JP2742359B2 - スペクトル拡散通信方式 - Google Patents

スペクトル拡散通信方式

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JP2742359B2 JP24765492A JP24765492A JP2742359B2 JP 2742359 B2 JP2742359 B2 JP 2742359B2 JP 24765492 A JP24765492 A JP 24765492A JP 24765492 A JP24765492 A JP 24765492A JP 2742359 B2 JP2742359 B2 JP 2742359B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直接拡散スペクトル拡
散通信方式に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
（ＡＭ（振幅変調）、ＦＭ（周波数変調）、ＢＰＳＫ
（２相位相シフトキーイング）、ＱＰＳＫ（４相位相シ
フトキーイング）等）を用いた通信が一般に実用されて
いる。これらは、受信機における復調を比較的小型の回
路で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音に弱いとい
う欠点も有している。
【０００３】これに対してスペクトル拡散通信方式は、
送信側ではデータ（アナログ、ディジタルどちらでも構
わない）の周波数スペクトルをＰＮ（ｐｓｅｕｄｏ ｎ
ｏｉｓｅ：擬似ランダム）符号によって拡散し、受信機
側で該ＰＮ符号と時間同期（相関）をとる事でマルチパ
ス及び狭帯域雑音の影響を軽減するという特徴を有し、
重要な技術として注目されている。
【０００４】スペクトル拡散の手法には、直接拡散、周
波数ホッピング、時間ホッピング及びこれらのうちのい
くつかを組み合わせたハイブリッド方式等があり、この
中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり速いチップ
速度を持つＰＮ符号をデータに乗算する事でスペクトル
を拡散する手法で、回路的にも他の手法に比べて容易に
実現でき、またＰＮ符号の区別によって同じ周波数帯域
での多重通信が可能となる。このような多重方式をＣＤ
ＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ
Ａｃｃｅｓｓ：コード分割多元接続）、またはＳＳＭ
Ａ（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｍｕｌｔｉｐｌ
ｅ Ａｃｃｅｓｓ：スペクトル拡散多元接続）と呼ぶ。
【０００５】直接拡散方式を用いたスペクトル拡散通信
システムの概略のブロック図を図１３に示す。ここで図
中（ａ）は送信系、（ｂ）は受信系に関するものであ
る。
【０００６】送信機側では、図１３（ａ）に示すよう
に、ａ(ｔ)なる情報１を情報変調部２３で変調を行う事
によりｂ(ｔ)という信号とし、これにＰＮ発生器２ａで
発生されたＰＮ符号ｃ(ｔ)（＋１または−１を擬似ラン
ダムにとるディジタル信号）が乗算器４ａにより乗算さ
れる。このＰＮ発生器２ａは、基準クロック発生部３の
クロックにより駆動される。ここで情報ａ(ｔ)のデータ
速度に比べてＰＮ符号ｃ(ｔ)のチップ速度は非常に速い
ので、乗算器４ａ出力ｓ(ｔ)の周波数スペクトルはｂ
(ｔ)に比べて拡散される。この拡散された信号ｓ(ｔ)は
周波数変換部８によりＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅ
ｎｃｙ：無線周波数）帯に周波数変換され、電力増幅部
９により電力増幅され、送信用アンテナ１０より送信さ
れる。
【０００７】受信機側では、図１３（ｂ）に示すよう
に、受信用アンテナ１１により受信された信号は、ＲＦ
増幅部１２により電力増幅され、周波数変換部１３によ
りＩＦ（ｉｎｔｅｒｍｉｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｂｃ
ｙ：中間周波数）帯に変換される。中間周波数に変換さ
れた信号は、ＰＮ発生器２ｂで発生された送信機側ｃ
(ｔ)と同じ系列を持つＰＮ符号ｃ(ｔ)と乗算器４ｄによ
り乗算される。ここで、受信機内ＰＮ発生器２ｂで発生
されるＰＮ符号と、受信信号に含まれるＰＮ符号とは時
間的に同期している必要がある。このために帰還ループ
構造を持つような時間弁別制御回路２４が用意されてお
り、ＰＮ発生器２ｂとともに同期部Ｓを構成している。
ここでＰＮ符号が除去される事により乗算器出力はデー
タのみで変調された狭帯域信号に戻る。これを情報復調
部１６に通す事により情報１を得る事ができる。
【０００８】受信機相関部（同期部Ｓ）で時間同期をと
る事から、時間的に遅れて到達するマルチパスの影響は
軽減され、また受信機内ＰＮ発生器２ｂで発生させたＰ
Ｎ符号を乗算器４ｂにより受信信号に乗算する事から、
受信アンテナに入力した狭帯域雑音は拡散され、影響も
軽減される。
【０００９】このようにスペクトルを拡散する事で広い
帯域幅で通信が行われる事になり、マルチパスや狭帯域
雑音に対してより効果的な通信が可能となる。
【００１０】スペクトル拡散通信方式及び図１３に関し
ては科学技術出版社発行の「スペクトル拡散通信システ
ム」ｐ１０〜ｐ１６に詳しく述べられている。
【００１１】またその他の復調法としてマッチドフィル
タを用いるものがある。一例としてＳＡＷ（弾性表面
波）素子を用いたマッチドフィルタの構成例を図１４に
示す。これは、受信信号に含まれるＰＮ符号及び中心周
波数と、マッチドフィルタにあらかじめ設定されたＰＮ
符号及び中心周波数が一致したときにのみ相関がとれ、
大きな出力が得られるよう構成されている。またこのと
きの出力波形は図１５（ａ）のようになる。これに、受
信信号と同期のとれた、受信機側で発生させた局部基準
信号（図１５（ｂ））を乗算する事で情報に応じてプラ
ス側あるいはマイナス側の三角波状のパルス（図１５
（ｃ））を得る。このパルスを判定する事で情報復調が
可能となる。
【００１２】また受信機側の回路を簡易小型化するため
に、搬送波のＩ成分（Ｉｎ ｐｈａｓｅ：同相成分）と
Ｑ成分（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ：直交成分）を用い、ど
ちらか一方をデータとＰＮ符号で、他方を該ＰＮ符号の
みで変調し、これら２波を複合して送信し、受信機側
で、双方をベースバンドに周波数変換した後に処理する
事で受信機内でＰＮ符号を発生させる事なく逆拡散を行
うという手法もある。
【００１３】この手法については、特開平４−８０２８
