Therefore, the mixer 11
The output of 1 is as shown in Expression 14 in FIG.

【００６８】ＢＰＦ１１２の中心周波数をｆc 、帯域幅
を２ｆd 以下とすると、ＢＰＦ１１２を通過する信号
は、ｉ＝ｊの場合のみで、図１１の式１５のようにな
る。ＢＰＦ１１２の出力は、ＧＭＳＫ復調器１１３に入
力されて、データクロックおよびデータが再生される。Assuming that the center frequency of the BPF 112 is fc and the bandwidth is 2fd or less, a signal passing through the BPF 112 is obtained only when i = j, as shown in Expression 15 in FIG. The output of the BPF 112 is input to the GMSK demodulator 113, where the data clock and data are reproduced.

【００６９】ここで送信拡散符号と受信拡散符号とが同
一であれば、Ｃｉ−Ｃｉ’＝１となるため、ＢＰＦ１１
２を通過した信号は全て同相で加算されるので、信号電
圧はｎ倍となる。Here, if the transmission spread code and the reception spread code are the same, Ci-Ci '= 1, so that the BPF 11
Since the signals passing through 2 are all added in phase, the signal voltage becomes n times.

【００７０】一方、雑音電圧は、相加的白色ガウス雑音
を仮定すると、全て無相関であるため、平均加算電圧は
大きくともｎ^1/2 倍にしかならないので、ＢＰＦ１１２
通過後の信号対雑音電力比（Ｓ／Ｎ）は、ｎ² ／（ｎ
^1/2 ）² ＝ｎ倍となる。On the other hand, assuming additive white Gaussian noise, the noise voltage is all uncorrelated, and the average added voltage is at most n1 ^{/ 2} times at most.
The signal-to-noise power ratio (S / N) after passing is n ² / (n
^1/2 ) ² = n times.

【００７１】拡散符号｛Ｃｉ｝を相互相関が小さい集合
から選択するように構成すると、異なる符号を用いた受
信機では、ＢＰＦ１１２通過後の信号がｎ倍とならない
ため、復調するのに充分な信号電力を得られなくなる。
従って、符号分割による多元接続が可能になる。When the spreading code {Ci} is selected from a set having a small cross-correlation, the receiver using different codes does not increase the signal after passing through the BPF 112 by n times. Electric power cannot be obtained.
Therefore, multiple access by code division becomes possible.

【００７２】また、データによる変調に狭帯域変調を用
いているので、拡散後の各周波数成分に対応する信号の
帯域外信号成分が抑制されており、他の周波数成分に対
応する信号に対する干渉信号とはならず、良好な復調性
能を実現できる。Further, since the narrow band modulation is used for the data modulation, the out-of-band signal component of the signal corresponding to each spread frequency component is suppressed, and the interference signal with respect to the signal corresponding to the other frequency components is suppressed. And good demodulation performance can be realized.

【００７３】なお、上記第３実施例についても、上記第
２実施例で説明したＴＦＭ方式の変調器１０１および復
調器１１３を採用して、上記と同様の処理を行う装置を
構成することができる。In the third embodiment as well, an apparatus that performs the same processing as described above can be configured by employing the TFM type modulator 101 and the demodulator 113 described in the second embodiment. .

【００７４】[0074]

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
拡散符号を周波数軸上に展開することにより、拡散符号
同期捕捉回路を不要とすることができ、拡散符号同期の
ための初期情報復調時の時間的オーバヘッドを無くし、
初期同期合わせが高速に可能となり、応用範囲の広いス
ペクトラム拡散通信を実現できる効果がある。As described above, according to the present invention,
By spreading the spreading code on the frequency axis, it is possible to eliminate the need for a spreading code synchronization acquisition circuit, eliminate the time overhead at the time of initial information demodulation for spreading code synchronization,
The initial synchronization can be performed at high speed, and there is an effect that spread spectrum communication having a wide application range can be realized.

【００７５】また、本発明によれば、通信中に送信側と
受信側の符号同期がはずれることがないので、同期を取
り直す必要がなく、信頼性の高い通信を実現することが
できる。Further, according to the present invention, the code synchronization between the transmitting side and the receiving side is not lost during communication, so that it is not necessary to resynchronize, and highly reliable communication can be realized.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明の第１実施例の構成を示すブロック図で
ある。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first exemplary embodiment of the present invention.

【図２】上記第１実施例における変調器の構成を示すブ
ロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a modulator in the first embodiment.

【図３】本発明の第２実施例における変調器の構成を示
すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a modulator according to a second embodiment of the present invention.

【図４】従来技術の一例を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing an example of the related art.

【図５】従来技術の他の例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing another example of the related art.

【図６】上記第１実施例におけるメモリデータの内容を
示す模式図である。FIG. 6 is a schematic diagram showing contents of memory data in the first embodiment.

【図７】上記第１実施例におけるメモリデータの内容を
示す模式図である。FIG. 7 is a schematic diagram showing contents of memory data in the first embodiment.

【図８】本発明の第３実施例におけるメモリデータの内
容を示す模式図である。FIG. 8 is a schematic diagram showing contents of memory data in a third embodiment of the present invention.

【図９】上記第３実施例におけるメモリデータの内容を
示す模式図である。FIG. 9 is a schematic diagram showing contents of memory data in the third embodiment.

