JP2743719B2 - Propagation path length measurement device - Google Patents
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Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、バイスタティックレー
ダにおいて、目標の測距を行うために、送信装置から送
信され、目標に反射して受信装置で受信される電波の伝
搬経路長を計測する装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a bistatic radar for measuring a propagation path length of a radio wave transmitted from a transmitting device, reflected on a target and received by a receiving device in order to measure a target distance. Related to the device.
【０００２】[0002]
【従来の技術】まず、図１２に示す従来のバイスタティ
ックレーダにおける伝搬経路長計測装置について簡単に
説明する。この従来例の類似例として、特開昭５５−５
４４８２に開示されたものがある。図１２において、１
は送信装置で、変調信号を生成する変調信号発生器２、
変調信号発生器２で生成した変調信号をＲＦ（Ｒａｄｉ
ｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に周波数変換・増幅する送信
機３、ＲＦに周波数変換・増幅された変調信号を空中に
放射する送信アンテナ４からなる。５は目標、６は送信
アンテナから発せられた送信波、７は送信波６ａの目標
５による反射波である。１０は受信装置で、受信アンテ
ナ１１・１２、受信アンテナ１１・１２で受信したＲＦ
信号を増幅・ＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ）へ変換・位相検波する受信機１３、位相
検波された信号をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器１４、反射波７の伝搬経路長を計測するために、反射
波７の送信装置１から受信装置１０までの到達時間と直
接受信装置１０に送信される送信波６ｃの到達時間との
差を推定する遅延時間推定器１７からなる。2. Description of the Related Art First, a brief description will be given of a propagation path length measuring device in a conventional bistatic radar shown in FIG. As an example similar to this conventional example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 55-5
No. 4,482. In FIG. 12, 1
Is a transmitter, a modulation signal generator 2 for generating a modulation signal,
The modulation signal generated by the modulation signal generator 2 is converted to RF (Radi
The transmitter 3 includes a transmitter 3 that converts and amplifies the frequency into a frequency, and a transmission antenna 4 that radiates the modulated signal that has been frequency-converted and amplified into RF into the air. 5 is a target, 6 is a transmitted wave emitted from the transmitting antenna, and 7 is a reflected wave of the transmitted wave 6a by the target 5. Reference numeral 10 denotes a receiving device, which includes receiving antennas 11 and 12 and RF signals received by the receiving antennas 11 and 12.
Amplify signal / IF (Intermediate Fre
(Quality), a receiver 13 for phase detection, an A / D converter 14 for converting the phase-detected signal into a digital signal, and a transmitter 1 for the reflected wave 7 in order to measure the propagation path length of the reflected wave 7. And a delay time estimator 17 for estimating the difference between the time of arrival of the transmission wave 6c transmitted directly to the receiving apparatus 10 and the time of arrival of the transmitting wave 6c.
【０００３】一般にバイスタティックレーダで目標５の
位置を一意に決定するには、送信アンテナ４→目標５→
受信アンテナ１１に至る距離を算出する必要がある。そ
のために、（イ）送信装置１および受信装置１０の両方
に精密かつ互いに同期のとれたクロックを用意する、
（ロ）送信装置１から受信装置１０へ有線にて同期信号
を送る、（ハ）同期信号として直接受信装置に発せられ
た送信波６ｃを受信する、のいずれかの方法で、受信装
置は送信装置１との同期を確保する。In general, in order to uniquely determine the position of the target 5 with a bistatic radar, the transmitting antenna 4 → the target 5 →
It is necessary to calculate the distance to the receiving antenna 11. For that purpose, (a) preparing clocks that are precise and synchronized with each other in both the transmitting device 1 and the receiving device 10;
The receiving device transmits by either of (b) sending a synchronization signal from the transmitting device 1 to the receiving device 10 by wire or (c) receiving the transmission wave 6c directly emitted to the receiving device as the synchronizing signal. Synchronization with the device 1 is ensured.
【０００４】以後、送信波６ｂ・６ｃは、受信装置にと
っては目標からの反射波ではなく送信装置から直接受信
されることを強調するために、直接波と呼ぶことがあ
る。[0004] Hereinafter, the transmitted waves 6b and 6c may be referred to as direct waves to emphasize that the receiving apparatus receives the reflected waves directly from the transmitting apparatus instead of the reflected waves from the target.
【０００５】図１２に示した従来例は上記方法（ハ）を
用いて同期信号を得るものである。目標反射波７は目標
５の方向に指向性を向けた受信アンテナ１１で受信さ
れ、受信機１３ａで増幅・ＩＦへの変換・位相検波が行
われた後、Ａ／Ｄ変換器１４ａでディジタル信号に変換
され、受信信号ｕ（ｕＴ）となる。ここでＴはＡ／Ｄ変
換器１４におけるサンプリング間隔である。一方、送信
波６ｃは受信装置１０の別のアンテナ１２で受信され、
これに接続された別の受信機１３ｂとＡ／Ｄ変換器１４
ｂで反射波７と同様な処理を施されて同期信号ｖ（ｎ
Ｔ）となる。遅延時間推定器１７では、反射波の伝搬経
路長を算出するために、受信信号ｕ（ｎＴ）と同期信号
ｖ（ｎＴ）との間の遅延時間差を推定する。In the conventional example shown in FIG. 12, a synchronization signal is obtained by using the above method (c) . The target reflected wave 7 is received by the receiving antenna 11 oriented in the direction of the target 5 and subjected to amplification / conversion to IF / phase detection by the receiver 13a, and then to the digital signal by the A / D converter 14a. , And becomes a received signal u (uT). Here, T is a sampling interval in the A / D converter 14. On the other hand, the transmission wave 6c is received by another antenna 12 of the receiving device 10,
Another receiver 13b and A / D converter 14 connected to this
b, the same processing as that of the reflected wave 7 is performed, and the synchronization signal v (n
T). The delay time estimator 17 estimates the delay time difference between the received signal u (nT) and the synchronization signal v (nT) in order to calculate the propagation path length of the reflected wave.
【０００６】ここで反射波の伝搬経路長計測の原理を説
明する。受信アンテナ１１で受信されるのは目標反射波
７だけであるとする。目標反射波７は、送信装置１から
目標５で反射して伝搬する分、受信アンテナ１２で受信
する直接波６ｃより伝搬距離が長い。そのため、受信信
号ｕ（ｎＴ）は直接波６ｃによる同期信号ｖ（ｎＴ）よ
り伝搬経路長の差に対応する時間ΔＴだけ遅れている。
すなわち、Here, the principle of measuring the propagation path length of the reflected wave will be described. It is assumed that only the target reflected wave 7 is received by the receiving antenna 11. The target reflected wave 7 has a longer propagation distance than the direct wave 6c received by the receiving antenna 12 because the target reflected wave 7 is reflected at the target 5 and propagates from the transmitting device 1. Therefore, the received signal u (nT) is delayed from the synchronization signal v (nT) by the direct wave 6c by the time ΔT corresponding to the difference in the propagation path length.
That is,
【０００７】 ｖ（ｎＴ）＝Ａ・ｕ（（ｎ−Δ）Ｔ） （１）V (nT) = A · u ((n−Δ) T) (1)
【０００８】ΔはＡ／Ｄ変換器１４におけるサンプリン
グ間隔Ｔで正規化されているものとする。Δは必ずしも
整数とは限らない。Ａは伝搬中の減衰、目標５における
反射断面積、アンテナや受信機を通過することによるゲ
インや位相変化等をすべて含んだ複素数の定数である。
到達時間差ΔＴを求めるには、Ｒ．Ｅ．Ｂｏｕｃｈｅｒ
ａｎｄ Ｊ．Ｃ．Ｈａｓｓａｂ著の論文“Ａｎａｌｙ
ｓｉｓ ｏｆ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｉｍｐｌｅｍｅｎｔ
ａｔｉｏｎ ｏｆ ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄｃｒｏｓｓ
ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃ
ｔｉｏｎｓｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ，Ｓｐｅｅｃｈ，
ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏ
ｌ． ＡＳＳＰ−２９，Ｎｏ．３，ｐｐ．６０９−６１
１，１９８１などに示されているように、受信信号ｕ
（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎＴ）の相互相関関数を計算
し、その絶対値の最大値を与えるタイムグラフを求めれ
ばよい。それを図１３の破線に示す。ピークＡにおける
タイムラグがΔＴに等しくなる。光速をｃ、上記伝搬経
路長の差をｄ、Ａ／Ｄ変換器１４のサンプリング周波数
をｆｓ（＝１／Ｔ）とすると、It is assumed that Δ is normalized by the sampling interval T in the A / D converter 14. Δ is not always an integer. A is a complex constant including all the attenuation during propagation, the cross-sectional area of reflection at the target 5, the gain and phase change due to passing through the antenna and the receiver, and the like.
In order to determine the arrival time difference ΔT, R. E. FIG. Boucher
and J.J. C. Hassab's paper "Analy.
sis of discrete implementation
ation of generalizedcross
correlator ”, IEEE Transac
Tionson Acoustics, Speech,
and Signal Processing, vo
l. ASSP-29, no. 3, pp. 609-61
1, 1981, etc., the received signal u
It is sufficient to calculate a cross-correlation function between (nT) and the synchronization signal v (nT), and obtain a time graph giving the maximum value of the absolute value. This is shown by the broken line in FIG. The time lag at peak A is equal to ΔT. Assuming that the speed of light is c, the difference between the propagation path lengths is d, and the sampling frequency of the A / D converter 14 is fs (= 1 / T),
【０００９】 ｄ＝ｃΔＴ＝ｃΔ／ｆｓ （２）D = cΔT = cΔ / fs (2)
【００１０】目標反射波７が送信装置１から目標５で反
射して伝搬する距離ｓは、送信アンテナ４と受信アンテ
ナ１１との間の距離ａ（既知）に上記伝搬経路長差ｄを
加えたものである。The distance s by which the target reflected wave 7 is reflected from the transmitting apparatus 1 at the target 5 and propagates is the distance a (known) between the transmitting antenna 4 and the receiving antenna 11 plus the propagation path length difference d. Things.
【００１１】ｓ＝ａ＋ｄ （３）S = a + d (3)
【００１２】目標５は、送信アンテナ４の位置と受信ア
ンテナ１１の位置を焦点として、この２つの焦点と目標
５までの距離の和が式（３）のｓであるような回転楕円
体曲面上に存在する。別の手段で受信アンテナ１１の位
置から目標５の方角を計測すれば目標５の位置を一意に
決定できる。[0012] target 5, transmits the position of the receiving antenna 11 of the antenna 4 as the focus, the two focal point and the target sum of the distance to the 5 formula (3) spheroidal curved surface on such that s the Exists. If the direction of the target 5 is measured from the position of the receiving antenna 11 by another means, the position of the target 5 can be uniquely determined.
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】上記の計測方法では受
信信号ｕ（ｎＴ）が目標反射波７の成分のみからなる場
合に有効である。ところが、受信アンテナ１１の指向性
が目標５に向けられていても、目標反射波７の電力レベ
ルに比べて直接波６ｂの電力レベルはかなり高いので、
受信される直接波６ｂの成分は受信アンテナ１１のサイ
ドローブから入射しても目標反射波７の成分に比べて強
力である。つまり、受信信号ｕ（ｎＴ）には目標反射波
７の成分に加えて、直接波６ｂの成分が混入してしま
う。このとき、受信信号ｕ（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎ
Ｔ）との相互相関関数絶対値は、受信信号ｕ（ｎＴ）の
中の直接波６ｂによる成分と直接波６ｃによる同期信号
ｖ（ｎＴ）の相関が強いため、図１３の実線に示すよう
に、τ＝０に存在するピークＢが大きく、破線で示した
ピークＡは埋もれてしまう。従って、ピークＡのタイム
ラグΔＴを検出することは困難になり、式（２）（３）
で求める目標反射波７の経路長ｓの値は算出不可能であ
ったり、算出できても不正確になってしまう。これは同
期を得る別の方法（イ）（ロ）を用いても同様である。The above measuring method is effective when the received signal u (nT) consists of only the target reflected wave 7 component. However, even if the directivity of the receiving antenna 11 is directed to the target 5, the power level of the direct wave 6b is considerably higher than the power level of the target reflected wave 7, so that
The component of the received direct wave 6b is stronger than the component of the target reflected wave 7 even if it enters from the side lobe of the receiving antenna 11. That is, the component of the direct wave 6b is mixed in the received signal u (nT) in addition to the component of the target reflected wave 7. At this time, the reception signal u (nT) and the synchronization signal v (n
The absolute value of the cross-correlation function with T) has a strong correlation between the component of the received signal u (nT) due to the direct wave 6b and the synchronization signal v (nT) due to the direct wave 6c, as shown by the solid line in FIG. , Τ = 0, the peak B is large, and the peak A indicated by the broken line is buried. Therefore, it becomes difficult to detect the time lag ΔT of the peak A, and the expressions (2) and (3)
The value of the path length s of the target reflected wave 7 obtained in step (1) cannot be calculated, or even if it can be calculated, the value becomes inaccurate. This is the same even if another method (a) or (b) for obtaining synchronization is used.
【００１４】受信アンテナ１１における直接波６ｂの混
入を避けるために受信アンテナ１１の指向性を高め、サ
イドローブを極力小さくすることは、同アンテナの開口
径を非常に大きくしたり、素子数を著しく増大させるこ
とにつながるため、技術的にも経済的にも実現困難であ
る。Increasing the directivity of the receiving antenna 11 and minimizing the side lobe in order to avoid the mixing of the direct wave 6b in the receiving antenna 11 can greatly increase the aperture diameter of the antenna and significantly reduce the number of elements. It is difficult to realize technically and economically because it leads to increase.
【００１５】さらに、ディジタル信号処理系における相
互相関関数はサンプル値であり、そのサンプリング間隔
はディジタル信号のそれに等しい。様々な事情によりＡ
／Ｄ変換器１４のサンプリング周波数ｆｓを高くするこ
とができない場合、相互相関関数のサンプリング間隔が
大きくなる。そのため、受信信号ｕ（ｎＴ）と同期信号
ｖ（ｎＴ）との遅延時間差の計測単位（＝サンプリング
間隔）が粗くなり、その結果、目標反射波７の伝搬経路
長の計測精度が悪くなる。Further, the cross-correlation function in the digital signal processing system is a sample value, and the sampling interval is equal to that of the digital signal. A for various reasons
If the sampling frequency fs of the / D converter 14 cannot be increased, the sampling interval of the cross-correlation function increases. Therefore, the measurement unit (= sampling interval) of the delay time difference between the received signal u (nT) and the synchronization signal v (nT) becomes coarse, and as a result, the measurement accuracy of the propagation path length of the target reflected wave 7 deteriorates.