「スペクトル拡散通信方式」に詳しく述べられている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】このように直接拡散通
信方式では、従来の狭帯域通信に比べマルチパスや狭帯
域雑音に強い反面、受信機側に逆拡散（相関）回路が必
要となり、またこの回路は一般的に帰還ループ構造を持
つ事から、受信機は狭帯域通信用に比べて大型で複雑に
なる。
【００１５】またＰＮ符号の同期を確認する手法とし
て、一般には、受信信号と受信機内で発生させたＰＮ符
号とを乗算し、その結果をある時間分積分したものがあ
るスレッショルドレベル（しきい値）を越えたかどうか
で逆拡散（相関）が確認される。つまり、積分時間によ
って違いはあるが、同期を確認するにはある程度の時間
を要する。これは例えば積分時間をｔ[ｓｅｃ．]、コー
ド長をｎ[ｃｈｉｐｓ]とし、１／２チップずつずらせて
同期を確認しようとした場合、最大２ｎｔ[ｓｅｃ．]の
時間が必要となる。
【００１６】またＣＤＭＡにおいて、それぞれの回線に
は相互相関特性、及び自己相関特性の良いＰＮ符号が割
り当てられるが、一般にこのような良い特性を持つコー
ド数は非常に少なく、多重回線数がコード数によって限
定される事が多い。さらに前述のようなマッチドフィル
タを用いて復調を行う場合、ＰＮ符号のチップ速度をｆ
PN[ｃｈｉｐｓ／ｓｅｃ．]、マッチドフィルタの出力は
幅（２／ｆPN）[ｓｅｃ．]の三角波状のパルスで変調さ
れた信号となる。この信号に同期した搬送波を乗じる事
でパルスがプラス側のみ、またはマイナス側のみとな
り、これを判別する事で情報復調が可能となる。このよ
うにこの手法を用いると、相関は瞬時に行われるが、出
力される時間はわずか（２／ｆPN）[ｓｅｃ．]（図１５
（ａ））の間だけであり、この短い時間に搬送波と同期
をとるのは現実的には非常に困難である。
【００１７】この問題を解決する手法として、ＣＳＫ方
式（ｃｏｄｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ：コードシフ
トキーイング）と呼ばれるものがある。これはデータに
よって異なる符号（ＰＮ符号）が割り当てられ、送信側
では、データに応じて選択された符号がＢＰＳＫ変調さ
れて送信され、受信側では、すべてのＰＮ符号に対応し
たマッチドフィルタをそれぞれ用意しておき、どのマッ
チドフィルタから出力が得られたかを判断する事で、デ
ータを復調するという方式である。しかしこの方式では
２値データを送信する場合で各回線当たり２つ、４値デ
ータを送信する場合で各回線当たり４つのＰＮ符号が割
り当てられるので、ＰＮ符号の数から回線数はより限定
される事になる。
【００１８】その他前述の従来例に挙げた、搬送波のＩ
成分とＱ成分を用いて逆拡散用ＰＮ符号も同時に送信す
る手法では、搬送波再生を逆拡散より以前に行う必要が
あり、一般的にスペクトル拡散通信の場合、逆拡散前に
はＣ／Ｎ（信号対雑音比）がマイナス（雑音電力が信号
電力より大きい）である事から搬送波再生は非常に困難
である。
【００１９】本発明では、直接拡散スペクトル拡散通信
方式において、逆拡散（相関）及び搬送波除去を容易に
迅速、かつ小型の回路で実現する事を目的としている。
さらに、同時に多重回線数を増やす事も可能とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】２進ディジタルデータ及
び第１のＰＮ符号で２相位相変調された信号と、該ＰＮ
符号と等チップ速度、等コード長で系列の異なる第２の
ＰＮ符号のみで２相位相変調された信号の２波を生成
し、これら２波を複合し送信する手段を有する送信機
と、第１のＰＮ符号に対応するマッチドフィルタを経由
した受信信号と、第２のＰＮ符号に対応するマッチドフ
ィルタを経由した受信信号とを乗算する手段を有する受
信機、により構成した。あるいは、データが乗算される
第１のＰＮ符号と、データが乗算されない第２のＰＮ符
号が同じ系列である送信機と、送信ＰＮ符号に対応する
マッチドフィルタを経由した受信信号と、送信機側遅延
部と同じ遅延量を持つ遅延部と該マッチドフィルタを経
由した受信信号とを乗算する手段を有する受信機、より
構成した。
【００２１】あるいは生成された２波のうち、どちらか
一方を他方に対して任意の時間遅延させた後に複合し送
信する手段を有する送信機と、送信機側で遅延させた信
号に含まれるＰＮ符号に対応するマッチドフィルタを経
由した受信信号と、送信機側で遅延されていない方の信
号に含まれるＰＮ符号に対応するマッチドフィルタと送
信機側遅延量と同じ遅延量をもつ遅延部を経由した受信
信号を乗算する手段を有する受信機、により構成した。
【００２２】あるいは上記構成において、生成された２
波のうち、どちらか一方を他方に対して任意の時間遅延
させた後に複合する送信機と、送信機側で遅延されてい
ない方の信号に含まれるＰＮ符号に対応するマッチドフ
ィルタが置かれた径路に送信機側遅延部と同じ遅延量を
有する遅延部を置き、両径路出力を乗算する事で復調す
る受信機、により構成した。
【００２３】あるいは、上記手法において、第１及び第
２のＰＮ符号を同じ系列とした、同様の送信機と、２径
路に置かれたそれぞれのマッチドフィルタが、送信ＰＮ
符号に対応して共に同じ構成であり、両径路出力を乗算
する事で復調を行う機能を有する受信機、あるいは受信
信号を、送信ＰＮ符号に対応するマッチドフィルタを経
由した後に分波し、送信機側遅延部と同じ遅延量を持つ
遅延部を有し、遅延部を経由した信号と遅延部を経由し
ない信号とを乗算する手段を有する受信機、より構成し
た。
【００２４】また、遅延時間の区別によって多重通信を
行った。さらに、それぞれの遅延時間の差をＰＮ符号１
チップ分以上として多重通信を行った。加えて遅延時間
の区別により多重通信を行いながら、さらにＰＮ符号の
区別による多重通信を付加した。さらに、１入力に対し
２つの出力端子が用意され、送信機側より送信される２
種類のＰＮ符号それぞれに対応するよう構成されたＳＡ
Ｗマッチドフィルタを用いた。加えてどちらか一方の相
関出力信号を他方に比べて遅延させるような手段を有す
るＳＡＷマッチドフィルタを用いた。また、ある時間差
をもって同系列のＰＮ符号に対応するよう構成されたＳ
ＡＷマッチドフィルタを用いた。また、全回線で使用さ
れるＰＮ符号が互いに直交しているようにした。さらに
情報復調時に用いられるパルス状の相関出力信号のみを
通すような時間窓を置いた。
【００２５】
【作用】本発明によれば、送信機側でディジタルデータ
ｄ（ｔ）及び第１のＰＮ符号ｐ1（ｔ）でＢＰＳＫ変調
された信号と、該ＰＮ符号ｐ1（ｔ）と同じチップ速