【図１０】上記第１実施例の説明で用いる演算式の一覧
表を示す模式図である。FIG. 10 is a schematic diagram showing a list of arithmetic expressions used in the description of the first embodiment.

【図１１】上記第３実施例の説明で用いる演算式の一覧
表を示す模式図である。FIG. 11 is a schematic diagram showing a list of arithmetic expressions used in the description of the third embodiment.

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】 予め定められた時系列信号をサンプリン
グしたデータを所定の順番で格納するメモリ手段と；上記 メモリ手段に格納されているデータを上記所定の順
番で読み出す手段を含み、上記時系列信号をサンプリン
グした上記データを用いて、上記時系列信号が送信デー
タに応じて変調された伝送信号を生成する生成手段と；を有し、 上記時系列信号は、複数の周波数成分のそれぞれが、拡
散符号を構成する複数の値のそれぞれに応じて変調され
た信号である ことを特徴とするスペクトラム拡散通信装
置。1. A method according to claim 1, wherein a predetermined time-series signal is sampled.
Memory means and for storing the grayed data in a predetermined order; the data in the memory means is stored in the predetermined order
Means for reading out the time series signal
The time series signal is transmitted data using the data
Generating means for generating a transmission signal modulated according to the data; have, the time-sequential signals, each of the plurality of frequency components, expansion
Modulated according to each of the multiple values that make up the scatter code
A spread-spectrum communication device characterized in that the signal is a multiplexed signal . 【請求項２】 請求項１において、 各周波数成分の中心周波数からの変位が拡散符号を構成
する複数の値のそれぞれにより決定されている時系列信
号をサンプリングしたデータを上記メモリ手段が格納す
ることを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。2. The spread code according to claim 1, wherein the displacement of each frequency component from the center frequency forms a spread code .
Time series signal determined by each of the multiple values
A spread spectrum communication apparatus, wherein the memory means stores data obtained by sampling a signal. 【請求項３】 請求項１において、 各周波数成分の位相が拡散符号を構成する複数の値のそ
れぞれにより決定されている時系列信号をサンプリング
したデータを上記メモリ手段が格納することを特徴とす
るスペクトラム拡散通信装置。3. The method according to claim 1, wherein the phase of each frequency component is a plurality of values constituting a spreading code.
Sampling a time series signals are determined by respectively
A spread spectrum communication apparatus wherein the data stored is stored in the memory means. 【請求項４】 請求項１において、 上記生成手段は、送信データと上記メモリ手段の出力を
乗算する乗算手段を有することを特徴とするスペクトラ
ム拡散通信装置。4. The spread spectrum communication apparatus according to claim 1, wherein said generating means includes a multiplying means for multiplying transmission data by an output of said memory means. 【請求項５】 予め定められた時系列信号をサンプリン
グしたデータを所定の順番で格納するメモリ手段と；上記 メモリ手段に格納されている上記データを上記所定
の順番で読み出す手段を含み、上記時系列信号をサンプ
リングした上記データを用いて、上記時系列信号が送信
データに応じて変調された伝送信号を逆拡散復調する復
調手段と；を有し、 上記時系列信号は、複数の周波数成分のそれぞれが、拡
散符号を構成する複数の値のそれぞれに応じて変調され
た信号である ことを特徴とするスペクトラム拡散通信装
置。5. A method according to claim 1, wherein a predetermined time-series signal is sampled.
Memory means and for storing the grayed data in a predetermined order; the data the predetermined stored in said memory means
Means for reading out the time-series signal
Demodulation means for despreading and demodulating a transmission signal obtained by modulating the time-series signal according to transmission data using the ringed data ; and wherein the time-series signal includes a plurality of frequency components. Of each
Modulated according to each of the multiple values that make up the scatter code
A spread-spectrum communication device characterized in that the signal is a multiplexed signal . 【請求項６】 請求項５において、 各周波数成分の中心周波数からの変位が拡散符号を構成
する複数の値のそれぞれにより決定されている時系列信
号をサンプリングしたデータを上記メモリ手段が格納す
ることを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。6. The spread code according to claim 5, wherein the displacement of each frequency component from the center frequency forms a spread code .
Time series signal determined by each of the multiple values
A spread spectrum communication apparatus, wherein the memory means stores data obtained by sampling a signal. 【請求項７】 請求項５において、 各周波数成分の位相が拡散符号を構成する複数の値のそ
れぞれにより決定されている時系列信号をサンプリング
したデータを上記メモリ手段が格納することを特徴とす
るスペクトラム拡散通信装置。7. The method according to claim 5, wherein the phase of each frequency component is a plurality of values constituting a spreading code.
Sampling a time series signals are determined by respectively
A spread spectrum communication apparatus wherein the data stored is stored in the memory means. 【請求項８】 請求項５において、 上記復調手段は、データクロックを再生して受信信号を
復調することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。8. The spread spectrum communication apparatus according to claim 5, wherein said demodulation means reproduces a data clock and demodulates a received signal. 【請求項９】 請求項８において、 上記メモリ手段に供給すべきアドレス信号を上記データ
クロックから生成するアドレス信号生成手段をさらに有
することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。9. The spread spectrum communication apparatus according to claim 8, further comprising address signal generating means for generating an address signal to be supplied to said memory means from said data clock.