JP2765492B2 - Charger - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は電気自動車の充電等に使
用する車載充電器に関し、車載弱電機器への低圧電力供
給のためのＤＣ／ＤＣコンバーターの機能を併せ持った
充電器に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an on-vehicle charger used for charging an electric vehicle and the like, and more particularly to a charger having a function of a DC / DC converter for supplying low-voltage power to on-vehicle weak electric appliances.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、地球環境問題が大きく取り上げら
れつつあり、現在の内燃機関による自動車から電気自動
車への転換を睨んで、各方面で車両技術やインフラスト
ラクチャーの整備が叫ばれている。電気自動車を実用化
する場合、現在のガソリンスタンドに代わって充電スタ
ンドを設置する必要がある。一方、電気自動車は当然な
がら車載の蓄電池により電力を蓄えなければならず、充
電に当たっては、交流の商用電源から直流電力を得るた
めの充電器が必要となる。しかしながら、街角に電力ス
タンドを設置することを考えた場合、各充電ポートのそ
れぞれに充電器を備えることは、コスト上の問題や設備
保安上の問題、並びに充電ポートの設置スペースなど種
々の問題により望ましくないので、インフラ整備上の観
点からは、電力スタンドにおいては電力取り出し用の商
用電力端子のみを設置することが電気自動車の普及のた
めには是非とも必要である。従って、電気自動車に充電
器を搭載することが不可欠なこととなる。2. Description of the Related Art In recent years, global environmental issues have been widely taken up, and in view of the current shift from automobiles to electric vehicles by internal combustion engines, the development of vehicle technology and infrastructure has been called out in various fields. When commercializing an electric vehicle, it is necessary to install a charging station in place of the current gas station. On the other hand, an electric vehicle naturally needs to store power using a storage battery mounted on the vehicle, and a charger for obtaining DC power from an AC commercial power supply is required for charging. However, considering the installation of a power station on a street corner, providing a charger at each charging port is a problem due to various problems, such as cost problems, equipment security problems, and the installation space of the charging port. Since it is not desirable, from the viewpoint of infrastructure development, it is absolutely necessary to install only a commercial power terminal for extracting electric power at a power station in order to spread electric vehicles. Therefore, it is indispensable to mount the charger on the electric vehicle.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら電気自動
車に充電器を搭載する場合、現状の技術ではその重量や
スペースの増大が極めて大きな問題となる。すなわち電
気自動車の動力用電圧は３００Ｖ程度、一方ヘッドライ
トや方向指示器、カーステレオ等の弱電機器は通常１２
Ｖないし２４Ｖであり、これより３００Ｖ用と１２Ｖ用
蓄電池の両方を搭載しなければならず、その上に充電器
も搭載するということになると、その重量、スペース増
は極めて大きくなってしまうのである。また、３００Ｖ
の動力用蓄電池のみを搭載して１２Ｖ用蓄電池を省略し
ようとする場合には、別途１２Ｖの低電圧を得るための
ＤＣ／ＤＣコンバータを搭載しなければならない。この
ように電気自動車側から考えれば、その重量当たりの出
力が小さいという問題ゆえ、充電器はなるべく搭載しな
いことが望ましい。そして充電器に関するこのような相
反する懸案は、電気自動車の普及に対して大きな障害に
なっているのが現状であり、電気自動車の普及を考える
と理想的には小型軽量かつ高力率で、さらに充電機能を
併せ持った電源が必要となるが、このような条件を満足
する車載電源または充電器は実現できていなかった。However, when a charger is mounted on an electric vehicle, an increase in weight and space is a serious problem in the current technology. That is, the power voltage of an electric vehicle is about 300 V, while weak electric devices such as headlights, direction indicators, and car stereos are typically 12 V.
V to 24V, from which both 300V and 12V storage batteries must be mounted, and if a charger is mounted on top of that, the weight and space increase will be extremely large. . Also, 300V
If only the power storage battery is mounted and the 12 V storage battery is to be omitted, a DC / DC converter for obtaining a low voltage of 12 V must be separately mounted. Thus, from the viewpoint of the electric vehicle, it is desirable not to mount the charger as much as possible because of the problem that the output per weight is small. And such conflicting concerns about chargers are currently a major obstacle to the spread of electric vehicles, and considering the spread of electric vehicles, ideally with a small size, light weight and high power factor, Further, a power supply having a charging function is required, but an in-vehicle power supply or a charger satisfying such conditions has not been realized.
【０００４】[0004]
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
し、もって理想的な電気自動車用の車載充電器を提供す
ることを目的としてなされたものである。すなわち本発
明は、車載弱電機器への低圧電力供給のためのＤＣ／Ｄ
Ｃコンバーターの機能を併せ持つとともに、高い力率を
得ることのできる充電器を提供するものである。このよ
うな本発明は、一つの一次側コイルに対して、低圧用お
よび高圧用の独立した二つの二次側コイルを設けた高周
波トランスと；高周波トランスの一次側コイルの正側入
力と商用電源との間を２つの整流回路を含む２系統の入
力に分割し、分割した一方にインダクタを設けるととも
に当該インダクタと整流回路の負側との間に第１のスイ
ッチング素子を設け、入力側に高周波トランスへの入力
用高周波パルス電圧を形成するための第２のスイッチン
グ素子を設けた一次側入力回路と；高周波トランスの低
圧用二次側コイルからの出力を平滑化して取り出す平滑
回路を設けた低圧用の二次側出力回路と；高周波トラン
スの高圧側二次側コイルの両端間の出力を平滑化して取
り出す高圧用の二次側出力回路と；二次側の高圧用出力
端子の正側と、第３のスイッチング素子を介して高圧側
二次側コイルの両端間の適所より取り出した端子に接続
した二次側の高圧用出力端子の負側から高圧側二次側コ
イルに直流電力を供給する直流入力回路と；一次側入力
回路における一次側コイルの高圧側入力電圧に基づいて
第１のスイッチング素子のスイッチング特性を制御する
入力側スイッチング制御手段と；高圧用の二次側出力回
路の電圧に基づいて第２のスイッチング素子のスイッチ
ング特性を制御する充電用定電圧定電流制御手段と；低
圧用の二次側出力回路の電圧に基づいて第３のスイッチ
ング素子のスイッチング特性を制御する出力側スイッチ
ング制御手段と；を備えた充電器である。SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and to provide an ideal on-board charger for an electric vehicle. That is, the present invention provides a DC / D for supplying low-voltage power to on-vehicle weak electrical equipment.