【００１６】この発明はこれらの問題点を解決するため
になされたもので、目標反射波に混入して受信される直
接波を抑圧する手段を設け、また、目標反射波７の伝搬
経路長を精度よく計測するために、目標反射波受信信号
と同期信号との相互相関関数の絶対値の最大値を与える
タイムラグをＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔より小さ
い計測単位で求めることを目的としている。The present invention has been made in order to solve these problems. A means for suppressing a direct wave received by being mixed with a target reflected wave is provided, and the propagation path length of the target reflected wave 7 is reduced. It is an object of the present invention to obtain a time lag that gives the maximum value of the absolute value of the cross-correlation function between the target reflected wave reception signal and the synchronization signal in a measurement unit smaller than the sampling interval of the A / D converter for accurate measurement.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１記載の伝搬経路長計測装置では、変調され
た信号を送信信号とし、送信アンテナを介して送信波を
外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送信装置と
所定の距離をおいて配置され、上記送信装置から放射さ
れた上記送信波のうち、目標からの反射エコーと上記送
信装置から直接到達する送信波を第１の受信アンテナで
同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上記送信装
置から直接到達する送信波を第２の受信アンテナで受信
し、この受信信号を増幅・位相検波した後、ディジタル
信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受信手段出
力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力として、上
記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送信装置か
ら上記第１の受信手段に直接到達する送信波による不要
信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力信号を所
定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑圧手段出
力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力とし、後者に
対する前者の遅延時間を推定する手段、を備え、上記不
要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力信号に荷重
係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段出力信号か
ら上記乗算手段出力信号を減算する手段、上記第２の受
信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを入力して、
上記減算手段出力信号の平均電力を最小もしくは最小に
近づけるように上記荷重係数を計算する手段、を備え、
上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑圧手段の出力
信号と上記信号遅延手段の出力信号の相互相関関数を計
算してその絶対値をとる手段、上記相互相関関数絶対値
をとる手段の出力からその最大値を与えるタイムラグを
求めて出力する第１の手段、上記タイムラグおよび上記
相互相関関数の絶対値を入力とし、上記タイムラグの近
傍において上記相互相関関数の絶対値の補間値を求める
手段、上記相互相関関数絶対値の補間手段出力からその
最大値を与えるタイムラグを求める第２の手段を備えて
構成したものである。According to a first aspect of the present invention, there is provided a propagation path length measuring apparatus in which a modulated signal is used as a transmission signal, and a transmission wave is directed to an external space via a transmission antenna. A transmitting device that radiates the transmitting device, the transmitting device is disposed at a predetermined distance from the transmitting device, and among the transmitting waves radiated from the transmitting device, a reflected echo from a target and a transmitting wave directly arriving from the transmitting device are transmitted. After receiving the same signal simultaneously with one receiving antenna and amplifying and detecting the received signal,
A first receiving means for converting to a digital signal, a second receiving antenna for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device by a second receiving antenna, amplifying and phase detecting the received signal, and then converting the signal to a digital signal; Means for receiving the first receiving means output signal and the second receiving means output signal as inputs, and transmitting directly from the transmitting device included in the first receiving means output signal to the first receiving means. Means for suppressing unnecessary signals due to waves, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, inputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means, and the former delay time with respect to the latter Means for estimating the unnecessary signal, wherein the unnecessary signal suppressing means multiplies the output signal of the second receiving means by a weighting coefficient, and the output means of the multiplying means outputs the output signal of the first receiving means. Means for subtracting the signals, and inputs the above second receiving means output signal and said subtraction means output signal,
Means for calculating the weighting coefficient so as to make the average power of the subtraction means output signal minimum or close to the minimum,
The delay time estimating means calculates a cross-correlation function of the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means to obtain an absolute value thereof, from the output of the means for obtaining the cross-correlation function absolute value. A first means for obtaining and outputting a time lag giving the maximum value, a means for inputting the absolute value of the time lag and the cross-correlation function, and obtaining an interpolation value of an absolute value of the cross-correlation function near the time lag; It is provided with a second means for obtaining a time lag giving the maximum value from the output of the interpolation means of the cross-correlation function absolute value.
【００１８】請求項２記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波の目標からの反射エコーと上記
送信装置から直接到達する送信波を第１の受信アンテナ
で同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波した
後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上記送
信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテナで
受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、ディジ
タル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受信手
段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力とし
て、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送信
装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波によ
る不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力信
号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑圧
手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力とし、
後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備え、
上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力信号
に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段出力
信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上記第
２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを入力
して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もしくは
最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手段、を
備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑圧手段
出力信号の離散フーリエ変換を計算する第１の手段、上
記信号遅延手段出力信号の離散フーリエ変換を計算する
第２の手段、上記第２の離散フーリエ変換計算手段出力
の複素共役をとる手段、上記複素共役手段出力と上記第
１の離散フーリエ変換計算手段出力を掛け合わせて相互
スペクトルデータを求めて出力する手段、上記相互スペ
クトルデータを平滑する手段、Ｎを上記相互スペクトル
データのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記
相互スペクトルデータ平滑手段出力のデータの（Ｎ／
２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に（ＭＮ−
Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデー
タを作る手段、上記零値サンプル挿入手段出力を逆離散
フーリエ変換し、その絶対値をとる手段、上記逆離散フ
ーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最大値を与える
タイムラグを求める手段を備えて構成したものである。According to the second aspect of the present invention, there is provided a propagation path length measuring apparatus.
A transmitting device that radiates a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using the modulated signal as a transmission signal; and a transmission device that is disposed at a predetermined distance from the transmission device and radiates from the transmission device. First receiving means for simultaneously receiving a reflected echo from a wave target and a transmitted wave directly arriving from the transmitting device by a first receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal, and converting the signal into a digital signal; A second receiving means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device by a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal, converting the signal into a digital signal, and an output signal of the first receiving means; Using the output signal of the second receiving means as an input, an unnecessary signal caused by a transmission wave directly reaching the first receiving means from the transmitting device included in the output signal of the first receiving means is suppressed. Stage, and the second receiving means means for the output signal is delayed by a predetermined period of time, it inputs the unwanted signal suppression means output signal and said signal delay means output signal,
Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter,
Multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting coefficient, means for subtracting the output signal of the multiplying means from the output signal of the first receiving means, the output signal of the second receiving means; And the subtraction means output signal, and calculating the weighting coefficient so that the average power of the subtraction means output signal is minimum or close to the minimum. The delay time estimating means includes the unnecessary signal suppressing means. Means for calculating a discrete Fourier transform of the output signal, second means for calculating a discrete Fourier transform of the signal delay means output signal, means for taking a complex conjugate of the output of the second discrete Fourier transform calculating means, Means for multiplying the output of the complex conjugate means and the output of the first discrete Fourier transform calculation means to obtain and output cross spectrum data; To means, the number of samples of the cross spectral data N, when the a predetermined integer M, the data of the cross spectral data smoothing means output (N /
(MN−) between the (2) th and (N / 2 + 1) th samples
N) means for inserting zero-valued samples to generate data of the number of samples MN, means for inserting the zero-valued sample, means for performing an inverse discrete Fourier transform on the output, and means for obtaining the absolute value, It is provided with a means for obtaining a time lag that gives the maximum value of the output of the taking means.
【００１９】請求項３記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑
圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する第１の
手段、上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換
を計算する第２の手段、上記第２の離散フーリエ変換計
算手段出力の複素共役をとる手段、上記複素共役手段出
力と上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力を掛け合
わせて相互スペクトルデータを求める手段、上記相互ス
ペクトルデータを平滑する手段、Ｎを上記相互スペクト
ルデータのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上
記相互スペクトルデータ平滑手段出力のデータの後ろに
（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを付加してサンプル数Ｍ
Ｎのデータを作る手段、上記零値サンプル付加手段出力
を逆離散フーリエ変換し、その絶対値をとる手段、上記
逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最大値
を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成したもの
である。According to a third aspect of the present invention, there is provided a propagation path length measuring apparatus.
A transmitting device that radiates a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using the modulated signal as a transmission signal; and a transmission device that is disposed at a predetermined distance from the transmission device and radiates from the transmission device. Among the waves, a first reception antenna simultaneously receives a reflection echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device, amplifies and phase-detects the received signal, and converts the signal into a digital signal. Means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device by a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal, and converting the signal into a digital signal; and outputting the first receiving means. A signal and the output signal of the second receiving means are input, and an unnecessary signal caused by a transmission wave directly reaching the first receiving means from the transmitting device included in the output signal of the first receiving means is suppressed. Means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, means for receiving the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means, and estimating the former delay time with respect to the latter. Multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; means for subtracting the output signal of the multiplying means from the output signal of the first receiving means; and the second receiving means. Means for inputting the output signal and the output signal of the subtraction means, and calculating the weight coefficient so as to make the average power of the output signal of the subtraction means minimum or close to the minimum, wherein the delay time estimating means is unnecessary. A first means for calculating a discrete Fourier transform of an output signal of the signal suppressing means, a second means for calculating a discrete Fourier transform of an output signal of the signal delaying means, the second discrete Means for taking the complex conjugate of the output of the Fourier transform calculation means, means for multiplying the output of the complex conjugate means and the output of the first discrete Fourier transform calculation means to obtain cross spectrum data, means for smoothing the cross spectrum data, When the number of samples of the cross spectrum data, M, is a predetermined integer, (MN-N) zero value samples are added after the data of the output of the cross spectrum data smoothing means, and the number of samples M
Means for generating N data; means for performing an inverse discrete Fourier transform on the output of the zero-value sample adding means; and means for obtaining the absolute value thereof; means for obtaining a time lag for providing the maximum value of the output of the means for obtaining the absolute value of the inverse discrete Fourier transform Is provided.
【００２０】請求項４記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号成
分抑圧手段出力信号に対して、互いに隣り合う２つのサ
ンプルの間に所定の数の零値サンプルを挿入して新たな
信号を作る第１の手段、上記第１の零値サンプル挿入手
段の出力信号を入力とする、所定のカットオフ周波数を
持つ第１の低域通過ディジタルフィルタ、上記信号遅延
手段出力信号に対して、互いに隣り合う２つのサンプル
の間に上記所定の数の零値サンプルを挿入して新たな信
号を作る第２の手段、上記第２の零値サンプル挿入手段
の出力信号を入力とする、所定のカットオフ周波数を持
つ第２の低域通過ディジタルフィルタ、上記第１の低域
通過ディジタルフィルタ出力と上記第２の低域通過ディ
ジタルフィルタ出力との相互相関関数を計算してその絶
対値をとる手段、上記相互相関関数絶対値をとる手段の
出力の最大値を与えるタイムラグを求めて出力する手段
を備えて構成したものである。According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a propagation path length measuring apparatus.
A transmitting device that radiates a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using the modulated signal as a transmission signal; and a transmission device that is disposed at a predetermined distance from the transmission device and radiates from the transmission device. Among the waves, a first reception antenna simultaneously receives a reflection echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device, amplifies and phase-detects the received signal, and converts the signal into a digital signal. Means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device by a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal, and converting the signal into a digital signal; and outputting the first receiving means. A signal and the output signal of the second receiving means are input, and an unnecessary signal caused by a transmission wave directly reaching the first receiving means from the transmitting device included in the output signal of the first receiving means is suppressed. Means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, means for receiving the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means, and estimating the former delay time with respect to the latter. Multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; means for subtracting the output signal of the multiplying means from the output signal of the first receiving means; and the second receiving means. Means for inputting the output signal and the output signal of the subtraction means, and calculating the weight coefficient so as to make the average power of the output signal of the subtraction means minimum or close to the minimum, wherein the delay time estimating means is unnecessary. A first means for generating a new signal by inserting a predetermined number of zero-valued samples between two samples adjacent to each other with respect to the output signal of the signal component suppressing means; A first low-pass digital filter having a predetermined cutoff frequency and having an output signal of the sample insertion means as an input; A second low-pass digital filter having a predetermined cutoff frequency and having as input the output signal of the second zero-value sample inserting means. Means for calculating a cross-correlation function between the output of the first low-pass digital filter and the output of the second low-pass digital filter and obtaining its absolute value; and output of the means for obtaining the absolute value of the cross-correlation function. It is provided with a means for obtaining and outputting a time lag giving the maximum value.
【００２１】請求項５記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号成
分抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する第
１の手段、Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出
力データのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上
記第１の離散フーリエ変換計算手段出力データの（Ｎ／
２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に（ＭＮ−
Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデー
タを作る第１の手段、上記第１の零値サンプル挿入手段
出力の逆離散フーリエ変換を計算する第１の手段、上記
信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する
第２の手段、サンプル数Ｎの上記第２の離散フーリエ変
換計算手段出力データの（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋
１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプ
ルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る第２の手
段、上記第２の零値サンプル挿入手段出力の逆離散フー
リエ変換を計算する第２の手段、上記第１の逆離散フー
リエ変換計算手段出力と上記第２の逆離散フーリエ変換
計算手段出力との相互相関関数を計算し、その絶対値を
とる手段、上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力の
最大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成し
たものである。According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a propagation path length measuring apparatus.
A transmitting device that radiates a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using the modulated signal as a transmission signal; and a transmission device that is disposed at a predetermined distance from the transmission device and radiates from the transmission device. Among the waves, a first reception antenna simultaneously receives a reflection echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device, amplifies and phase-detects the received signal, and converts the signal into a digital signal. Means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device by a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal, and converting the signal into a digital signal; and outputting the first receiving means. A signal and the output signal of the second receiving means are input, and an unnecessary signal caused by a transmission wave directly reaching the first receiving means from the transmitting device included in the output signal of the first receiving means is suppressed. Means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, means for receiving the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means, and estimating the former delay time with respect to the latter. Multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; means for subtracting the output signal of the multiplying means from the output signal of the first receiving means; and the second receiving means. Means for inputting the output signal and the output signal of the subtraction means, and calculating the weight coefficient so as to make the average power of the output signal of the subtraction means minimum or close to the minimum, wherein the delay time estimating means is unnecessary. First means for calculating a discrete Fourier transform of an output signal of the signal component suppressing means, N is the number of samples of the first discrete Fourier transform calculating means output data, and M is a predetermined integer When, the first discrete Fourier transform computation means of the output data (N /
(MN−) between the (2) th and (N / 2 + 1) th samples
N) first means for inserting zero-valued samples to generate data of the number of samples MN; first means for calculating an inverse discrete Fourier transform of the output of the first zero-valued sample inserting means; and the signal delay means Second means for calculating a discrete Fourier transform of the output signal of the second discrete Fourier transform calculating means having the number of samples N and (N / 2) th and (N / 2 +
1) second means for inserting (MN-N) zero-valued samples between the samples to generate data of the number of samples MN, and performing inverse discrete Fourier transform of the output of the second zero-valued sample inserting means second means, said first calculates the cross-correlation function number of the inverse discrete Fourier transform computation means output and said second inverse discrete Fourier transform computing means output, means for taking the absolute value calculating, the cross-correlation It is provided with a means for calculating a time lag that gives the maximum value of the output of the means for taking the absolute value of the function.
【００２２】請求項６記載の伝搬経路長計測装置では、
変調された信号を送信信号とし、送信アンテナを介して
送信波を外部空間に向けて放射する送信装置と、上記送
信装置と所定の距離をおいて配置され、上記送信装置か
ら放射された上記送信波のうち、目標からの反射エコー
と上記送信装置から直接到達する送信波を第１の受信ア
ンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・位相検波
した後、ディジタル信号に変換する第１の受信手段、上
記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アンテ
ナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、デ
ィジタル信号に変換する第２の受信手段、上記第１の受
信手段出力信号と上記第２の受信手段出力信号を入力と
して、上記第１の受信手段出力信号中に含まれる上記送
信装置から上記第１の受信手段に直接到達する送信波に
よる不要信号を抑圧する手段、上記第２の受信手段出力
信号を所定の時間だけ遅延させる手段、上記不要信号抑
圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力信号を入力と
し、後者に対する前者の遅延時間を推定する手段、を備
え、上記不要信号抑圧手段が、上記第２の受信手段出力
信号に荷重係数を乗ずる乗算手段、上記第１の受信手段
出力信号から上記乗算手段出力信号を減算する手段、上
記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号とを
入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小もし
くは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、上記不要信号抑
圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算する第１の
手段、Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力デ
ータのサンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記第
１の離散フーリエ変換計算手段出力の（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の
零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る
第１の手段、上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリ
エ変換を計算する第２の手段、サンプル数Ｎの上記第２
の離散フーリエ変換計算手段出力の（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の
零値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る
第２の手段、上記第２の零値サンプル挿入手段出力の複
素共役をとる手段、上記複素共役手段出力と上記第１の
零値サンプル挿入手段出力を掛け合わせて相互スペクト
ルデータを求める手段、上記相互スペクトルデータを平
滑する手段、上記相互スペクトルデータ平滑手段出力を
逆離散フーリエ変換してその絶対値をとる手段、上記逆
離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最大値を
与えるタイムラグを求める手段を備えて構成したもので
ある。According to a sixth aspect of the present invention, there is provided a propagation path length measuring apparatus.