度、同じコード長で系列の違う第２のＰＮ符号ｐ
2（ｔ）のみでＢＰＳＫ変調された信号を生成し、これ
ら２波を合波器により複合し、周波数変換、電力増幅し
た後にアンテナより送信する。
【００２６】受信機側では、アンテナにより受信された
信号を電力増幅し、ＩＦ帯に周波数変換した後に２経路
に分配する。そして一方にはＰＮ符号ｐ1（ｔ）に対応
したマッチドフィルタを置き、もう一方の経路にはＰＮ
符号ｐ2（ｔ）に対応したマッチドフィルタを置き、両
径路出力を乗算する事で復調する。
【００２７】また送信機側において、生成した２信号の
うちどちらか一方の信号を遅延回路によって任意の時間
遅延させた後に複合し、周波数変換、電力増幅された後
に送信する。
【００２８】受信機側では、受信した信号を電力増幅
し、ＩＦ帯に周波数変換した後に分配器により２径路に
分配し、一方の径路には送信機側で遅延させなかった信
号に含まれるＰＮ符号に対応するマッチドフィルタを置
き、もう一方には送信機側で遅延させてない側の信号に
含まれるＰＮ符号に対応するマッチドフィルタと、送信
側と同じ遅延量をもつ遅延回路を置く。ここでこの遅延
回路はマッチドフィルタの前後どちらでも構わない。こ
の両経路の出力を乗算する事で復調を行う。
【００２９】あるいは、送信機側で、ＰＮ符号ｐ
1（ｔ）とデータｄ（ｔ）でＢＰＳＫ変調された信号
と、もう一方で該信号と同系列のＰＮ符号ｐ1（ｔ）の
みでＢＰＳＫ変調された信号を生成し、以上２つの信号
のうち、遅延部においてどちらか一方を他方に対して少
なくとも該ＰＮ符号１チップ以上遅延させた後、合波器
によってこれら２波を複合し、この後、周波数変換、電
力増幅して、アンテナより送信される。
【００３０】受信機側では、アンテナより受信された受
信信号を電力増幅し、周波数変換した後に２径路に分配
し、一方には該ＰＮ符号に対応したマッチドフィルタを
置き、もう一方の径路には該マッチドフィルタに加えて
送信機側と同じ遅延時間を有する遅延部を置き、マッチ
ドフィルタのみを経由した出力と、マッチドフィルタと
遅延部を経由した出力とを乗算器によって乗算する事で
搬送波を除去し情報復調を容易にする。
【００３１】または上記手法において、受信機側で、該
マッチドフィルタを経由した後に分波し、どちらか一方
を送信機側遅延部と同じ遅延量を有する遅延部を経由さ
せた後に、これら両径路出力を乗算器によって乗算する
事で情報復調を行う。
【００３２】また、各回線間で遅延部遅延時間を区別す
る事によって多重通信を行う事、さらに遅延時間の区別
に加えてコード分割による多重も同時に行う事も可能で
ある。加えて、遅延時間の区別によって多重を行う際、
この遅延時間差を少なくともＰＮ符号１チップ以上とす
る。
【００３３】さらに、受信機側でマッチドフィルタを用
いる際、１入力２出力とし、送信側から２種類のＰＮ符
号を送信した場合には、この２種類のＰＮ符号それぞれ
に対するＳＡＷマッチドフィルタが構成され、各マッチ
ドフィルタから別々の出力が得られるよう構成する。さ
らに出力に時間差を持たせる事も可能である。また、１
種類のコードでΔｔの時間差をもって２信号送信される
場合には、同じＰＮ符号に対応して、出力時間にΔｔだ
けの時間差をもって出力されるようＳＡＷマッチドフィ
ルタを構成する。これにより、分波器、２個のマッチド
フィルタ、さらに遅延部までが同時に１つの素子で実現
できる。
【００３４】また、多重を行う場合、すべての回線に用
いられるＰＮ符号が互いに直交（相関値が０）であるよ
うに設定する事で、より効果的に実現できる。
【００３５】さらに、受信機側乗算器出力より得られた
パルス状の出力よりデータ復調する際、このパルス状出
力しか通さないような時間窓を設置する事でより効果的
に通信を行う事が実現できる。
【００３６】
【実施例】図１は本発明に係る一実施例の概略のブロッ
ク図であり、図中（ａ）は送信系を、（ｂ）は受信系を
示す。以後図１を用いてその構成を動作と共に説明す
る。
【００３７】まず図１（ａ）を用いて送信系について説
明する。ここで情報１（＋１または−１のどちらかの値
をとるディジタルデータ）をｄ（ｔ）とする。このｄ
（ｔ）は乗算器４ａにより、ＰＮ符号発生部２ａにより
発生されたＰＮ符号ｐ1（ｔ）と乗算されｄ（ｔ）・ｐ1
（ｔ）となる。ここでＰＮ符号発生部２ａは、ＰＮ符号
発生用基準クロック発生器３によって発生された基準ク
ロック(ｆPN［Ｈｚ］）によって駆動されており、デー
タのビット速度をｆd［Ｈｚ］とすると、一般にｆPN＞
＞ｆdであり、よってｄ（ｔ）・ｐ1（ｔ）の周波数スペ
クトルはｄ（ｔ）のそれに比べて拡散された事になる。
ここでｐ1（ｔ）のコード長をＬチップ（Ｌ：整数）と
し、データ１ビット当たりＰＮ符号１周期が当てられて
いるとするとｆPN＝Ｌ・ｆdとなる。この後ＢＰＳＫ変
調器５ａで基準発振器６の搬送波（ｆi［Ｈｚ］）を用
いてＢＰＳＫ変調される。ここでこの信号をｃ1（ｔ）
とすると c1(t)=d(t)・p1(t)・cosωit と表せる。ここでωi＝２πｆiである。このｃ1（ｔ）
はこの後合波器７に入力される。
【００３８】また、先のＰＮ符号ｐ1（ｔ）と同じクロ
ックｆPNで駆動されるＰＮ符号発生部２ｂで発生された
ＰＮ符号ｐ2（ｔ）は、データと乗算されずそのままＢ
ＰＳＫ変調部５ａで、前述と同様基準発振器６によって
発生された搬送波ｆiを用いてＢＰＳＫ変調される。よ
ってここでの信号をｃ2（ｔ）とすると c2(t)=p2(t)・cosωit と表せる。ここでωi＝２πｆiである。またｐ
2（ｔ）、は前述のｐ1（ｔ）と系列長も同じで同期がと
れているが、系列は異なるＰＮ符号である。この後ｃ2
（ｔ）は合波器７に入力される。
【００３９】これらｃ1（ｔ）、ｃ2（ｔ）の２波は、合
波器７によって合波されｃ（ｔ）となり c(t)=c1(t)+c2(t)=d(t)・p1(t)・cosωit＋p2(t)・cosωit と表せる。この信号ｃ（ｔ）は周波数変換部８によって
ＲＦ帯に周波数変換され、電力増幅部９によって電力増
幅された後にアンテナ１０によって通信路に送出され
る。
【００４０】図１（ｂ）を用いて受信系について説明す
る。まずアンテナ１１によって受信された受信信号は、
ＲＦ増幅部１２によって電力増幅され、周波数変換部１
３によってＩＦ帯に周波数変換され、分配器１４によっ
て２経路に分配される。ここでＩＦ周波数は送信機側と
同様ｆi［Ｈｚ］とする。この後、一方の信号はマッチ
ドフィルタ１５ａに入力される。このマッチドフィルタ
はＰＮ符号ｐ1（ｔ）に対応した構成となっている。ま
た、分配器１４のもう一方の出力はマッチドフィルタ１
５ｂに入力される。ここでこのマッチドフィルタ１５ｂ
は、ＰＮ符号ｐ2（ｔ）に対応した構成となっている。