An object of the present invention is to provide a charger which has a function of a C converter and can obtain a high power factor. As described above, the present invention provides a high-frequency transformer having two independent low-voltage and high-voltage secondary coils for one primary coil; a positive input of the high-frequency transformer primary coil, and a commercial power supply. Is divided into two inputs including two rectifier circuits, an inductor is provided in one of the divided parts, a first switching element is provided between the inductor and the negative side of the rectifier circuit, and a high frequency A primary-side input circuit provided with a second switching element for forming a high-frequency pulse voltage for input to a transformer; and a low-voltage provided with a smoothing circuit for smoothing and extracting an output from a low-voltage secondary coil of the high-frequency transformer. A secondary output circuit for high-voltage; a high-voltage secondary output circuit for smoothing out an output between both ends of a high-voltage secondary coil of the high-frequency transformer; and a positive side of a secondary high-voltage output terminal. DC power is supplied to the high-voltage secondary coil from the negative side of the secondary high-voltage output terminal connected to a terminal taken out from an appropriate position between both ends of the high-voltage secondary coil via the third switching element. DC input circuit; input-side switching control means for controlling the switching characteristics of the first switching element based on the high-side input voltage of the primary coil in the primary-side input circuit; and voltage of the high-voltage secondary output circuit A constant-voltage / constant-current control means for charging that controls the switching characteristics of the second switching element based on the voltage; and an output side that controls the switching characteristics of the third switching element based on the voltage of the low-voltage secondary-side output circuit. And a switching control means.
【０００５】[0005]
【作用】上記の構成にあっては、「一つの一次側コイル
に対して、低圧用および高圧用の独立した二つの二次側
コイルを設けた高周波トランスと」を用いることによ
り、以下の作用によって充電器とＤＣ／ＤＣコンバータ
ーの機能を有するものになる。以下本発明の作用を順に
説明する。「高周波トランスの一次側コイルの正側入力
と商用電源との間を２つの整流回路を含む２系統の入力
に分割し、分割した一方にインダクタを設けるとともに
当該インダクタと整流回路の負側との間に第１のスイッ
チング素子を設け、入力側に高周波トランスへの入力用
高周波パルス電圧を形成するための第２のスイッチング
素子を設けた一次側入力回路」は、入力交流波の低電圧
領域において第１のスイッチング素子のスイッチング動
作によってインダクタの両端にフライバック電圧を発生
させ、これを２分割した他方の高圧側入力電圧に重畳さ
せることによって入力側交流電圧の実効値を昇圧させる
作用を奏する。「高周波トランスの低圧用二次側コイル
からの出力を平滑化して取り出す平滑回路を設けた低圧
用の二次側出力回路」は、後述する高圧側出力端子に
接続される蓄電池からの変圧出力の供給を受け、非充電
時における低圧直流電力を、充電中においては、一次
側コイルとの巻数比に応じた起電力によって直接低圧直
流電力をそれぞれ作りだす作用を奏する。「高周波トラ
ンスの高圧側二次側コイルの両端間の出力を平滑化して
取り出す高圧用の二次側出力回路」は、充電時において
は高圧側二次側コイルの両端に発生する高周波パルス電
圧を平滑化して高圧出力端子に接続される蓄電池への充
電電力として供給する作用を奏する。「二次側の高圧用
出力端子の正側と、第３のスイッチング素子を介して高
圧側二次側コイルの両端間の適所より取り出した端子に
接続した二次側の高圧用出力端子の負側から高圧側二次
側コイルに直流電力を供給する直流入力回路」は、高圧
用出力端子に接続された蓄電池の放電時においては、第
３のスイッチング素子によって高周波パルス電圧とされ
た蓄電池からの高圧直流電力が高圧側二次側コイルの一
端とその両端間の適所から取り出した端子との間に供給
されることで、低圧用二次側コイルに対して所定の巻数
比に応じた起電力を発生させる作用を奏する。「一次側
入力回路における一次側コイルの高圧側入力電圧に基づ
いて第１のスイッチング素子のスイッチング特性を制御
する入力側スイッチング制御手段」は、前述した一次側
入力回路における入力交流波の低電圧領域でのインダク
タのフライバック電圧の発生を制御する作用を奏する。
「高圧用の二次側出力回路の電圧に基づいて第２のスイ
ッチング素子のスイッチング特性を制御する充電用定電
圧定電流制御手段」は、充電中において高圧用の二次側
出力回路の電圧を検出し、これに基づいて一次側のスイ
ッチングパルス幅を制御することによって安定した充電
電圧、充電電流を得るという作用を奏する。「低圧用の
二次側出力回路の電圧に基づいて第３のスイッチング素
子のスイッチング特性を制御する出力側スイッチング制
御手段」は、高圧出力端子に接続された蓄電池が放電状
態にある時に機能し、蓄電池からの電力によって現れる
低圧用の二次側出力回路の電圧を検出することで、高圧
用二次側コイルに供給される電力を一定に制御する作用
を奏する。In the above configuration, the following operation is achieved by using "a high-frequency transformer having two independent low-voltage and high-voltage secondary coils for one primary coil". Accordingly, the battery pack has functions of a charger and a DC / DC converter. Hereinafter, the operation of the present invention will be described in order. "Division between the positive input of the primary coil of the high-frequency transformer and the commercial power supply is divided into two input systems including two rectifier circuits, and one of the divided units is provided with an inductor, and the other is connected between the inductor and the negative side of the rectifier circuit. A primary side input circuit in which a first switching element is provided therebetween and a second switching element for forming a high-frequency pulse voltage for input to a high-frequency transformer is provided on the input side. The switching operation of the first switching element generates a flyback voltage at both ends of the inductor, and superimposes the flyback voltage on the other divided high-voltage input voltage, thereby increasing the effective value of the input AC voltage. `` The low-voltage secondary output circuit provided with a smoothing circuit for smoothing and taking out the output from the low-voltage secondary coil of the high-frequency transformer '' is a transformer output of a storage battery connected to a high-voltage output terminal described later. Upon receiving the supply, the low-voltage DC power during non-charging is produced, and during charging, the low-voltage DC power is directly produced by electromotive force according to the turns ratio with the primary coil. The "high-voltage secondary output circuit for smoothing out the output between both ends of the high-voltage secondary coil of the high-frequency transformer" extracts the high-frequency pulse voltage generated at both ends of the high-voltage secondary coil during charging. This has the effect of smoothing and supplying as charging power to the storage battery connected to the high voltage output terminal. "The negative side of the output terminal for high voltage on the secondary side connected to the positive side of the output terminal for high voltage on the secondary side and the terminal taken out from an appropriate position between both ends of the secondary coil on the high side via the third switching element. A DC input circuit that supplies DC power to the high-voltage secondary coil from the side, when the storage battery connected to the high-voltage output terminal is discharged, the third switching element outputs a high-frequency pulse voltage from the storage battery. The high-voltage DC power is supplied between one end of the high-voltage secondary coil and a terminal taken out of a proper position between both ends, so that an electromotive force corresponding to a predetermined turns ratio with respect to the low-voltage secondary coil is provided. The effect of generating is produced. The "input-side switching control means for controlling the switching characteristics of the first switching element based on the high-side input voltage of the primary coil in the primary-side input circuit" is a low-voltage region of the input AC wave in the primary-side input circuit. This has an effect of controlling the generation of the flyback voltage of the inductor at the time.
The “charging constant-voltage / constant-current control unit that controls the switching characteristics of the second switching element based on the voltage of the high-voltage secondary output circuit” adjusts the voltage of the high-voltage secondary output circuit during charging. By detecting and controlling the switching pulse width on the primary side based on this detection, there is an effect that a stable charging voltage and charging current can be obtained. “Output-side switching control means for controlling the switching characteristics of the third switching element based on the voltage of the low-voltage secondary-side output circuit” functions when the storage battery connected to the high-voltage output terminal is in a discharged state, By detecting the voltage of the low-voltage secondary output circuit that appears due to the power from the storage battery, the power supplied to the high-voltage secondary coil is controlled to be constant.