A transmitting device that radiates a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using the modulated signal as a transmission signal; and a transmission device that is disposed at a predetermined distance from the transmission device and radiates from the transmission device. Among the waves, a first reception antenna simultaneously receives a reflection echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device, amplifies and phase-detects the received signal, and converts the signal into a digital signal. Means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device by a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal, and converting the signal into a digital signal; and outputting the first receiving means. A signal and the output signal of the second receiving means are input, and an unnecessary signal caused by a transmission wave directly reaching the first receiving means from the transmitting device included in the output signal of the first receiving means is suppressed. Means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, means for receiving the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means, and estimating the former delay time with respect to the latter. Multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; means for subtracting the output signal of the multiplying means from the output signal of the first receiving means; and the second receiving means. Means for inputting the output signal and the output signal of the subtraction means, and calculating the weight coefficient so as to make the average power of the output signal of the subtraction means minimum or close to the minimum, wherein the delay time estimating means is unnecessary. First means for calculating a discrete Fourier transform of the output signal of the signal suppressing means, N is the number of samples of the first discrete Fourier transform calculating means output data, and M is a predetermined integer. At this time, (MN-N) zero-valued samples are inserted between the (N / 2) -th and (N / 2 + 1) -th samples of the output of the first discrete Fourier transform calculating means, and the data of the sample number MN is obtained. A second means for calculating a discrete Fourier transform of an output signal of the signal delay means, and a second means for calculating the number of samples N
(MN-N) zero-valued samples are inserted between the (N / 2) -th and (N / 2 + 1) -th samples of the output of the discrete Fourier transform calculation means of the above to generate data of the number of samples MN. Means, means for obtaining a complex conjugate of the output of the second zero value sample inserting means, means for obtaining cross spectrum data by multiplying the output of the complex conjugate means and the output of the first zero value sample inserting means, the cross spectrum data Means for performing an inverse discrete Fourier transform on the output of the cross-spectral data smoothing means to obtain its absolute value, and means for obtaining a time lag for giving the maximum value of the output of the means for obtaining the absolute value of the inverse discrete Fourier transform. It is configured.
【００２３】[0023]
【作用】この発明においては、送信装置からの直接波受
信を目的とする第２の受信手段の出力信号（同期信号）
をもとに、目標による反射エコー受信を目的とする第１
の受信手段中に混入して受信される送信装置からの直接
波による信号を近似合成し、これを第１の受信手段出力
信号より差し引くことにより不要な直接波を抑圧して目
標の反射エコーによる信号を抽出することができる。こ
れにより抽出された目標の反射エコーによる信号の同期
信号に対する時間遅れを不要直接波に影響されることな
く推定できるので、目標反射エコーの伝搬経路長も不要
直接波に影響されることなく計測できる。According to the present invention, an output signal (synchronous signal) of the second receiving means for receiving a direct wave from the transmitting device.
Based on the target, to receive the reflected echo from the target
Approximately synthesizes a signal of a direct wave from the transmitting device which is mixed into the receiving means and received, and subtracts this signal from the output signal of the first receiving means to suppress an unnecessary direct wave, thereby reducing a target reflected echo. The signal can be extracted. As a result, the time delay of the extracted signal due to the reflected echo of the target with respect to the synchronization signal can be estimated without being affected by the unnecessary direct wave, so that the propagation path length of the target reflected echo can be measured without being affected by the unnecessary direct wave. .
【００２４】請求項１記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号との相互相関
関数を計算し、その絶対値の最大値を与えるタイムラグ
を求める。そしてそのタイムラグ近傍で第１・第２の受
信手段内のＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔より小さい
時間間隔で相互相関関数絶対値を補間することによって
その最大値を与えるタイムラグ、つまり上記の２つの信
号の遅延時間差が精度良く推定できる。In the delay time estimation according to the first aspect of the present invention, a cross-correlation function between the extracted signal based on the target reflected echo and the synchronization signal output from the second receiving means is calculated, and its absolute value is calculated. Find the time lag that gives the maximum value of. A time lag that gives the maximum value by interpolating the cross-correlation function absolute value at a time interval smaller than the sampling interval of the A / D converter in the first and second receiving means in the vicinity of the time lag, that is, the above two lags The delay time difference between signals can be accurately estimated.
【００２５】請求項２記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換し、それより両信号の相互スペクトルデ
ータを生成し、平滑する。時間域での補間に対応する操
作を周波数域で行うために、平滑された相互スペクトル
データ（サンプル数Ｎ）に対して、（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に所定の数の零値サン
プルを挿入し、それを逆離散フーリエ変換して補間され
た相互相関関数を求める。補間された相互相関関数絶対
値の最大値を与えるタイムラグを求めることで、上記の
２つの信号の遅延時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング
間隔以下の精度で推定できる。In the delay time estimation according to the second aspect of the present invention, the extracted signal based on the target reflected echo and the synchronization signal output from the second receiving means are respectively subjected to discrete Fourier transform, and the two signals are further subjected to discrete Fourier transform. Generate and smooth cross-spectral data. In order to perform an operation corresponding to interpolation in the time domain in the frequency domain, a predetermined interval between the (N / 2) -th and (N / 2 + 1) -th samples with respect to the smoothed cross-spectral data (the number of samples N). Are inserted and inverse discrete Fourier transform is performed on them to obtain an interpolated cross-correlation function. By calculating the time lag that gives the maximum value of the interpolated cross-correlation function absolute value, the delay time difference between the two signals can be estimated with an accuracy equal to or less than the sampling interval of the A / D converter.
【００２６】請求項３記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換し、それより両信号の相互スペクトルデ
ータを生成し、平滑する。平滑された相互スペクトルデ
ータ（サンプル数Ｎ）に対して、Ｎ番目のサンプルの後
ろに所定の数の零値サンプルを付加する。それを逆離散
フーリエ変換したものの最大値を与えるタイムラグを求
めることで、上記の２つの信号の遅延時間差をＡ／Ｄ変
換器のサンプリング間隔以下の精度で推定できる。In the delay time estimation according to the third aspect of the present invention, a discrete Fourier transform is performed on each of the extracted signal based on the target reflected echo and the synchronization signal output from the second receiving means, and the two signals are then subjected to discrete Fourier transform. Generate and smooth cross-spectral data. A predetermined number of zero value samples are added after the Nth sample to the smoothed cross-spectral data (the number of samples N). By calculating the time lag that gives the maximum value of the result of the inverse discrete Fourier transform, the delay time difference between the two signals can be estimated with an accuracy equal to or less than the sampling interval of the A / D converter.
【００２７】請求項４記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号のサンプリン
グ周波数を上げる（補間を行う）。そしてこれら２つの
信号の相互相関関数の絶対値の最大値を与えるタイムラ
グを求めることにより上記の２つの信号の遅延時間差を
Ａ／Ｄ変換器のサンプリング間隔以下の精度で推定でき
る。In the delay time estimation according to the fourth aspect of the invention, the sampling frequency of the extracted signal due to the target reflected echo and the synchronization signal output from the second receiving means is increased (interpolation is performed). By calculating a time lag that gives the maximum value of the absolute value of the cross-correlation function between these two signals, the delay time difference between the two signals can be estimated with an accuracy equal to or less than the sampling interval of the A / D converter.
【００２８】請求項５記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換する。離散フーリエ変換されたサンプル
数Ｎのデータに対して、（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋
１）番目のサンプル間に所定の数の零値サンプルを挿入
する。これらに対して逆離散フーリエ変換を行うとサン
プリング周波数が高くなった信号が得られる。そしてこ
れら２つの信号の相互相関関数の絶対値の最大値を与え
るタイムラグを求めることにより上記の２つの信号の遅
延時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔以下の精度
で推定できる。In the delay time estimation according to the fifth aspect of the present invention, a discrete Fourier transform is performed on the extracted signal based on the target reflected echo and the synchronization signal output from the second receiving means. For data of the number N of samples subjected to the discrete Fourier transform, the (N / 2) th and (N / 2 +
1) Insert a predetermined number of zero value samples between the samples. When inverse discrete Fourier transform is performed on these signals, a signal having a higher sampling frequency is obtained. By calculating a time lag that gives the maximum value of the absolute value of the cross-correlation function between these two signals, the delay time difference between the two signals can be estimated with an accuracy equal to or less than the sampling interval of the A / D converter.
【００２９】請求項６記載の発明による上記の遅延時間
推定においては、抽出された上記目標反射エコーによる
信号と第２の受信手段出力である同期信号をそれぞれ離
散フーリエ変換する。離散フーリエ変換されたサンプル
数Ｎのデータに対して、（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋
１）番目のサンプル間に所定の数の零値サンプルを挿入
する。こうして得られた周波数領域データより、抽出さ
れた上記目標反射エコーによる信号と同期信号の相互ス
ペクトルを求め、平滑する。平滑された相互スペクトル
データを逆離散フーリエすることにより、抽出された上
記目標反射エコーによる信号と同期信号との補間された
相互相関関数が求まる。この相互相関関数の絶対値の最
大値を与えるタイムラグを求めることにより上記の２つ
の信号の遅延時間差をＡ／Ｄ変換器のサンプリング間隔
以下の精度で推定できる。In the delay time estimation according to the sixth aspect of the present invention, the signal based on the extracted target reflected echo and the synchronization signal output from the second receiving means are each subjected to discrete Fourier transform. For data of the number N of samples subjected to the discrete Fourier transform, the (N / 2) th and (N / 2 +
1) Insert a predetermined number of zero value samples between the samples. From the frequency domain data thus obtained, a cross spectrum between the signal based on the extracted target reflection echo and the synchronization signal is obtained and smoothed. By performing inverse discrete Fourier processing on the smoothed cross-spectral data, an interpolated cross-correlation function between the extracted signal of the target reflected echo and the synchronization signal is obtained. By calculating the time lag that gives the maximum value of the absolute value of the cross-correlation function, the delay time difference between the two signals can be estimated with an accuracy equal to or less than the sampling interval of the A / D converter.
【００３０】[0030]
実施例１．以下、この発明の実施例を図について説明す
る。図１は伝搬経路長計測装置を用いた実施例の構成図
である。１は送信装置で、変調信号を生成する変調信号
発生器２、変調信号発生器２で生成した変調信号をＲＦ
に周波数変換・増幅する送信機３、ＲＦに周波数変換・
増幅された変調信号を空中に放射する送信アンテナ４か
らなる。５は目標、６は送信装置１の送信アンテナ４か
らの送信波、７は送信波６ａの目標５による反射波であ
る。送信波６ａ，６ｂ，６ｃのうち、６ｂは意図せずに
受信装置１０の受信アンテナ１１で受信される送信波、
６ｃは受信装置１０に向かって送信された送信波であ
る。送信波６ｂは伝搬経路長計測に影響を及ぼすため、
受信装置１０にとっては妨害波になる。送信波６ｂ、６
ｃは直接波と呼ぶことがある。Embodiment 1 FIG. Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment using a propagation path length measuring device. Reference numeral 1 denotes a transmitting device, a modulation signal generator 2 for generating a modulation signal, and an RF signal for the modulation signal generated by the modulation signal generator 2.
Transmitter 3, which converts and amplifies the frequency, converts the frequency to RF,
The transmission antenna 4 radiates the amplified modulated signal into the air. 5 is a target, 6 is a transmitted wave from the transmitting antenna 4 of the transmitting device 1, and 7 is a reflected wave of the transmitted wave 6a by the target 5. Of the transmission waves 6a, 6b, 6c, 6b is a transmission wave unintentionally received by the receiving antenna 11 of the receiving device 10,
Reference numeral 6c denotes a transmission wave transmitted toward the receiving device 10. Since the transmitted wave 6b affects the propagation path length measurement,
It becomes an interference wave for the receiving device 10. Transmitted waves 6b, 6
c may be called a direct wave.
【００３１】受信装置１０は送信装置１と所定の距離を
おいて位置し、目標５からの反射波７を受信するための
主受信アンテナ１１と、送信装置１から受信装置１０に
向けて送信された送信波６ｃを受信するための補助受信
アンテナ１２を持つ。補助受信アンテナ１２は、送信装
置１からの送信波６ｃを受信するために送信装置１の方
向のアンテナゲインが高くなるように向けられる。１３
は主受信アンテナ１１と補助受信アンテナ１２で受信さ
れた送信装置１からの送信波を増幅・中間周波数への変
換・位相検波するための受信機、１４は受信機１３の出
力をディジタル信号に変換するためのＡ／Ｄ変換器であ
る。サンプリング間隔をＴ、サンプリング周波数をｆs
（＝１／Ｔ）とする。１５は主受信アンテナ１１で受信
される直接波６ｂの成分を抑圧するための不要直接波抑
圧器、１６は不要直接波抑圧器１５の出力ｙ（ｎＴ）
と、補助受信アンテナ１２と受信機１３ｂを介して接続
されているＡ／Ｄ変換器１４ｂの出力である同期信号ｖ
（ｎＴ）とのタイミングを合わせるための遅延器、１７
は送信装置１から送信されて目標５に反射して受信され
る反射波７の伝搬経路長と送信装置１から受信装置１０
に向かって直接伝搬する送信波６ｃの伝搬経路長との差
に起因するＡ／Ｄ変換器１４ａの出力である受信信号ｕ
（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎＴ）との間の遅延差を推定す
る遅延時間推定器である。The receiving apparatus 10 is located at a predetermined distance from the transmitting apparatus 1, receives a main receiving antenna 11 for receiving the reflected wave 7 from the target 5, and transmits the reflected wave 7 from the transmitting apparatus 1 to the receiving apparatus 10. It has an auxiliary receiving antenna 12 for receiving the transmitted wave 6c. The auxiliary receiving antenna 12 is directed so as to increase the antenna gain in the direction of the transmitting device 1 in order to receive the transmission wave 6c from the transmitting device 1. 13
Is a receiver for amplifying, converting to an intermediate frequency, and detecting the phase of the transmission wave from the transmitting device 1 received by the main receiving antenna 11 and the auxiliary receiving antenna 12, and 14 converts the output of the receiver 13 to a digital signal. A / D converter for performing the operation. The sampling interval is T and the sampling frequency is f s
(= 1 / T). Reference numeral 15 denotes an unnecessary direct wave suppressor for suppressing a component of the direct wave 6b received by the main receiving antenna 11, and reference numeral 16 denotes an output y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15.
And a synchronization signal v which is an output of an A / D converter 14b connected via the auxiliary receiving antenna 12 and the receiver 13b.
(NT), a delay unit for adjusting the timing,
Is the propagation path length of the reflected wave 7 transmitted from the transmitting apparatus 1 and reflected on the target 5 and received from the transmitting apparatus 1 to the receiving apparatus 10.
The received signal u, which is the output of the A / D converter 14a due to the difference from the propagation path length of the transmission wave 6c propagating directly toward
This is a delay time estimator that estimates a delay difference between (nT) and the synchronization signal v (nT).
【００３２】図２は、本発明による不要直接波抑圧器１
５の内部構成図である。図中、２１は同期信号ｖ（ｎ
Ｔ）および減算器２３の出力信号ｙ（ｎＴ）をもとにし
て所定の規則に従って複素数の荷重係数値ｗを算出する
荷重係数計算手段、２２は同期信号ｖ（ｎＴ）に荷重係
数値ｗを乗じて主受信アンテナ１１で受信した直接波６
ｂによる信号成分を模擬する信号ｚ（ｎＴ）を出力する
乗算器である。FIG. 2 shows an unnecessary direct wave suppressor 1 according to the present invention.
5 is an internal configuration diagram of FIG. In the figure, reference numeral 21 denotes a synchronization signal v (n
T) and a load coefficient calculation means 22 for calculating a complex load coefficient value w according to a predetermined rule based on the output signal y (nT) of the subtractor 23. The load coefficient calculation means 22 applies the load coefficient value w to the synchronization signal v (nT). Direct wave 6 multiplied and received by main receiving antenna 11
This is a multiplier that outputs a signal z (nT) that simulates a signal component due to b.