【００４１】この両マッチドフィルタ出力は、前述のよ
うにＰＮ符号１周期毎に幅（２／ｆPN）［ｓｅｃ．］の
三角波状のパルスで正弦波を変調したような波形とな
る。ここでマッチドフィルタ１５ａ出力はデータを含ん
でおり、搬送波がデータに応じて正転、または反転して
いるが、マッチドフィルタ１５ｂ出力はデータを含んで
おらず搬送波は常に正転のままである。よってこれら両
出力を乗算器４ｄにより乗算する事により、データに応
じたパルスが得られる。これを情報復調部１６で判別す
る事で情報１を得る。
【００４２】ここで情報復調部１６は、三角波状のパル
スからデータクロックを再生し、そのクロックに応じて
パルスがプラス側か、マイナス側かを判別するような回
路である。
【００４３】この復調過程を図２に示す。ここで図中
（ａ）はデータｄ（ｔ）、（ｂ）はＰＮ符号ｐ
1（ｔ）、（ｃ）はＢＰＳＫ変調部５ａ出力、（ｄ）は
ＢＰＳＫ変調部５ｂ出力、（ｅ）は受信機側マッチドフ
ィルタ１５ａ出力、（ｆ）はマッチドフィルタ１５ｂ出
力、（ｇ）は乗算器４ｄ出力を表している。またここで
送受信機間の伝搬時間は無視している。本図において、
図２（ｅ）はｄ（ｔ）・ｐ1（ｔ）・ｃｏｓωiｔに関し
て得られた出力であり、この三角波状のパルスに含まれ
る搬送波成分はデータｄ（ｔ）に応じて正転もしくは反
転している。これに対し図２（ｆ）はｐ2（ｔ）・ｃｏ
ｓωiｔに関して得られた出力であり、この三角波状の
パルスに含まれる搬送波成分は常に正転である。よって
これら２出力を乗算する事で搬送波成分が除去され、図
２（ｇ）のようにデータｄ（ｔ）に応じてプラス側、も
しくはマイナス側のパルスが得られ、これを情報復調部
１６を経由させる事でデータ復調が可能となる。
【００４４】図３は本発明に係る第２の実施例の概略ブ
ロック図であり、図中（ａ）は送信系を、（ｂ）は受信
系を表す。ここで第１の実施例との相違点は送信する２
信号に時間差を持たせた事にある。
【００４５】まず図３（ａ）を用いて送信機側の構成を
動作と共に説明する。情報１（＋１または−１のどちら
かの値をとるディジタルデータ）を、前述と同様ｄ
（ｔ）とすると、ｄ（ｔ）は乗算器４ａによって、ＰＮ
符号発生部２ａによって発生されたＰＮ符号ｐ1（ｔ）
と乗算される。このＰＮ符号発生部２ａは、ＰＮ符号発
生用基準クロック発生器３で発生された基準クロックｆ
PNによって駆動される。前述と同様、データ速度をｆd
［Ｈｚ］、ＰＮ符号ｐ1（ｔ）のコード長をＬチップ
（Ｌ：整数）とすると、ｆPNとｆdの関係はｆPN＝Ｌ・
ｆdであるとする。
【００４６】この乗算器４ａ出力ｄ（ｔ）・ｐ1（ｔ）
はＢＰＳＫ変調部５ａによってＢＰＳＫ変調され、合波
器７に入力される。この合波器７入力をｃ1（ｔ）とす
ると c1(t)=d(t)・p1(t)・cosωit と表せる。
【００４７】一方同じ基準クロックｆPNによって駆動さ
れるＰＮ符号発生部２ｂによって発生されたＰＮ符号ｐ
2（ｔ）はそのままＢＰＳＫ変調部５ｂによってＢＰＳ
Ｋ変調される。ここでの信号をｃ2（ｔ）とすると c2(t)=p2(t)・cosωit と表せる。このｃ2（ｔ）は、遅延部１７ａによりΔｔ
［ｓｅｃ．］（任意の時間）だけ遅延された後、合波器
７に入力される。ここで遅延部とは、ＬＣ等によって構
成されるパッシヴディレイライン、ＳＡＷ素子等でも構
わない。ただしこの場合には、スペクトル拡散された広
帯域信号を通過させるものでなければならない。またＢ
ＰＳＫ変調部や乗算器等がディジタル回路で実現可能で
あれば、ディジタル的に遅延させても構わない。この合
波器入力をｃ2（ｔ−Δｔ）とすると c2(t-Δt)=p2(t-Δt)・cosωi(t-Δt) と表せる。
【００４８】合波器７出力をｃ（ｔ）とすると、ｃ
（ｔ）はｃ1（ｔ）とｃ2（ｔ−Δｔ）の和で表せるから c(t)=c1(t)+c2(t-Δt) =d(t)・p1(t)・cosωit+p2(t-Δt)・cosωi(t-Δt) となる。この後ｃ（ｔ）は、前述の実施例と同様にして
通信路に送出される。
【００４９】次に図３（ｂ）を用いて受信系について説
明する。ここでも前述の実施例同様にして（ＩＦ帯ここ
でＩＦとは送信機と同様ｆiとする）に周波数変換され
た受信信号は、この後分配器１４により２経路に分配さ
れる。このうち一方は、そのままマッチドフィルタ１５
ｂに入力される。ここでこのマッチドフィルタ１５ｂ
は、ＰＮ符号ｐ2（ｔ）に対応した構成となっている。
この後、マッチドフィルタ１５ｂ出力は乗算器４ｄに入
力される。
【００５０】また、もう一方はマッチドフィルタ１５ａ
に入力される。ここでこのマッチドフィルタ１５ａは、
ＰＮ符号ｐ1（ｔ）に対応した構成となっている。この
パルス状の出力は、送信機内遅延部１７ａと同じ遅延量
をもつ遅延部１７ｄを経由してΔｔだけ遅延された後に
乗算器４ｄに入力される。この乗算器４ｄ出力は搬送波
成分が除去された、プラス側またはマイナス側のパルス
となっており、これを情報復調部１６を経由させる事に
より情報１を得る。
【００５１】この復調過程を図４を用いて説明する。こ
こで送受信間の伝搬遅延時間はないものとしている。図
中（ａ）はデータｄ（ｔ）、（ｂ）はＢＰＳＫ変調部５
ａ出力、（ｃ）はＢＰＳＫ変調部５ｂ出力、（ｄ）は遅
延部１７ａ出力、（ｅ）はマッチドフィルタ１５ｂ出
力、（ｆ）はマッチドフィルタ１５ａ出力、（ｇ）は遅
延部１７ｂ出力、（ｈ）は乗算器４ｄ出力を示す。
【００５２】マッチドフィルタ１５ｂはｐ2（ｔ）に対
応した構成となっているから、受信したｃ1（ｔ）、ｃ2
（ｔ）の合成波のうちｃ1（ｔ）についてはほとんだ出
力が得られない。よって図４（ｅ）のように、ｃ2（ｔ
−Δｔ）に同期したタイミングでパルスが得られる。ま
たマッチドフィルタ１５ａは同様にｃ2（ｔ）に関する
出力はほとんど得られない。よって図４（ｆ）のように
ｃ1（ｔ）に同期したタイミングでパルスが得られる。
これら２出力は図より明らかにΔｔだけずれている。よ
ってマッチドフィルタ１５ａ出力を遅延部１７ｄを経由
させる事によりΔｔだけ遅延させる。この結果、乗算器
４ｄに入力される２波は同期がとれるようになり、それ
ぞれに含まれる搬送波成分位相の差異によって図４
（ｈ）のようなパルスが得られ、情報復調が可能とな
る。
【００５３】また、受信機側において、遅延部１７ｄと
マッチドフィルタ１５ａを入れ換えても乗算器４ｄに入
力される信号は変わらないので、明らかに前述と同じ結
果が得られる。
【００５４】図５（ａ）及び（ｂ）は本発明の第３の実
施例の概略のブロック図である。図中（ａ）は送信系
を、（ｂ）は受信系を示す。本実施例では送信される２
信号に含まれるＰＮ符号を共通としている。
【００５５】図５（ａ）により送信系について説明す
