JP2745692B2 - Capacitive electromagnetic flowmeter - Google Patents
Capacitive electromagnetic flowmeterInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ 本発明は、測定流体に磁場が印加されこの測定流体の
流量に対応した電圧を測定流体と検出電極の間に形成さ
れる静電容量を介して検出する容量式電磁流量計に係
り、特に入力回路を高インピーダンスに維持ながら熱雑
音の影響がないように改良された容量式電磁流量計に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION <Industrial Application Field> The present invention relates to a method in which a magnetic field is applied to a measurement fluid and a voltage corresponding to the flow rate of the measurement fluid is changed to a capacitance formed between the measurement fluid and a detection electrode. BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a capacitance-type electromagnetic flowmeter that detects an electric current through an input circuit, and more particularly to a capacitance-type electromagnetic flowmeter that is improved so as not to be affected by thermal noise while maintaining an input circuit at high impedance.
＜従来の技術＞ 第３図は従来の容量式電磁流量計の検出部近傍の概要
の構成を示す構成図である。<Prior Art> FIG. 3 is a configuration diagram showing a schematic configuration in the vicinity of a detection unit of a conventional capacitive electromagnetic flowmeter.
10は測定流体Ｑを流す絶縁性の円筒状のパイプであ
る。この測定流体には励磁コイル11から磁場Ｂが印加さ
れている。Reference numeral 10 denotes an insulating cylindrical pipe through which the measurement fluid Q flows. A magnetic field B is applied to the measurement fluid from the excitation coil 11.
測定流体Ｑが流れることにより発生した電圧はパイプ
10の中に埋め込まれた円弧状の検出電極12a、12bで検出
される。この検出電極の12a、12bの外周面にはパイプ10
の中に埋め込まれた円弧状のガード電極13a、13bがそれ
ぞれ埋め込まれている。The voltage generated by the flow of the measurement fluid Q
Detection is performed by the arc-shaped detection electrodes 12a and 12b embedded in 10. A pipe 10 is provided on the outer peripheral surface of the detection electrodes 12a and 12b.
The arc-shaped guard electrodes 13a and 13b buried therein are respectively buried.
この検出電極12a、12bはケーブル14a、14bで変換器の
入力回路15に伝送され、それぞれ高入力インピーダンス
を持つ増幅器Q1とQ2の入力端に入力される。この増幅器
Q1とQ2の出力はそれぞれ差動増幅器Q3に印加されてこれ
等の差が演算されてその出力端16に出力される。The detection electrodes 12a, 12b is transmitted to the input circuit 15 of the cable 14a, at 14b transducers, is input to the input terminal of the amplifier Q 1, Q 2 to which each have a high input impedance. This amplifier
The output of Q 1, Q 2 are the difference between this and the like is applied to the differential amplifier Q 3 each is output at its output 16 is computed.
また、増幅器Q1とQ2のロー出力インピーダンスの出力
端からはケーブル14a、14bのガード電極13a、13bに接続
されたシールド線14a′、14b′に増幅器Q1とQ2の電位と
同電位のガード電圧を印加し、ケーブル14a、14bで形成
される浮遊容量の影響を除去している。Also, amplifier Q 1, Q 2 of the cable 14a from the output terminal of the low output impedance, the guard electrode 13a, shield wire 14a connected to 13b of 14b ', 14b' of the amplifier Q 1, Q 2 to the same potential Is applied to remove the influence of the stray capacitance formed by the cables 14a and 14b.
第４図は第３図に示す入力回路の上側の部分の詳細を
示す等価回路図である。FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing details of the upper part of the input circuit shown in FIG.