【００３３】図３は請求項１記載の発明における遅延時
間推定器１７ａの構成図である。図中、ｘ（ｎＴ）は遅
延器１６の出力信号、ｙ（ｎＴ）は不要直接波抑圧器１
５の出力信号、３１は２つの信号ｘ（ｎＴ）とｙ（ｎ
Ｔ）の相互相関関数を求める相互相関器、３２は入力信
号の絶対値を出力する手段、３３は入力信号（相互相関
関数の絶対値）の最大値を探索し、その最大値を与える
タイムラグを出力する第１の最大値検出器、３４は相互
相関関数の絶対値をある定められた時間間隔で補間を行
う補間器、３５は補間器３４の出力の最大値を与えるタ
イムラグ、すなわち遅延時間推定値を出力する第２の最
大値検出器である。FIG. 3 is a block diagram of the delay time estimator 17a according to the first aspect of the present invention. In the figure, x (nT) is the output signal of the delay unit 16, and y (nT) is the unnecessary direct wave suppressor 1.
5, 31 are two signals x (nT) and y (n
T) a cross-correlator for calculating the cross-correlation function of T), 32 means for outputting the absolute value of the input signal, 33 a search for the maximum value of the input signal (absolute value of the cross-correlation function), and a time lag for giving the maximum value A first maximum value detector for outputting, 34 is an interpolator for interpolating the absolute value of the cross-correlation function at a predetermined time interval, and 35 is a time lag for giving the maximum value of the output of the interpolator 34, ie, delay time estimation. A second maximum value detector that outputs a value.
【００３４】Ｒ（ｋＴ）はｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）の相
互相関関数で一般に複素数である。｜Ｒ（ｋＴ）｜はＲ
（ｋＴ）の絶対値、δ1 は第１の最大値検出器の出力で
あるｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）の相互相関関数絶対値｜Ｒ
（ｋＴ）｜の最大値を与えるタイムラグで、サンプリン
グ間隔Ｔで正規化された整数、Ｒa （ｍ・Ｔ／Ｍ）は補
間器３４の出力（Ｍは１を越える整数）で、ｘ（ｎＴ）
とｙ（ｎＴ）の相互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜を補
間して得られた実数列、δ2 は第２の最大値検出器の出
力であるＲa （ｍ・Ｔ／Ｍ）の最大値を与えるタイムラ
グで、Ｔ／Ｍで正規化された整数であり、δ2 Ｔ／Ｍは
遅延時間推定値となる。R (kT) is a cross-correlation function of x (nT) and y (nT) and is generally a complex number. | R (kT) | is R
The absolute value of (kT), δ 1, is the absolute value of the cross-correlation function | R of x (nT) and y (nT) which is the output of the first maximum value detector.
(KT) | is a time lag that gives the maximum value, an integer normalized by the sampling interval T, Ra (mT / M) is an output of the interpolator 34 (M is an integer exceeding 1), and x (nT )
And a real number sequence obtained by interpolating the cross-correlation function absolute value | R (kT) | of y (nT), δ 2 is Ra (m · T / M) which is the output of the second maximum value detector. Is the integer value normalized by T / M, and δ 2 T / M is the estimated delay time.
【００３５】次に上記実施例の動作を図１から図３を参
照して説明する。図１において、送信装置１は目標５及
び受信装置１０にそれぞれ変調信号を送信波６ａ、６ｃ
として送信する。それらのうち、目標からの反射波７は
受信装置１０の主受信アンテナ１１で、受信装置１０に
直接送信された送信波６ｃは補助受信アンテナ１２で受
信する。受信機１３は主受信アンテナ１１と補助受信ア
ンテナ１２で受信信号の増幅・中間周波数への変換・位
相検波を順次行い、受信機出力信号をＡ／Ｄ変換器１４
へ出力する。Ａ／Ｄ変換器１４ａでは入力信号をディジ
タル信号に変換し、受信信号ｕ（ｎＴ）を不要直接波抑
圧器１５へ出力する。不要直接波抑圧器１５では、補助
受信アンテナ１２と受信機１３ｂを介して接続されてい
るＡ／Ｄ変換器１４ｂの出力である同期信号ｖ（ｎＴ）
を利用して、受信信号ｕ（ｎＴ）に含まれる妨害波であ
る直接送信波６ｂの成分を抑圧し、目標反射波７の成分
を抽出し、出力する。同期信号ｖ（ｎＴ）は遅延器１６
にも入力される。遅延器１６は同期信号ｖ（ｎＴ）と不
要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）とのタイミン
グを合わせるための遅延器で、その遅延時間は不要直接
波抑圧器１５に信号を１サンプル入力してからそのサン
プルが処理されて出力されるまでの時間に設定する。そ
の時間をＤＴとすると、遅延器１６の出力信号ｘ（ｎ
Ｔ）＝ｖ（（ｎ−Ｄ）Ｔ）となる。遅延器１６が必要な
理由は、遅延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波
抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）との相関をとることに
より遅延時間を計測するため、両者のタイミングを合わ
せなければならないからである。遅延器１６の出力信号
ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎ
Ｔ）は遅延時間推定器１７に入力される。ここで、送信
波６ａが送信装置１から送信され目標５で反射して受信
装置１０に届くまでの伝搬距離と、送信装置１から受信
装置１０へ直接送信される送信波６ｃとの伝搬距離の差
によるｘ（ｎＴ）に対するｙ（ｎＴ）の遅延時間を推定
する。その結果から式（２）（３）を用いて伝搬経路長
ｓが求められる。Next, the operation of the above embodiment will be described with reference to FIGS. In FIG. 1, a transmitting apparatus 1 transmits modulated signals to a target 5 and a receiving apparatus 10 by transmitting waves 6a and 6c, respectively.
Send as Among them, the reflected wave 7 from the target is received by the main receiving antenna 11 of the receiving device 10, and the transmitted wave 6 c directly transmitted to the receiving device 10 is received by the auxiliary receiving antenna 12. The receiver 13 sequentially performs amplification, conversion to an intermediate frequency, and phase detection of the received signal with the main receiving antenna 11 and the auxiliary receiving antenna 12, and converts the output signal of the receiver into an A / D converter 14.
Output to The A / D converter 14a converts the input signal into a digital signal, and outputs the received signal u (nT) to the unnecessary direct wave suppressor 15. In the unnecessary direct wave suppressor 15, a synchronization signal v (nT) which is an output of the A / D converter 14b connected via the auxiliary receiving antenna 12 and the receiver 13b.
, The component of the direct transmission wave 6b, which is an interference wave included in the received signal u (nT), is suppressed, and the component of the target reflected wave 7 is extracted and output. The synchronization signal v (nT) is supplied to the delay unit 16
Is also entered. The delay unit 16 is a delay unit for adjusting the timing of the synchronization signal v (nT) and the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15, and the delay time is one sample of the signal to the unnecessary direct wave suppressor 15. Set the time from input to processing and output of that sample. Assuming that the time is DT, the output signal x (n
T) = v ((n−D) T). The reason why the delay unit 16 is necessary is that the delay time is measured by correlating the output signal x (nT) of the delay unit 16 with the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15, and therefore, the timing of the two is required. Must be matched. The output signal x (nT) of the delay unit 16 and the output signal y (n) of the unnecessary direct wave suppressor 15
T) is input to the delay time estimator 17. Here, the propagation distance between the transmission wave 6a transmitted from the transmission device 1 to be reflected at the target 5 and reaching the reception device 10 and the propagation distance between the transmission wave 6c transmitted directly from the transmission device 1 to the reception device 10 Estimate the delay time of y (nT) with respect to x (nT) due to the difference. From the result, the propagation path length s is obtained using equations (2) and (3).
【００３６】次に図２に示す不要直接波抑圧器１５にお
ける不要直接波抑圧の原理について説明する。乗算器２
２の出力であるｚ（ｎＴ）、減算器２３の出力信号ｙ
（ｎＴ）はそれぞれ式（４）と式（５）で表される。Next, the principle of unnecessary direct wave suppression in the unnecessary direct wave suppressor 15 shown in FIG. 2 will be described. Multiplier 2
Z (nT), which is the output of the second output signal, and the output signal y of the subtractor 23
(NT) is represented by Expression (4) and Expression (5), respectively.
【００３７】 ｚ（ｎＴ）＝ｗ・ｖ（ｎＴ） （４） ｙ（ｎＴ）＝ｕ（ｎＴ）−ｚ（ｎＴ） （５）Z (nT) = w · v (nT) (4) y (nT) = u (nT) −z (nT) (5)
【００３８】図１において、受信機１３ａに接続された
Ａ／Ｄ変換器１４ａの出力信号である受信信号ｕ（ｎ
Ｔ）が、目標反射波７の受信による信号ｒ（ｎＴ）と直
接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）とからなるときを
考える。In FIG. 1, a reception signal u (n) which is an output signal of an A / D converter 14a connected to a receiver 13a is provided.
Consider a case where T) is composed of a signal r (nT) by receiving the target reflected wave 7 and a signal j (nT) by receiving the direct wave 6b.
【００３９】 ｕ（ｎＴ）＝ｒ（ｎＴ）＋ｊ（ｎＴ） （６） ｙ（ｎＴ）＝ｒ（ｎＴ）＋ｊ（ｎＴ）−ｚ（ｎＴ） （７）U (nT) = r (nT) + j (nT) (6) y (nT) = r (nT) + j (nT) −z (nT) (7)
【００４０】説明を簡単にするため、送信信号には変調
されたＣＷ（連続波）を用いるものとし、送信アンテナ
４、主受信アンテナ１１、補助受信アンテナ１２は同一
紙面上にあるとする。送信アンテナ４から主受信アンテ
ナ１１までの直接波６ｂの経路長と補助受信アンテナ１
２までの直接波６ｃの経路長との間には、送信波の波長
と同程度の経路差が存在し、主受信アンテナ１１と受信
機１３ａが縦続に接続されたものと、補助受信アンテナ
１２と受信機１３ｂが縦続に接続されたものの間にも伝
達特性の相違が多少なりとも存在するため、直接波６ｂ
の受信による信号ｊ（ｎＴ）と同期信号ｖ（ｎＴ）の間
にも振幅・位相の相違がある。Ｈを受信機１３ａの出力
と受信機１３ｂの出力との間の振幅・位相の相違を表す
ものとすると、次式のような関係になる（Ａ／Ｄ変換器
１４ａと１４ｂの伝達特性は同じとする）。For the sake of simplicity, it is assumed that a modulated CW (continuous wave) is used as a transmission signal, and that the transmission antenna 4, the main reception antenna 11, and the auxiliary reception antenna 12 are on the same sheet. The path length of the direct wave 6b from the transmitting antenna 4 to the main receiving antenna 11 and the auxiliary receiving antenna 1
The path length of the direct wave 6c up to 2 has the same path difference as the wavelength of the transmission wave, and the main reception antenna 11 and the receiver 13a are connected in cascade, and the auxiliary reception antenna 12 There is some difference in the transfer characteristic between the cascade and the receiver 13b, so that the direct wave 6b
There is also a difference in amplitude and phase between the signal j (nT) and the synchronization signal v (nT) due to the reception of the signal j. If H represents the difference between the amplitude and the phase between the output of the receiver 13a and the output of the receiver 13b, the following relationship is obtained (the transfer characteristics of the A / D converters 14a and 14b are the same). And).
【００４１】 ｊ（ｎＴ）＝Ｈ・ｖ（ｎＴ） （８）J (nT) = H · v (nT) (8)
【００４２】もし乗算器２２の荷重係数値ｗが、受信機
１３ａの出力と受信機１３ｂの出力との間の振幅・位相
の相違に一致するなら、つまり、ｗ＝Ｈなら式（４）
（８）より次式が成立する。If the weight coefficient value w of the multiplier 22 matches the difference between the amplitude and the phase between the output of the receiver 13a and the output of the receiver 13b, that is, if w = H, the equation (4) is used.
The following equation holds from (8).
【００４３】 ｚ（ｎＴ）＝ｊ（ｎＴ） （９）Z (nT) = j (nT) (9)
【００４４】これは乗算器２２の出力信号ｚ（ｎＴ）が
抑圧すべき直接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）を模
擬していることを意味する。このとき式（７）に注意す
ると、減算器２３の出力信号ｙ（ｎＴ）は目標反射波７
の受信による信号ｒ（ｎＴ）に一致し、主受信アンテナ
１１で受信した信号に混入する直接波６ｂによる信号成
分を抑圧したことになる。荷重係数値ｗの決定法につい
ては後述する。This means that the output signal z (nT) of the multiplier 22 simulates the signal j (nT) due to the reception of the direct wave 6b to be suppressed. At this time, if attention is paid to the equation (7), the output signal y (nT) of the subtractor 23 becomes the target reflected wave 7
And the signal component due to the direct wave 6b mixed into the signal received by the main receiving antenna 11 is suppressed. The method of determining the load coefficient value w will be described later.
【００４５】次に図２の動作について説明する。荷重係
数値ｗは減算器２３の出力信号ｙ（ｎＴ）の平均電力Ｅ
〔｜ｙ（ｎＴ）｜2 〕が最小になるように決定する。こ
こでＥ〔・〕は平均操作を表す。一般にバイスタティッ
クレーダでは目標反射波７と直接波６ｂ・６ｃの経路長
差は小さくないため、目標反射波７の受信により信号ｒ
（ｎＴ）と直接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）とは
無相関であるとみなせる。つまり、Ｅ〔ｒ（ｎＴ）ｊ*
（ｎＴ）〕＝０とみなせる。このとき、式（７）より平
均電力Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜2 〕は次式のように展開され
る。Next, the operation of FIG. 2 will be described. The weight coefficient w is the average power E of the output signal y (nT) of the subtractor 23.
[| Y (nT) | 2 ] is determined to be the minimum. Here, E [•] represents the averaging operation. In general, in a bistatic radar, the path length difference between the target reflected wave 7 and the direct waves 6b and 6c is not small, so that the signal r
(NT) and the signal j (nT) resulting from the reception of the direct wave 6b can be regarded as uncorrelated. That is, E [r (nT) j *
(NT)] = 0. At this time, from equation (7), the average power E [| y (nT) | 2 ] is developed as in the following equation.
【００４６】 Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜2 〕＝Ｅ〔｜ｒ（ｎＴ）｜2 〕＋ Ｅ〔｜ｊ（ｎＴ）−ｚ（ｎＴ）｜2 〕 （１０）E [| y (nT) | 2 ] = E [| r (nT) | 2 ] + E [| j (nT) −z (nT) | 2 ] (10)
【００４７】荷重係数値ｗと式（１０）の右辺第一項は
無関係であるから、平均電力Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜2 〕が
最小になるような荷重係数値ｗを選ぶことは、平均二乗
の意味で直接波６ｂによる信号成分を模擬する信号ｚ
（ｎＴ）が直接波６ｂの受信による信号ｊ（ｎＴ）に最
も近づくことと等価で、減算器２３の出力信号ｙ（ｎ
Ｔ）に含まれる不要な直接波成分が最小となることにつ
ながる。Since the weight coefficient w and the first term on the right side of the equation (10) are irrelevant, selecting a weight coefficient w that minimizes the average power E [| y (nT) | 2 ] A signal z that simulates a signal component due to the direct wave 6b in the sense of mean square.
(NT) is equivalent to the signal j (nT) closest to the reception of the direct wave 6b, and the output signal y (n
Unnecessary direct wave components included in T) are minimized.
【００４８】具体的に荷重係数計算手段２１が荷重係数
値ｗを決定する方法としては、例えば、オンラインで逐
次的に推定する場合には、最小二乗平均アルゴリズムAs a concrete method of determining the weighting factor value w by the weighting factor calculating means 21, for example, in the case of estimating online, the least squares mean algorithm is used.