る。ここで前述と同様情報１（＋１または−１のどちら
かの値をとるディジタルデータ）をｄ(ｔ)とし、これ
に、ＰＮ符号発生部２により発生されたＰＮ符号ｐ
1(ｔ)が乗算器４ａによって乗ぜられる。これにより、
データ速度をｆd[ｂｉｔｓ／ｓｅｃ．]、ＰＮ符号のチ
ップ速度ｆPN[ｃｈｉｐｓ／ｓｅｃ．]とすると、スペク
トル帯域は前述と同様（ｆPN／ｆd）倍に拡散された事
になる。この後ＢＰＳＫ変調部５ａにより基準発振器６
により発生されたｆiを用いてＢＰＳＫ変調され合波器
７に入力される。よってここでの信号ｃ1(ｔ)は c1(t)=d(t)・p1(t)・cosωit と表せる。ただしここでωiは搬送波の角周波数（ωi＝
２πｆi）を示す。
【００５６】またＰＮ符号発生部２で発生されたＰＮ符
号は、もう一径路としてデータは乗算されずＰＮ符号の
みでＢＰＳＫ変調部５ａでｆiを用いてＢＰＳＫ変調さ
れ、遅延部１７ａでΔｔ［ｓｅｃ．］（ＰＮ符号１チッ
プ（(１／ｆPN)[ｓｅｃ．]）以上の任意の時間）だけ遅
延されてから合波器７に入力される。ここでこの合波器
７入力をｃ2(ｔ)とすると c2(t)=p1(t-Δt)・cosωi(t-Δt) と表せる。
【００５７】これらｃ1(ｔ)、ｃ2(ｔ)の２波が合波器７
によって合波される。この合波器７出力をｃ(ｔ)とする
と c(t)=c1(t)+c2(t) =d(t)・p1(t)・cosωit＋p1(t-Δt)・cosωi(t-Δt) となる。この信号は前述と同様に変換された後、通信路
に送出される。
【００５８】受信側では図５（ｂ）に示すように、前述
と同様にしてＩＦ帯に周波数変換される。ここでＩＦと
は送信機と同様ｆiとする。その後分配器１４によって
分配され、ここで分配された２波のうち一方はそのまま
マッチドフィルタ１５ａに入力される。ここでこのマッ
チドフィルタ１５ａとは、ＰＮ符号ｐ1（ｔ）に対応す
るよう構成されている。このマッチドフィルタ１５ａの
出力は乗算器４ｄに入力される。
【００５９】また分配器１４のもう一方の出力は遅延部
１７ｄを経由する。この遅延部１７ｄは送信機側遅延部
１７ａと同じ遅延量Δｔを持つ。この遅延部１７ｂの出
力はマッチドフィルタ１５ｂに入力される。このマッチ
ドフィルタ１５ｂも前述のマッチドフィルタ１５ａと同
じ構成である。この後マッチドフィルタ１５ｂ出力は乗
算器４ｄに入力され、前述のマッチドフィルタ１５ａの
出力と乗算される。
【００６０】この過程を図６を用いて説明する。ここで
図中（ａ）はマッチドフィルタ１５ａ出力、（ｂ）はマ
ッチドフィルタ１５ｂ出力、（ｃ）は乗算器４ｄ出力を
示す。この図より明らかに、マッチドフィルタ１５ａ出
力のデータを含んだ三角波と、マッチドフィルタ１５ｂ
出力のデータを含まない三角波の乗算により搬送波成分
が除かれ、データが＋１の場合にはプラス側に、データ
が−１の場合にはマイナス側にパルス波が出力される。
それ以外の成分は全く出力されない。このパルス波を情
報復調部１６によりデータ判別する事で情報１を得る。
【００６１】また、受信機側において、遅延部１７ｄと
マッチドフィルタ１５ｂを入れ換えても乗算器４ｄに入
力される信号は変わらないので、明らかに前述と同じ結
果が得られる。
【００６２】図７に本発明に係る第４の実施例の受信系
概略ブロック図を示す。ここで送信機は第３の実施例と
同じ構成とする。また受信系を構成している各部も前述
の実施例と同じ構成で実現される。第３の実施例との相
違点は、分波以前にマッチドフィルタを経由させている
事である。
【００６３】ここで受信信号は第３の実施例と同様にし
てＩＦ帯に周波数変換される。この後マッチドフィルタ
１５を経由し、分波器１４により分波される。このうち
一方はそのまま乗算器４へ、もう一方は送信機側遅延部
と同じ遅延量を持つ遅延部１７を経由した後乗算器４に
入力される。ここで乗算器４に入力される２信号は、実
施例３の受信機側乗算器４ｄに入力される２信号と同じ
となる。よって前述の実施例同様、情報復調部１６によ
り情報復調が可能となる。
【００６４】本構成を用いる事により、前述の第１、第
２、第３の実施例に比べてマッチドフィルタを１つ減ら
す事ができ、より小型化、低コスト化が図れる。
【００６５】第２、第３、第４の実施例では、送信側で
発生された２波のうち、データを含まない側の信号を遅
延させたが、復調過程より明らかに、データを含んだ側
を遅延させたとしても同様の結果が得られる。
【００６６】また本発明においては、遅延時間が送受信
間で等しくなければ（特に１チップ以上違った場合）両
マッチドフィルタ出力のタイミングが合わないので乗算
器出力は得られない。よって、遅延時間の違いによる多
重が可能である事は明らかである。
【００６７】図８は本発明に係る多重した場合の概略ブ
ロック図を表す。ここではＰＮ符号ｐ1（ｔ）を用い、
遅延時間を異ならせて３回線多重し、ＰＮ符号ｐ
2（ｔ）はデータを乗算せずリファレンス信号として送
信するもので、図８中（ａ）は送信系を、（ｂ）は受信
系を表す。
【００６８】図８（ａ）を用いてまず送信系の構成を動
作と共に説明する。ここで情報１ａ、１ｂ、１ｃは多重
されるべき３つの回線それぞれのデータ（それぞれ＋１
または−１のどちらかの値をとるデジタルデータ）を表
し、それぞれｄ1（ｔ）、ｄ2（ｔ）、ｄ3（ｔ）とす
る。これらはそれぞれ乗算器４ａ、４ｂ、４ｃによって
ＰＮ符号発生部２ａによって発生されたＰＮ符号ｐ
1（ｔ）と乗算される。その後基準発振器６によって発
生された搬送波ｆiを用いて、それぞれＢＰＳＫ変調部
５ａ、５ｂ、５ｃにおいてＢＰＳＫ変調される。ここで
の信号を、それぞれｃ1（ｔ）、ｃ2（ｔ）、ｃ3（ｔ）
とすると c1(t)=d1(t)・p1(t)・cosωit c2(t)=d2(t)・p1(t)・cosωit c3(t)=d3(t)・p1(t)・cosωit と表せる。この後ｃ1（ｔ）は遅延部１７ａによってΔ
ｔ1だけ遅延され、ｃ2（ｔ）は遅延部１７ｂによってΔ
ｔ2だけ遅延され、ｃ3（ｔ）は遅延部１７ｃによってΔ
ｔ3だけ遅延されて合波器７に入力される。ただしここ
でΔｔ1、Δｔ2、Δｔ3には次の関係が成り立つとす
る。
【００６９】 |Δt1-Δt2|≧TC |Δt1-Δt3|≧TC |Δt2-Δt3|≧TC ただしここでＴCはＰＮ符号１チップ当たりの時間で TC=1/fPN で示される。この条件は、マッチドフィルタ相関出力パ
ルスの時間幅がピーク値を中心に±（１／ｆPN）＝±Ｔ
C［ｓｅｃ．］であり、よって遅延時間差がＴCより小さ
くなると、相関ピークが他の回線の相関出力と重なって
打ち消し合う恐れがあるためである。
【００７０】またＰＮ符号発生部２ｂで発生されたＰＮ
符号ｐ2（ｔ）は、データは全く乗算されず、ＢＰＳＫ