Vsは測定流体Ｑ中に発生する電圧、C1は測定流体Ｑと
検出電極12aで形成されるコンデンサ、R1、R2はボルテ
ージフオロワとして機能する演算増幅器Q4の入力端と共
通電位点COMとの間に直列に接続されこの演算増幅器Q4
によって発生するリーク電流を流す抵抗、C2は演算増加
幅器Q4の出力端と抵抗R1およびR2との接続点に接続され
たコンデンサである。V s is a voltage generated in the measurement fluid Q, C 1 is a capacitor formed by the measurement fluid Q and the detection electrode 12a, and R 1 and R 2 are common potentials with the input terminal of the operational amplifier Q 4 functioning as a voltage follower. This operational amplifier Q 4 connected in series between
Flowing a leak current generated by the resistor, C 2 is a capacitor connected to a connection point between the output terminal of the operational increment unit Q 4 and the resistor R 1 and R 2.
今、この演算増幅器Q4の増幅度が無限大でありかつ充
分に広い周波数帯域を持っているとすれば、その入力イ
ンピーダンスZiは次式で示される。Now, if the amplification degree of the operational amplifier Q 4 have it and sufficiently wide frequency band is infinite, the input impedance Z i is expressed by the following equation.
Zi＝Xc1＋R1＋R2＋（R1R2/Xc2） 但し、Xc1、Xc2はそれぞれコンデンサC1、C2のリアクタ
ンスである。Z i = X c1 + R 1 + R 2 + (R 1 R 2 / X c2 ) where X c1 and X c2 are the reactances of the capacitors C 1 and C 2 , respectively.
ここで、Xc1、Xc2≪R1、R2と選定すれば、 Zi≒R1R2/Xc2 となる。Here, if X c1 , X c2 ≪R 1 and R 2 are selected, Z i ≒ R 1 R 2 / X c2 .
従って、入力インピーダンスZiを大きくするにはR1、
R2、C2を大きくする。Therefore, to increase the input impedance Z i , R 1 ,
Increase R 2 and C 2 .
＜本発明が解決しようとする課題＞ しかしながら、この様な従来の容量式電磁流量計で
は、入力インピーダンスを大きくするために抵抗R1の値
を大きくすると抵抗R1で発生する熱雑音が無視し得ない
大きさになるという問題がある。<Problems The present invention is to solve> However, in such a conventional capacitance type electromagnetic flowmeter, thermal noise generated by increasing the value of the resistor R 1 in order to increase the input impedance by the resistor R 1 is ignored There is a problem that the size cannot be obtained.
＜課題を解決するための手段＞ 本発明は、以上の課題を解決するために、測定流体に
磁場が印加されこの測定流体の流量に対応した電圧を測
定流体と検出電極の間に形成される静電容量を介して検
出する容量式電磁流量計において、検出電極に発生する
電圧を受信し動作時に若干のリーク電流が入力端に流れ
る高入力インピーダンスの増幅器と、この増幅器の入力
端と共通電位点との間に接続されたスイッチ手段と、入
力端に発生する電圧と入力回路の動作範囲内に設定され
た所定の基準電圧とを比較してこの基準電圧を越えたと
きにリセット信号を出力する比較手段とを具備し、この
リセット信号によりスイッチ手段をオンとするようにし
たものである。<Means for Solving the Problems> In the present invention, in order to solve the above problems, a magnetic field is applied to a measurement fluid, and a voltage corresponding to the flow rate of the measurement fluid is formed between the measurement fluid and the detection electrode. In a capacitive electromagnetic flowmeter that detects via a capacitance, a high input impedance amplifier that receives a voltage generated at a detection electrode and a small leak current flows to an input terminal during operation, and a common potential between the input terminal and the amplifier. The switch means connected between the points and a voltage generated at the input terminal is compared with a predetermined reference voltage set within an operation range of the input circuit, and a reset signal is output when the reference voltage is exceeded. And a switching unit which is turned on by the reset signal.
＜作 用＞ 入力回路の演算増幅器の入力端から流出するリーク電
流により検出電極と測定流体との間で形成されるコンデ
ンサが充電されて入力端の電圧が上昇するが、この上昇
した電圧が所定の値に達したときに入力端をショートし
て動作点を正常位置に引き戻す動作を繰り返して正常動
作点を維持しながら高抵抗を用いずに入力回路の高イン
ピーダンスを維持する。<Operation> The capacitor formed between the detection electrode and the measurement fluid is charged by the leak current flowing out from the input terminal of the operational amplifier of the input circuit, and the voltage at the input terminal increases. The operation of returning the operating point to the normal position by short-circuiting the input end when the value reaches the above value is repeated to maintain the normal operating point and maintain the high impedance of the input circuit without using a high resistance.