【００４９】 ｗ（ｎ＋１）＝ｗ（ｎ）＋μ・ｙ（ｎＴ）ｖ* （ｎＴ） （１１）W (n + 1) = w (n) + μ · y (nT) v * (nT) (11)
【００５０】オフラインで平均処理が可能な場合には、
ウィナーフィルタ理論による、When averaging can be performed off-line,
By Wiener filter theory,
【００５１】 ｗ＝Ｅ〔ｕ（ｎＴ）ｖ* （ｎＴ）〕／Ｅ〔｜ｖ（ｎＴ）｜2 〕 （１２）W = E [u (nT) v * (nT)] / E [| v (nT) | 2 ] (12)
【００５２】が良く知られている（例えば、ヘイキン
著、武部訳：「適応フィルタ入門」、現代工学社（１９
８７）に開示されている）。式（１１）の中で、μは適
当な正定数、＊は複素共役を示す記号である。いずれの
方法も上述した原理から、平均電力Ｅ〔｜ｙ（ｎＴ）｜
2 〕の最小化が規範となっている。このようにして、受
信信号ｕ（ｎＴ）に含まれる直接波６ｂによる成分を抑
圧することができる。(For example, by Heiken, translated by Takebe: "Introduction to Adaptive Filters", Hyundai Kogakusha (19)
87)). In the equation (11), μ is an appropriate positive constant, and * is a symbol indicating complex conjugate. In each case, the average power E [| y (nT) |
2 ] is the norm. In this way, the component due to the direct wave 6b included in the received signal u (nT) can be suppressed.
【００５３】図３の遅延時間推定器１７ａにおいて、相
互相関器３１では遅延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不
要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）との相互相関
関数Ｒ（ｋＴ）を式（１３）により計算する。観測され
た信号はｘ（ｎＴ），ｙ（ｎＴ）それぞれＮサンプル、
つまり、ｘ（０），ｘ（Ｔ），…，ｘ（（Ｎ−１）Ｔ）
およびｙ（０），ｙ（Ｔ），…，ｙ（（Ｎ−１）Ｔ）で
あるとする。In the delay time estimator 17a of FIG. 3, the cross-correlator 31 has a cross-correlation function R (kT) between the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15. ) Is calculated by equation (13). The observed signals are x samples (nT) and y samples (nT) each of N samples,
That is, x (0), x (T), ..., x ((N-1) T)
And y (0), y (T),..., Y ((N−1) T).
【００５４】[0054]
【数１】 (Equation 1)
【００５５】式（１３）において、相互相関関数Ｒ（ｋ
Ｔ）を計算するｋの範囲は、ｋ＝０から予測される伝搬
経路長差に対応する遅延値より少なくとも数サンプル大
きければよい。In equation (13), the cross-correlation function R (k
The range of k for calculating T) may be at least several samples larger than the delay value corresponding to the propagation path length difference predicted from k = 0.
【００５６】絶対値をとる手段３２では相互相関器３１
の出力Ｒ（ｋＴ）の絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜が求められ、
第１の最大値検出器３３に入力される。ここでは遅延器
１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出
力信号ｙ（ｎＴ）との相互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）
｜の最大値を探索し、それを与えるタイムラグδ1 Ｔを
出力する。The means 32 for obtaining an absolute value includes a cross-correlator 31
The absolute value | R (kT) | of the output R (kT) of
It is input to the first maximum value detector 33. Here, the cross-correlation function absolute value | R (kT) between the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15
Search for the maximum value of | and output the time lag δ 1 T that gives it.
【００５７】このδ1 を用いて目標反射波７と直接波６
ｃの伝搬経路長差を求める場合、サンプリング周波数ｆ
s が低いと十分な精度で伝搬経路長差を計測することが
できない。なぜなら、相互相関関数Ｒ（ｋＴ）はサンプ
リング間隔がＴのサンプル値であり、そのため伝搬経路
長差は（光速）×（サンプリング間隔）で決まる距離単
位で計測することになるからである。そこで、更に細か
く遅延時間を推定するため、補間器３４ではある時間間
隔Ｔ／Ｍで相互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜の補間を
行う。ここでＭは整数で、補間比と呼ぶことにする。Ｍ
はどれだけ細かい時間単位で遅延時間を推定するかによ
って決められる。例えば、ｆs ＝８ｋＨｚ，Ｍ＝１０な
ら１２．５μｓ単位で遅延時間を推定でき、その結果
３．７５ｋｍ単位で伝搬経路長を計測できる。補間は相
互相関関数絶対値｜Ｒ（ｋＴ）｜の全データを用いて全
時間区間にわたって行うのは無駄なので、第１の最大値
検出器３３で与えられるタイムラグδ1 Ｔ近傍で行えば
よい。例えば、区間〔（δ1−３）Ｔ，（δ1 ＋３）
Ｔ〕に限って補間を行う。Using this δ 1 , the target reflected wave 7 and the direct wave 6
When determining the propagation path length difference of c, the sampling frequency f
If s is low, the propagation path length difference cannot be measured with sufficient accuracy. This is because the cross-correlation function R (kT) is a sample value with a sampling interval of T, and the propagation path length difference is measured in a distance unit determined by (light speed) × (sampling interval). Therefore, in order to more precisely estimate the delay time, the interpolator 34 interpolates the cross-correlation function absolute value | R (kT) | at a certain time interval T / M. Here, M is an integer and is called an interpolation ratio. M
Is determined by how finely the delay time is estimated. For example, if f s = 8 kHz and M = 10, the delay time can be estimated in 12.5 μs units, and as a result, the propagation path length can be measured in 3.75 km units. It is useless to perform the interpolation over the entire time interval using all the data of the cross-correlation function absolute value | R (kT) |, and therefore, the interpolation may be performed in the vicinity of the time lag δ 1 T given by the first maximum value detector 33. For example, the interval [(δ 1 −3) T, (δ 1 +3)
T] only.
【００５８】補間を行う時間区間を〔（δ1 −Ｌ）Ｔ，
（δ1 ＋Ｌ）Ｔ〕，補間比をＭとするとき、式（１４）
で与えられるデータの組（ｐi ，ｑi ）（ｉ＝０，１，
…，２Ｌ）から従来良く知られている方法を用いて補間
を行う。The time interval for performing interpolation is [(δ 1 -L) T,
(Δ 1 + L) T], and when the interpolation ratio is M, Expression (14)
(P i , q i ) (i = 0, 1,
, 2L) by using a conventionally well-known method.
【００５９】 ｐi ＝δ1 −Ｌ＋ｉ， ｑi ＝｜Ｒ（ｐi Ｔ）｜ （１４）P i = δ 1 −L + i, q i = | R (p i T) | (14)
【００６０】ラグランジュ補間を行うなら、上記区間内
のあるタイムラグｍ・Ｔ／Ｍ（ｍは整数）における補間
された相互相関関数絶対値Ｒa （ｍ・Ｔ／Ｍ）は式（１
５）のようになる。If Lagrange interpolation is performed, the interpolated cross-correlation function absolute value R a (m · T / M) at a certain time lag m · T / M (m is an integer) in the above section is expressed by the following equation (1).
It becomes like 5).
【００６１】[0061]
【数２】 (Equation 2)
【００６２】補間器３４はこのようにして得られた補間
された相互相関関数絶対値Ｒa （ｍ・Ｔ／Ｍ）を第２の
最大値検出器２５へ出力する。ここでは第１の最大値検
出器３３と同様、補間された相互相関関数絶対値Ｒ
a （ｍ・Ｔ／Ｍ）の最大値を探索し、その最大値を与え
るタイムラグ、すなわち遅延時間推定値δ2 （Ｔ／Ｍで
正規化したもの）が得られる。その結果より、ΔＴ＝δ
2 Ｔ／Ｍとして式（２）（３）に従って反射波７の伝搬
経路長ｓを求めることができる。以上のようにして送信
装置１から送信されて目標５に反射して受信される反射
波７の伝搬経路長を受信系サンプリング間隔に対応する
距離単位より良い精度で、しかも妨害波である直接波６
ｂの信号成分を抑圧しているために図１３に示すピーク
Ａが明確になり、正確に計測することができる。The interpolator 34 outputs the interpolated cross-correlation function absolute value R a (m · T / M) thus obtained to the second maximum value detector 25. Here, similarly to the first maximum value detector 33, the interpolated cross-correlation function absolute value R
The maximum value of a (m · T / M) is searched, and a time lag that gives the maximum value, that is, an estimated delay time δ 2 (normalized by T / M) is obtained. From the result, ΔT = δ
The propagation path length s of the reflected wave 7 can be obtained according to the equations (2) and (3) as 2 T / M. As described above, the propagation path length of the reflected wave 7 transmitted from the transmitting apparatus 1 and reflected on the target 5 is received with a better accuracy than the distance unit corresponding to the sampling interval of the receiving system, and furthermore, the direct wave which is an interfering wave. 6
Since the signal component b is suppressed, the peak A shown in FIG. 13 becomes clear, and accurate measurement can be performed.
【００６３】さらに、本発明では、主受信アンテナ１１
に要求される目標方向の指向性がよりブロードな特性で
あっても構わないので、従来構成の受信アンテナより安
価・小型・軽量のもので済む。送信アンテナ４も同様
で、主受信アンテナ１１のサイドローブに直接波が強く
入射しないように指向性を絞る必要がなくなるので、従
来構成の送信アンテナより安価・小型・軽量のもので済
む。Further, in the present invention, the main receiving antenna 11
Since the directivity in the target direction required for the antenna may have broader characteristics, the antenna can be cheaper, smaller, and lighter than the conventional receiving antenna. Similarly, the transmitting antenna 4 does not need to narrow down the directivity so that the direct wave does not strongly enter the side lobe of the main receiving antenna 11, so that the transmitting antenna 4 can be cheaper, smaller, and lighter than the transmitting antenna of the conventional configuration.
【００６４】補助受信アンテナ１２は送信装置１の方向
に指向性を持つアンテナとして説明したが、無指向性の
アンテナを用いても構わない。直接波６ｃの受信電力に
比べ反射波７の受信電力は十分に小さいので、同期信号
ｖ（ｎＴ）に含まれる反射波成分は無視できるからであ
る。無指向性の受信アンテナは一般に安価・小型・軽量
である。Although the auxiliary receiving antenna 12 has been described as an antenna having directivity in the direction of the transmitting device 1, an omni-directional antenna may be used. This is because the received power of the reflected wave 7 is sufficiently smaller than the received power of the direct wave 6c, so that the reflected wave component included in the synchronization signal v (nT) can be ignored. Omnidirectional receiving antennas are generally inexpensive, small, and lightweight.
【００６５】実施例２．図４は請求項２記載の発明によ
る遅延時間推定器１７ｂの構成図である。図中、ｘ（ｎ
Ｔ）は遅延器１６の出力信号、ｙ（ｎＴ）は不要直接波
抑圧器１５の出力信号、４１はＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔ
ｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）
演算器、４２は入力信号の複素共役を出力する手段、４
３は掛算器、４４は相互スペクトルデータの平滑を行う
平滑器、４５は平滑化された相互スペクトルデータに図
５に示すように零値サンプルを挿入してデータ長を長く
する零値サンプル挿入器、４６はＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒ
ｓｅ ＤＦＴ）演算器、３２は入力の絶対値を出力する
手段、３３は入力信号（相互相関関数の絶対値）列の最
大値を探索し、その最大値を与えるタイムラグを出力す
る最大値検出器である。Embodiment 2 FIG. FIG. 4 is a block diagram of the delay time estimator 17b according to the second aspect of the present invention. In the figure, x (n
T) is an output signal of the delay unit 16, y (nT) is an output signal of the unnecessary direct wave suppressor 15, and 41 is a DFT (Discrete).
e Fourier Transformation)
An arithmetic unit, means for outputting a complex conjugate of the input signal;
3, a multiplier; 44, a smoother for smoothing the cross spectrum data; 45, a zero value sample inserter for inserting a zero value sample into the smoothed cross spectrum data to increase the data length as shown in FIG. , 46 are IDFT (Inver
SE DFT calculator 32, means for outputting the absolute value of the input, 33 a maximum value detector for searching for the maximum value of the input signal (absolute value of the cross-correlation function) sequence and outputting a time lag giving the maximum value It is.
【００６６】次に図４を参照して実施例２の動作を説明
する。遅延時間推定器１７ｂにおいて、遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）、不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）はそれぞれＤＦＴ
演算器４１で周波数領域データＸ（ｋ），Ｙ（ｋ），
（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）に変換される。すなわち、Next, the operation of the second embodiment will be described with reference to FIG. In the delay time estimator 17b, the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the output signal y of the unnecessary direct wave suppressor 15
(NT) (n = 0, 1,..., N-1) are DFT
The frequency domain data X (k), Y (k),
(K = 0, 1,..., N−1). That is,
【００６７】[0067]
【数３】 (Equation 3)
【００６８】Ｘ（ｋ）の複素共役（４２の出力）とＹ
（ｋ）を掛算器４３で掛け合わせることによって相互ス
ペクトルデターＳ′（ｋ）が得られる。The complex conjugate of X (k) (output of 42) and Y
The cross spectrum data S ′ (k) is obtained by multiplying (k) by the multiplier 43.
【００６９】 Ｓ′（ｋ）＝Ｘ* （ｋ）Ｙ（ｋ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１） （１８）S ′ (k) = X * (k) Y (k) (k = 0, 1,..., N−1) (18)
【００７０】相互スペクトルデータＳ′（ｋ）は変動が
激しいので平滑器４４で平滑する。平滑の手段は従来か
らいくつか知られているが、その１つの方法として、式
（１９）のように数項の単純平均を取る方法がある。Ｓ
（ｋ）を平滑化された相互スペクトルデータ（平滑器４
４の出力）とすると、Since the cross spectrum data S '(k) fluctuates greatly, it is smoothed by the smoother 44. Several smoothing means have been conventionally known. One of the methods is a method of taking a simple average of several terms as shown in Expression (19). S
Cross-spectral data obtained by smoothing (k) (smoothing device 4
4)
【００７１】[0071]
【数４】 (Equation 4)
【００７２】Ｌは適当な正の整数である。このようにし
て得られた平滑器４４の出力である平滑化された相互ス
ペクトルデータＳ（ｋ）の逆離散フーリエ変換をとれば
遅延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１
５の出力信号ｙ（ｎＴ）との相互相関関数が求められる
が、そのサンプリング間隔はＡ／Ｄ変換器１４のそれで
あり、サンプリング周波数ｆs が低い場合には精度良く
伝搬経路長を計測することができない。そこで、相互相
関関数の補間を周波数領域で行う。この場合は実施例１
と異なり、全区間で補間を行うことになる。Ｒ．Ｅ．Ｃ
ｒｏｃｈｉｅｒｅ ａｎｄ Ｌ．Ｒ．Ｒａｂｉｎｅｒ著
“Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ ＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌ
Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，
１９８３，ｐ．３６のＦｉｇ．２．１６に示されている
ように、サンプリング周波数を上げる操作は、周波数領
域では平滑された相互スペクトルデータＳ（ｋ）を用い
て式（２０）のデータ列ＳI （ｋ）をつくり、その逆離
散フーリエ変換を行えばよいことになる。Ｍを補間比と
すると、時間領域ではサンプリング周波数がＭｆs にな
る。L is a suitable positive integer. If an inverse discrete Fourier transform is performed on the smoothed cross-spectral data S (k) output from the smoother 44 thus obtained, the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the unnecessary direct wave suppressor 1
Although 5 cross-correlation function between the output signal y (nT) of the obtained, the sampling interval is that of the A / D converter 14, when the sampling frequency f s is low to measure accurately the propagation path length that Can not. Therefore, interpolation of the cross-correlation function is performed in the frequency domain. In this case, the first embodiment
Unlike this, interpolation is performed in all sections. R. E. FIG. C
rochiere and L.R. R. "Multirate DigitalSignal" by Rabiner
Processing "Prentice-Hall,
1983, p. 36 in FIG. As shown in 2.16, the operation of increasing the sampling frequency creates a data sequence S I (k) of Expression (20) using the cross-spectral data S (k) smoothed in the frequency domain. Inverse discrete Fourier transform may be performed. When the M is the interpolation ratio, the sampling frequency is Mf s in the time domain.