【０００６】[0006]
【実施例】以下に本発明の詳細を、具体的実施例に基づ
いて説明する。図１には本発明の充電器１の全体回路例
を表している。図例のものは電気自動車の車載充電器の
回路例であり、一つの一次側コイル３に対して、低圧用
および高圧用の二つの二次側コイル５、７を設けた高周
波トランス９と；高周波トランス９の一次側コイル３の
正側入力と商用電源３５との間を２つの整流回路３７、
３７を含む２系統の入力に分割し、分割した一方にイン
ダクタ１１を設けるとともに当該インダクタ１１と整流
回路３７の負側との間に第１のスイッチング素子１３を
設け、入力側に高周波トランス９への入力用高周波パル
ス電圧を形成するための第２のスイッチング素子１５を
設けた一次側入力回路１７と；高周波トランス９の低圧
用二次側コイル５からの出力を平滑化して取り出す平滑
回路を設けた低圧用の二次側出力回路１９と；高周波ト
ランス９の高圧側二次側コイル７の両端間の出力を平滑
化して取り出す高圧用の二次側出力回路２７と；二次側
の高圧用出力端子２３の正側と、第３のスイッチング素
子２５を介して高圧側二次側コイル７の両端間の適所よ
り取り出した端子２１に接続した二次側の高圧用出力端
子２３の負側から高圧側二次側コイル７に直流電力を供
給する直流入力回路２８と；一次側入力回路１７におけ
る一次側コイル３の高圧側入力電圧に基づいて第１のス
イッチング素子１３のスイッチング特性を制御する入力
側スイッチング制御手段２９と；高圧用の二次側出力回
路２７の電圧に基づいて第２のスイッチング素子１５の
スイッチング特性を制御する充電用定電圧定電流制御手
段３１と；低圧用の二次側出力回路１９の電圧に基づい
て第３のスイッチング素子２５のスイッチング特性を制
御する出力側スイッチング制御手段３３と；を備えた充
電器１である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS The details of the present invention will be described below based on specific embodiments. FIG. 1 shows an example of an overall circuit of a charger 1 of the present invention. The example in the figure is a circuit example of a vehicle-mounted charger of an electric vehicle, and a high-frequency transformer 9 provided with two low-voltage and high-voltage secondary coils 5, 7 for one primary coil 3; Two rectifier circuits 37 are provided between the positive input of the primary coil 3 of the high-frequency transformer 9 and the commercial power supply 35,
37, an inductor 11 is provided on one of the divided inputs, and a first switching element 13 is provided between the inductor 11 and the negative side of the rectifier circuit 37. A primary side input circuit 17 provided with a second switching element 15 for forming the input high frequency pulse voltage; and a smoothing circuit for smoothing and extracting the output from the low voltage secondary coil 5 of the high frequency transformer 9. A low-voltage secondary output circuit 19; a high-voltage secondary output circuit 27 for smoothing out the output between both ends of the high-voltage secondary coil 7 of the high-frequency transformer 9; From the positive side of the output terminal 23 and the negative side of the high voltage output terminal 23 on the secondary side connected to the terminal 21 taken out from a proper position between both ends of the high voltage side secondary coil 7 via the third switching element 25. A DC input circuit 28 for supplying DC power to the compression side secondary coil 7; an input side for controlling the switching characteristics of the first switching element 13 based on the high side input voltage of the primary side coil 3 in the primary side input circuit 17 Switching control means 29; constant voltage constant current control means 31 for controlling the switching characteristics of the second switching element 15 based on the voltage of the secondary output circuit 27 for high voltage; secondary output for low voltage And output-side switching control means 33 for controlling the switching characteristics of the third switching element 25 based on the voltage of the circuit 19.
【０００７】以下本図に基づいて本発明の充電器１の動
作について説明する。 （蓄電池への充電時）本充電器１によって蓄電池を充電
する際には、高圧用出力端子２３に蓄電池２４を接続し
て商用電源３５より一次側入力回路１７に整流回路３７
を介して全波整流波電圧を供給する。そしてこの一次側
入力回路１７は商用電源３５が二つの電流回路に投入さ
れるよう、前述のように２系統に分割されている。この
２系統に分割された一方にはインダクタ１１を設けると
ともに、インダクタ１１と整流回路３７の負側との間に
設けた第１のスイッチング素子１３により、入力交流波
の低電圧領域においてインダクタ１１の両端にフライバ
ック電圧を発生させることで入力側交流電圧の実効値を
昇圧させ、力率の向上および入力電流波形の改善、すな
わち高調波電流低減対策を図っている。ここで図中８は
逆流防止用ダイオード、１２はノイズ対策および高調波
における電流インピーダンスの改善用であり、平滑化を
目的としない低容量のコンデンサである。Hereinafter, the operation of the charger 1 of the present invention will be described with reference to FIG. (When charging the storage battery) When charging the storage battery with the present charger 1, the storage battery 24 is connected to the high-voltage output terminal 23, and the rectifier circuit 37 is connected to the primary input circuit 17 from the commercial power supply 35.
To supply a full-wave rectified wave voltage via the. The primary side input circuit 17 is divided into two systems as described above so that the commercial power supply 35 is supplied to the two current circuits. One of the two systems is provided with an inductor 11, and the first switching element 13 provided between the inductor 11 and the negative side of the rectifier circuit 37 allows the inductor 11 to operate in the low voltage region of the input AC wave. By generating a flyback voltage at both ends, the effective value of the AC voltage on the input side is raised, thereby improving the power factor and the input current waveform, that is, reducing the harmonic current. Here, in the figure, reference numeral 8 denotes a diode for preventing backflow, and 12 denotes a low-capacitance capacitor which is used for noise suppression and improvement of current impedance in harmonics, and is not intended for smoothing.
【０００８】以下、この昇圧作用について説明する。図
例では２系統に分割された一方に昇圧用のインダクタ１
１を設ける一方、インダクタ１１と整流回路３７の負側
との間に第１のスイッチング素子１３を設け、商用入力
電圧を別の整流回路３８によって得た電圧を検知する電
圧検出手段３９からの信号に基づいて、所定の高周波ス
イッチング周波数で第１のスイッチング素子１３を制御
するスイッチングＩＣ４１を設けている。このような構
成において、商用電源３５より供給される正弦波交流
は、整流回路３７によって図２（イ）に示すような正弦
波状全波脈流波形に整流され、バイパス路（２系統に分
割された他方）とインダクタ路（２系統に分割された一
方で、インダクタ１１を含む側）に供給される。この際
に、商用電源電圧を検出する電圧検出手段３９によって
この全波整流電圧を検出し、入力電圧が一定の基準電圧
ＶA 以下であれば、スイッチングＩＣ４１より例えば７
０ｋＨｚのスイッチングパルス信号が、第１のスイッチ
ング素子１３（ＦＥＴ）のゲート端子に印加される。す
なわち入力電圧が一定の基準電圧ＶA 以上であれば、第
１のスイッチング素子１３は断状態を維持する。ここで
入力電圧は、整流回路３８の出力と可変基準電圧４０と
を比較器等によって構成される電圧検出手段３９によっ
て検出される。Hereinafter, this pressure increasing function will be described. In the example shown in FIG.