＜実施例＞ 以下、本発明の実施例について図を用いて説明する。
第１図は本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。<Example> Hereinafter, an example of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of the present invention.
11a、11bは励磁コイルであり、12a、12bは検出電極で
ある。この検出電極12a、12bはそれぞれ入力回路17の演
算増幅器Q4、Q5の非反転入力端（＋）に接続されてい
る。その反転入力端（−）はそれぞれ出力端に接続され
ると共に差動増幅器Q6の入力端に接続されている。11a and 11b are excitation coils, and 12a and 12b are detection electrodes. The detection electrodes 12a and 12b are connected to the non-inverting input terminals (+) of the operational amplifiers Q 4 and Q 5 of the input circuit 17, respectively. An inverting input terminal (-) is connected to the input terminal of the differential amplifier Q 6 is connected to each output end.
また、演算増幅器Q4、Q5の非反転入力端（＋）と共通
電位点COMとの間にはスイッチSW1、SW2が接続されてい
る。Switches SW 1 and SW 2 are connected between the non-inverting input terminals (+) of the operational amplifiers Q 4 and Q 5 and the common potential point COM.
差動増幅器Q6の出力端はコンデンサC3を介してバッフ
ァとして機能する演算増幅器Q7の入力端と一端が共通電
位点に接続された抵抗R3の他端に接続されている。さら
に、コンデンサC3と抵抗R3との接続点と共通電位点COM
との間にはスイッチSW3が接続されている。The output terminal of the differential amplifier Q 6 is connected to the other end of the resistor R 3 to the input end and one end connected to the common potential point of the operational amplifier Q 7 which functions as a buffer through a capacitor C 3. Further, the connection point between the capacitor C 3 and the resistor R 3 and the common potential point COM
Switch SW 3 is connected between the.
演算増幅器Q7の出力端はサンプル回路18に入力され、
この後アナログ／デジタル変換器19に入力され、ここで
デジタル信号に変換される。The output of the operational amplifier Q 7 are input to the sampling circuit 18,
Thereafter, the signal is input to the analog / digital converter 19, where it is converted into a digital signal.
変換されたデジタル信号はマイクロプロセッサ20で流
量演算がなされ、出力回路21を介して出力端22に出力さ
れる。The converted digital signal is subjected to flow rate calculation by the microprocessor 20 and output to the output terminal 22 via the output circuit 21.
23はタイミング回路であり、ここからのタイミング信
号ST1に基づいて励磁回路２の励磁電流Ifの波形が、例
えば矩形波として励磁コイル11a、11bに流される。ま
た、タイミング回路23からのタイミング信号ST2、ST3は
それぞれサンプル回路18、マイクロプロセッサ20に出力
され、各々の信号処理のタイミングがとられる。Reference numeral 23 denotes a timing circuit, and a waveform of the excitation current If of the excitation circuit 2 is supplied to the excitation coils 11a and 11b as, for example, a rectangular wave based on a timing signal ST1 from the timing circuit ST1. The timing signal S T2, S T3 respectively sample circuit 18 from the timing circuit 23, is output to the microprocessor 20, the timing of each signal processing is taken.
演算増幅器Q4、Q5の出力は、それぞれ一端に基準電圧
Er1、Er2が印加された比較器25、26の他端に印加され、
これ等の出力はオアゲート27を介してリセット信号SRと
してスイッチSW1、SW2、SW3、及びマイクロプロセッサ2
0に出力されている。基準電圧Er1、Er2の大きさは入力
回路17の動作範囲内の所定の値に設定される。The outputs of the operational amplifiers Q 4 and Q 5 each have a reference voltage at one end.