【００７３】[0073]
【数５】 (Equation 5)
【００７４】これは図５で示すように、平滑化された相
互スペクトルデータＳ（ｋ）をｋ＝Ｎ／２で分割し、Ｓ
（Ｎ／２−１）とＳ（Ｎ／２）の間に（ＭＮ−Ｎ）個の
零値サンプルを挿入する操作である。この操作は零値サ
ンプル挿入器４５で行われる。As shown in FIG. 5, the smoothed cross spectrum data S (k) is divided by k = N / 2,
This is an operation of inserting (MN-N) zero-value samples between (N / 2-1) and S (N / 2). This operation is performed by the zero value sample inserter 45.
【００７５】式（２０）のＳI （ｋ）（ｋ＝０，１，
…，ＭＮ−１）はＩＤＦＴ演算器４６で相互相関関数Ｒ
b （ｍ・Ｔ／Ｍ）に変換される。そのサンプリング間隔
はＴ／Ｍである。S I (k) in equation (20) (k = 0, 1,
.., MN-1) are processed by the IDFT operator 46 in the cross-correlation function R.
b is converted to (mT / M). The sampling interval is T / M.
【００７６】[0076]
【数６】 (Equation 6)
【００７７】ＩＤＦＴ演算器４６の出力の相互相関関数
Ｒb （ｍ・Ｔ／Ｍ）は絶対値をとる手段３２を経由して
最大値検出器３３へ入力され、｜Ｒb （ｍ・Ｔ／Ｍ）｜
の最大値を探索し、その最大値を与えるタイムラグδＴ
／Ｍ、すなわち遅延時間推定値が得られる。δはサンプ
リング間隔Ｔ／Ｍで正規化されているものとする。この
結果よりΔＴ＝δＴ／Ｍとして式（２）（３）に従って
伝搬経路長ｓを求めることができる。The cross-correlation function R b (m · T / M) of the output of the IDFT calculator 46 is input to the maximum value detector 33 via the means 32 for taking an absolute value, and | R b (m · T / M M) |
Time lag δT that searches for the maximum value of
/ M, ie, the delay time estimate. δ is normalized by the sampling interval T / M. From this result, the propagation path length s can be obtained in accordance with Equations (2) and (3) assuming that ΔT = δT / M.
【００７８】実施例３． 図６は請求項３記載の発明による遅延時間推定器の構成
図である。図中、５１は平滑された相互スペクトルデー
タに図７に示すように零値サンプルを付加してデータ長
を長くする零値サンプル付加器である。Embodiment 3 FIG. FIG. 6 is a block diagram of the delay time estimator according to the third aspect of the present invention. In the drawing, reference numeral 51 denotes a zero-value sample adder for adding a zero-value sample to the smoothed cross-spectral data to increase the data length, as shown in FIG.
【００７９】上記実施例の動作を図６に従って説明す
る。図６において、平滑器４４までの動作は実施例２と
同じで、平滑器４４の出力は平滑化された相互スペクト
ルデータＳ（ｋ）（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）である。
Ｓ（ｋ）からＩＤＦＴによって遅延器１６の出力信号ｘ
（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）
との相互相関関数を求めるとき、時間変数を通常のサン
プリング間隔Ｔの整数倍ではなく、それより細かく、サ
ンプリング間隔Ｔ／Ｍ（Ｍは補間比）の整数倍にとる。
すなわち、式（２２）のようにする。The operation of the above embodiment will be described with reference to FIG. In FIG. 6, the operation up to the smoother 44 is the same as that of the second embodiment, and the output of the smoother 44 is the smoothed cross-spectral data S (k) (k = 0, 1,..., N−1). .
From S (k), the output signal x of the delay unit 16 by IDFT
(NT) and the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15
When obtaining the cross-correlation function with, the time variable is not an integral multiple of the normal sampling interval T, but rather is an integral multiple of the sampling interval T / M (M is an interpolation ratio).
That is, the equation (22) is used.
【００８０】[0080]
【数７】 (Equation 7)
【００８１】式（２２）において左辺の時間変数はＴの
整数倍ではなくなっている。式（２２）は次のように書
ける。In the equation (22), the time variable on the left side is not an integral multiple of T. Equation (22) can be written as follows.
【００８２】[0082]
【数８】 (Equation 8)
【００８３】つまり、平滑器４４の出力である平滑化さ
れた相互スペクトルデータＳ（ｋ）から式（２４）に従
って零値サンプルを付加する。その様子を図７に示す。
この操作は零値サンプル付加器５１で行われる。零値サ
ンプル付加器５１の出力データＳJ （ｋ）を４６のＩＤ
ＦＴ演算器でポイント数ＭＮの逆離散フーリエ変換を行
えば、定数倍の違いを除いて式（２２）と同じ操作をし
たことになる。That is, a zero-value sample is added from the smoothed cross-spectral data S (k) output from the smoother 44 in accordance with the equation (24). This is shown in FIG.
This operation is performed by the zero-value sample adder 51. The output data S J (k) of the zero-value sample adder 51 is set to an ID of 46.
If the inverse discrete Fourier transform of the number of points MN is performed by the FT arithmetic unit, the same operation as in the equation (22) is performed except for a difference of a constant multiple.
【００８４】このようにして得られたデータＲc （ｍ・
Ｔ／Ｍ）に対して、以下、実施例２と同様な操作で｜Ｒ
c （ｍ・Ｔ／Ｍ）｜が最大となるタイムラグを求めれば
それが遅延時間推定値δＴ／Ｍとなり、それよりΔＴ＝
δＴ／Ｍとして式（２）（３）を用いて伝搬経路長ｓを
求められる。The data R c (m ·
T / M) by the same operation as in Example 2 below | R
When the time lag at which c (mT / M) | is maximized is obtained, it becomes the estimated delay time δT / M, from which ΔT =
The propagation path length s can be obtained using Expressions (2) and (3) as δT / M.
【００８５】上記の方法に従って得られたデータＲ
c （ｍ・Ｔ／Ｍ）は、正しくは遅延器１６の出力信号ｘ
（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ（ｎＴ）
との補間された相互相関関数ではない。しかし推定され
た遅延時間推定値はδＴ／Ｍはほぼ正しい遅延時間値を
与えることを多数の計算機によるシミュレーションで確
認している。Data R obtained according to the above method
c (mT / M) is correctly the output signal x of the delay unit 16.
(NT) and the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15
Is not a cross-correlation function interpolated with However, the estimated delay time values have been confirmed by simulations using a large number of computers that δT / M gives an almost correct delay time value.
【００８６】実施例４．実施例１から３までは遅延器１
６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力
信号ｙ（ｎＴ）の相互相関関数を補間することによって
Ａ／Ｄ変換器１４におけるサンプリング間隔Ｔに対応す
る距離単位（（光速）×（サンプリング周期））より良
い精度で伝搬経路長を計測することができた。これから
説明する実施例４と５では相互相関関数を補間するので
はなく、信号を補間（サンプリング周波数の上昇）して
から相互相関関数を求めることによって同等の効果を得
るものである。Embodiment 4 FIG. The delay unit 1 is used in the first to third embodiments.
6 by interpolating the cross-correlation function of the output signal x (nT) of the output signal 6 and the output signal y (nT) of the unnecessary direct wave suppressor 15 to a distance unit corresponding to the sampling interval T in the A / D converter 14 ((light speed) × (sampling period)) The propagation path length could be measured with better accuracy. In the fourth and fifth embodiments to be described below, instead of interpolating the cross-correlation function, the same effect can be obtained by obtaining the cross-correlation function after interpolating the signal (increasing the sampling frequency).
【００８７】図８は請求項４記載の発明による遅延時間
推定器１７ｄの構成図である。図中、６１は図９に示す
ように信号に零値サンプルを挿入する零値サンプル挿入
器、６２は低域通過ディジタルフィルタ、６３は２つの
低域通過ディジタルフィルタの出力信号ｘI （ｉ・Ｔ／
Ｍ）とｙI （ｉ・Ｔ／Ｍ）の相互相関関数を計算する相
互相関器である。FIG. 8 is a block diagram of the delay time estimator 17d according to the fourth aspect of the present invention. 9, reference numeral 61 denotes a zero-value sample inserter for inserting a zero-value sample into a signal as shown in FIG. 9, 62 denotes a low-pass digital filter, and 63 denotes output signals x I (i · i) of two low-pass digital filters. T /
M) and a cross-correlator that calculates a cross-correlation function of y I (i · T / M).
【００８８】次に図８を参照して実施例２の動作を説明
する。遅延時間推定器１７ｄにおいて、遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）を補間する（サンプリング周波数を高くする）
ために、まず、零値サンプル挿入器６１で図９の△印で
示すようにサンプルとサンプルの間（図９の隣り合う●
印と●印の間）にＭ−１個の値が０のサンプルを挿入す
る。ここで、Ｍは補間比である。図９はＭ＝３の例であ
る。この操作によって２つの零値サンプル挿入器６１の
出力信号ｘ′（ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙ′（ｉ・Ｔ／Ｍ）のサ
ンプリング周波数は入力信号であるｘ（ｎＴ）およびｙ
（ｎＴ）のＭ倍のＭｆs となる。しかし、ｘ′（ｉ・Ｔ
／Ｍ）とｙ′（ｉ・Ｔ／Ｍ）はいずれも周波数がｆs ／
２から（Ｍ−（１／２））ｆs の範囲に不要な周波数成
分が残っているので、これらをカットオフ周波数ｆs ／
２（補間後のサンプリング周波数で正規化した周波数は
１／（２Ｍ））の実係数を持つ低域通過ディジタルフィ
ルタ６２で除去する。２つの低域通過ディジタルフィル
タ６２の出力信号ｘI （ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙI （ｉ・Ｔ／
Ｍ）は図９の●と○で示される、それぞれｘ（ｎＴ）と
ｙ（ｎＴ）を補間した信号となっている。以上の過程
は、Ｒ．Ｅ．Ｃｒｏｃｈｉｅｒｅ ａｎｄ Ｌ．Ｒ．Ｒ
ａｂｉｎｅｒ著“Ｍｕｌｔｉｒａｔｅ Ｄｉｇｉｔａｌ
ＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”Ｐｒｅｎｔｉｃ
ｅ−Ｈａｌｌ，１９８３，ｐ．３６のＦｉｇ．２．１６
に示されている。Next, the operation of the second embodiment will be described with reference to FIG. In the delay time estimator 17d, the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the output signal y of the unnecessary direct wave suppressor 15 are output.
Interpolate (nT) (increase sampling frequency)
First, a zero-value sample inserter 61 intervenes between the samples as indicated by the open triangles in FIG.
M-1 samples whose value is 0 are inserted between the marks and the ● marks. Here, M is an interpolation ratio. FIG. 9 shows an example where M = 3. By this operation, the sampling frequencies of the output signals x '(iT / M) and y' (iT / M) of the two zero value sample inserters 61 are changed to the input signals x (nT) and y.
It is a factor M times of Mf s of (nT). However, x ′ (i · T
/ M) and y ′ (i · T / M) have a frequency of f s /
Since the 2 (M- (1/2)) are still unwanted frequency components in the range of f s, these cut-off may have a frequency of f s /
2 (the frequency normalized by the sampling frequency after interpolation is 1 / (2M)). The output signals x I (iT / M) and y I (iT / M) of the two low-pass digital filters 62
M) is a signal obtained by interpolating x (nT) and y (nT) as indicated by ● and ○ in FIG. The above process is described in R. E. FIG. Crochiere and L.A. R. R
abiner, "Multirate Digital"
SignalProcessing "Prentic
e-Hall, 1983, p. 36 in FIG. 2.16
Is shown in
【００８９】相互相関器６３は２つの低域通過ディジタ
ルフィルタ６２の出力信号ｘI （ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙ
I （ｉ・Ｔ／Ｍ）（ｋ＝０，１，…，Ｌ−１）の相互相
関関数Ｒd （ｍ・Ｔ／Ｍ）を計算する。The cross-correlator 63 outputs the output signals x I (i · T / M) and y of the two low-pass digital filters 62.
Calculate the cross-correlation function R d (m · T / M) of I (i · T / M) (k = 0, 1,..., L−1).
【００９０】[0090]
【数９】 (Equation 9)
【００９１】ｘI （ｉ・Ｔ／Ｍ）とｙI （ｉ・Ｔ／Ｍ）
のサンプリング周波数はともにサンプリング周波数がＭ
ｆs なので、Ｒd （ｍ・Ｔ／Ｍ）のサンプリング間隔は
Ｔ／Ｍである。Ｒd （ｍ・Ｔ／Ｍ）の絶対値の最大値を
最大値検出器３３で探索し、その最大値を与えるタイム
ラグを求めれば、それが遅延時間推定値δＴ／Ｍとなる
（δはＴ／Ｍで正規化した値）。このδを用いて式
（２）（３）でΔＴ＝δＴ／Ｍとして伝搬経路長ｓを求
めれば、信号補間後のサンプリング間隔Ｔ／Ｍに対応す
る距離単位で伝搬経路長を計測できる。X I (i · T / M) and y I (i · T / M)
Sampling frequency is M
Since f s , the sampling interval of R d (m · T / M) is T / M. When the maximum value of the absolute value of R d (m · T / M) is searched for by the maximum value detector 33 and the time lag that gives the maximum value is obtained, it becomes the estimated delay time δT / M (where δ is T / M normalized value). If the propagation path length s is obtained by using this δ as ΔT = δT / M in equations (2) and (3), the propagation path length can be measured in a distance unit corresponding to the sampling interval T / M after signal interpolation.
【００９２】実施例５．実施例５は実施例４における２
つの信号ｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）の補間（サンプリング
周波数上昇）操作を時間域ではなく、実施例２と同様に
周波数領域で行うものである。図１０は請求項５の発明
による遅延時間推定器１７ｅの構成図である。図１０に
従って実施例５の動作を説明する。Embodiment 5 FIG. Example 5 is the same as Example 2
Interpolation (increase in sampling frequency) between two signals x (nT) and y (nT) is performed not in the time domain but in the frequency domain as in the second embodiment. FIG. 10 is a block diagram of the delay time estimator 17e according to the fifth aspect of the present invention. The operation of the fifth embodiment will be described with reference to FIG.
【００９３】遅延時間推定器１７ｅにおいて、まず、遅
延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５
の出力信号ｙ（ｎＴ）の補間（サンプリング周波数の上
昇操作）を行う。２つの信号ｘ（ｎＴ）とｙ（ｎＴ）
（ｎ＝０，１，…，Ｎ−１）をそれぞれＤＦＴ演算器で
周波数領域データＸ（ｋ），Ｙ（ｋ）（ｋ＝０，１，
…，Ｎ−１）に変換する。これらのＸ（ｋ）とＹ（ｋ）
に対して式（２０）と同様の零値サンプル挿入を行う。
これは零値サンプル挿入器４５で行われる。補間比を
Ｍ、２つの零値サンプル挿入器４５の出力をＸ
I （ｋ），ＹI （ｋ）とする。In the delay time estimator 17e, first, the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the unnecessary direct wave suppressor 15
(Operation for increasing the sampling frequency) of the output signal y (nT). Two signals x (nT) and y (nT)
(N = 0, 1,..., N−1) are respectively subjected to frequency domain data X (k), Y (k) (k = 0, 1,
.., N-1). These X (k) and Y (k)
, The same zero value sample insertion as in equation (20) is performed.
This is performed by the zero value sample inserter 45. The interpolation ratio is M, the output of the two zero value sample inserters 45 is X
I (k), and Y I (k).