変調部５ｄによって、基準発振器６によって発生された
搬送波ｆiを用いてＢＰＳＫ変調される。ここでＰＮ符
号ｐ2（ｔ）はｐ1（ｔ）と同じクロックを用いて発生さ
れており、完全に同期がとれているものとする。またＢ
ＰＳＫ変調に用いた搬送波もｃ1（ｔ）、ｃ2（ｔ）、ｃ
3（ｔ）に用いたものと位相的にも全くずれはないもの
とする。よってＢＰＳＫ変調部出力信号をｃR（ｔ）と
すると cR(t)=p2(t)・cosωiｔ 表せる。この信号はそのまま合波器７に入力される。よ
って合波器７出力をｃ（ｔ）とすると c(t)=c1(t-Δt1)+c2(t-Δt2)+c3(t-Δt3)+cR(t) =d1(t-Δt1)・p1(t-Δt1)・cosωi(t-Δt1) +d2(t-Δt2)・p1(t-Δt2)・cosωi(t-Δt2) +d3(t-Δt3)・p1(t-Δt3)・cosωi(t-Δt3) +p2(t)・cosωit と表せる。この信号は前述の実施例同様に変換され、通
信路に送出される。
【００７１】図８（ｂ）を用いて受信系について説明す
る。ここでも前述の実施例同様にしてＩＦ帯に周波数変
換される。ここでＩＦは送信機側と同じｆiとする。こ
の後分配器１４により２径路に分配され、一方はそのま
まマッチドフィルタ１５ｂに入力される。ここでマッチ
ドフィルタ１５ｂは、ＰＮ符号ｐ1（ｔ）に対応した構
成となっている。このマッチドフィルタ１５ｂ出力はそ
のまま乗算器４ｄに入力される。また分波されたもう一
方の信号は遅延部１７ｄを経由する。ここでこの遅延部
１７ｄは、この受信機がデータｄ1（ｔ）を復調しよう
とする場合Δｔ1だけ遅延され、ｄ2（ｔ）を復調しよう
とする場合Δｔ2だけ遅延され、ｄ3（ｔ）を復調しよう
とする場合にはΔｔ3だけ遅延される事になる。今回は
ｄ1（ｔ）を復調するとすると、遅延部１７ｄは送信機
側遅延部１７ａと同じ遅延量を有する事になる。このよ
うに遅延された後、マッチドフィルタ１５ａに入力され
る。ここでマッチドフィルタ１５ａは、ＰＮ符号ｐ
2（ｔ）に対応した構成になっている。このマッチドフ
ィルタ１５ａ出力はそのまま乗算器４ｄに入力される。
この乗算結果は前述と同様、プラス側あるいはマイナス
側のパルス状の信号となるから、情報復調部１６によ
り、パルスを判別する事により情報１ａが得られる。
【００７２】この復調過程を時間波形で表すと図９にな
る。ここでは受信機はｄ1（ｔ）を復調するものとす
る。ここで図中（ａ）はデータｄ1（ｔ）、（ｂ）はデ
ータｄ2（ｔ）、（ｃ）はデータｄ3（ｔ）、（ｄ）はＢ
ＰＳＫ変調部５ａ出力、（ｅ）はＢＰＳＫ変調部５ｂ出
力、（ｆ）はＢＰＳＫ変調部５ｃ出力、（ｇ）は遅延部
１７ａ出力、（ｈ）は遅延部１７ｂ出力、（ｉ）は遅延
部１７ｃ出力、（ｊ）はＢＰＳＫ変調部５ｄ出力、
（ｋ）はマッチドフィルタ１５ａ出力、（ｌ）はマッチ
ドフィルタ１５ｂ出力、（ｍ）は乗算器４ｄ出力を表し
ている。これより明らかに、図６（ｋ）マッチドフィル
タ１５ａ出力からはリファレンスに用いるＰＮ符号ｐ2
（ｔ）による出力しか得られず、この出力タイミング
を、図９（ｌ）マッチドフィルタ１５ｂ出力の復調した
いデータの出力タイミングに合わせる事で図９（ｍ）の
パルスを得る。
【００７３】さらに、第６の実施例の送信機概略ブロッ
ク図を図１０に示す。ここでも同時に３回線を多重して
いるが、第５の実施例との相違点は、リファレンス信号
を含めた４波をすべて同じＰＮ符号を用いている事であ
る。
【００７４】まず図１０（ａ）を用いて送信系の構成に
ついて動作と共に説明する。基準クロック発生部３のク
ロックにより駆動されるＰＮ符号発生部２により発生さ
れたＰＮ符号ｐ1（ｔ）は、ＢＰＳＫ変調部５ｄにより
ＢＰＳＫ変調され、合波器７に入力される。また該ＰＮ
符号ｐ1（ｔ）は、別経路として回線１のデータｄ
1（ｔ）と乗算器４ａにより乗算されＢＰＳＫ変調部５
ａによりＢＰＳＫ変調され、遅延部１７ａによりΔｔ1
だけ遅延された後に合波器７に入力される。同様にｄ2
（ｔ）、ｄ3（ｔ）も該ＰＮ符号ｐ1（ｔ）が乗算され、
それぞれＢＰＳＫ変調される。その後それぞれΔｔ2、
Δｔ3だけ遅延され、合波器７に入力される。よって合
波器出力をｃ（ｔ）とすると、ｃ（ｔ）はこれら４波の
和で示されるから c(t)=p1(t)・cosωit +d1 (t-Δt1 )・p1(t-Δt1 )・cosωi(t-Δt1 ) +d2 (t-Δt2 )・p1(t-Δt2 )・cosωi(t-Δt2 ） +d3 (t-Δt3 )・p1(t-Δt3 )・cosωi(t-Δt3 ） と表せる。
【００７５】この信号を受信機側で受信した場合の出力
波形例を図１１に示す。ここで受信機は前述第３の実施
例と同じ構成であるとする。ここで図中（ａ）は受信機
側で遅延させない側の乗算器入力、（ｂ）は回線１の受
信機側遅延部（Δｔだけ遅延させる）を経由した側の乗
算器入力、（ｃ）は回線１の受信者の乗算器出力を示
す。またここで１８は、データを含まない信号のマッチ
ドフィルタ出力、１９は回線１のデータ（ｄ1（ｔ））
を含む信号、２０は回線２のデータ（ｄ2（ｔ））を含
む信号、２１は回線３（ｄ3（ｔ））のデータを含む信
号のマッチドフィルタ出力、２２、２３は回線１のデー
タを表すパルスを示す。本図より明らかに本受信機はｄ
1（ｔ）を受信しようとしており、受信機内遅延部の遅
延量はΔｔ1となっているので、（ａ）に対して（ｂ）
はΔｔ1だけ遅延されている。この図より図中１８と１
９は同期がとれるが、他の出力はタイミングが合わない
事から、図中（ｃ）のようにデータが復調可能となる。
このように各回線に遅延時間をうまく割り当てる事によ
り、遅延時間の区別による多重が可能である。また、マ
ッチドフィルタを用いているので、遅延時間が同じであ
ってもＰＮ符号が異なると相関出力が得られない。よっ
て従来のコード分割多重も可能である。
【００７６】また、図９及び図１１の乗算器入力を比較
する事より明らかに、第６の実施例の手法を用いると、
両入力共ににたくさんの相関出力が得られてしまう事か
ら、各回線の遅延時間の設定に制限が生じる。しかし、
第５の実施例に比較して、受信機が第４の実施例の受信
機と同じ構成であっても同様の結果が得られるので、マ
ッチドフィルタの個数を減らす事ができ、さらに１回線
に割り当てられるＰＮ符号数も少なくすむという利点を
もつ。
【００７７】また、本方式に用いる、ＳＡＷ素子を用い
たマッチドフィルタの構成法を図１２に示す。ここで図
中（ａ）は構成例、（ｂ）はこのマッチドフィルタの動
作を示したものである。
【００７８】図１２（ａ）において、出力側の上側が第
１のＰＮ符号に対応し、下側は第２のＰＮ符号に対応す
るように構成されている。またここで上側と下側との出