E r1 and E r2 are applied to the other ends of the applied comparators 25 and 26,
The output of this like via the OR gate 27 switch SW 1 as a reset signal S R, SW 2, SW 3 , and the microprocessor 2
Output to 0. The magnitudes of the reference voltages Er1 and Er2 are set to predetermined values within the operating range of the input circuit 17.
次に、以上のように構成された実施例の動作について
第２図に示す波形図を参照して説明する。Next, the operation of the embodiment configured as described above will be described with reference to the waveform diagram shown in FIG.
例えば矩形波状の磁場Ｂが印加された状態で測定流体
Ｑが流れると検出電極12a、12bにそれぞれ矩形波状の信
号電圧es1、es2として発生する。For example, when the measurement fluid Q flows in a state where the rectangular wave magnetic field B is applied, it is generated as rectangular wave signal voltages e s1 and e s2 at the detection electrodes 12a and 12b, respectively.
一方、測定流体Ｑと検出電極12a、12bとで形成される
コンデンサCa1、Ca2にはそれぞれ演算増幅器Q4、Q5の入
力端からリーク電流i1、i2が流れ込み、これ等の演算増
幅器Q4、Q5の入力端の電圧V1、V2は第２図（イ）、
（ロ）に示すように、信号電圧es1、es2に重畳してほぼ
直線的に上昇する。On the other hand, leak currents i 1 and i 2 flow into the capacitors C a1 and C a2 formed by the measurement fluid Q and the detection electrodes 12a and 12b from the input terminals of the operational amplifiers Q 4 and Q 5 , respectively. The voltages V 1 and V 2 at the input terminals of the amplifiers Q 4 and Q 5 are shown in FIG.
As shown in (b), it rises almost linearly superimposed on the signal voltages e s1 and e s2 .
この電圧V1、V2のいずれかが基準電圧Er1、Er2（通
常、Er1＝Er2）に達すると、先に達したほう（ここで
は、V1としてある）の比較器26の出力Vc1が反転し第２
図（ハ）に示すようにハイレベルＨになる。この場合、
比較器27の出力Vc2は反転せず第２図（ニ）に示すよう
にローレベルＬのままである。When one of the voltages V 1 and V 2 reaches the reference voltages E r1 and E r2 (usually E r1 = E r2 ), the comparator 26 of the comparator 26 which has reached first (here, V 1 ) is used. The output V c1 is inverted and the second
It goes to the high level H as shown in FIG. in this case,
The output Vc2 of the comparator 27 is not inverted and remains at the low level L as shown in FIG.
オアゲート27はこのハイレベルＨの信号によりスイッ
チSW1、SW2をオンとする。このため、演算増幅器Q4、Q5
の入力端の電圧V1、V2がゼロレベルに低下する（第２図
（イ）、（ロ））ので、比較器26の出力Vc1は第２図
（ハ）に示すようにただちにゼロレベルに低下する。ま
た、このときは信号電圧es1、es2もゼロになるのでスイ
ッチSW3も同時にオンとしてこれによるノイズの影響を
避け、さらにこの情報をマイクロプロセッサ20に伝達し
てこの間の信号をサンプリングしないように制御する。The OR gate 27 turns on the switches SW 1 and SW 2 in response to the high level H signal. Therefore, operational amplifiers Q 4 and Q 5
The voltages V 1 and V 2 at the input terminals of the comparator 26 drop to zero level (FIGS. 2A and 2B), and the output V c1 of the comparator 26 immediately becomes zero as shown in FIG. 2C. Drop to the level. At this time, since the signal voltages e s1 and e s2 also become zero, the switch SW 3 is also turned on at the same time to avoid the influence of noise, and further transmit this information to the microprocessor 20 so as not to sample the signal during this time. To control.
コンデンサC3を介して得た電圧は、直流電圧分が除去
されて第２図（ホ）に示すような信号電電圧のみに依存
する電圧Vs′が演算増幅器Q7の入力端に得られる。但
し、この電圧Vs′はスイッチSW3がオンとされている間
の信号が第２図（ホ）に示すようにカットされている。Voltage obtained via the capacitor C 3, the second view DC voltage component is removed the voltage V s which depends only on the signal collector voltage as shown in (e) 'is obtained at the input terminal of the operational amplifier Q 7 . However, this voltage V s' are cut as shown in the signal while the switch SW 3 is turned on the second diagram (e).