【００９４】[0094]
【数１０】 (Equation 10)
【００９５】２つの零値サンプル挿入器４５の出力ＸI
（ｋ）とＹI （ｋ）はそれぞれＩＤＦＴ演算器４６で時
間域信号ｘI （ｉ・Ｔ／Ｍ），ｙI （ｉ・Ｔ／Ｍ）に変
換される。これらの信号のサンプリング周波数はＡ／Ｄ
変換器１４におけるそれのＭ倍のＭｆｓである。２つの
ＩＤＦＴ演算器４６の出力ｘI （ｉ・Ｔ／Ｍ），ｙ
I（ｉ・Ｔ／Ｍ）の相互相関関数Ｒｅ（ｍ・Ｔ／Ｍ）を
式（２５）により相互相関器６３で計算した後は実施例
４と同様にして伝搬経路長ｓが求められる。Outputs X I of two zero-value sample inserters 45
(K) and Y I (k) are converted into time-domain signals x I (i · T / M) and y I (i · T / M) by the IDFT calculator 46, respectively. The sampling frequency of these signals is A / D
Mfs that is M times that in the converter 14. Output x I (i · T / M), y of two IDFT calculators 46
I the (i · T / M) cross-correlation function number Re of (m · T / M)
After the calculation by the cross-correlator 63 according to the equation (25), the propagation path length s is obtained in the same manner as in the fourth embodiment.
【００９６】実施例６．実施例５では補間（サンプリン
グ周波数上昇）操作を周波数領域で、相互相関関数の計
算を時間領域で行うのに対し、実施例６では相互相関関
数の計算も周波数領域を介して行われる。Embodiment 6 FIG. In the fifth embodiment, the interpolation (sampling frequency increase) operation is performed in the frequency domain, and the calculation of the cross-correlation function is performed in the time domain. In the sixth embodiment, the calculation of the cross-correlation function is also performed through the frequency domain.
【００９７】図１１は請求項６の発明による遅延時間推
定器１７ｆの構成図である。この図を参照して実施例６
の動作を説明する。遅延時間推定器１７ｆにおいて、遅
延器１６の出力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５
の出力信号ｙ（ｎＴ）のＤＦＴを行った後の周波数領域
データＸ（ｋ），Ｙ（ｋ）に対して、零値サンプル挿入
器４５により式（２６）（２７）の零値サンプル挿入を
行うまでは実施例５と同じ動作である。こうして得られ
たデータＸI （ｋ）の複素共役を４２でとった後、ＹI
（ｋ）と掛算器４３で掛け合わされて相互スペクトルデ
ータＳI ′（ｋ）を得る。FIG. 11 is a block diagram of the delay time estimator 17f according to the sixth aspect of the present invention. Embodiment 6 Referring to FIG.
Will be described. In the delay time estimator 17f, the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the unnecessary direct wave suppressor 15
Of the frequency domain data X (k) and Y (k) after the DFT of the output signal y (nT) is performed by the zero-value sample inserter 45 to insert the zero-value samples of Expressions (26) and (27). Until the operation is performed, the operation is the same as that of the fifth embodiment. After taking the complex conjugate of the data X I (k) thus obtained at 42, Y I
(K) is multiplied by a multiplier 43 to obtain cross spectrum data S I ′ (k).
【００９８】 Ｓ1 ′（ｋ）＝ＸI * （ｋ）ＹI （ｋ） （２８） （ｋ＝０，１，…，ＭＮ−１）S 1 ′ (k) = X I * (k) Y I (k) (28) (k = 0, 1,..., MN−1)
【００９９】相互スペクトルデータＳI ′（ｋ）を平滑
器４４で平滑して平滑された相互スペクトルデータＳI
（ｋ）を得る。ＳI （ｋ）をＩＤＦＴ演算器４６でＭＮ
ポイントの逆離散フーリエ変換を行えば遅延器１６の出
力信号ｘ（ｎＴ）と不要直接波抑圧器１５の出力信号ｙ
（ｎＴ）の補間された相互相関関数Ｒf （ｍ・Ｔ／Ｍ）
が求められる。そのサンプリング間隔はＡ／Ｄ変換器１
４のサンプリング間隔Ｔの１／Ｍである。ＩＤＦＴ演算
器４６以降は実施例２と同様にして伝搬経路長ｓが求め
られる。[0099] cross-spectral data S I 'cross-spectral is smooth (k) smoothes a smooth 44 data S I
(K) is obtained. S I (k) is converted by the IDFT operator 46 into MN
If the inverse discrete Fourier transform of the points is performed, the output signal x (nT) of the delay unit 16 and the output signal y of the unnecessary direct wave suppressor 15
(NT) interpolated cross-correlation function R f (mT / M)
Is required. The sampling interval is A / D converter 1
4 is 1 / M of the sampling interval T. After the IDFT calculator 46, the propagation path length s is obtained in the same manner as in the second embodiment.
【０１００】なお図１１において、Ｘ（ｋ）を入力とす
る零値サンプル挿入器４５と複素共役をとる手段４２の
順序を逆にしても構わない。In FIG. 11, the order of the complex value conjugate means 42 and the zero value sample inserter 45 having X (k) as an input may be reversed.
【０１０１】実施例７．図４、図６、図１０，図１１の
ＤＦＴ演算器４１において、ＤＦＴ演算を行う場合のデ
ータ数が２のべき乗などのＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒ
ｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）を用いること
のできるデータ数であれば、これらをＦＦＴ演算器に置
き換えて処理の高速化を図ることができる。従って、最
初からデータ数Ｎを２のべき乗にしておくことが望まし
い。加えて、補間比Ｍも２のべき乗であれば、ＩＤＦＴ
演算器４６をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＦＦＴ）演算
器に置き換えることができ、同様に高速処理が可能とな
る。Embodiment 7 FIG. In the DFT calculator 41 shown in FIGS. 4, 6, 10 and 11, when the DFT calculation is performed, the number of data is an FFT (Fast Four) such as a power of two.
As long as the number of data can be used, the processing can be speeded up by replacing the data with an FFT calculator. Therefore, it is desirable to set the data number N to a power of 2 from the beginning. In addition, if the interpolation ratio M is also a power of 2, IDFT
The arithmetic unit 46 can be replaced with an IFFT (Inverse FFT) arithmetic unit, and high-speed processing can be performed similarly.
【０１０２】実施例８． 実施例４における信号のサンプリング周波数上昇（補
間）操作は、零値サンプル挿入と低域通過フィルタリン
グによる方法だけに限らない。例えば、標本化関数（ｓ
ｉｎ ｘ）／ｘやスプライン関数を用いた内挿による方
法も利用できる。Embodiment 8 FIG. The operation of increasing (interpolating) the sampling frequency of the signal in the fourth embodiment is not limited to the method using the insertion of the zero value sample and the low-pass filtering. For example, the sampling function (s
In x) / x or a method by interpolation using a spline function can also be used.
【０１０３】なお、上記実施例１から９では、送信信号
波形はとくに規定しなかったが、変調されたＣＷ（連続
波）、パルス信号、チャープ信号等を用いることができ
る。また、上記実施例の説明では、受信装置１０の各信
号は複素信号として取り上げたが、実信号でも構わな
い。In the first to ninth embodiments, the transmission signal waveform is not specified, but a modulated CW (continuous wave), pulse signal, chirp signal, or the like can be used. Further, in the description of the above embodiment, each signal of the receiving device 10 is taken as a complex signal, but may be a real signal.
【０１０４】さらに、本発明の伝搬経路長計測装置で
は、目標に関する情報を得る際に電波を用いているが、
光波、音波を用いるバイスタテックライダシステム、バ
イスタテックソナーシステムであっても同様な効果を奏
する。Further, in the propagation path length measuring device of the present invention, radio waves are used to obtain information on a target.
The same effect can be obtained even with a bistatic lidar system or a bistatic sonar system using light waves and sound waves.
【０１０５】[0105]
【発明の効果】以上のように、この発明による伝搬経路
長計測装置は、目標による反射エコー受信を目的とする
第１の受信手段中に混入して受信される受信装置からの
直接波による受信信号を、送信装置からの直接波受信を
目的とする第２の受信手段の出力信号（同期信号）を利
用して抑圧し、目標の反射エコーによる信号を抽出する
装置と、抽出された上記目標反射エコーによる受信信号
と同期信号との相互相関関数の絶対値の最大値を与える
タイムラグである両者間の遅延時間差を上記２つの受信
手段内のＡ／Ｄ変換器におけるサンプリング間隔より短
い時間単位で推定する装置を備えているので、第１の受
信手段中に混入して受信される送信装置からの直接波に
よる受信信号の影響を受けることなく目標反射エコーの
伝搬経路長を精度良く計測することができる。As described above, the propagation path length measuring apparatus according to the present invention receives a direct wave from a receiving apparatus mixed and received in the first receiving means for receiving a reflected echo from a target. An apparatus for suppressing a signal by using an output signal (synchronous signal) of a second receiving means for receiving a direct wave from a transmitting apparatus and extracting a signal based on a target reflected echo; The delay lag, which is the time lag giving the maximum value of the absolute value of the cross-correlation function between the received signal and the synchronization signal due to the reflected echo, is calculated in a time unit shorter than the sampling interval in the A / D converters in the two receiving means. Since the apparatus is provided with an apparatus for estimating, the propagation path length of the target reflected echo can be accurately determined without being affected by the received signal due to the direct wave from the transmitting apparatus mixed and received in the first receiving means. It is possible to Ku measurement.
【図１】この発明による伝搬経路長計測装置の実施例１
〜８の全体構成図である。FIG. 1 is a first embodiment of a propagation path length measuring apparatus according to the present invention;
9 is an overall configuration diagram of No. 8 to FIG.
【図２】図１の不要直接波抑圧器の内部構成図である。FIG. 2 is an internal configuration diagram of the unnecessary direct wave suppressor of FIG.
【図３】請求項１に係わる発明の実施例１を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。FIG. 3 is an internal configuration diagram of a delay time estimator according to the first embodiment of the present invention;
【図４】請求項２に係わる発明の実施例２を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。FIG. 4 is an internal configuration diagram of a delay time estimator according to a second embodiment of the present invention.
【図５】請求項２、５、６に係わる発明の遅延時間推定
器における零値サンプル挿入器４５の零値サンプルの挿
入方法を示した図である。FIG. 5 is a diagram showing a method of inserting a zero value sample by a zero value sample inserter 45 in the delay time estimator according to the second, fifth and sixth aspects of the present invention.
【図６】請求項３に係わる発明の実施例３を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。FIG. 6 is an internal configuration diagram of a delay time estimator according to a third embodiment of the present invention.
【図７】図６の遅延時間推定器における零値サンプル付
加器５１の零値サンプルの付加方法を示した図である。7 is a diagram showing a method of adding a zero value sample by a zero value sample adder 51 in the delay time estimator of FIG. 6;
【図８】請求項４に係わる発明の実施例４を示す遅延時
間推定器の内部構成図である。FIG. 8 is an internal configuration diagram of a delay time estimator according to a fourth embodiment of the present invention.
【図９】図８の遅延時間推定器における零値サンプル挿
入器６１の零値サンプルの挿入方法を示した図である。9 is a diagram showing a method of inserting a zero value sample by a zero value sample inserter 61 in the delay time estimator of FIG. 8;
【図１０】請求項５に係わる発明の実施例５を示す遅延
時間推定器の内部構成図である。FIG. 10 is an internal configuration diagram of a delay time estimator according to a fifth embodiment of the present invention.
【図１１】請求項６に係わる発明の実施例６を示す遅延
時間推定器の内部構成図である。FIG. 11 is an internal configuration diagram of a delay time estimator according to a sixth embodiment of the present invention.
【図１２】従来の伝搬経路長計測装置の全体構成図であ
る。FIG. 12 is an overall configuration diagram of a conventional propagation path length measuring device.
【図１３】従来例と本発明の伝搬経路長計測装置におけ
る受信信号と同期信号の相互相関関数を示す図である。FIG. 13 is a diagram showing a cross-correlation function between a received signal and a synchronization signal in the conventional example and the propagation path length measuring device of the present invention.
１ 送信装置、５ 目標、１０ 受信装置、１１ 主受
信アンテナ、１２ 補助受信アンテナ、１３ 受信機、
１４ Ａ／Ｄ変換器、１５ 不要直接波抑圧器、１７
遅延時間推定器、２１ 荷重係数計算手段、２２ 乗算
器、２３ 減算器、３１，６３ 相互相関器、３３，３
５ 最大値検出器、３４ 補間器、４１ ＤＦＴ演算
器、４４ 平滑器、４５，６１ 零値サンプル挿入器、
４６ ＩＤＦＴ演算器、５１ 零値サンプル付加器。1 transmitting device, 5 target, 10 receiving device, 11 main receiving antenna, 12 auxiliary receiving antenna, 13 receiver,
14 A / D converter, 15 Unwanted direct wave suppressor, 17
Delay time estimator, 21 weighting factor calculation means, 22 multiplier, 23 subtractor, 31, 63 cross-correlator, 33, 3
5 maximum value detector, 34 interpolator, 41 DFT calculator, 44 smoother, 45, 61 zero value sample inserter,
46 IDFT calculator, 51 Zero value sample adder.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−341039（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−100020（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−117802（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−29080（ＪＰ，Ａ) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (56) References JP-A-5-341039 (JP, A) JP-A-5-100020 (JP, A) JP-A-4-117802 (JP, A) JP-A-4- 29080 (JP, A)
Claims (6)
ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段の出力信号と上記信号遅延手段の
出力信号の相互相関関数を計算してその絶対値をとる手
段、 上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力からその最大
値を与えるタイムラグを求めて出力する第１の手段、 上記タイムラグおよび上記相互相関関数の絶対値を入力
とし、上記タイムラグの近傍において上記相互相関関数
の絶対値の補間値を求める手段、 上記相互相関関数絶対値の補間手段出力からその最大値
を与えるタイムラグを求める第２の手段を備えて構成さ
れたことを特徴とする伝搬経路長計測装置。1. A transmitting device that emits a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using a modulated signal as a transmitting signal, and a transmitting device that is disposed at a predetermined distance from the transmitting device. Among the radiated transmission waves, a reflected echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device are simultaneously received by a first receiving antenna, and the received signal is amplified and phase-detected, and then converted to a digital signal. First
Receiving means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device with a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal,
A second receiving means for converting into a digital signal, the first receiving means output signal and the second receiving means output signal being input, and the second receiving means receiving the first receiving means output signal from the transmitting device included in the first receiving means output signal. Means for suppressing an unnecessary signal due to a transmission wave directly arriving at one receiving means, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, and outputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means. Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter, wherein the unnecessary signal suppressing means comprises a multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; Means for subtracting the output signal of the multiplying means; inputting the output signal of the second receiving means and the output signal of the subtracting means to reduce the average power of the output signal of the subtracting means to a minimum value or a minimum value; Means for calculating the weight coefficient so as to calculate the cross-correlation function between the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means, and takes the absolute value thereof. Means, a first means for obtaining and outputting a time lag giving the maximum value from the output of the means for taking the absolute value of the cross-correlation function, and inputting the time lag and the absolute value of the cross-correlation function as inputs, and in the vicinity of the time lag, Means for obtaining an interpolated value of the absolute value of the cross-correlation function, and second means for obtaining a time lag for giving the maximum value from the output of the interpolating means for the absolute value of the cross-correlation function. Measuring device.
ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波の目標からの反
射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波を第１
の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を増幅・
位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１の受信
手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段出力信号の離散フーリエ変換を計
算する第１の手段、 上記信号遅延手段出力信号の離散フーリエ変換を計算す
る第２の手段、 上記第２の離散フーリエ変換計算手段出力の複素共役を
とる手段、 上記複素共役手段出力と上記第１の離散フーリエ変換計
算手段出力を掛け合わせて相互スペクトルデータを求め
て出力する手段、 上記相互スペクトルデータを平滑する手段、 Ｎを上記相互スペクトルデータのサンプル数、Ｍを所定
の整数とするとき、上記相互スペクトルデータ平滑手段
出力のデータの（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋１）番目の
サンプル間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを挿入して
サンプル数ＭＮのデータを作る手段、 上記零値サンプル挿入手段出力を逆離散フーリエ変換
し、その絶対値をとる手段、 上記逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最
大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成され
たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。2. A transmitting apparatus which emits a transmission wave to an external space via a transmitting antenna by using a modulated signal as a transmitting signal, and is disposed at a predetermined distance from the transmitting apparatus. A reflected echo of the emitted transmission wave from the target and a transmission wave directly arriving from the transmission device are firstly transmitted.
At the same time, and amplify this received signal.
A first receiving means for converting to a digital signal after phase detection, a transmission wave directly arriving from the transmitting device is received by a second receiving antenna, and after amplifying and phase detecting the received signal,
A second receiving means for converting into a digital signal, the first receiving means output signal and the second receiving means output signal being input, and the second receiving means receiving the first receiving means output signal from the transmitting device included in the first receiving means output signal. Means for suppressing an unnecessary signal due to a transmission wave directly arriving at one receiving means, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, and outputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means. Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter, wherein the unnecessary signal suppressing means comprises a multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; Means for subtracting the output signal of the multiplying means; inputting the output signal of the second receiving means and the output signal of the subtracting means to reduce the average power of the output signal of the subtracting means to a minimum value or a minimum value; Means for calculating the weighting factor so that the output signal of the unnecessary signal suppressing means is calculated by a discrete Fourier transform of the output signal of the unnecessary signal suppressing means. A means for calculating the complex conjugate of the output of the second discrete Fourier transform calculating means, and a cross spectrum data obtained by multiplying the output of the complex conjugate means and the output of the first discrete Fourier transform calculating means. Means for smoothing the cross-spectral data, where N is the number of samples of the cross-spectrum data, and M is a predetermined integer, the (N / 2) -th data of the cross-spectrum data smoothing means output Means for inserting (MN-N) zero-valued samples between (N / 2 + 1) -th samples to generate data of the number of samples MN; Means for performing an inverse discrete Fourier transform of the output of the sample insertion means and taking an absolute value thereof; anda means for obtaining a time lag which gives a maximum value of an output of the means for taking an absolute value of the inverse discrete Fourier transform. Propagation path length measurement device.
ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を
計算する第１の手段、 上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算
する第２の手段、 上記第２の離散フーリエ変換計算手段出力の複素共役を
とる手段、 上記複素共役手段出力と上記第１の離散フーリエ変換計
算手段出力を掛け合わせて相互スペクトルデータを求め
る手段、 上記相互スペクトルデータを平滑する手段、 Ｎを上記相互スペクトルデータのサンプル数、Ｍを所定
の整数とするとき、上記相互スペクトルデータ平滑手段
出力のデータの後ろに（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを
付加してサンプル数ＭＮのデータを作る手段、 上記零値サンプル付加手段出力を逆離散フーリエ変換
し、その絶対値をとる手段、 上記逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最
大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成され
たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。3. A transmitting device that emits a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna using a modulated signal as a transmitting signal, and a transmitting device disposed at a predetermined distance from the transmitting device. Among the radiated transmission waves, a reflected echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device are simultaneously received by a first receiving antenna, and the received signal is amplified and phase-detected, and then converted to a digital signal. First
Receiving means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device with a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal,
A second receiving means for converting into a digital signal, the first receiving means output signal and the second receiving means output signal being input, and the second receiving means receiving the first receiving means output signal from the transmitting device included in the first receiving means output signal. Means for suppressing an unnecessary signal due to a transmission wave directly arriving at one receiving means, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, and outputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means. Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter, wherein the unnecessary signal suppressing means comprises a multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; Means for subtracting the output signal of the multiplying means; inputting the output signal of the second receiving means and the output signal of the subtracting means to reduce the average power of the output signal of the subtracting means to a minimum value or a minimum value; Means for calculating the weighting factor so that the output signal of the unnecessary signal suppressing means is calculated by a discrete Fourier transform of the output signal of the unnecessary signal suppressing means. Second means for calculating a Fourier transform; means for taking a complex conjugate of the output of the second discrete Fourier transform calculating means; cross-spectral data obtained by multiplying the output of the complex conjugate means and the first discrete Fourier transform calculating means Means for obtaining the cross spectrum data; means for sampling the cross spectrum data; where N is the number of samples of the cross spectrum data; and M is a predetermined integer. Means for generating data of the number of samples MN by adding zero-valued samples of the above; Means for taking the absolute value, the inverse discrete Fourier transform of the absolute value propagation path length measuring device, characterized in that configured with a means for determining the time lag which gives the maximum value of the output of the means for taking.
ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号成分抑圧手段出力信号に対して、互いに隣
り合う２つのサンプルの間に所定の数の零値サンプルを
挿入して新たな信号を作る第１の手段、 上記第１の零値サンプル挿入手段の出力信号を入力とす
る、所定のカットオフ周波数を持つ第１の低域通過ディ
ジタルフィルタ、 上記信号遅延手段出力信号に対して、互いに隣り合う２
つのサンプルの間に上記所定の数の零値サンプルを挿入
して新たな信号を作る第２の手段、 上記第２の零値サンプル挿入手段の出力信号を入力とす
る、所定のカットオフ周波数を持つ第２の低域通過ディ
ジタルフィルタ、 上記第１の低域通過ディジタルフィルタ出力と上記第２
の低域通過ディジタルフィルタ出力との相互相関関数を
計算してその絶対値をとる手段、 上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力の最大値を与
えるタイムラグを求めて出力する手段を備えて構成され
たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。4. A transmitting device that emits a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using a modulated signal as a transmitting signal, and is disposed at a predetermined distance from the transmitting device. Among the radiated transmission waves, a reflected echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device are simultaneously received by a first receiving antenna, and the received signal is amplified and phase-detected, and then converted to a digital signal. First
Receiving means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device with a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal,
A second receiving means for converting into a digital signal, the first receiving means output signal and the second receiving means output signal being input, and the second receiving means receiving the first receiving means output signal from the transmitting device included in the first receiving means output signal. Means for suppressing an unnecessary signal due to a transmission wave directly arriving at one receiving means, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, and outputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means. Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter, wherein the unnecessary signal suppressing means comprises a multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; Means for subtracting the output signal of the multiplying means; inputting the output signal of the second receiving means and the output signal of the subtracting means to reduce the average power of the output signal of the subtracting means to a minimum value or a minimum value; Means for calculating the weighting factor so that the delay time estimating means outputs a predetermined number of zero-valued samples between two adjacent samples with respect to the output signal of the unnecessary signal component suppressing means. First means for inserting a new signal by insertion, a first low-pass digital filter having a predetermined cutoff frequency and having an output signal of the first zero value sample insertion means as input, and the signal delay means For the output signal, two adjacent
A second means for inserting the predetermined number of zero-valued samples between two samples to generate a new signal; a predetermined cutoff frequency having an output signal of the second zero-valued sample insertion means as an input; A second low-pass digital filter having the output of the first low-pass digital filter and the second low-pass digital filter;
Means for calculating the cross-correlation function with the output of the low-pass digital filter and obtaining its absolute value; means for obtaining and outputting a time lag giving the maximum value of the output of the means for obtaining the cross-correlation function absolute value A propagation path length measuring device, characterized in that:
ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
装置と、 上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
る手段、 を備え、 上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、 を備え、 上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号成分抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変
換を計算する第１の手段、 Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力データの
サンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記第１の離
散フーリエ変換計算手段出力データの（Ｎ／２）番目と
（Ｎ／２＋１）番目のサンプル間に（ＭＮ−Ｎ）個の零
値サンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る第
１の手段、 上記第１の零値サンプル挿入手段出力の逆離散フーリエ
変換を計算する第１の手段、 上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算
する第２の手段、 サンプル数Ｎの上記第２の離散フーリエ変換計算手段出
力データの（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサン
プルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサ
ンプル数ＭＮのデータを作る第２の手段、 上記第２の零値サンプル挿入手段出力の逆離散フーリエ
変換を計算する第２の手段、 上記第１の逆離散フーリエ変換計算手段出力と上記第２
の逆離散フーリエ変換計算手段出力との相互相関関数を
計算し、その絶対値をとる手段、 上記相互相関関数絶対値をとる手段の出力の最大値を与
えるタイムラグを求める手段を備えて構成されたことを
特徴とする伝搬経路長計測装置。5. A transmitting device that radiates a transmitting wave to an external space via a transmitting antenna by using a modulated signal as a transmitting signal, and is disposed at a predetermined distance from the transmitting device. Among the radiated transmission waves, a reflected echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device are simultaneously received by a first receiving antenna, and the received signal is amplified and phase-detected, and then converted to a digital signal. First
Receiving means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device with a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal,
A second receiving means for converting into a digital signal, the first receiving means output signal and the second receiving means output signal being input, and the second receiving means receiving the first receiving means output signal from the transmitting device included in the first receiving means output signal. Means for suppressing an unnecessary signal due to a transmission wave directly arriving at one receiving means, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, and outputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means. Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter, wherein the unnecessary signal suppressing means comprises: a multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; Means for subtracting the output signal of the multiplying means; inputting the output signal of the second receiving means and the output signal of the subtracting means to minimize or minimize the average power of the output signal of the subtracting means Means for calculating the weighting factor so that the delay time estimating means calculates a discrete Fourier transform of an output signal of the unnecessary signal component suppressing means, and N denotes the first discrete Fourier. Assuming that the number of samples of the transform calculation means output data, M, is a predetermined integer, (MN−M−N) is between the (N / 2) th and (N / 2 + 1) th samples of the first discrete Fourier transform calculation means output data. N) first means for inserting zero-valued samples to generate data of the number of samples MN; first means for calculating an inverse discrete Fourier transform of the output of the first zero-valued sample inserting means; Second means for calculating a discrete Fourier transform of the output signal of the second discrete Fourier transform calculating means having the number of samples N between (N / 2) th and (N / 2 + 1) th samples of the output data. Second means for inserting NN) zero value samples to generate data of the number of samples MN; second means for calculating an inverse discrete Fourier transform of the output of the second zero value sample insertion means; 1 output of the inverse discrete Fourier transform calculating means and the second
The cross-correlation function number of the inverse discrete Fourier transform computation means outputs <br/> calculated, means for taking the absolute value, means for determining the time lag which gives the maximum value of the output of the means for taking the absolute value the correlation function A propagation path length measuring device characterized by comprising:
ンテナを介して送信波を外部空間に向けて放射する送信
装置と、上記送信装置と所定の距離をおいて配置され、 上記送信装置から放射された上記送信波のうち、目標か
らの反射エコーと上記送信装置から直接到達する送信波
を第１の受信アンテナで同時に受信し、この受信信号を
増幅・位相検波した後、ディジタル信号に変換する第１
の受信手段、 上記送信装置から直接到達する送信波を第２の受信アン
テナで受信し、この受信信号を増幅・位相検波した後、
ディジタル信号に変換する第２の受信手段、 上記第１の受信手段出力信号と上記第２の受信手段出力
信号を入力として、上記第１の受信手段出力信号中に含
まれる上記送信装置から上記第１の受信手段に直接到達
する送信波による不要信号を抑圧する手段、 上記第２の受信手段出力信号を所定の時間だけ遅延させ
る手段、 上記不要信号抑圧手段出力信号と上記信号遅延手段出力
信号を入力とし、後者に対する前者の遅延時間を推定す
る手段、を備え、上記不要信号抑圧手段が、 上記第２の受信手段出力信号に荷重係数を乗ずる乗算手
段、 上記第１の受信手段出力信号から上記乗算手段出力信号
を減算する手段、 上記第２の受信手段出力信号と上記減算手段出力信号と
を入力して、上記減算手段出力信号の平均電力を最小も
しくは最小に近づけるように上記荷重係数を計算する手
段、を備え、上記遅延時間推定手段が、 上記不要信号抑圧手段の出力信号の離散フーリエ変換を
計算する第１の手段、 Ｎを上記第１の離散フーリエ変換計算手段出力データの
サンプル数、Ｍを所定の整数とするとき、上記第１の離
散フーリエ変換計算手段出力の（Ｎ／２）番目と（Ｎ／
２＋１）番目のサンプルの間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サ
ンプルを挿入してサンプル数ＭＮのデータを作る第１の
手段、 上記信号遅延手段の出力信号の離散フーリエ変換を計算
する第２の手段、 サンプル数Ｎの上記第２の離散フーリエ変換計算手段出
力の（Ｎ／２）番目と（Ｎ／２＋１）番目のサンプルの
間に（ＭＮ−Ｎ）個の零値サンプルを挿入してサンプル
数ＭＮのデータを作る第２の手段、 上記第２の零値サンプル挿入手段出力の複素共役をとる
手段、 上記複素共役手段出力と上記第１の零値サンプル挿入手
段出力を掛け合わせて相互スペクトルデータを求める手
段、 上記相互スペクトルデータを平滑する手段、 上記相互スペクトルデータ平滑手段出力を逆離散フーリ
エ変換してその絶対値をとる手段、 上記逆離散フーリエ変換の絶対値をとる手段の出力の最
大値を与えるタイムラグを求める手段を備えて構成され
たことを特徴とする伝搬経路長計測装置。6. A transmitting device that emits a transmission wave toward an external space via a transmitting antenna by using a modulated signal as a transmitting signal, and a transmitting device that is disposed at a predetermined distance from the transmitting device. Among the radiated transmission waves, a reflected echo from a target and a transmission wave directly arriving from the transmission device are simultaneously received by a first receiving antenna, and the received signal is amplified and phase-detected, and then converted to a digital signal. First
Receiving means for receiving a transmission wave directly arriving from the transmitting device with a second receiving antenna, amplifying and phase-detecting the received signal,
A second receiving means for converting into a digital signal, the first receiving means output signal and the second receiving means output signal being input, and the second receiving means receiving the first receiving means output signal from the transmitting device included in the first receiving means output signal. Means for suppressing an unnecessary signal due to a transmission wave directly arriving at one receiving means, means for delaying the output signal of the second receiving means by a predetermined time, and outputting the output signal of the unnecessary signal suppressing means and the output signal of the signal delay means. Means for estimating the delay time of the former with respect to the latter, wherein the unnecessary signal suppressing means comprises a multiplying means for multiplying the output signal of the second receiving means by a weighting factor; Means for subtracting the output signal of the multiplying means; inputting the output signal of the second receiving means and the output signal of the subtracting means to reduce the average power of the output signal of the subtracting means to a minimum value or a minimum value; Means for calculating the weighting factor so that the output of the unnecessary signal suppressing means is calculated by a discrete Fourier transform of the unnecessary signal suppressing means, and N is the first discrete Fourier transform. When the number of samples of the calculation means output data, M, is a predetermined integer, the (N / 2) th and (N /
First means for inserting (MN-N) zero-valued samples between (2 + 1) -th samples to generate data of the number of samples MN; second means for calculating a discrete Fourier transform of an output signal of the signal delay means; Means (MN-N) zero-valued samples are inserted between the (N / 2) -th and (N / 2 + 1) -th samples of the output of the second discrete Fourier transform calculating means having the number of samples N A second means for generating data of the number of samples MN; a means for taking a complex conjugate of the output of the second zero-value sample inserting means; Means for obtaining spectrum data; means for smoothing the cross spectrum data; means for performing an inverse discrete Fourier transform on an output of the cross spectrum data smoothing means to obtain an absolute value; A propagation path length measuring device comprising means for obtaining a time lag that gives a maximum value of an output of a means for taking a pair value.
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1992
- 1992-07-23 JP JP4197194A patent/JP2743719B2/en not_active Expired - Fee Related
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