1 is provided, a first switching element 13 is provided between the inductor 11 and the negative side of the rectifier circuit 37, and a signal from a voltage detecting means 39 for detecting a voltage obtained from another rectifier circuit 38 of a commercial input voltage. , A switching IC 41 that controls the first switching element 13 at a predetermined high-frequency switching frequency is provided. In such a configuration, the sine wave AC supplied from the commercial power supply 35 is rectified by the rectifier circuit 37 into a sinusoidal full-wave pulsating waveform as shown in FIG. And the inductor path (on the side that is divided into two systems and includes the inductor 11). In this case, to detect the full-wave rectified voltage by the voltage detecting means 39 for detecting the commercial power supply voltage, if the input voltage is below a predetermined reference voltage V A, for example from the switching IC 41 7
A switching pulse signal of 0 kHz is applied to the gate terminal of the first switching element 13 (FET). That is, when the input voltage is equal to or higher than the fixed reference voltage V A , the first switching element 13 maintains the cut-off state. Here, the input voltage is detected by a voltage detecting means 39 composed of a comparator and the like from the output of the rectifier circuit 38 and the variable reference voltage 40.
【０００９】この第１のスイッチング素子１３の動作に
より、全波整流電圧が基準電圧ＶA以上の領域において
は、整流回路３７からの電流はバイパス路をそのまま流
れる一方、基準電圧ＶA 以下の領域においては、第１の
スイッチング素子１３の作動によってインダクタ路によ
って昇圧チョッピングを行い、逆流防止ダイオード８を
経由して高周波コンデンサ１０にエネルギーとして蓄積
され、トランス９への入力エネルギーとなる。従って、
ＶA 以下の低電圧領域で作動中の第１のスイッチング素
子１３は、入の時にインダクタ１１に蓄積された自己誘
導起電力を断の時にインダクタ１１の両端にフライバッ
ク電圧を発生させる。その結果、入力電圧に対してこの
自己誘導起電力が重畳されることになるので、ここでの
高周波トランス９の一次側コイル３の入力波形は図２
（ロ）に示すように、低電圧領域で電圧が嵩上げされる
ことになる。すなわち、同図（ロ）において見られる位
相π／２のピーク電圧両肩部４２、４２が、前記インダ
クタ１１と第１のスイッチング素子１３によって嵩上げ
された部分である。一方、従来のようにこのインダクタ
１１が無い場合には、上記両肩部４３、４３に相当する
部分は図中点線で示すように低下してしまうことにな
る。ここで（ロ）の電圧は、図１中のＡ−Ｂ間の電圧を
表している。従ってこのような回路構成により、一次側
回路においてＶA以下の低入力部分の電圧を嵩上げし、
高周波トランス９への入力波形は（ロ）の実線のような
電圧波形となり、また商用電源３５側の入力電流は同図
（ハ）のようになり、波形改善および高調波電流の含ま
れる割合が改善されることになる。Due to the operation of the first switching element 13, in a region where the full-wave rectified voltage is equal to or higher than the reference voltage VA , the current from the rectifier circuit 37 flows through the bypass path as it is, while a region equal to or lower than the reference voltage VA. In the above, step-up chopping is performed by the inductor path by the operation of the first switching element 13, stored as energy in the high-frequency capacitor 10 via the backflow prevention diode 8, and becomes input energy to the transformer 9. Therefore,
The first switching element 13 operating in a low voltage region equal to or lower than VA generates a flyback voltage across the inductor 11 when the self-induced electromotive force stored in the inductor 11 is cut off when turned on. As a result, this self-induced electromotive force is superimposed on the input voltage, and the input waveform of the primary coil 3 of the high-frequency transformer 9 here is shown in FIG.
As shown in (b), the voltage is raised in the low voltage region. That is, the shoulder portions 42, 42 of the peak voltage of the phase π / 2 seen in FIG. 2B are portions raised by the inductor 11 and the first switching element 13. On the other hand, when the inductor 11 is not provided as in the related art, the portions corresponding to the two shoulders 43 are lowered as shown by the dotted lines in the figure. Here, the voltage (b) represents the voltage between AB in FIG. Therefore, with such a circuit configuration, the voltage of the low input portion below VA in the primary side circuit is raised,
The input waveform to the high-frequency transformer 9 becomes a voltage waveform as shown by the solid line in (b), and the input current on the commercial power supply 35 side becomes as shown in (c) in FIG. It will be improved.
【００１０】こうして高周波トランス９の一次側コイル
３に流入した一次側電流により、低圧用および高圧用の
二次側コイル５、７に起電力が発生し、低圧用および高
圧用の二次側出力回路１９、２７のそれぞれにおいて平
滑化されて低圧側および高圧側出力端子４５、２３に出
力される。そして充電中においては、高圧用二次側コイ
ル７の両端に発生した高周波パルス電圧が整流用ダイオ
ード４９、転流用フライホイールダイオード５１および
平滑用チョークコイル５３によって平滑化され、高圧側
出力端子２３に接続した蓄電池２４を充電するが、この
時には充電用定電圧定電流制御手段３１によって蓄電池
２４に応じた充電モードに制御される。以下、この定電
圧定電流制御について説明する。なお図中５０は逆流防
止ダイオード、５２は高周波分平滑用コンデンサであ
る。本発明に用いる充電用定電圧定電流制御手段３１は
図１に示すように、重畳三角波形成回路５５からの電圧
に基づいて、スイッチングレギュレータ用ＩＣ５７によ
って第２のスイッチング素子１５を制御するものであ
る。重畳三角波形成回路５５は、蓄電池２４への高圧用
二次側出力回路２７における転流用フライホイールダイ
オード５１の出力側に接続された反転器５９と、抵抗６
１及びコンデンサ６３で形成されるＣＲ積分回路６５と
からなっている。出力電圧検出用抵抗６４と分圧抵抗６
６の間の中点は、抵抗６１とコンデンサ６３の間の中点
に接続されるとともに、超高速コンパレータ６７の−入
力端子に接続されている。この重畳三角波形成回路５５
は、蓄電池２４の充電用の高周波電圧のスイッチング周
波数に同期する三角波電圧を形成し、当該三角波電圧に
蓄電池２４の直流出力検出電圧を重畳して、超高速コン
パレータ６７の−入力端子に入力するものである。以
下、この直流出力検出電圧が重畳された三角波電圧を、
重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧と称することとす
る。The primary current thus flowing into the primary coil 3 of the high-frequency transformer 9 generates electromotive force in the low-voltage and high-voltage secondary coils 5 and 7, and outputs the low-voltage and high-voltage secondary outputs. The signals are smoothed in the circuits 19 and 27 and output to the low-voltage and high-voltage output terminals 45 and 23, respectively. During charging, the high-frequency pulse voltage generated at both ends of the secondary coil 7 for high voltage is smoothed by the diode 49 for rectification, the flywheel diode 51 for commutation, and the choke coil 53 for smoothing. The connected storage battery 24 is charged. At this time, the charging constant voltage / current control unit 31 controls the charging mode according to the storage battery 24. Hereinafter, the constant voltage / constant current control will be described. In the figure, 50 is a backflow prevention diode, and 52 is a high frequency smoothing capacitor. The charging constant voltage / constant current control means 31 used in the present invention controls the second switching element 15 by the switching regulator IC 57 based on the voltage from the superimposed triangular wave forming circuit 55, as shown in FIG. . The superimposed triangular wave forming circuit 55 includes an inverter 59 connected to the output side of the commutation flywheel diode 51 in the secondary output circuit 27 for high voltage to the storage battery 24, and a resistor 6.