力にΔｔの時間ずれを持たせているのは、受信機内に遅
延部を置いているような第２、第５の実施例において、
この遅延部もこのマッチドフィルタ内に組み込んでいる
ものである。よって第１の実施例にこのマッチドフィル
タを用いる場合は、Δｔを０とすればよい。
【００７９】このように構成されたＳＡＷマッチドフィ
ルタを用いると、入力信号に対して、第１のＰＮ符号に
対する相関出力が出力１に、第２のＰＮ符号に対する相
関出力が出力２に得られる。これをそのまま乗算器に入
力してやればよい。つまり回路的には、図１２（ｂ）の
ように分波器、マッチドフィルタ２個、さらには遅延部
をも同時に実現でき、これにより受信機の大幅な小型化
が実現できる。
【００８０】また、送信機側から２種類のＰＮ符号符号
を用いずに、１種類のＰＮ符号で送信した場合（第３に
実施例等）、図１２（ａ）において上側、及び下側に構
成したＰＮ符号を等しくしてやればよい。これにより、
第３、第４、第６の実施例にも用いる事ができる。
【００８１】また、マッチドフィルタは相互相関によっ
て、他のＰＮ符号が入力された場合にも相互相関値分の
出力が得られる。これによりＳ／Ｎ比（信号対雑音比）
及び誤り率は劣化する。この相互相関値をｎC（ｔ）と
すると一般に nC(t)=∫p2(t)・p1(t-Δt)dt で表せる。ここでｐ1（ｔ）、ｐ2（ｔ）は、それぞれ第
１、第２のＰＮ符号を表す。
【００８２】上式より明らかに、この相互相関値は一定
値でなく、２つのＰＮ符号のずれた量（Δｔ）によって
値は異なる。よって送信側で生成した２個の信号におい
て、第２のＰＮ符号に対して第１のＰＮ符号が（第５の
実施例のように多重通信を行っている場合には第２のＰ
Ｎ符号に対して第１のＰＮ符号それぞれが）、お互いに
直交する（相互相関値が０）様にΔｔを設定し合波する
事で、Ｓ／Ｎの向上を図り、多重回線数をより多く確保
できる。また、送信側で１種類のＰＮ符号しか用いない
場合には、前述のｎC（ｔ）においてｐ2（ｔ）・ｐ
1（ｔ−Δｔ）をｐ1（ｔ）・ｐ1（ｔ−Δｔ）と置き換
えた自己相関値ｎA（ｔ）が意味をもつ。この自己相関
値ｎA（ｔ）はＰＮ符号としてＭ系列（ｍａｘｉｍｕｍ
−ｌｅｎｇｔｈｓｅｑｕｅｎｃｅ：最大周期系列）を用
いている場合には、│Δｔ│≧ＴCの場合、すべて１／
Ｌ（Ｌ［ｃｈｉｐｓ］：コード長）となるから、Ｌ》１
の場合にはほとんど問題にはならない。さらに情報復調
部１６において、パルス状の乗算器出力より再生したデ
ータクロック等を用いて、パルスが生じるタイミングの
みを通すような時間窓を設ける事によって、より通信品
質を向上させる事が可能となる。
【００８３】上述のように、本発明によれば相関時及び
搬送波除去時に帰還ループを構成する必要がなく、情報
復調を容易にかつ瞬時に行う事ができる。
【００８４】
【発明の効果】本発明の手法を用いれば、搬送波を除去
する際、帰還ループ及び発振器を用いず、２つのマッチ
ドフィルタ出力を乗算するのみであるから、より小型の
回路で容易に実現できる。また帰還ループを用いていな
い事から搬送波除去は瞬時に行われる。また相関時にお
いても、帰還ループを用いずにマッチドフィルタを用い
ている事から、小型の回路で動作も瞬時に行われる。よ
って従来の手法に比べ、より簡易、小型な回路で高速に
相関、搬送波除去が可能である。
【００８５】また、送信側でどちらか一方の信号をある
時間遅延させ、受信機側において、送信機側で遅延させ
なかった信号に含まれるＰＮ符号に対応するマッチドフ
ィルタを含む径路に、送信機側遅延部と同じ遅延量を有
する遅延部を置くことでも搬送波除去が可能である。こ
の手法を用いても、搬送波除去及び相関は瞬時に行われ
るという効果を有する。
【００８６】また、送信側で生成した２波を時間タイミ
ングを異ならせて送信する場合には、双方に含まれるＰ
Ｎ符号が同じであっても構わない。この手法を用いる
と、使用されるＰＮ符号数が少なくてよい。また受信機
側において、受信信号をマッチドフィルタ経由後に分配
する事で、マッチドフィルタは１つだけで良い事にな
り、より小型化、低コスト化が実現できる。
【００８７】これらの効果から、簡単な構成でスペクト
ル拡散通信方式を実現でき、従来の狭帯域通信に比べマ
ルチパスや狭帯域雑音に対してより効果的な通信が可能
となる。
【００８８】また、上記手法において遅延時間を互いに
異ならせる事で同じＰＮ符号での多重が可能となる。よ
って従来の手法に比べ、多重回線数を増やすことが可能
となる。特に各回線の遅延時間差を、用いているＰＮ符
号１チップ以上とする事で混線の可能性を低減させる。
【００８９】さらに、図１２に示したような新マッチド
フィルタを用いる事で、分波器、２個のマッチドフィル
タ、さらには遅延部をも同時に構成でき、より小型化が
可能となる。
【００９０】またそれぞれがお互いに直交するように各
回線間の遅延時間差を設定する事で、より高品質な通信
が可能となる。
【００９１】さらに、相関パルスが得られる時間タイミ
ングにのみ時間窓を設ける事で、より高品質な通信が可
能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１の実施例の概略ブロック図
で、図中（ａ）は送信系、（ｂ）は受信系を表す図であ
る。
【図２】本発明に係る第１の実施例の復調過程を表す図
である。
【図３】本発明に係る第２の実施例の概略ブロック図
で、図中（ａ）は送信系、（ｂ）は受信系を表す図であ
る。
【図４】本発明に係る第２の実施例の復調過程を表す図
である。
【図５】本発明に係る第３の実施例の概略ブロック図
で、図中（ａ）は送信系、（ｂ）は受信系を表す図であ
る。
【図６】本発明に係る第３の実施例の復調過程を表す図
である。
【図７】本発明に係る第４の実施例における受信系の概
略ブロック図を表す図である。
【図８】本発明に係る、２種類のコードを用い遅延時間
の区別による多重を行う第５の実施例の概略ブロック図
で、図中（ａ）は送信系、（ｂ）は受信系を表す図であ
る。
【図９】本発明に係る第３の実施例の復調過程を表す図
である。
【図１０】本発明に係る、１種類のコードを用い遅延時
間の区別による多重を行う第５の実施例の送信系を表す
概略ブロック図である。
【図１１】本発明に係る第３の実施例の復調過程を表す
図である。
【図１２】本発明に係る受信機用マッチドフィルタの構
成例を表す図である。
【図１３】従来用いられている直接拡散スペクトル拡散
通信方式の概略ブロック図で、図中（ａ）は送信系、
（ｂ）は受信系を表す図である。
【図１４】ＳＡＷ素子を用いたマッチドフィルタの構成
例を表す図である。
【図１５】マッチドフィルタを用いた場合の復調過程
で、図中（ａ）はマッチドフィルタ出力波形、（ｂ）は