この電圧Vs′はアナログ／デジタル変換器19でデジタ
ル信号に変換されてマイクロプロセッサ20に出力され、
流量演算が実行される。This voltage V s ′ is converted into a digital signal by an analog / digital converter 19 and output to a microprocessor 20.
A flow calculation is performed.
＜発明の効果＞ 以上、実施例と共に説明したように本発明の構成によ
れば、入力回路に高抵抗を使用しないので、抵抗の熱雑
音の影響を受けることなく高入力インピーダンスを得る
ことができる。<Effects of the Invention> According to the configuration of the present invention as described above with the embodiment, since a high resistance is not used for the input circuit, a high input impedance can be obtained without being affected by thermal noise of the resistance. .
第１図は本発明の１実施例の構成を示すブロック図、第
２図は第１図に示す実施例の動作を説明する波形図、第
３図は従来の容量式電磁流量計の検出部近傍の概要の構
成を示す構成図、第４図は第３図に示す入力回路の上側
の部分の詳細を示す等価回路図である。 10……パイプ、11……励磁コイル、12a、12b……検出電
極、13a、13b……ガード電極、15、17……入力回路、18
……サンプル回路、20……マイクロプロセッサ、23……
タイミング回路、24……励磁回路。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of one embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a detector of a conventional capacitive electromagnetic flow meter. FIG. 4 is an equivalent circuit diagram showing details of the upper part of the input circuit shown in FIG. 3, and FIG. 10 pipe, 11 excitation coil, 12a, 12b detection electrode, 13a, 13b guard electrode, 15, 17 input circuit, 18
…… Sample circuit, 20 …… Microprocessor, 23 ……
Timing circuit, 24 Excitation circuit.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−217114（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−40022（ＪＰ，Ｕ) ＯＰアンプ回路の設計 （ＣＱ出版株 式会社発行) ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-59-217114 (JP, A) JP-A-64-40022 (JP, U) Design of OP amplifier circuit (CQ Publishing Co., Ltd.)
Claims (1)
流量に対応した電圧を前記測定流体と検出電極の間に形
成される静電容量を介して検出する容量式電磁流量計に
おいて、前記検出電極に発生する電圧を受信し動作時に
若干のリーク電流が入力端に流れる高入力インピーダン
スの増幅器と、この増幅器の前記入力端と共通電位点と
の間に接続されたスイッチ手段と、前記入力端に発生す
る電圧と入力回路の動作範囲内に設定された所定の基準
電圧とを比較してこの基準電圧を越えたときにリセット
信号を出力する比較手段とを具備し、このリセット信号
により前記スイッチ手段をオンとすることを特徴とする
容量式電磁流量計。1. A capacitive electromagnetic flowmeter for applying a magnetic field to a measurement fluid and detecting a voltage corresponding to a flow rate of the measurement fluid via an electrostatic capacitance formed between the measurement fluid and a detection electrode. A high input impedance amplifier receiving a voltage generated at the detection electrode and causing a small leak current to flow to an input terminal during operation; switch means connected between the input terminal of the amplifier and a common potential point; Comparing means for comparing a voltage generated at the end with a predetermined reference voltage set within an operation range of the input circuit and outputting a reset signal when the reference voltage is exceeded. A capacitance type electromagnetic flowmeter characterized by turning on a switch means.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16558589A JP2745692B2 (en) | 1989-06-28 | 1989-06-28 | Capacitive electromagnetic flowmeter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
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| JPH0329820A JPH0329820A (en) | 1991-02-07 |
| JP2745692B2 true JP2745692B2 (en) | 1998-04-28 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Families Citing this family (2)
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1989
- 1989-06-28 JP JP16558589A patent/JP2745692B2/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
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|---|
| ＯＰアンプ回路の設計 （ＣＱ出版株式会社発行） |
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| JPH0329820A (en) | 1991-02-07 |
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