1 and a CR integration circuit 65 formed by a capacitor 63. Output voltage detecting resistor 64 and voltage dividing resistor 6
The midpoint between 6 is connected to the midpoint between the resistor 61 and the capacitor 63 and to the-input terminal of the ultra-high-speed comparator 67. This superimposed triangular wave forming circuit 55
Forms a triangular-wave voltage synchronized with the switching frequency of the high-frequency voltage for charging the storage battery 24, superimposes the DC output detection voltage of the storage battery 24 on the triangular-wave voltage, and inputs the voltage to the − input terminal of the ultra-high-speed comparator 67. It is. Hereinafter, the triangular wave voltage on which the DC output detection voltage is superimposed is
It is referred to as a superimposed triangular wave voltage or sawtooth wave voltage.
【００１１】超高速コンパレータ６７の＋入力端子に
は、蓄電池２４の正側出力端子（高圧側出力端子２３の
正側に相当し、Ｍ点と等価）に接続された抵抗６９と基
準電圧用素子（ツェナーダイオード）７１により得られ
る基準電圧が入力されている。この超高速コンパレータ
６７は、前記重畳三角波形成回路５５からの重畳三角波
電圧または鋸刃状波電圧が基準電圧より低いときは出力
をＨ（ハイ）レベルとし、重畳三角波電圧または鋸刃状
波電圧が基準電圧を越えた時点で超高速で出力をＬ（ロ
ー）レベルにするとともに、スイッチングレギュレータ
用ＩＣ５７の入力パルス信号を出力するものである。こ
こで超高速コンパレータ６７を使用する目的は、次のク
ロックパルスの立ち上がりが来る前に、クロックパルス
のレベルダウンを瞬時に処理することができるようにす
るためである。The positive input terminal of the ultra-high-speed comparator 67 has a resistor 69 connected to a positive output terminal of the storage battery 24 (corresponding to the positive side of the high-voltage output terminal 23 and equivalent to point M) and a reference voltage element. (Zener diode) The reference voltage obtained by 71 is input. When the superimposed triangular wave voltage or the sawtooth wave voltage from the superimposed triangular wave forming circuit 55 is lower than the reference voltage, the ultra-high-speed comparator 67 sets the output to the H (high) level. When the reference voltage is exceeded, the output is set to the L (low) level at a very high speed, and the input pulse signal of the switching regulator IC 57 is output. Here, the purpose of using the ultra-high-speed comparator 67 is to enable instantaneous processing of the level reduction of the clock pulse before the rise of the next clock pulse.
【００１２】ここで図３、４に示すように、入力電圧
（Ｍ点の電圧）が低いとき（Ｖｉｎ1）は、ＣＲ特性か
ら明らかなように重畳三角波形成回路５５からの重畳三
角波電圧または鋸刃状波電圧が基準電圧（Ｖｒｅｆ）を
越える時点は遅いが、電圧が高くなるにつれて（Ｖｉｎ
2 〜Ｖｉｎ4 ）、重畳三角波電圧または鋸刃状波電圧が
基準電圧を越える時点が早くなる。従って、超高速コン
パレータ６７がＬレベルを出力するタイミングは図４に
示すように、入力電圧に対応した充電用入力電圧Ｉが高
くなるにつれて早くなり、これに伴って図中Ａで示すよ
うに、スイッチングレギュレータ用ＩＣ５７への入力パ
ルス信号が早められることになる。この結果、前述の充
電用入力電圧が高くなるに伴って、図４のＢで示すよう
に、スイッチングレギュレータ用ＩＣ５７でのクロック
パルスのレベルダウン時点が次第に早くなり、スイッチ
ングパルス信号の幅が短くなる。なお、図４における
Ｅ、Ｐ、Ｉはそれぞれ重畳三角波電圧または鋸刃状波電
圧、クロックパルス、商用電源の交流入力電圧を表して
いる。As shown in FIGS. 3 and 4, when the input voltage (voltage at point M) is low (Vin 1 ), the superimposed triangular wave voltage from the superimposed triangular wave forming circuit 55 or The point at which the edge-wave voltage exceeds the reference voltage (Vref) is late, but as the voltage increases (Vin
2 to Vin 4 ), the point at which the superimposed triangular wave voltage or the sawtooth wave voltage exceeds the reference voltage is earlier. Accordingly, as shown in FIG. 4, the timing at which the ultra-high-speed comparator 67 outputs the L level becomes earlier as the charging input voltage I corresponding to the input voltage becomes higher, and accordingly, as shown in FIG. The input pulse signal to the switching regulator IC 57 is advanced. As a result, as the above-mentioned charging input voltage becomes higher, as shown by B in FIG. 4, the time point at which the level of the clock pulse is reduced in the switching regulator IC 57 gradually becomes earlier, and the width of the switching pulse signal becomes shorter. . In FIG. 4, E, P, and I represent a superimposed triangular wave voltage or a sawtooth wave voltage, a clock pulse, and an AC input voltage of a commercial power supply, respectively.
【００１３】このようにしてスイッチングパルス信号が
幅変調されるので、充電用の高周波パルス電圧Ｃは図４
に示すように、入力電圧が低いときはＴｏｎが長く、位
相π／２のピーク電圧に近付くにつれてＴｏｎが短くな
る逆正弦波状の波形となる。すなわち、高周波トランス
９の一次側コイル３から高圧用の二次側出力回路２７に
与えられる電流は同図Ｃに示す高周波パルス電圧と相似
の波形となる。Since the switching pulse signal is thus width-modulated, the charging high-frequency pulse voltage C is
As shown in (1), when the input voltage is low, Ton becomes long, and as the peak voltage of the phase π / 2 is approached, Ton becomes short-sine waveform. That is, the current supplied from the primary coil 3 of the high-frequency transformer 9 to the secondary output circuit 27 for high voltage has a waveform similar to the high-frequency pulse voltage shown in FIG.