受信機内で発生された局発信号、（ｃ）はマッチドフィ
ルタ出力から搬送波成分を除去した信号を表す図であ
る。
【符号の説明】
１，１ａ，１ｂ，１ｃ 情報 ２，２ａ，２ｂ ＰＮ符号発生器 ３ ＰＮ符号発生用基準クロック発生器 ４，４ａ，４ｂ，４ｃ，４ｄ 乗算器 ５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ ＢＰＳＫ変調部 ７ 合波器 ８，１３ 周波数変換部 ９ 電力増幅部 １０ 送信用アンテナ １１ 受信用アンテナ １２ ＲＦ増幅部 １４ 分配器 １５，１５ａ，１５ｂ マッチドフィルタ １６ 情報復調部 １７，１７ａ，１７ｂ，１７ｃ，１７ｄ 遅延部 １８ データを含まない信号に対するマッチドフィルタ
相関出力波形 １９ データｄ1（ｔ）を含む信号に対するマッチドフ
ィルタ相関出力波形 ２０ データｄ2（ｔ）を含む信号に対するマッチドフ
ィルタ相関出力波形 ２１ データｄ2（ｔ）を含む信号に対するマッチドフ
ィルタ相関出力波形 ２２，２３ データｄ1（ｔ）を復調する受信機内乗算
器出力波形 ２３ 情報変調部 ２４ 周波数弁別制御回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭60−162326（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−73730（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−127634（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−281536（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−77445（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−8028（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−199927（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−7196（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−2144（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−4340（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−257224（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−197934（ＪＰ，Ａ)

Claims (10)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ２進ディジタルデータ及び第１のＰＮ符
    号で変調された信号と、該ＰＮ符号と同期し、等チップ
    速度、等コード長で系列の異なる第２のＰＮ符号のみで
    ２相位相変調された信号の２波を生成し、これら２波を
    複合し送信する手段を有する送信機と、 第１のＰＮ符号に対応するマッチドフィルタを経由した
    受信信号と、第２のＰＮ符号に対応するマッチドフィル
    タを経由した受信信号とを乗算する手段を有する受信機
    と、 からなるスペクトル拡散通信方式。
  2. 【請求項２】 生成された２波のうち、どちらか一方を
    他方に対して任意の時間遅延させた後に複合し送信する
    手段を有する送信機と、 送信機側で遅延させた信号に含まれるＰＮ符号に対応す
    るマッチドフィルタを経由した受信信号と、送信機側で
    遅延されていない方の信号に含まれるＰＮ符号に対応す
    るマッチドフィルタと送信機側遅延量と同じ遅延量をも
    つ遅延部を経由した受信信号を乗算する手段を有する受
    信機と、 からなる請求項１記載のスペクトル拡散通信方式。
  3. 【請求項３】 ２進ディジタルデータ及び第１のＰＮ符
    号で変調された信号と、該ＰＮ符号のみで２相位相変調
    された信号の２波を生成し、これら２波のうち、どちら
    か一方を他方に対して任意の時間遅延させた後に複合し
    送信する手段を有する送信機と、 送信ＰＮ符号に対応するマッチドフィルタを経由した受
    信信号と、送信機側遅延部と同じ遅延量を持つ遅延部と
    該マッチドフィルタを経由した受信信号とを乗算する手
    段を有する受信機と、 からなるスペクトル拡散通信方式。
  4. 【請求項４】 受信信号を、送信ＰＮ符号に対応するマ
    ッチドフィルタを経由した後に分波し、送信機側遅延部
    と同じ遅延量を持つ遅延部を有し、遅延部を経由した信
    号と遅延部を経由しない信号とを乗算する手段を有する
    請求項３記載のスペクトル拡散通信方式用受信装置。
  5. 【請求項５】 遅延時間の異なる遅延部を複数個用意
    し、各回線に遅延時間の異なる遅延部を割り当てる事で
    多重通信を行う事を特徴とする請求項２〜４記載のスペ
    クトル拡散通信方式。
  6. 【請求項６】 それぞれの遅延部の遅延時間差をＰＮ符
    号１チップ分以上として多重通信を行う請求項５記載の
    スペクトル拡散通信方式。
  7. 【請求項７】 第１、第２のＰＮ符号の少なくともどち
    らか一方を複数種類用意し、各回線に異なるＰＮ符号を
    割り当てる事で多重通信を行う事を付加する事を特徴と
    する請求項５または６記載のスペクトル拡散通信方式。
  8. 【請求項８】 １入力に対し２つの出力端子が用意さ
    れ、送信機側より送信される２信号に含まれるＰＮ符号
    それぞれに対応するよう構成され、送信機側で２信号に
    時間差を付けて送信した場合には、出力でその時間差を
    打ち消すように遅延時間差を持たせるような手段をも付
    加され、これらをすべて１素子で実現するようなＳＡＷ
    マッチドフィルタを用いることを特徴とする請求項１〜
    ７記載のスペクトル拡散通信方式用受信装置。
  9. 【請求項９】 全回線で使用されるＰＮ符号が、お互い
    に直交している事を特徴とする請求項１〜８記載のスペ
    クトル拡散通信方式。
  10. 【請求項１０】 情報復調時に用いられるパルス状の相
    関出力信号のみを通すような時間窓を用意した請求項１
    〜９記載のスペクトル拡散通信方式用受信装置。
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