【００１４】この高周波パルス電圧は整流用ダイオード
４９によって直流化され、さらに転流用フライホイール
ダイオード５１と平滑用インダクタ５３（チョークコイ
ル）によって平滑にされて出力される。この時の直流充
電電圧Ｖ0 は、次式で示される。 Ｖ0 ＝Ｔｏｎ／Ｔ×Ｖｉｎ ここでＴｏｎは前述のように逆正弦波に制御され、また
Ｖｉｎは正弦波状であるため、充電電圧Ｖ0 は図４のＤ
で示すような直流出力となって蓄電池２４に印加される
ことになる。The high-frequency pulse voltage is converted into a direct current by a rectifying diode 49, and further smoothed by a commutation flywheel diode 51 and a smoothing inductor 53 (choke coil) and output. The DC charging voltage V 0 at this time is expressed by the following equation. V 0 = Ton / T × Vin where Ton is controlled to the reverse sine wave as mentioned above, and because Vin is sinusoidal, D of the charging voltage V 0 is 4
Is applied to the storage battery 24.
【００１５】いま、商用電源３５の電圧が変動して充電
電圧Ｖ0 が上昇しようとすると、その変化に応じて重畳
三角波形成回路５５で形成される重畳三角波電圧または
鋸刃状波電圧が増加するので、基準電圧を越える時点が
全体的に早くなり、スイッチングレギュレータ用ＩＣ５
７への入力パルス信号は早められ、第２のスイッチング
素子１５に対するスイッチング信号のパルス幅が全体的
に短くなる。この結果、充電用の高周波パルス電圧のパ
ルス幅が全体的に短くなってＴｏｎが減少し、上式から
明らかなように出力電圧Ｖ0 は低下して一定に維持され
る。また充電電圧Ｖ0 が低下しようとすると、上記とは
逆に第２のスイッチング素子１５に対するスイッチング
信号のパルス幅が全体的に長くなる。この結果、充電用
の高周波パルス電圧のパルス幅が全体的に長くなってＴ
ｏｎが増加し、上式からも明らかなように充電電圧Ｖ0
は上昇して一定に維持される。また定電流モードにおい
ても、抵抗６８からの電圧を比較器７０によって基準電
圧と比較し、その出力を超高速コンパレータ６７への入
力に接続することにより、定電圧定電流の制御を行うこ
とができる。When the voltage of the commercial power supply 35 fluctuates and the charging voltage V 0 is about to rise, the superimposed triangular wave voltage or the sawtooth wave voltage formed by the superimposed triangular wave forming circuit 55 increases in accordance with the change. Therefore, the time when the voltage exceeds the reference voltage is shortened as a whole, and the switching regulator IC 5
7, the pulse width of the switching signal to the second switching element 15 is shortened as a whole. As a result, the pulse width of the charging high-frequency pulse voltage is shortened as a whole, so that Ton is reduced. As is clear from the above equation, the output voltage V 0 is reduced and is kept constant. When the charging voltage V 0 is about to decrease, the pulse width of the switching signal for the second switching element 15 becomes longer overall, contrary to the above. As a result, the pulse width of the high-frequency pulse voltage for charging becomes longer overall and T
on increases, and as is clear from the above equation, the charging voltage V 0
Rises and remains constant. Also in the constant current mode, the voltage from the resistor 68 is compared with the reference voltage by the comparator 70, and the output is connected to the input to the ultra-high-speed comparator 67, whereby the constant voltage and constant current can be controlled. .
【００１６】（蓄電池からの放電時）次に蓄電池２４か
ら電力を供給する場合について説明する。電気自動車の
例においては、蓄電池２４への充電終了とともに商用電
源３５を断とし、図示しない動力用電動機等によって構
成される高圧側負荷、およびヘッドライト等の低圧側負
荷の両方に対して電力が供給される。すなわち、高圧側
出力端子２３に接続された蓄電池２４からの直流電流
は、直流入力回路２８における、高圧側出力端子２３の
正側→高圧用二次側コイル７の両端間の適所から取り出
した端子２１→第３のスイッチング素子２５→高圧側出
力端子２３の負側のループ路に流れ、この電流によっ
て、コイルとの巻数比で決まる起電力が低圧用二次側コ
イル５に発生する。この時に蓄電池２４からは、図示し
ない動力等の高圧負荷に対して、直流電力が直接供給さ
れることになる。低圧用二次側コイル５に発生した高周
波パルス起電力は、整流用ダイオード７５、転流用フラ
イホイールダイオード７７、平滑用チョークコイル７
９、平滑コンデンサ８１によって平滑化され、低圧用の
出力端子４５に出力されてヘッドライト等の車載弱電機
器に供給される。そして、低圧用の二次側出力回路１９
からの出力電圧をコンパレーター７３によって基準電圧
Ｖref と比較し、出力電圧の基準電圧に対する高低に基
づいてスイッチングＩＣ４１によって第３のスイッチン
グ素子２５を制御している。この第３のスイッチング素
子２５は、低圧用の二次側出力回路１９の出力電圧が高
いときにはスイッチングパルスのＯＮ幅を狭く、逆に出
力電圧が低い時には広くするものであり、蓄電池２４の
電圧変動に対して低圧用二次側出力回路１９の出力電圧
を一定に維持するものである。またこの時は、第１およ
び第２のスイッチング素子１３、１５は発振停止状態と
なり、逆に第２のスイッチング素子１５が発振状態にあ
るときには、第３のスイッチング素子は発振停止状態と
なる。(During Discharge from Storage Battery) Next, a case where power is supplied from the storage battery 24 will be described. In the example of the electric vehicle, the commercial power supply 35 is turned off when the charging of the storage battery 24 is completed, and the electric power is supplied to both the high-voltage load including a power motor (not shown) and the low-voltage load such as headlights. Supplied. That is, the DC current from the storage battery 24 connected to the high-voltage output terminal 23 is a terminal taken out from a proper position between the positive side of the high-voltage output terminal 23 and both ends of the high-voltage secondary coil 7 in the DC input circuit 28. 21 → the third switching element 25 → the negative side of the high voltage side output terminal 23 flows through the loop, and this current generates an electromotive force in the low voltage secondary side coil 5 determined by the turns ratio with the coil. At this time, DC power is directly supplied from the storage battery 24 to a high-voltage load such as motive power (not shown). The high-frequency pulse electromotive force generated in the low-voltage secondary coil 5 is supplied to a rectifying diode 75, a commutation flywheel diode 77, and a smoothing choke coil 7.
9, smoothed by the smoothing capacitor 81, output to the low-voltage output terminal 45, and supplied to on-vehicle weak electric devices such as headlights. And the secondary side output circuit 19 for low voltage
Is compared with the reference voltage Vref by the comparator 73, and the third switching element 25 is controlled by the switching IC 41 based on the level of the output voltage with respect to the reference voltage. The third switching element 25 narrows the ON width of the switching pulse when the output voltage of the low-voltage secondary output circuit 19 is high, and widens the ON width when the output voltage is low. In contrast, the output voltage of the low-voltage secondary output circuit 19 is kept constant. At this time, the first and second switching elements 13 and 15 are in the oscillation stop state. Conversely, when the second switching element 15 is in the oscillation state, the third switching element is in the oscillation stop state.
【００１７】[0017]
【発明の効果】以上のような本発明の充電器によれば、
作用の項で説明したところにより、以下の優れた効果を
得ることができる。本発明の充電器は、一つの一次側コ
イルに対して、低圧用および高圧用の二つの二次側コイ
ルを設けた高周波トランスを用いているので、充電器と
ＤＣ／ＤＣコンバーターの機能を有するものになる。高
周波トランスの一次側コイルの正側入力と商用電源との
間を２つの整流回路を含む２系統の入力に分割し、分割
した一方にインダクタを設けるとともに当該インダクタ
と整流回路の負側との間に第１のスイッチング素子を設
け、入力側に高周波トランスへの入力用高周波パルス電
圧を形成するための第２のスイッチング素子を設けた一
次側入力回路により、入力交流波の低電圧領域において
第１のスイッチング素子のスイッチング動作によってイ
ンダクタの両端にフライバック電圧を発生させ、これを
２分割した他方の高圧側入力電圧に重畳させることによ
って入力側交流電圧の実効値を昇圧させる作用が得ら
れ、力率が高く高調波電流を低減した充電器を実現する
ことができる。高周波トランスの低圧用二次側コイルか
らの出力を平滑化して取り出す平滑回路を設けた低圧用
の二次側出力回路により、非充電時においては高圧側出
力端子に接続される蓄電池からの直流電力の供給を受け
て低圧直流電力を発生し、充電中においては、一次側コ
イルとの巻数比に応じた起電力によって直接低圧直流電
力をそれぞれ作りだす作用が得られ、充電時と非充電時
の区別なく車載機器等の低圧機器に電力を供給すること
ができ便利である。高周波トランスの高圧側二次側コイ
ルの両端間の出力を平滑化して取り出す高圧用の二次側
出力回路と、二次側の高圧用出力端子の正側と、第３の
スイッチング素子を介して高圧側二次側コイルの両端間
の適所より取り出した端子に接続した二次側の高圧用出
力端子の負側から高圧側二次側コイルに直流電力を供給
する直流入力回路により、充電時においては高圧側二次
側コイルの両端に発生する高周波パルス電圧を平滑化し
て高圧出力端子に接続される蓄電池への充電電力として
供給する一方、蓄電池の放電時においては、第３のスイ
ッチング素子によって高周波パルス電圧とされた蓄電池
からの高圧直流電力が高圧側二次側コイルの一端とその
両端間の適所から取り出した端子との間に供給されるこ
とで、低圧用二次側コイルに対して所定の巻数比に応じ
た起電力を発生させる作用が得られ、一つの高圧用の二
次側出力回路が充電時用と放電時用の回路を兼用するこ
とになって前述した低圧用二次側コイルと相まって、充
電器とＤＣ／ＤＣコンバーターの機能を効率良く発揮す
ることができる。一次側入力回路における一次側コイル
の高圧側入力電圧に基づいて第１のスイッチング素子の
スイッチング特性を制御する入力側スイッチング制御手
段により、前述した一次側入力回路における入力交流波
の低電圧領域でのフライバック電圧の発生を制御する作
用が得られ、高力率、低高調波電流を安定的に得ること
ができる。高圧用の二次側出力回路の電圧に基づいて第
２のスイッチング素子のスイッチング特性を制御する充
電用定電圧定電流制御手段により、充電中において高圧
用の二次側出力回路の電圧を検出し、これに基づいて一
次側のスイッチングパルス幅を制御することによって安
定した充電電圧、充電電流を得るという作用が得られ、
安定的な充電を行うことができる。低圧用の二次側出力
回路の電圧に基づいて第３のスイッチング素子のスイッ
チング特性を制御する出力側スイッチング制御手段によ
り、高圧出力端子に接続された蓄電池が放電状態の時
に、蓄電池からの電力によって現れる低圧用の二次側出
力回路の電圧を検出することで出力電圧を一定に制御す
る作用が得られ、ＤＣ／ＤＣコンバーターとしての高い
精度を得ることができる。以上のように本発明の充電器
は、充電器とＤＣ／ＤＣコンバーターとの機能を併せ持
ち、かつ力率が高く、さらにはＤＣ／ＤＣコンバーター
として機能させた場合でも高い精度を得ることができる
ものであり、今後の電気自動車の普及に際して極めて意
義深いものである。According to the charger of the present invention as described above,
As described in the section of the operation, the following excellent effects can be obtained. Since the charger of the present invention uses a high-frequency transformer provided with two low-voltage and high-voltage secondary coils for one primary coil, it has the functions of a charger and a DC / DC converter. Become something. The space between the positive input of the primary coil of the high-frequency transformer and the commercial power supply is divided into two systems including two rectifier circuits, and an inductor is provided on one of the divided parts, and between the inductor and the negative side of the rectifier circuit. And a first switching element provided on the input side and a second switching element for forming a high-frequency pulse voltage for input to the high-frequency transformer on the input side. The switching operation of the switching element generates a flyback voltage at both ends of the inductor, and superimposes the flyback voltage on the other high-voltage input voltage, thereby increasing the effective value of the input AC voltage. A charger having a high rate and a reduced harmonic current can be realized. DC power from the storage battery connected to the high-voltage output terminal during non-charging by the low-voltage secondary output circuit provided with a smoothing circuit that smoothes and outputs the output from the low-voltage secondary coil of the high-frequency transformer To supply low-voltage DC power, and during charging, the effect of directly producing low-voltage DC power by the electromotive force according to the turns ratio with the primary coil is obtained. Power can be supplied to low-voltage equipment such as in-vehicle equipment, which is convenient. A high-voltage secondary output circuit for smoothing and taking out the output between both ends of the high-voltage secondary coil of the high-frequency transformer, a positive side of the secondary high-voltage output terminal, and a third switching element. During charging, the DC input circuit supplies DC power to the high-voltage secondary coil from the negative side of the secondary high-voltage output terminal connected to a terminal taken out of the proper position between both ends of the high-voltage secondary coil. Smoothes the high-frequency pulse voltage generated at both ends of the high-voltage secondary coil and supplies it as charging power to the storage battery connected to the high-voltage output terminal, while discharging the storage battery by the third switching element. The high-voltage DC power from the storage battery, which is a pulse voltage, is supplied between one end of the high-voltage secondary coil and a terminal taken out from an appropriate location between both ends, so that the low-voltage secondary coil is not supplied to the low-voltage secondary coil. The function of generating an electromotive force according to the turns ratio of the low-voltage secondary side described above is obtained, and one high-voltage secondary-side output circuit also functions as a circuit for charging and a circuit for discharging. In combination with the coil, the functions of the charger and the DC / DC converter can be efficiently exhibited. The input-side switching control means for controlling the switching characteristics of the first switching element based on the high-side input voltage of the primary-side coil in the primary-side input circuit allows the input AC wave in the primary-side input circuit in the low-voltage region to be described. The effect of controlling the generation of the flyback voltage is obtained, and a high power factor and a low harmonic current can be stably obtained. During charging, the voltage of the high-voltage secondary output circuit is detected by charging constant-voltage / constant-current control means for controlling the switching characteristics of the second switching element based on the voltage of the high-voltage secondary output circuit. By controlling the switching pulse width on the primary side based on this, an effect of obtaining a stable charging voltage and charging current is obtained,
Stable charging can be performed. The output-side switching control means for controlling the switching characteristics of the third switching element based on the voltage of the low-voltage secondary-side output circuit allows power to be supplied from the storage battery when the storage battery connected to the high-voltage output terminal is in a discharging state. By detecting the appearing voltage of the low-voltage secondary output circuit, an operation of controlling the output voltage to be constant can be obtained, and high accuracy as a DC / DC converter can be obtained. As described above, the charger of the present invention has both functions of a charger and a DC / DC converter, has a high power factor, and can obtain high accuracy even when functioning as a DC / DC converter. This is extremely important for the spread of electric vehicles in the future.
【図１】本発明の充電器の全体回路を表す説明図FIG. 1 is an explanatory diagram showing an entire circuit of a charger according to the present invention.
【図２】インダクタによる入力電圧波形の変化を表す説
明図FIG. 2 is an explanatory diagram showing a change in an input voltage waveform caused by an inductor.
【図３】充電用定電圧定電流制御手段における三角波の
発生態様を表す説明図FIG. 3 is an explanatory diagram showing a manner of generating a triangular wave in the charging constant voltage / constant current control means.
【図４】第２のスイッチング素子のパルス幅変調制御の
様子を表す説明図FIG. 4 is an explanatory diagram showing a state of pulse width modulation control of a second switching element.
１ 充電器 ７１ 基
準電圧用素子 ３ 一次側コイル ７３ コ
ンパレーター ５ 低圧用二次側コイル ７ 高圧用二次側コイル ９ 高周波トランス １１ インダクタ １３ 第１のスイッチング素子 １５ 第２のスイッチング素子 １７ 一次側入力回路 １９ 低圧用の二次側出力回路 ２１ 端子 ２３ 二次側の高圧出力端子 ２４ 蓄電池 ２５ 第３のスイッチング素子 ２７ 高圧用の二次側出力回路 ２８ 直流入力回路 ２９ 入力側スイッチング制御手段 ３１ 充電用定電圧定電流制御手段 ３３ 出力側スイッチング制御手段 ３５ 商用電源 ３７、３８ 整流回路 ３９ 電圧検出手段 ４０ 可変基準電圧 ４１ スイッチングＩＣ ４３ 絶縁結合手段 ４５ 低圧側出力端子 ４７ 高圧側出力端子 ４９ 整流用ダイオード ５１ 転流用フライホイールダイオード ５３ 平滑用チョークコイル ５５ 重畳三角波形成回路 ５７ スイッチングレギュレータ用ＩＣ ５９ 反転器 ６１ 抵抗 ６３ コンデンサ ６５ ＣＲ積分回路 ６７ 超高速コンパレータ ６９ 抵抗 ７０ 比較器DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Charger 71 Element for reference voltage 3 Primary coil 73 Comparator 5 Secondary coil for low voltage 7 Secondary coil for high voltage 9 High frequency transformer 11 Inductor 13 First switching element 15 Second switching element 17 Primary input Circuit 19 Secondary-side output circuit for low voltage 21 Terminal 23 Secondary-side high-voltage output terminal 24 Storage battery 25 Third switching element 27 Secondary-side output circuit for high-voltage 28 DC input circuit 29 Input-side switching control means 31 Charging Constant voltage / constant current control means 33 Output side switching control means 35 Commercial power supply 37, 38 Rectifier circuit 39 Voltage detection means 40 Variable reference voltage 41 Switching IC 43 Insulation coupling means 45 Low voltage side output terminal 47 High voltage side output terminal 49 Rectifier diode 51 Commutation flywheel diode 53 Kukoiru 55 superimposed triangular wave forming circuit 57 a switching regulator for IC 59 inverter 61 resistor 63 capacitor 65 CR integrator circuit 67 Ultrafast comparator 69 resistor 70 comparator
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｈ０２Ｍ 3/28 Ｕ Ｖ (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) B60L 11/18 B60L 1/00 H02J 7/10 H02M 3/155 H02M 3/28──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (51) Int.Cl. 6 identification code FI H02M 3/28 H02M 3/28 UV (58) Field surveyed (Int.Cl. 6 , DB name) B60L 11/18 B60L 1 / 00 H02J 7/10 H02M 3/155 H02M 3/28
Claims (1)
び高圧用の独立した二つの二次側コイルを設けた高周波
トランスと、 高周波トランスの一次側コイルの正側入力と商用電源と
の間を２つの整流回路を含む２系統の入力に分割し、分
割した一方にインダクタを設けるとともに当該インダク
タと整流回路の負側との間に第１のスイッチング素子を
設け、入力側に高周波トランスへの入力用高周波パルス
電圧を形成するための第２のスイッチング素子を設けた
一次側入力回路と、 高周波トランスの低圧用二次側コイルからの出力を平滑
化して取り出す平滑回路を設けた低圧用の二次側出力回
路と、 高周波トランスの高圧側二次側コイルの両端間の出力を
平滑化して取り出す高圧用の二次側出力回路と、 二次側の高圧用出力端子の正側と、第３のスイッチング
素子を介して高圧側二次側コイルの両端間の適所より取
り出した端子に接続した二次側の高圧用出力端子の負側
から高圧側二次側コイルに直流電力を供給する直流入力
回路と、 一次側入力回路における一次側コイルの高圧側入力電圧
に基づいて第１のスイッチング素子のスイッチング特性
を制御する入力側スイッチング制御手段と、 高圧用の二次側出力回路の電圧に基づいて第２のスイッ
チング素子のスイッチング特性を制御する充電用定電圧
定電流制御手段と、 低圧用の二次側出力回路の電圧に基づいて第３のスイッ
チング素子のスイッチング特性を制御する出力側スイッ
チング制御手段と、を備えた充電器。1. A high-frequency transformer in which two low-voltage and high-voltage independent secondary coils are provided for one primary-side coil, and a positive-side input of the high-frequency transformer primary-side coil and a commercial power supply. Is divided into two systems including two rectifier circuits, an inductor is provided on one of the divided parts, and a first switching element is provided between the inductor and the negative side of the rectifier circuit, and the input side is connected to a high-frequency transformer. A primary side input circuit provided with a second switching element for forming an input high frequency pulse voltage, and a low voltage type provided with a smoothing circuit for smoothing and extracting an output from a low voltage secondary coil of a high frequency transformer A secondary-side output circuit; a high-voltage secondary output circuit for smoothing out the output between both ends of the high-voltage secondary coil of the high-frequency transformer; a positive side of the secondary-side high-voltage output terminal; DC for supplying DC power to the high-voltage secondary coil from the negative side of the secondary high-voltage output terminal connected to a terminal taken out from an appropriate position between both ends of the high-voltage secondary coil via the switching element 3 An input circuit, input-side switching control means for controlling switching characteristics of the first switching element based on a high-side input voltage of a primary-side coil in the primary-side input circuit, and a voltage based on a high-voltage secondary-side output circuit. Constant-voltage / constant-current control means for charging to control the switching characteristics of the second switching element; and output-side switching control for controlling the switching characteristics of the third switching element based on the voltage of the low-voltage secondary output circuit. Means.
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